JP6697746B2 - 漏電検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に漏電検出装置に関し、より詳細には、交流漏電電流及び直流漏電電流を検出することが可能な漏電検出装置に関する。

従来、漏電検出装置としては、漏電電流の交流成分検出用の零相変流器と、漏電電流の直流成分検出用のフラックスゲート型の直流変流器と、を備え、漏電遮断器に用いられる漏電検出装置が知られている（特許文献１）。

零相変流器は、円環状の磁気コアと、この磁気コアに巻装された二次巻線と、を有している。また、直流変流器は、円環状の磁気コアと、この磁気コアに巻装された二次巻線と、を有している。

漏電検出装置は、直流変流器の二次巻線に接続された励磁回路を備える。この励磁回路は、直流変流器の二次巻線を励磁コイルとして、励磁電流を送ると共に、その励磁電流の変化に応じた電圧を出力電圧として出力する。

また、漏電検出装置は、交流漏洩電流検出回路と、交流用定格感度設定部と、直流漏洩電流検出回路と、直流用定格感度設定部と、ＯＲ論理回路と、を有している。ＯＲ論理回路には、交流定格感度設定部における第２の比較器の出力信号と、直流用定格感度設定部におけるＤＣ成分比較器の出力信号と、が入力される。

また、電気自動車の充電インレットに接続される充電コネクタに充電ケーブルを介して接続されるとともに、外部電源に電源ケーブルを介して接続され、電気自動車の充電池への充電を制御する充電制御装置は、例えば、ＩＥＣ ６２７５２の規格を満たすことが望まれている。ＩＥＣ ６２７５２では、脈流漏電電流からの保護を規定したＴｙｐｅ Ａの機能に加えて、直流漏電電流の検出及び直流漏電電流からの保護も規定されている。

特開２０１３−３８０４７号公報

零相変流器とフラックスゲート型の直流変流器とを有する漏電検出装置では、例えば、ＣＣＩＤに用いる場合、検出精度の向上が望まれている。

本発明の目的は、検出精度の向上を図ることが可能な漏電検出装置を提供することにある。

本発明に係る一態様の漏電検出装置は、交流漏電検出部と、直流漏電検出部と、論理和回路と、を備える。交流漏電検出部は、交流漏電電流を検出する。直流漏電検出部は、直流漏電電流を検出する。論理和回路は、前記交流漏電検出部から出力される第１出力信号と前記直流漏電検出部から出力される第２出力信号との論理和をとる。前記交流漏電検出部は、第１コアと、２次コイルと、電流検出部と、補正部と、第１判定部と、を備える。第１コアは、複数の導電体を通すことが可能である。前記２次コイルは、前記第１コアに巻かれている。前記電流検出部は、前記２次コイルに流れる交流電流の振幅に応じた信号レベルの第１電圧信号を出力する。前記補正部は、前記電流検出部から出力される前記第１電圧信号の周波数が所定周波数よりも高くなるにつれて前記第１電圧信号の前記信号レベルを低下させた補正第１電圧信号を出力する。前記第１判定部は、前記補正部から出力される前記補正第１電圧信号と第１閾値との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる前記第１出力信号を出力する。前記直流漏電検出部は、第２コアと、励磁コイルと、電流検出用抵抗と、励磁部と、直流成分検出部と、第２判定部と、ローパスフィルタと、を備える。前記第２コアは、前記複数の導電体を通すことが可能である。前記励磁コイルは、前記第２コアに巻かれている。前記電流検出用抵抗は、前記励磁コイルに流れる電流を電圧に変換する。前記励磁部は、前記電流検出用抵抗により変換された電圧と閾値電圧との比較結果に基づいて基準電圧値よりも高い第１電圧値と前記基準電圧値よりも低い第２電圧値との間で電圧レベルが交互に変化する励磁周波数の励磁電圧を前記励磁コイルへ印加する。前記直流成分検出部は、前記電流検出用抵抗により変換された電圧の直流成分の大きさに応じた第２電圧信号を出力する。前記第２判定部は、前記直流成分検出部から出力される前記第２電圧信号と第２閾値との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる前記第２出力信号を出力する。前記ローパスフィルタは、前記励磁部において前記励磁コイルと前記電流検出用抵抗との接続点が電気的に接続される入力端と前記励磁コイルとの間に設けられている。

本発明の漏電検出装置は、検出精度の向上を図ることが可能となる。

図１は、本発明の一実施形態に係る漏電検出装置の概略回路図である。 図２は、交流漏電の判定閾値と周波数との関係の一例を示すグラフである。 図３は、本発明の一実施形態に係る漏電検出装置における第１ローパスフィルタの一例を示す回路図である。 図４Ａは、同上の漏電検出装置における直流漏電検出部の励磁電圧の波形図である。図４Ｂは、同上の漏電検出装置における直流漏電検出部の動作波形図である。 図５は、同上の漏電検出装置における直流漏電検出部の励磁電流の波形図である。 図６は、同上の漏電検出装置における第１ローパスフィルタ及び第２ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性を示すグラフである。 図７Ａは、比較例の漏電検出装置における電流検出用抵抗の電圧波形図である。図７Ｂは、図７Ａにおける漏電なしの場合の電流検出用抵抗の電圧と漏電ありの場合の電流検出用抵抗の電圧との差分の時間変化を示すグラフである。 図８は、本発明の一実施形態の変形例に係る漏電検出装置の概略回路図である。

以下に説明する実施形態は、本発明の様々な実施形態の一つに過ぎない。下記の実施形態は、本発明の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

（実施形態）
以下では、本実施形態の漏電検出装置１００について、図１〜８に基づいて説明する。

漏電検出装置１００は、例えば、電動車両の充電池を充電する充電制御ユニット等に用いることができる。電動車両は、例えば、電気自動車、ハイブリッド自動車等である。充電制御ユニットは、充電制御器と、充電ケーブルと、充電コネクタ（給電プラグ）と、電源ケーブルと、電源プラグと、を備える。充電制御器は、電源ケーブルの一端と充電ケーブルの一端との間に介在し、外部の交流電源（例えば、商用電源）から電動車両の充電池への充電を制御する。ここにおいて、電動車両は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して充電池を充電する直流電源装置を備えている。充電ケーブルは、充電制御器と電動車両の充電池とを電気的に接続するケーブルである。充電コネクタは、充電ケーブルの他端に設けられて電動車両の充電インレット（充電ポート）に着脱自在に接続される。電源ケーブルは、充電制御器と交流電源とを電気的に接続するケーブルである。電源プラグは、電源ケーブルの他端に設けられてコンセント（Outlet）に着脱可能に接続される。充電制御器は、ケースと、ケース内に収納されたプリント配線板に設けられたＣＣＩＤ（Charge Circuit Interrupt Device）と、を備える。充電制御ユニットでは、充電制御器のケースから電源ケーブル及び充電ケーブルが延出されている。充電制御器は、充電ケーブルを介して入力されるコントロールパイロット信号（control pilot signal）に基づいて電動車両への充電ケーブルの接続状態、充電池の充電状態等を検出する。

充電制御器のケース内には、上述の電源ケーブルと充電ケーブルとを電気的に接続している線状の複数（２つ）の導電体４（図１参照）が設けられている。したがって、充電制御ユニットでは、交流電源から電動車両の直流電源装置へ供給される交流電流が、電源ケーブル、複数の導電体４及び充電ケーブルを通って流れる。

漏電検出装置１００は、例えば、上述のＣＣＩＤの一部を構成し、上述のプリント配線板に実装される。

漏電検出装置１００は、複数（例えば、２つ）の導電体４の交流漏電電流を検出する交流漏電検出部１と、複数の導電体４の直流漏電電流を検出する直流漏電検出部２と、論理和回路３と、を備える。交流漏電検出部１は、交流漏電電流の検出結果に応じて信号レベルがローレベルとハイレベルとの間で切り替わる第１出力信号を出力する。第１出力信号の信号レベルは、交流漏電検出部１において交流漏電電流が検出されていないときにローレベルである。また、第１出力信号の信号レベルは、交流漏電検出部１において交流漏電電流が検出されているときにハイレベルである。直流漏電検出部２は、直流漏電電流の検出結果に応じて信号がローレベルとハイレベルとの間で切り替わる第２出力信号を出力する。第２出力信号の信号レベルは、直流漏電検出部２において直流漏電電流が検出されていないときにローレベルである。また、第２出力信号の信号レベルは、直流漏電検出部２において直流漏電電流が検出されているときにハイレベルである。論理和回路３は、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との論理和をとる。したがって、論理和回路３の出力信号がローレベルになるのは、第１出力信号と第２出力信号との両方がローレベルの場合である。また、論理和回路３の出力信号がハイレベルになるのは、第１出力信号と第２出力信号との少なくとも一方がハイレベルの場合である。

以下、漏電検出装置１００について、より詳細に説明する。

交流漏電検出部１は、第１コア１１と、２次コイル１２と、電流検出部１３と、補正部１４と、第１判定部１６と、を備える。

第１コア１１は、複数の導電体４を通すことが可能である。一例として、第１コア１１の形状は、リング状である。ここにおいて、第１コア１１は、例えば、巻磁心である。巻磁心は、リボン状（帯状）の磁性部材がロール状に巻かれて形成されている。磁性部材は、軟磁性材料により形成されているのが好ましい。ここにおいて、軟磁性材料は、例えば、パーマロイである。

第１コア１１は、電気絶縁性を有する第１コアケースに収納されている。一例として、第１コアケースの形状は、中空のリング状である。第１コアケースの材料は、非磁性材料であるのが好ましい。ここにおいて、非磁性材料は、例えば、ＰＢＴ又はＰＰ等である。

２次コイル１２は、第１コア１１に巻かれた銅線により構成されている。ここにおいて、２次コイル１２を構成する銅線は、第１コア１１を収納した第１コアケースに巻かれている。言い換えれば、２次コイル１２を構成する銅線は、第１コアケースを介して第１コア１１に巻かれている。

交流漏電検出部１において第１コア１１と２次コイル１２とを含む第１変流器１０は、第１コア１１に通された複数の導電体４の零相電流を検出する零相変流器である。

電流検出部１３は、２次コイル１２に流れる交流電流の振幅に応じた信号レベルの第１電圧信号を出力する。電流検出部１３は、例えば、２次コイル１２の両端間に接続された電流検出用抵抗（第１電流検出用抵抗）により構成されている。ここにおいて、第１電流検出用抵抗は、２次コイル１２に流れる交流電流を第１電圧信号に変換する。

ところで、ＣＣＩＤにおける交流漏電の漏電判定閾値については、周波数による人体への影響の違いを考慮して、例えば、図２に示すように漏電周波数が高いほど大きな値に設定することが例えば、ＵＬ２３３１−２により規格化されている。ここにおいて、「漏電判定閾値」は、ＵＬ規格では、「permitted trip threshold」と呼ばれている。つまり、ＣＣＩＤにおける交流漏電の漏電判定閾値については、漏電周波数が低いほど感度が高く、漏電周波数が高いほど感度が低くなるように規格化されている。以下では、漏電周波数ごとの漏電判定閾値を規定している曲線を「let-go カーブ」という。

ここにおいて、交流漏電検出部１では、第１判定部１６において交流漏電の有無の判定に用いる第１閾値Ｖ１を漏電周波数に応じて変える必要がないように、電流検出部１３と第１判定部１６との間に補正部１４を設けてある。補正部１４は、電流検出部１３から出力される第１電圧信号の周波数が所定周波数（例えば、１００Ｈｚ）よりも高くなるにつれて第１電圧信号の信号レベルを低下させて補正第１電圧信号を出力するように構成されている。要するに、補正部１４は、第１電圧信号に対して周波数に応じて重み付けを行う補正を行う。補正部１４は、例えば、電流検出部１３と第１判定部１６との間に設けられたローパスフィルタ１４０（以下、「第１ローパスフィルタ１４０」という）である。第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１（図６参照）では、周波数が３００Ｈｚよりも高くなるにつれてゲイン（フィルタゲイン）が低下する。第１ローパスフィルタ１４０は、例えば、図３に示すように、２つの抵抗１４１、１４４と、４つのコンデンサ１４２、１４３、１４５、１４６と、を用いて構成することができる。第１ローパスフィルタ１４０では、電流検出部１３の両端間に、抵抗１４１とコンデンサ１４２とコンデンサ１４３と抵抗１４４との直列回路が接続されている。また、第１ローパスフィルタ１４０では、コンデンサ１４２とコンデンサ１４３と抵抗１４４との直列回路にコンデンサ１４５とコンデンサ１４６との直列回路が並列接続されている。交流漏電検出部１では、第１ローパスフィルタ１４０では、コンデンサ１４５とコンデンサ１４６との直列回路の両端間に第１判定部１６（図１参照）が接続されている。

第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号と第１閾値Ｖ１との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第１出力信号を出力する。要するに、第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号と予め設定された第１閾値Ｖ１とを比較し第１電圧信号が第１閾値Ｖ１を超えたか否かを判定する判定回路である。第１判定部１６は、例えば、コンパレータ等を用いて構成することができる。

第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号の信号レベルが第１閾値Ｖ１を超えると、第１出力信号の信号レベルがローレベルからハイレベルに変化する。ここにおいて、交流漏電検出部１では、第１判定部１６で用いる第１閾値Ｖ１が漏電周波数によらず一定であるが、補正部１４を備えていることにより、第１閾値Ｖ１を漏電周波数が高いほど大きな値に設定しているのと実質的に同じとすることが可能となる。言い換えれば、交流漏電検出部１は、交流漏電電流の周波数が高いほど第１判定部１６で用いる第１閾値Ｖ１が擬似的に大きくなるように補正部１４の周波数−ゲイン特性（第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１）を設定してある。

直流漏電検出部２は、フラックスゲート（flux gate）方式の電流センサである。ここにおいて、直流漏電検出部２は、第２コア２１と、励磁コイル２２と、電流検出用抵抗２４と、励磁部２３と、直流成分検出部２５と、第２判定部２６と、ローパスフィルタ２７と、を備える。

第２コア２１は、複数の導電体４を通すことが可能である。一例として、第２コア２１の形状は、リング状である。第２コア２１は、例えば、巻磁心である。巻磁心は、リボン状の磁性部材がロール状に巻かれて形成されている。磁性部材は、軟磁性材料により形成されているのが好ましい。ここにおいて、軟磁性材料は、例えば、パーマロイである。直流漏電検出部２は、例えば、第２コア２１の材質としてケイ素鋼板と比べて透磁率の高いパーマロイを採用するのが好ましい。これにより、直流漏電検出部２では、ｍＡオーダの直流電流（例えば、６ｍＡ以上の直流漏電電流）を高感度に検出することが可能となる。

第２コア２１は、電気絶縁性を有する第２コアケースに収納されている。一例として、第２コアケースの形状は、中空のリング状である。第２コアケースの材料は、非磁性材料であるのが好ましい。ここにおいて、非磁性材料は、例えば、ＰＢＴ又はＰＰ等である。

励磁コイル２２は、第２コア２１に巻かれた銅線により構成されている。ここにおいて、励磁コイル２２を構成する銅線は、第２コア２１を収納した第２コアケースに巻かれている。言い換えれば、励磁コイル２２を構成する銅線は、第２コアケースを介して第２コア２１に巻かれている。

直流漏電検出部２において第２コア２１と励磁コイル２２とを含む第２変流器２０は、第２コア２１に通された複数の導電体４の直流漏電電流を検出するための直流変流器である。

直流漏電検出部２では、励磁コイル２２に電流検出用抵抗２４（以下、「第２電流検出用抵抗２４」ともいう）が直列接続されている。したがって、励磁コイル２２に流れる電流は、第２電流検出用抵抗２４により電圧に変換される。言い換えれば、第２電流検出用抵抗２４は、励磁コイル２２に流れる電流を電圧に変換する。第２電流検出用抵抗２４の両端電圧の大きさは、励磁コイル２２に流れる電流の大きさに比例する。

励磁コイル２２の一端は、励磁部２３の出力端に接続されている。励磁コイル２２の他端は、励磁部２３の入力端及び第２電流検出用抵抗２４に電気的に接続されている。

励磁部２３は、励磁コイル２２へ励磁周波数の励磁電圧を印加する。励磁電圧は、例えば、図４Ａに示すように、基準電圧値Ｖｒよりも高い第１電圧値ＶＨと基準電圧値Ｖｒよりも低い第２電圧値ＶＬとの間で電圧レベルが交互に変化する励磁周波数の矩形波電圧である。励磁電圧は、電流検出用抵抗２４により変換された電圧と閾値電圧との比較結果に基づいて第１電圧値ＶＨと第２電圧値ＶＬとの間で電圧レベルが交互に変化する。ここにおいて、基準電圧値Ｖｒ、第１電圧値ＶＨ及び第２電圧値ＶＬは、それぞれ、２．５Ｖ、５Ｖ及び０Ｖであるが、これらの数値に限定されない。第１電圧値ＶＨと基準電圧値Ｖｒとの差の絶対値と、第２電圧値ＶＬと基準電圧値Ｖｒとの差の絶対値と、が同じであるのが好ましい。また、これらの絶対値は、第２コア２１が磁気飽和するように設定されている。上述の交流漏電検出部１での検出対象の交流漏電電流の周波数は、例えば、３０ｋＨｚ以下である。この場合、励磁周波数は、例えば、２００Ｈｚ〜３００Ｈｚ程度であるのが好ましい。

励磁部２３は正帰還の発振回路である。励磁部２３は、発振動作を行うことによって、励磁コイル２２に交流の励磁電流を供給する。ここにおいて、励磁部２３は、例えば、オペアンプ２３１と、基準電圧発生部２３３と、電圧切替回路２３２と、抵抗２３４と、抵抗２３５と、を備える。オペアンプ２３１は片電源駆動のオペアンプである。

オペアンプ２３１の反転入力端子は、励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点に電気的に接続されている。オペアンプ２３１の非反転入力端子は、抵抗２３４と抵抗２３５との接続点に接続されている。オペアンプ２３１の出力端子は、電圧切替回路２３２に接続されている。

基準電圧発生部２３３は、電流検出用抵抗２４を介して励磁コイル２２に接続されている。基準電圧発生部２３３の出力電圧の電圧値が、基準電圧値Ｖｒである。

電圧切替回路２３２は、入力端子２３２１と、電源端子２３２２と、グラウンド端子２３２３と、出力端子２３２４と、を備える。励磁部２３では、電圧切替回路２３２の入力端子２３２１にオペアンプ２３１の出力端子が接続されている。また、励磁部２３では、電圧切替回路２３２の出力端子２３２４が抵抗２３５と抵抗２３４との直列回路を介して、電流検出用抵抗２４と基準電圧発生部２３３との接続点に接続されている。

電圧切替回路２３２では、電源端子２３２２が制御電源２３０に接続され、グラウンド端子２３２３がグラウンドに接続されている。制御電源２３０の電源電圧の電圧値Ｖａは、例えば、５Ｖである。グラウンドの電位は、０Ｖである。電圧切替回路２３２では、電源端子２３２２とグラウンド端子２３２３との間に、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５とローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６との直列回路が接続されている。ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５は、ｐチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴである。ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６は、ｎチャネルのエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴである。電圧切替回路２３２では、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５のソース端子が電源端子２３２２に接続され、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５のドレイン端子がローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６のドレイン端子に接続されている。また、電圧切替回路２３２では、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６のソース端子がグラウンド端子２３２３に接続されている。また、電圧切替回路２３２では、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５のゲート端子とローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６のゲート端子とが接続されている。また、電圧切替回路２３２では、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５のドレイン端子及びローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６のドレイン端子が出力端子２３２４に接続されている。また、電圧切替回路２３２は、入力端子２３２１に接続されたコントロールロジック回路２３２７を備えている。

コントロールロジック回路２３２７は、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５のゲート端子及びローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６のゲート端子に接続されており、各ＭＯＳＦＥＴ２３２５、２３２６それぞれのゲート電圧を制御する。コントロールロジック回路２３２７は、オペアンプ２３１の出力信号がローレベルの場合、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５をオフ、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６をオンとするように各ＭＯＳＦＥＴ２３２５、２３２６それぞれのゲート電圧を制御する。これにより、電圧切替回路２３２の出力電圧（出力端子とグラウンド端子との間の電圧）が略０Ｖ（つまり、第２電圧値ＶＬ）となる。コントロールロジック回路２３２７は、オペアンプ２３１の出力信号がハイレベルの場合、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２５をオン、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２３２６をオフとするように各ＭＯＳＦＥＴ２３２５、２３２６それぞれのゲート電圧を制御する。これにより、電圧切替回路２３２の出力電圧が略５Ｖ（第１電圧値ＶＨ）となる。

電圧切替回路２３２は、例えば、新日本無線株式会社のゲートドライバであるＮＪＷ４８４１−Ｔ１（商品名）で構成することができる。

励磁部２３では、電流検出用抵抗２４の出力電圧（励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点の電圧）が、オペアンプ２３１の反転入力端子に入力される。また、励磁部２３では、電圧切替回路２３２の出力電圧と基準電圧発生部２３３の出力電圧との差電圧を、２つの抵抗２３５、２３４で分圧して得られる閾値電圧がオペアンプ２３１の非反転入力端子に入力される。ここにおいて、基準電圧発生部２３３の出力電圧の電圧値は、電源電圧の電圧値Ｖａの約半分の値である。閾値電圧は、励磁電圧（図４Ａの実線Ａ０、図４Ｂの一点鎖線Ｂ０参照）の電圧レベルの変化に応じて図４Ｂに二点鎖線Ｂ１で示すように変化する。また、電流検出用抵抗２４により変換された電圧は、励磁電圧の電圧レベルの変化に応じて図４Ｂに実線Ｂ２で示すように変化する。ここにおいて、直流漏電検出部２では、第２コア２１が励磁電圧の半周期毎に磁気飽和する。このため、励磁電流の波形には、半周期毎に、急峻な電流パルス波形が現れる。導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、急峻な電流パルス波形は、励磁電圧の周期の２分の１の周期で現れる。導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、励磁電流の１周期の波形では、理想的には、励磁電流の極性が正のときの波形の位相をπ〔rad〕だけずらしてみると、励磁電流の極性が正のときの波形と励磁電流の極性が負のときの波形とが対称となる。励磁コイル２２のインピーダンスは、励磁コイル２２の抵抗とインダクタンスとキャパシタンスと角周波数とで決まるが、インダクタンスが比透磁率に比例するので、第２コア２１が磁気飽和すると励磁コイル２２のインピーダンスが急激に減少する。要するに、直流漏電検出部２では、第２コア２１が磁気飽和すると励磁コイル２２のインピーダンスが急激に減少するので、励磁コイル２２に流れる電流が急激に増加する。励磁部２３では、電流検出用抵抗２４により変換された電圧が閾値電圧に達すると、基準電圧値Ｖｒを基準とする励磁電圧の極性が反転する。したがって、導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合、励磁電流は、例えば、非正弦波の交流電流となる（励磁電流に比例する電流検出用抵抗２４の出力電圧は、例えば、図４Ｂに実線Ｂ２で示すように変化する）。これに対して、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合、励磁電流は、例えば、図５に示すような非正弦波の交流電流となる。所定の励磁周波数をｆｅとすると、励磁電流の周期Ｔｅは、１／ｆｅである。

図５に示した例では、励磁電流が正の向きのときには、直流の漏電電流により生じる磁束の向きが励磁電流により生じる磁束の向きと同じである。このため、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合は、導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合と比べて、励磁コイル２２が磁気飽和するタイミング（言い換えれば、励磁電流が飽和するタイミング」）が早くなる。また、図５に示した例では、励磁電流が負の向きのときには、直流の漏電電流により生じる磁束の向きが励磁電流により生じる磁束の向きと逆である。このため、導電体４に直流の漏電電流が流れている場合は、導電体４に直流の漏電電流が流れていない場合と比べて、励磁コイル２２が磁気飽和するタイミングが遅くなる。導電体４に直流の漏電電流が流れていない状態では、励磁電流に含まれる直流成分はゼロになる。導電体４に直流の漏電電流が流れている状態では、励磁電流に直流成分が生じ、電流検出用抵抗２４により変換された電圧に、電流の直流成分に比例した電圧の直流成分が生じる。上述の直流の漏電電流は、例えば、直流電源装置から交流電源の接地点を介して導電体４に流れる。導電体４に直流の漏電電流が流れている状態では、励磁電流の１周期について見れば、励磁電流の正負の電流波形がゼロクロス点を基準として非対称の形状となる。

直流成分検出部２５は、電流検出用抵抗２４により変換された電圧の直流成分の大きさに応じた第２電圧信号を出力する。言い換えれば、直流成分検出部２５は、導電体４に流れる漏電電流の直流成分に比例した電圧レベルを有する第２電圧信号を出力する。したがって、直流成分検出部２５の出力電圧は、電流検出用抵抗２４によって検出された電流値に含まれる直流成分の大きさに比例した電圧となる。

直流成分検出部２５は、積分回路２５０と、帰還抵抗２５１と、を含んでいる。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１と、オペアンプ２５０１の反転入力端子に一端が接続された抵抗２５０２と、オペアンプ２５０１の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサ２５０３と、を含む。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１の非反転入力端子に、基準電圧値Ｖｒの基準電圧が入力され、かつ、オペアンプ２５０１の反転入力端子に、電流検出用抵抗２４により変換された電圧が抵抗２５０２を介して入力されるように構成されている。帰還抵抗２５１は、積分回路２５０の出力端と抵抗２５０２の他端との間に接続されている。

第２判定部２６は、直流成分検出部２５から出力される第２電圧信号と第２閾値Ｖ２との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第２出力信号を出力する。第２判定部２６は、コンパレータ等を用いた比較回路を備えている。第２判定部２６では、直流成分検出部２５から出力される第２電圧信号が第２閾値Ｖ２を超えると、第２出力信号の信号レベルがローレベルからハイレベルに変化する。

ローパスフィルタ２７は、励磁部２３において励磁コイル２２と第２電流検出用抵抗２４との接続点が接続される入力端と、励磁コイル２２と、の間に設けられている。ローパスフィルタ２７については、論理和回路３について説明した後に、より詳細に説明する。

論理和回路３は、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との論理和をとる論理回路である。したがって、漏電検出装置１００では、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との両方がローレベルであれば、論理和回路３の出力信号がローレベルとなる。また、漏電検出装置１００では、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との一方がハイレベルであれば、論理和回路３の出力信号がハイレベルとなる。

上述のＣＣＩＤは、例えば、論理和回路３からハイレベルの出力信号が入力されると、交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断するように構成されている。これにより、ＣＣＩＤは、漏電等の異常が発生したときには交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断することが可能となる。ＣＣＩＤは、論理和回路３の出力信号がローレベルであれば、交流電源から直流電源装置への電力供給を遮断しない。

ところで、漏電検出装置１００は、上述の電源ケーブルと充電ケーブルとを電気的に接続している複数（２つ）の導電体４を第１コア１１及び第２コア２１に通した状態で使用される。ここにおいて、漏電検出装置１００では、充電制御器の小型化の観点から、交流漏電検出部１の第１変流器１０と直流漏電検出部２の第２変流器２０とが重ねて配置されているのが好ましい。

ここにおいて、交流漏電検出部１は、交流漏電電流振幅がlet-go カーブ上の漏電判定閾値よりも大きいときに動作する必要があり、漏電判定閾値の８０％よりも小さいときに動作してはいけない。

しかしながら、漏電検出装置１００では、例えば、導電体４に交流漏電電流が流れていない場合と、導電体４に励磁周波数の偶数倍の周波数の交流漏電電流が流れている場合とで、電流検出用抵抗２４の出力電圧が図７Ａに示すように相違する。図７Ａでは、導電体４に交流漏電電流が流れていない場合の電流検出用抵抗２４の出力電圧を実線で示し、導電体４に交流漏電電流が流れている場合の電流検出用抵抗２４の出力電圧を破線で示してある。図７Ｂでは、時間を横軸とし、図７Ａにおいて導電体４に交流漏電電流が流れている場合の電流検出用抵抗２４の出力電圧から導電体４に交流漏電電流が流れていない場合の電流検出用抵抗２４の出力電圧を減算した値（出力電圧差分）を縦軸として記載してある。図７Ｂから分かるように、導電体４に励磁周波数の偶数倍の周波数の交流漏電電流が流れている場合には、電流検出用抵抗２４の出力電圧に直流成分が生じてしまう（励磁電流の一部が直流成分に変換されてしまう）。このため、直流漏電検出部２では、上述のローパスフィルタ２７を備えていない場合、導電体４の交流漏電電流が漏電判定閾値よりも小さく、かつ導電体４に直流漏電電流が流れていなくても、第２判定部２６の出力信号がハイレベルとなってしまうことがある。つまり、直流漏電検出部２では、ローパスフィルタ２７を備えていない場合、励磁周波数の偶数倍の周波数の交流漏電電流が電流検出用抵抗２４に流れたときに、直流漏電と誤検出してしまう可能性がある。このため、漏電検出装置１００では、直流漏電検出部２がローパスフィルタ２７を備えていない場合、交流漏電検出部１が漏電と判定してはいけない大きさ（漏電判定閾値未満）の交流漏電電流のときに論理和回路３の出力信号がハイレベルとなる可能性がある。ここにおいて、図２に示すように、交流漏電を同じ電流振幅で漏電と判定したとしても、周波数によって誤検出にならない場合と誤検出になる場合とがある。

そこで、直流漏電検出部２では、ローパスフィルタ２７（以下、「第２ローパスフィルタ２７」ともいう）を設けてある。第２ローパスフィルタ２７は、コンデンサ２７１と、抵抗２７２と、コンデンサ２７３と、を備える。ここにおいて、第２ローパスフィルタ２７は、抵抗２７２の一端が励磁コイル２２に接続され、抵抗２７２の他端が励磁部２３の入力端に接続されている。要するに、第２ローパスフィルタ２７は、励磁部２３において励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点が接続される入力端と励磁コイル２２との間に抵抗２７２が設けられている。また、第２ローパスフィルタ２７では、コンデンサ２７１の一端が励磁コイル２２と抵抗２７２との接続点に接続され、コンデンサ２７１の他端がグラウンドに接続されている。また、第２ローパスフィルタ２７では、コンデンサ２７３の一端が抵抗２７２と励磁部２３の入力端との接続点に接続され、コンデンサ２７３の他端がグラウンドに接続されている。これにより、励磁コイル２２から第２ローパスフィルタ２７に流れる電流の高周波成分（カットオフ周波数よりも高い周波数成分）は、コンデンサ２７１又はコンデンサ２７３に流れる。

第２ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数（ゲインが−３ｄＢとなるときの周波数）は、励磁周波数よりも高い。第２ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数は、電流検出用抵抗２４の電圧波形が歪むのを抑制しつつ比較的高い周波数の交流漏電成分を減衰させる観点から、例えば、励磁周波数の５倍以上であるのが好ましい。一例として、励磁周波数が２００Ｈｚであれば、第２ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数は、１０００Ｈｚ以上であるのが好ましい。第２ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数は、直流漏電検出部２において第２ローパスフィルタ２７を備えていない場合に直流漏電と誤検出されてしまう交流漏電電流の振幅も考慮して決定するのが好ましい。図６には、第２ローパスフィルタ２７の周波数−ゲイン特性ＦＧ２及び第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１それぞれを同一のグラフ上に記載してある。図６の横軸は、周波数の対数軸である。図６の縦軸は、単位をｄＢとするゲイン（フィルタゲイン）の軸である。第２ローパスフィルタ２７の周波数−ゲイン特性ＦＧ２における減衰曲線の傾き（の絶対値）は、第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１における減衰曲線の傾き（の絶対値）よりも大きい。ここにおいて、第１ローパスフィルタ１４０は、１０ｋＨｚ以上の高周波領域で１次の減衰特性を有し、第２ローパスフィルタ２７は、１０ｋＨｚ以上の高周波領域で２次以上の減衰特性を有する。要するに、第２ローパスフィルタ２７の減衰特性は、第１ローパスフィルタ１４０の減衰特性よりも高次の減衰特性である。第２ローパスフィルタ２７の周波数−ゲイン特性ＦＧ２における減衰曲線と第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１における減衰曲線とが、周波数の対数軸及び単位がｄＢのゲインの軸それぞれを共通とする１つのグラフ上で交差する。図６に示した例では、第２ローパスフィルタ２７のカットオフ周波数が１０５０Ｈｚ、第１ローパスフィルタ１４０のカットオフ周波数が１０００Ｈｚである。

以上説明した本実施形態の漏電検出装置１００は、交流漏電検出部１と、直流漏電検出部２と、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との論理和をとる論理和回路３と、を備える。交流漏電検出部１は、交流漏電電流を検出する。直流漏電検出部２は、直流漏電電流を検出する。論理和回路３は、交流漏電検出部１から出力される第１出力信号と直流漏電検出部２から出力される第２出力信号との論理和をとる。交流漏電検出部１は、第１コア１１と、２次コイル１２と、電流検出部１３と、補正部１４と、第１判定部１６と、を備える。第１コア１１は、複数の導電体４を通すことが可能である。２次コイル１２は、第１コア１１に巻かれている。電流検出部１３は、２次コイル１２に流れる交流電流の振幅に応じた信号レベルの第１電圧信号を出力する。補正部１４は、電流検出部１３から出力される第１電圧信号の周波数が所定周波数よりも高くなるにつれて第１電圧信号の信号レベルを低下させた補正第１電圧信号を出力する。第１判定部１６は、補正部１４から出力される補正第１電圧信号と第１閾値Ｖ１との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第１出力信号を出力する。直流漏電検出部２は、第２コア２１と、励磁コイル２２と、励磁部２３と、電流検出用抵抗２４と、直流成分検出部２５と、第２判定部２６と、ローパスフィルタ２７と、を備える。第２コア２１は、複数の導電体４を通すことが可能である。励磁コイル２２は、第２コア２１に巻かれている。励磁部２３は、基準電圧値Ｖｒよりも高い第１電圧値ＶＨと基準電圧値Ｖｒよりも低い第２電圧値ＶＬとの間で電圧レベルが交互に変化する励磁周波数の励磁電圧を励磁コイル２２へ印加する。電流検出用抵抗２４は、励磁コイル２２に流れる電流を電圧に変換する。直流成分検出部２５は、電流検出用抵抗２４により変換された電圧の直流成分の大きさに応じた第２電圧信号を出力する。第２判定部２６は、直流成分検出部２５から出力される第２電圧信号と第２閾値Ｖ２との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる第２出力信号を出力する。ローパスフィルタ２７は、励磁部２３において励磁コイル２２と電流検出用抵抗２４との接続点が電気的に接続される入力端と励磁コイル２２との間に設けられている。

以上の構成により、漏電検出装置１００は、検出精度の向上を図ることが可能となる。ここにおいて、漏電検出装置１００では、直流漏電検出部２において第１閾値Ｖ１未満の交流漏電を直流漏電と誤検出されるのを抑制することが可能となり、検出精度の向上を図ることが可能となる。

漏電検出装置１００では、補正部１４は、電流検出部１３と第１判定部１６との間に設けられた第１ローパスフィルタ１４０である。第１ローパスフィルタ１４０のカットオフ周波数及び直流漏電検出部２のローパスフィルタ２７（第２ローパスフィルタ２７）のカットオフ周波数は、励磁周波数よりも高い。第２ローパスフィルタ２７の周波数−ゲイン特性における減衰曲線は、第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１における減衰曲線よりも傾きが大きい。第２ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性ＦＧ２における減衰曲線と第１ローパスフィルタ１４０の周波数−ゲイン特性ＦＧ１における減衰曲線とが、周波数の対数軸及び単位がｄＢのゲインの軸それぞれを共通とする１つのグラフ上で交差する。これにより、漏電検出装置１００は、電流検出用抵抗２４の電圧波形の歪を抑制しつつ、直流漏電検出部２に入力された交流漏電成分を減衰させることが可能となる。

漏電検出装置１００では、直流成分検出部２５は、積分回路２５０と、帰還抵抗２５１と、を含んでいる。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１と、オペアンプ２５０１の反転入力端子に一端が接続された抵抗２５０２と、オペアンプ２５０１の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサ２５０３と、を含む。積分回路２５０は、オペアンプ２５０１の非反転入力端子に、基準電圧値Ｖｒの基準電圧が入力され、かつ、オペアンプ２５０１の反転入力端子に、電流検出用抵抗２４により変換された電圧が抵抗２５０２を介して入力されるように構成されている。帰還抵抗２５１は、積分回路２５０の出力端と抵抗２５０２の他端との間に接続されている。これにより、漏電検出装置１００では、第２コア２１の個体ばらつきや温度特性に依存せず、直流成分検出部２５の出力レベルを安定させることが可能となる。

漏電検出装置１００は、直流成分検出部２５の代わりに、例えば、図８に示すようにオペアンプ５１を用いたローパスフィルタ５１０（以下、「第３ローパスフィルタ５１０」という）により構成される直流成分検出部２５ａを備えていてもよい。言い換えれば、漏電検出装置１００では、直流成分検出部２５ａは、第３ローパスフィルタ５１０を含んでもよい。これにより、漏電検出装置１００は、直流成分検出部２５ａを簡単な構成で実現することが可能となる。直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１と、２つの抵抗２５５２、２５５３と、コンデンサ２５５４と、を備える。直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の非反転入力端子が基準電圧発生部２３３に接続されている。これにより、直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１の非反転入力端子に、基準電圧値Ｖｒの基準電圧が入力される。また、直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の反転入力端子が、抵抗２５５２を介して、電流検出用抵抗２４と励磁コイル２２との接続点に接続されている。これにより、直流成分検出部２５ａは、オペアンプ２５５１の反転入力端子に、電流検出用抵抗２４により変換された電圧が抵抗２５５２を介して入力される。直流成分検出部２５ａでは、オペアンプ２５５１の出力端子と反転入力端子との間に、抵抗２５５３とコンデンサ２５５４との並列回路が接続されている。

直流成分検出部２５ａは、第２電流検出用抵抗２４の出力電圧に含まれる高周波成分を減衰させることで、第２電流検出用抵抗２４の出力電圧に含まれる直流成分を第２判定部２６に出力する。ここで、直流成分検出部２５ａから出力される電圧信号は、導電体４に流れる直流の漏電電流の大きさに比例した電圧値となる。

なお、図１の構成における励磁部２３はオペアンプ２３１と電圧切替回路２３２を含んでいるが、これらの機能を１個の回路部品（例えば、１個のオペアンプ）で実現しても構わない。

１００ 漏電検出装置
１ 交流漏電検出部
１１ 第１コア
１２ ２次コイル
１３ 電流検出部
１４ 補正部
１４０ ローパスフィルタ（第１ローパスフィルタ）
１６ 第１判定部
２ 直流漏電検出部
２１ 第２コア
２２ 励磁コイル
２３ 励磁部
２４ 電流検出用抵抗
２５、２５ａ 直流成分検出部
２５０ 積分回路
２５０１ オペアンプ
２５０２ 抵抗
２５０３ コンデンサ
２５１ 帰還抵抗
２６ 第２判定部
２７ ローパスフィルタ（第２ローパスフィルタ）
５１０ 第３ローパスフィルタ
Ｖｒ 基準電圧値
ＶＨ 第１電圧値
ＶＬ 第２電圧値
ＦＧ１ 第１ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性
ＦＧ２ 第２ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性

Claims (4)

1. 交流漏電電流を検出する交流漏電検出部と、
   直流漏電電流を検出する直流漏電検出部と、
   前記交流漏電検出部から出力される第１出力信号と前記直流漏電検出部から出力される第２出力信号との論理和をとる論理和回路と、を備え、
   前記交流漏電検出部は、複数の導電体を通すことが可能な第１コアと、前記第１コアに巻かれた２次コイルと、前記２次コイルに流れる交流電流の振幅に応じた信号レベルの第１電圧信号を出力する電流検出部と、前記電流検出部から出力される前記第１電圧信号の周波数が所定周波数よりも高くなるにつれて前記第１電圧信号の前記信号レベルを低下させた補正第１電圧信号を出力する補正部と、前記補正部から出力される前記補正第１電圧信号と第１閾値との大小関係に応じて信号レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる前記第１出力信号を出力する第１判定部と、を備え、
   前記直流漏電検出部は、前記複数の導電体を通すことが可能な第２コアと、前記第２コアに巻かれた励磁コイルと、前記励磁コイルに流れる電流を電圧に変換する電流検出用抵抗と、前記電流検出用抵抗により変換された電圧と閾値電圧との比較結果に基づいて基準電圧値よりも高い第１電圧値と前記基準電圧値よりも低い第２電圧値との間で電圧レベルが交互に変化する励磁周波数の励磁電圧を前記励磁コイルへ印加する励磁部と、前記電流検出用抵抗により変換された電圧の直流成分の大きさに応じた第２電圧信号を出力する直流成分検出部と、前記直流成分検出部から出力される前記第２電圧信号と第２閾値との大小関係に応じて電圧レベルがハイレベルとローレベルとの間で切り替わる前記第２出力信号を出力する第２判定部と、前記励磁部において前記励磁コイルと前記電流検出用抵抗との接続点が電気的に接続される入力端と前記励磁コイルとの間に設けられたローパスフィルタと、を備える
   ことを特徴とする漏電検出装置。
2. 前記補正部は、前記電流検出部と前記第１判定部との間に設けられた第１ローパスフィルタであり、
   前記第１ローパスフィルタのカットオフ周波数及び前記直流漏電検出部の前記ローパスフィルタである第２ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記励磁周波数よりも高く、
   前記第２ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性における減衰曲線は、前記第１ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性における減衰曲線よりも傾きが大きく、
   前記第２ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性における減衰曲線と前記第１ローパスフィルタの周波数−ゲイン特性における減衰曲線とが、周波数の対数軸及び単位がｄＢのゲインの軸それぞれを共通とする１つのグラフ上で交差する
   ことを特徴とする請求項１記載の漏電検出装置。
3. 前記直流成分検出部は、第３ローパスフィルタを含む
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の漏電検出装置。
4. 前記直流成分検出部は、積分回路と、帰還抵抗と、を含み、
   前記積分回路は、オペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子に一端が接続された抵抗と、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサと、を含み、前記オペアンプの非反転入力端子に、前記基準電圧値の基準電圧が入力され、かつ、前記オペアンプの反転入力端子に、前記電流検出用抵抗により変換された電圧が前記抵抗を介して入力されるように構成され、
   前記帰還抵抗は、前記積分回路の出力端と前記抵抗の他端との間に接続されている
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の漏電検出装置。

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