CN115616442A - 检测装置、逆变器及检测方法 - Google Patents

Abstract

本案揭露一种检测装置、逆变器及检测方法，此检测装置用于检测导体中流过的漏电流。检测装置包含磁芯、缠绕在磁芯上的检测绕组、缠绕在磁芯上的校准绕组、检测电路及校准电路。检测电路耦接于检测绕组，并用以采样检测绕组的检测信号，借以取得漏电流检测值。校准电路耦接于校准绕组，并用以提供校准信号至校准绕组。本案的驱动电路与检测电路形成自振以周期性地对检测绕组进行充磁及去磁，无需额外的控制器来进行控制，因此得以节省软件资源。同时校准电路通过两点校准，提高了漏电流的采样准确度。

Description

检测装置、逆变器及检测方法

技术领域

本案是有关于一种电子装置及操作方法，且特别是有关于一种检测装置、逆变器及检测方法。

背景技术

非隔离光伏逆变器于工作过程中会产生漏电流，漏电流的存在会引起并网电流畸变，对电磁干扰造成影响，并危及设备和人身安全。不同的地区或国家对漏电流订有不同标准，以IEC62109为例，当连续漏电流值超过300mA，或者漏电流跳变超过30mA,60mA以及150mA时，光伏逆变器必须在规定的时间内脱网并停止工作。现有的集成型漏电流传感器通常价格比较昂贵，且无法完成大于500mA幅值和大于3.5kHz频段漏电流的检测，并且不能进行漏电流的校正，进而影响漏电流检测的精确度。

发明内容

本案内容的一个方面是关于一种检测装置，此检测装置用于检测导体中流过的漏电流。检测装置包含磁芯、缠绕在磁芯上的检测绕组、缠绕在磁芯上的校准绕组、检测电路及校准电路。检测电路耦接于检测绕组，并用以采样检测绕组的检测信号，以取得漏电流检测值。校准电路耦接于校准绕组，并用以提供校准信号至校准绕组。在一实施例中，检测装置还包含驱动电路，此驱动电路耦接于检测绕组、检测电路及直流源，并用以接收检测信号，根据检测信号和直流源产生激励信号，并将激励信号提供至检测绕组。

在一实施例中，驱动电路与检测电路形成自振，以产生激励信号，以控制驱动电路周期性地对检测绕组进行充磁及去磁。

在一实施例中，检测电路还包含采样电阻、差分采样器及低通滤波器。采样电阻耦接于检测绕组。差分采样器并联耦接于采样电阻，并用以采样检测绕组的检测信号。低通滤波器耦接于差分采样器，并用以对检测信号进行低通滤波以取得漏电流检测值。

在一实施例中，驱动电路包含迟滞比较器、反相器及激励驱动器。迟滞比较器用以接收检测信号并且比较检测信号及预设阀值而产生比较结果，其中迟滞比较器根据比较结果输出第一控制信号。反相器耦接于迟滞比较器，并用以对第一控制信号进行反相以产生第二控制信号。激励驱动器的第一输入端耦接迟滞比较器以接收第一控制信号，激励驱动器的第二输入端耦接于反相器以接收第二控制信号，并根据第一控制信号和第二控制信号产生激励信号。

在一实施例中，漏电流检测值及漏电流满足一直线方程。校准电路提供第一校准信号至校准绕组，通过检测电路取得与第一校准信号对应的一第一漏电流检测值，并根据第一校准信号及第一漏电流检测值以校准直线方程的零点。以及校准电路提供第二校准信号至校准绕组，通过检测电路取得与第二校准信号对应的一第二漏电流检测值，并根据第二校准信号及第二漏电流检测值校准直线方程的斜率。

本案内容的另一个方面是关于一种逆变器，此逆变器包含交流侧及检测装置。检测装置耦接于交流侧，以检测通过交流侧的漏电流。

在一实施例中，交流侧包括多个功率线，多个功率线穿过磁芯。

本案内容的另一个方面是关于一种检测方法，此检测方法应用于检测装置，检测装置包含磁芯、分别缠绕在该磁芯上的检测绕组和校准绕组、检测电路及校准电路，检测电路耦接于检测绕组，校准电路耦接于校准绕组。检测方法包含透过检测电路以采样检测绕组的检测信号，以取得一漏电流检测值；透过校准电路以提供一校准信号至校准绕组。

在一实施例中，检测装置还包含驱动电路，其一端耦接于检测绕组，另一端耦接于检测电路，检测方法包含还包含：透过驱动电路以接收检测信号，根据检测信号产生激励信号，并将激励信号提供至检测绕组。

在一实施例中，驱动电路与检测电路形成自振，以产生激励信号，以控制驱动电路周期性地对检测绕组进行充磁及去磁。

在一实施例中，漏电流检测值及该漏电流满足一直线方程。透过校准电路以提供第一校准信号至校准绕组；透过检测电路取得与第一校准信号对应的第一漏电流检测值，并根据第一校准信号及第一漏电流检测值以校准直线方程的零点。透过校准电路以提供第二校准信号至校准绕组；透过检测电路取得第二校准信号对应的一第二漏电流检测值；根据第二校准信号及第二漏电流检测值校准直线方程的斜率。

因此，根据本案的技术内容，本案揭露的检测装置、逆变器及检测方法仅需应用两类绕组，因此制作简单、成本低廉。驱动电路与检测电路形成自振以周期性地对检测绕组进行充磁及去磁，无需额外的控制器来进行控制，因此得以节省软件资源，并可避免人为控制的误差。自振的频率可透过调整磁芯、激励驱动器来提升检测电路的检测带宽，以使检测带宽超过3.5KHz，测量的漏电流范围也可超过500毫安(mA)，以避免高频毛刺漏电流引起的不准确。校准绕组可采用多匝，以在较大的电流点进行校准，并可与零点校准值共同作用，以降低固有的偏差及线性误差，提高漏电流的采样准确度。检测电路对温度变化较不敏感，因此，在逆变器正常运作的温度下，皆能准确地进行检测。

附图说明

为让本揭露的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：

图1是依照本揭露一实施例绘示一种检测装置的示意图；

图2是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的差分采样器的详细示意图；

图3是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的低通滤波器的详细示意图；

图4是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的校准电路的详细示意图；

图5是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的迟滞比较器的详细示意图；

图6是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的反相器的详细示意图；

图7是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置于不同漏电流下的电流波形示意图；

图8是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置的电流检测值及漏电流的对照意图；

图9是依照本揭露一实施例绘示一种检测方法的流程示意图。

根据惯常的操作方式，图中各种特征与元件并未依比例绘制，其绘制方式是为了以最佳的方式呈现与本揭露相关的具体特征与元件。此外，在不同附图间，以相同或相似的元件符号来指称相似的元件/部件。

具体实施方式

为了使本揭示内容的叙述更加详尽与完备，下文针对了本案的实施方式和具体实施例提出了说明性的描述；但这并非实施或运用本案具体实施例的唯一形式。实施方式中涵盖了多个具体实施例的特征以及用以建构与操作这些具体实施例的方法步骤与其顺序。然而，亦可利用其他具体实施例来达成相同或均等的功能与步骤顺序。

除非本说明书另有定义，此处所用的科学与技术词汇的含义与本案所属技术领域中具有通常知识者所理解与惯用的意义相同。此外，在不和上下文冲突的情形下，本说明书所用的单数名词涵盖该名词的复数型；而所用的复数名词时亦涵盖该名词的单数型。

图1是依照本揭露一实施例绘示一种检测装置100的示意图。如图所示，检测装置100包含磁芯T1、缠绕在磁芯T1上的检测绕组W₁、缠绕在磁芯T1上的校准绕组W₂、检测电路110及校准电路120。

在连结关系上，检测电路110耦接于检测绕组W₁。校准电路120耦接于校准绕组W₂。在操作上，检测电路110用以采样检测绕组W₁的检测信号，以取得漏电流检测值。校准电路120用以提供校准信号至校准绕组W₂。

请参阅图1，漏电流检测值及漏电流满足一直线方程。校准电路120可提供第一校准信号至校准绕组W₂，通过检测电路110取得与第一校准信号对应的第一漏电流检测值，并根据第一校准信号及第一漏电流检测值校准直线方程的零点，其中第一校准信号为零。校准电路120可提供第二校准信号至校准绕组W2，通过检测电路110取得与第二校准信号对应的第二漏电流检测值，并根据第二校准信号及第二漏电流检测值校准直线方程的斜率，第二校准信号可以是较大的电流值。

在一实施例中，检测装置100还包含驱动电路130，此驱动电路130耦接于检测绕组W₁、检测电路110及直流源V_Cc1，并用以接收检测信号，根据检测信号和直流源V_Cc1例如但不限于直流电压产生激励信号，并将激励信号提供至检测绕组W₁。

在另一实施例中，驱动电路130会与检测电路110形成自振，以产生激励信号，以控制驱动电路130周期性地对检测绕组W₁进行充磁及去磁。

请参阅图1，检测电路110还包含采样电阻R_s、差分采样器111及低通滤波器113。采样电阻R_s耦接于检测绕组W₁。差分采样器111并联耦接于采样电阻R_s，并用以采样检测绕组W₁的检测信号。低通滤波器113耦接于差分采样器111，并用以对检测信号进行低通滤波以取得漏电流检测值V_rcd。

在一实施例中，驱动电路130包含迟滞比较器131、反相器133及激励驱动器135。迟滞比较器131耦接于差分采样器111，并用以比较检测信号及预设阀值而产生比较结果，其中迟滞比较器131根据比较结果输出第一控制信号S_con1。反相器133耦接于迟滞比较器131，并用以对第一控制信号S_con1进行反相以产生第二控制信号S_con2。激励驱动器135的第一输入端IN_B耦接迟滞比较器131以接收第一控制信号S_con1，激励驱动器135的第二输入端IN_A耦接于反相器133以接收第二控制信号S_con2，并根据第一控制信号S_con1、第二控制信号S_con2和直流源V_Cc1产生激励信号，进而透过激励驱动器135的输出端O_A、O_B将激励信号提供至检测绕组W₁。

在另一实施例中，上述第二校准信号应满足I_c>50％I_MAX/N₂，其中I_c为第二校准信号，I_MAX为漏电流的上限值，N₂为校准绕组W₂的匝数。

请参阅图1，举例而言，检测绕组W₁和校准绕组W₂的匝数分别为N₁和N₂，磁芯T1可为但不限于高磁导率磁芯低矫顽力的非晶磁芯，磁芯T1上绕制检测绕组W₁和校准绕组W₂，激励驱动器135输出侧与限流电阻R_L和检测电阻R_s串联以对检测绕组W₁进行正反方向的周期性磁化。流经检测电阻R_s上的电流经过检测电路110取得之后，一方面送给迟滞比较器131等后级电路完成周期性震荡，另一方面通过低通滤波器113去除基频分量后，得到漏电流检测值。具体工作原理说明如下：

当光伏逆变器输出i_L1+i_L2＝0时，光伏逆变器不存在漏电流。由于反相器133的存在输入端IN_A所接收的控制信号S_con2和输入端IN_B所接收的控制信号S_con1始终处于互补反相的状态。假设初始输入端IN_A的信号为高，输入端IN_B的信号为低，激励驱动器135以直流源V_Cc1对检测绕组W₁正向充磁，反应在检测电阻R_s上的电流为正向增大。

在另一实施例中，本案揭露一逆变器，此逆变器500包含交流侧(如电网600)及图1所示的检测装置100。检测装置100耦接于交流侧(如电网600)，以检测交流侧(如电网600)产生的漏电流。

在一实施例中，交流侧(如电网600)包括多个功率线，多个功率线穿过图1所示的磁芯T1。

图2是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的差分采样器111的详细示意图。如图所示，差分采样器111的增益为G₁，检测电阻R_s上的检测信号例如是电压信号被反向线性放大，并加上了偏压V_bias的偏置。具体的，检测电阻R_s的一端与电阻R₁的一端连接，检测电阻R_s的另一端与电阻R₂的一端连接，电阻R₁另一端连接运放IC₁的反向端，电阻R₂的另一端连接运放IC₁的同向端，电阻R₄和电容C₁并联连接后连接在运放IC₁的反向端和输出端之间，电阻R₃和电容C₂并联后的一端连接在运放IC₁的同向端，电阻R₃和电容C₂并联后的另一端接收偏置电压V_bias。

图3是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的低通滤波器113的详细示意图。如图所示，低通滤波器113可为但不限于二阶低通滤波器。差分采样器111得到的输出电压V_m提供给低通滤波器113。设定低通滤波器113截止频率f_c<f_s，增益为G₂，可得到最终的漏电流检测值V_rcd，漏电流检测值V_rcd可直接送入数字控制器或者其他单元进行处理。实际漏电流的大小可以按照以下式1进行计算，以对漏电流进行直接测量：

图4是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的校准电路120的详细示意图。图4绘示校准电路120与校准绕组W₂的连接示意图。在实际应用检测装置100之前需要进行自检和校准以保证可靠性和精度，可由校准电路120配合整体检测完成。请一并参阅图1及图4，校准电路120的电流源i_cal和校准绕组W₂两端串接，电流源i_cal的实施实例如图4所示，由开关Q₁和电阻R₈构成，其中电阻R₈可以是贴片电阻。在进行自检时，通过信号IN_C控制开关Q₁导通，从而给校准绕组W₂提供校准信号例如是V_Cc2/R₈的电流激励信号，通过检测电路取得漏电流检测值V_rcd，再通过计算确定漏电流是否能满足式1中的关系。如果在误差范围之内满足，则控制器(未示出)可以记录此时的值V_rcd，作为一次校准值。

在自检完成后，断开开关Q₁，此时校准电路120提供的第一校准信号为零，检测电路110采样检测绕组W1上的检测信号并由低通滤波器113输出漏电流检测值V_rcd。此时的V_rcd作为零漏电流下的校准值，用于校准直线方程的零点，可以对系统的固有直流偏差进行校准。

图5是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的迟滞比较器131的详细示意图。图6是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的反相器133的详细示意图。迟滞比较器131设置了比较上下限值V_H和V_L，当检测电阻R_s的电流增大到超过V_L对应的限制值时，迟滞比较器131翻转，输入端IN_B的信号变为高。图6的反相器133可保持输入端IN_A的信号和输入端IN_B的信号始终反相，输入端IN_A的信号因此变为低。此后激励驱动器135会对检测绕组W₁进行反向充磁，检测电阻R_s上的电流反向增大，直到再一次翻转，形成周期性对称的震荡。图7为不同漏电流下检测绕组W₁上的电流波形，实线为在漏电流为0时检测电阻R_s的电流波形。若磁芯T1正负磁化曲线完全对称，检测绕组W₁的磁化电流对称，设计时使得(V_H+V_L)/2＝V_bias，迟滞比较器131的上下限则对应检测绕组W₁电流的限制值I_pk。

当磁芯T1中有大小为I_lk的直流漏电流通过时，磁芯T1的磁化曲线整体偏移，检测绕组W₁的电流也会随着漏电流I_lk的大小形成偏置，如图7中虚线电流所示。设计时匝数N₁必须足够大以保证在测量范围内漏电流I_lk的变化，I_lk/N₁+I_sat始终不超过限制值I_pk，同时保证了激励驱动的占空比始终为0.5，否则会影响测量精度。另一方面，匝数N₁的过小会引起激磁电流过大影响测量精度，以1％的激磁电流为设计目标，保证符合以下式子：

其中，V_{Cc2_eq}是迟滞比较器131的正端输入等效电压，fm为激励驱动器的励磁频率，A_L是磁芯T1的电感系数。

当漏电流存在高频分量时一样会引起相应交变的偏置。根据电磁学公式可以知道对检测绕组W₁充磁时V_Cc1＝N₁A_e*dB/dt，如果磁芯T1的饱和磁密为B_m，可以得到震荡频率为：

f_s＝V_Cc1/(4B_mA_eN₁) (3)

其中，Ae是磁芯T1的截面积。

检测绕组W₁的电流中同时存在基频为f_s的原始激励分量和漏电流分量I_lk/N₁。

图8是依照本揭露一实施例绘示一种如图1所示的检测装置100的电流检测值及漏电流的对照意图。图8绘示系统的漏电流检测值与漏电流的直线S1，漏电流检测值与漏电流满足直线方程：y＝a*x+b。在校准信号接近零点时，检测线性度会降低，校准的意义不大，通过校准绕组W₂多绕组设计，保证N₂I_cal>50％I_lk，可以对应模拟漏电流较大时的激励，得到在大电流下的漏电流检测值V_rcd。这样，当校准信号为零时，可以对直线方程中的b进行校正，而当校准信号为大电流时，可以对直线方程中的a完成校正，最后得到更精确的线性表达式，有效的降低检测电路的固有直流偏差和线性误差，提高漏电流的采样准确度。

图9是依照本揭露一实施例绘示一种检测方法900的流程示意图。如图所示，检测方法900包含以下步骤：(步骤910)透过检测电路以采样检测绕组的检测信号，以取得漏电流检测值；(步骤920)透过校准电路以提供一校准信号至校准绕组；(步骤930)透过检测电路取得与校准信号对应的一漏电流检测值。

为使本案的检测方法900易于理解，请一并参阅图1及图9。在步骤910中，可透过检测电路110以采样检测绕组W₁的检测信号，以取得漏电流检测值。在步骤920中，可透过校准电路120以提供校准信号至校准绕组W₂。

在步骤930中，可透过检测电路110取得与校准信号对应的漏电流检测值。在步骤920和930中，具体包括：可透过校准电路120分别提供第一校准信号和第二校准信号至校准绕组W2；透过检测电路110取得与第一校准信号对应的第一漏电流检测值以及取得与第二校准信号对应的第二漏电流检测值；漏电流检测值与漏电流满足直线方程；根据第一校准信号和第一漏电流检测值校准直线方程的零点，根据第二校准信号和第二漏电流检测值校准直流方程的斜率。

在一实施例中，检测方法900可透过驱动电路130以接收检测信号，并根据检测信号产生激励信号，并将激励信号提供至检测绕组W₁。

在另一实施例中，检测方法900可透过驱动电路130与检测电路110形成自振，以产生励信号，以控制驱动电路130周期性地对检测绕组W₁进行充磁及去磁。

在一实施例中，检测方法900所使用的参数符合以下规则。第二校准信号应满足I_c>50％I_MAX/N₂，其中I_c为第二校准信号，I_MAX为漏电流的上限值，N₂为校准绕组W₂的匝数。

由上述本案实施方式可知，应用本案具有下列优点。本案揭露的检测装置、逆变器及检测方法仅需应用两类绕组，因此制作简单、成本低廉。驱动电路与检测电路形成自振以周期性地对检测绕组进行充磁及去磁，无须额外的控制器来进行控制，因此得以节省软件资源，并可避免人为控制的误差。自振的频率可透过调整磁芯、激励驱动器来提升检测电路的检测带宽，以使检测带宽超过3.5KHz，测量的范围亦可超过500毫安(mA)，借以避免高频毛刺漏电流引起的不准确。校准绕组可采用多匝，以在较大的电流点进行校准，并可与零点校准值共同作用，借以降低固有的偏差及线性误差。检测电路对温度变化较不敏感，因此，在逆变器正常运作的温度下，皆能准确地进行检测。

虽然上文实施方式中揭露了本案的具体实施例，然其并非用以限定本案，本案所属技术领域中具有通常知识者，在不悖离本案的原理与精神的情形下，当可对其进行各种更动与修饰，因此本案的保护范围当以附随权利要求书所界定的范围为准。

Claims (12)

1.一种检测装置，用于检测导体中流过的漏电流，其特征在于，包含：

一磁芯，及分别缠绕在该磁芯上的一检测绕组和一校准绕组；

一检测电路，耦接于该检测绕组，用以采样该检测绕组的一检测信号，以取得一漏电流检测值；以及

一校准电路，耦接于该校准绕组，用以提供一校准信号至该校准绕组。

2.如权利要求1所述的检测装置，其特征在于，还包含：

一驱动电路，耦接于该检测绕组、该检测电路及一直流源，用以接收该检测信号，根据该检测信号和该直流源产生一激励信号，并将该激励信号提供至该检测绕组。

3.如权利要求2所述的检测装置，其特征在于，该驱动电路与该检测电路形成自振，以产生该激励信号，以控制该驱动电路周期性地对该检测绕组进行充磁及去磁。

4.如权利要求1所述的检测装置，其特征在于，该检测电路包含：

一采样电阻，耦接于该检测绕组；

一差分采样器，并联耦接于该采样电阻，用以采样该检测绕组的该检测信号；以及

一低通滤波器，耦接于该差分采样器，用以对该检测信号进行低通滤波以取得该漏电流检测值。

5.如权利要求2或3所述的检测装置，其特征在于，该驱动电路包含：

一迟滞比较器，用以接收该检测信号，并且比较该检测信号及一预设阀值而产生一比较结果，其中该迟滞比较器根据该比较结果输出一第一控制信号；

一反相器，耦接于该迟滞比较器，并用以对该第一控制信号进行反相以产生一第二控制信号；以及

一激励驱动器，其第一输入端耦接于该迟滞比较器以接收该第一控制信号，其第二输入端耦接于该反相器以接收该第二控制信号，根据该第一控制信号和该第二控制信号产生该激励信号。

6.如权利要求1所述的检测装置，其特征在于，该漏电流检测值及该漏电流满足一直线方程；

其中，该校准电路提供第一校准信号至该校准绕组，通过该检测电路取得与该第一校准信号对应的一第一漏电流检测值，并根据该第一校准信号及该第一漏电流检测值以校准该直线方程的零点；以及该校准电路提供第二校准信号至该校准绕组，通过该检测电路取得与该第二校准信号对应的一第二漏电流检测值，并根据该第二校准信号及该第二漏电流检测值校准该直线方程的斜率。

7.一种逆变器，其特征在于，包含：

一交流侧；以及

如权利要求1-6任一项所述的检测装置；

其中，该检测装置耦接于该交流侧，以检测通过该交流侧的漏电流。

8.如权利要求7所述的逆变器，其特征在于，该交流侧包括多个功率线，该多个功率线穿过该磁芯。

9.一种检测方法，其特征在于，应用于一检测装置，该检测装置包含磁芯、分别缠绕在该磁芯上的一检测绕组和一校准绕组、一检测电路及一校准电路，该检测电路耦接于该检测绕组，该校准电路耦接于该校准绕组，其中该检测方法包含：

透过该检测电路以采样该检测绕组的一检测信号，以取得一漏电流检测值；

透过该校准电路以提供一校准信号至该校准绕组。

10.如权利要求9所述的检测方法，该检测装置还包含一驱动电路，其一端耦接于该检测绕组，另一端耦接于该检测电路，其特征在于，还包含：

透过该驱动电路以接收该检测信号，根据该检测信号产生一激励信号，并将该激励信号提供至该检测绕组。

11.如权利要求10所述的检测方法，其特征在于，该驱动电路与该检测电路形成自振，以产生该激励信号，以控制该驱动电路周期性地对该检测绕组进行充磁及去磁。

12.如权利要求9所述的检测方法，其特征在于，该漏电流检测值及该漏电流满足一直线方程；

其中，透过该校准电路以提供第一校准信号至该校准绕组；透过该检测电路取得与该第一校准信号对应的一第一漏电流检测值，并根据该第一校准信号及该第一漏电流检测值以校准该直线方程的零点；以及

透过该校准电路以提供第二校准信号至该校准绕组；透过该检测电路取得与该第二校准信号对应的一第二漏电流检测值；根据该第二校准信号及该第二漏电流检测值校准该直线方程的斜率。

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