JP6414780B2 - 電流検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流検出装置に関し、より詳細には、測定対象の導体に流れる電流を導体と非接触で検出する電流検出装置に関する。

従来、この種の電流検出装置としては、例えば、フラックスゲート方式の磁束検知方法を採用した電流検出装置が知られている（特許文献１）。

特許文献１に記載された電流検出装置は、磁心および巻線それぞれを１つずつしか備えていないので、小型化を図ることができる。

国際公開番号ＷＯ２０１４／０１０１８７

フラックスゲート方式の電流検出装置は、磁心を励磁させて使用するため、常に磁心内部にて磁束変化が起きている。一方で、測定対象の電流が流れる導体は、通常、閉回路を形成しており、閉回路に磁束変化が起こると、電磁誘導により、誘導電流が流れてしまう。特許文献１に記載された電流検出装置では、磁心を励磁させて使用するため、導体を含む閉回路に対し、磁束変化を発生させ、その結果として閉回路にノイズ（雑音端子電圧）を重畳してしまう。

本発明の目的は、測定対象の導体を含む閉回路に重畳される雑音端子電圧を抑制することが可能な電流検出装置を提供することにある。

本発明の電流検出装置は、磁心と前記磁心に巻かれたコイルとを含む磁気回路ユニットと、前記コイルへ前記磁心を磁気飽和させる交流電圧を印加する励磁回路と、を備える。本発明の電流検出装置は、前記磁心の近くに配置された導体に流れる電流によって前記磁心に生じる磁束をキャンセルするためのフィードバック電流を出力するフィードバック回路を備える。また、本発明の電流検出装置は、前記励磁回路から出力される励磁電流と前記フィードバック電流とを加算する加算回路と、前記導体に流れる電流に応じた前記フィードバック電流を検出する検出回路と、を備える。前記磁気回路ユニットが、前記磁気回路ユニットの外部への漏れ磁束を低減する磁気シールドを備える。前記磁気シールドが、前記磁心と前記コイルとを囲んで配置されている。前記磁気シールドは、磁性体により形成されている。前記磁気回路ユニットでは、前記磁心が第１エアギャップを有し、前記磁気シールドが前記第１エアギャップに対応する箇所に第２エアギャップを有する。

本発明の電流検出装置においては、測定対象の導体を含む閉回路に重畳される雑音端子電圧を抑制することが可能となる。

図１は、実施形態の電流検出装置の概略構成図である。 図２Ａは、実施形態における磁気回路ユニットの概略平面図である。図２Ｂは、図２ＡのＸ−Ｘ概略断面図である。 図３は、実施形態における磁気ユニットの要部概略平面図である。 図４は、実施形態における磁気回路ユニットの要部説明図である。 図５Ａ〜５Ｆは、実施形態における磁気回路ユニットの製造工程の説明図である。 図６は、実施形態における磁気回路ユニットに生じる磁束の説明図である。 図７は、実施形態の電流検出装置の模式的な動作説明図である。 図８は、実施形態における磁気回路ユニットの要部説明図である。

下記の実施形態において説明する各図は、模式的な図であり、各構成要素の大きさの比が、必ずしも実際の寸法比を反映しているとは限らない。

以下では、本実施形態の電流検出装置１について、図１〜８に基づいて説明する。

電流検出装置１は、フラックスゲート（flux gate）方式の電流センサである。電流検出装置１は、測定対象の導体１０に流れる電流ｉ１０を導体１０と非接触で検出することができるように構成されている。具体的には、電流検出装置１は、図１で模式的に示すように、磁心２１の近くに導体１０を配置した状態で使用される。

電流検出装置１は、例えば、直流漏電検出器、交流漏電検出器、電動車両の蓄電池を充電する充電システムなどに用いることができる。電動車両としては、例えば、電気自動車、プラグインハイブリッド車などがある。

電流検出装置１は、磁心２１と磁心２１に巻かれたコイル２２とを含む磁気回路ユニット２と、コイル２２へ磁心２１を磁気飽和させる交流電圧ｖ３を印加する励磁回路３と、を備える。電流検出装置１は、磁心２１の近くに配置された導体１０に流れる電流ｉ１０によって磁心２１に生じる磁束φ１０をキャンセルするためのフィードバック電流ｉ４を出力するフィードバック回路４を備える。また、電流検出装置１は、励磁回路３から出力される励磁電流ｉ３とフィードバック電流ｉ４とを加算する加算回路５と、導体１０に流れる電流ｉ１０に応じたフィードバック電流ｉ４を検出する検出回路６と、を備える。磁気回路ユニット２が、磁気回路ユニット２の外部への漏れ磁束を低減する磁気シールド２５を備える。磁気シールド２５が、磁心２１とコイル２２とを囲んで配置されている。磁気回路ユニット２では、磁気シールド２５が磁性体により形成されている。磁心２１が、第１エアギャップ２１０を有する。また、磁気シールド２５が、第１エアギャップ２１０に対応する箇所に第２エアギャップ２５０を有する。

交流電圧ｖ３の周波数が１０ｋＨｚ以上の場合、雑音端子電圧の規制対象となる。しかしながら、特許文献１に記載の電流検出装置では、巻線の巻き数をｎとすると、磁心と巻線と導体とで、巻き数比がｎ対１のトランスを構成するので、導体を含む閉回路に誘導起電圧が発生してしまう。このため、特許文献１に記載の電流検出装置では、励磁信号の周波数を１０ｋＨｚよりも高周波にすると、雑音端子電圧が大きくなりすぎることがあった。

これに対して、電流検出装置１は、測定対象の導体１０を含む閉回路（主回路）に重畳される雑音端子電圧を抑制することが可能となる。これにより、電流検出装置１は、交流電圧ｖ３の周波数の選択の自由度が高くなる。コイル２２に流れる電流ｉ２２は、励磁電流ｉ３とフィードバック電流ｉ４とを重ね合わせた電流であり、フィードバック電流ｉ４が流れていない場合（フィードバック電流ｉ４がゼロの場合）には、励磁電流ｉ３のみとなる。電流検出装置１では、検出回路６によりフィードバック電流ｉ４を検出することによって、導体１０に流れる電流ｉ１０を間接的に検出することができる。導体１０を含む閉回路は、例えば、上述の直流漏電検出器、交流漏電検出器、電動車両の蓄電池を充電する充電システムなどにおいて導体１０を含む閉回路である。電流検出装置１は、例えば、直流漏電検出器に用いる場合、直流の漏電電流を電流ｉ１０として検出することができる。

励磁回路３は、交流電源３１と、交流電源３１に直列接続された限流用抵抗Ｒ３２と、を備える。励磁回路３は、交流電源３１の一端が限流用抵抗Ｒ３２を介して加算回路５の２つの入力端のうちの一方の入力端に接続され、交流電源３１の他端がグラウンドに接続されている。交流電源３１は、正弦波状の交流電圧ｖ３１を発生する正弦波発振回路により構成されている。よって、励磁回路３は、コイル２２へ正弦波状の交流電圧ｖ３を印加することができる。

測定対象の電流ｉ１０が直流あるいは周波数が３０ｋＨｚ以下の交流の場合、交流電圧ｖ３の周波数は、例えば、１ｋＨｚ〜３００ｋＨｚの範囲で適宜設定するのが好ましい。電流ｉ１０が交流電流の場合、交流電圧ｖ３の周波数は、電流ｉ１０の周波数の１０倍程度の周波数に設定するのが好ましい。

電流検出装置１は、励磁回路３からコイル２２へ磁心２１を磁気飽和させる交流電圧を印加する。これにより、電流検出装置１は、コイル２２に電流ｉ２２が流れる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、磁心２１に発生する磁界の大きさＨと磁心２１中の磁束密度Ｂとの関係を示す磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）は、図７中に実線Ｍ１で示すようなヒステリシスループとなる。磁心２１では、磁界の大きさＨを増加しても磁束密度Ｂがある程度の大きさに達すると、さらに磁界の大きさＨを増加しても磁束密度Ｂがほとんど増加しない磁気飽和が起こる。実線Ｍ１で示すヒステリシスループは、磁束密度Ｂがゼロかつ磁界の大きさＨがゼロの原点に対して点対称な形である。コイル２２に流れる電流ｉ２２は、例えば、図７中に実線Ｎ１で示すような非正弦波の交流電流である。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、電流検出装置１では、磁心２１が周期的に磁気飽和する。電流検出装置１では、磁心２１が磁気飽和するとコイル２２のインピーダンスが急激に減少するので、コイル２２に流れる電流が急激に増加する。このため、電流ｉ２２の波形には、半周期毎に、急峻な電流パルス波形が現れる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、電流パルス波形は、交流電圧ｖ３の周期をＴとすると、周期Ｔの２分の１の周期（つまり、Ｔ／２）で現れる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、電流ｉ２２の波形は、電流ｉ２２の極性が正のときの波形と、電流ｉ２２の極性が負のときの波形と、が一方の波形の位相をπ〔rad〕だけずらしてみると対称となる。コイル２２のインピーダンスは、コイル２２の抵抗とインダクタンスとキャパシタンスと角周波数とで決まるが、インダクタンスが比透磁率に比例するので、磁心２１が磁気飽和するとコイル２２のインピーダンスが急激に減少する。磁心２１中の磁束は、交流電圧ｖ３よりもπ／２〔rad〕だけ位相が遅れて変化する。なお、電流検出装置１では、励磁電流ｉ３が最大値となるタイミングを、磁心２１が磁気飽和するタイミングと略一致させるように、励磁回路３から印加する交流電圧ｖ３、コイル２２の巻き数などを設計してあるのが好ましい。

導体１０に電流ｉ１０が流れると、導体１０の周囲に、磁界が発生する。この磁界の方向は、アンペールの右ねじの法則によって定まる方向である。したがって、導体１０に電流ｉ１０が流れると、導体１０の近くで導体１０を囲んでいる磁心２１に、電流ｉ１０によって磁束が発生する。磁心２１のＢ−Ｈ曲線は、図７中に一点鎖線Ｍ２で示すヒステリシスループとなる。一点鎖線Ｍ２で示すヒステリシスループは、磁束密度Ｂが飽和するときの磁界の大きさＨが実線Ｍ１のヒステリシスループから変化しており、原点に対して点対称の形とはなっていない。コイル２２に流れる電流ｉ２２は、例えば、図７中に一点鎖線Ｎ２で示すような交流電流となる。磁束密度Ｂが飽和するときの磁界の大きさＨの変化量は、導体１０を流れる電流ｉ１０の大きさに応じて変化する。このため、導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、電流パルス波形は、交流電圧ｖ３の周期Ｔの２分の１の周期（つまり、Ｔ／２）で現れる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、電流ｉ２２の波形は、電流ｉ２２の極性が正のときの波形と、電流ｉ２２の極性が負のときの波形と、が一方の波形の位相をπ〔rad〕だけずらしてみると対称となる。

励磁電流ｉ３が正の向きのときには、電流ｉ１０により生じる磁束φ１０の向きが励磁電流ｉ３により生じる磁束φ３の向きと同じであり、コイル２２が磁気飽和するタイミングが早くなる。一方、励磁電流ｉ３が負の向きのときには、電流ｉ１０により生じる磁束φ１０の向きが励磁電流ｉ３により生じる磁束φ３の向きと逆であり、コイル２２が磁気飽和するタイミングが遅くなる。

フィードバック回路４は、コイル２２に流れる電流ｉ２２を電流電圧変換する第１抵抗Ｒ１と、第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１を交流のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に変換するＰＷＭ回路４１と、を備える。また、フィードバック回路４は、ＰＷＭ回路４１から出力されるＰＷＭ信号を平均化して出力する平均化回路４２と、平均化回路４２の出力を増幅するアンプ４３と、を備える。また、フィードバック回路４は、アンプ４３と加算回路５との間に接続されフィードバック電流ｉ４が流れる第２抵抗Ｒ２を備える。検出回路６は、第２抵抗Ｒ２の両端電圧ｖ２からフィードバック電流ｉ４を検出する。これにより、電流検出装置１は、電流ｉ１０の検出精度を向上させることが可能となる。第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１の瞬時値は、コイル２２に流れる電流ｉ２２の瞬時値に比例する。電流検出装置１は、フィードバック電流ｉ４を第２抵抗Ｒ２で電圧に変換することにより、電流ｉ１０に比例した出力を得ることが可能となる。

ＰＷＭ回路４１は、第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１（以下、「入力電圧ｖ１」ともいう）と第１比較基準電圧とを比較する第１コンパレータと、入力電圧ｖ１と第２比較基準電圧とを比較する第２コンパレータと、を備える。第１比較基準電圧と第２比較基準電圧とは、絶対値が同じであり、かつ、極性が互いに異なる。ＰＷＭ回路４１は、入力電圧ｖ１が第１比較基準電圧を超えたときに出力が立ち上がり、入力電圧ｖ１が第２比較基準電圧を超えたときに出力が立ち下がるように構成されている。より詳細には、ＰＷＭ回路４１では、入力電圧ｖ１が第１比較基準電圧を超えたときときに出力が変化して変化後の状態を維持し、その後、第２比較基準電圧を超えたときに出力が変化して変化後の状態を維持する。第１比較基準電圧は、図７に示す電流ｉ２２の極性が正の期間において電流パルス波形が発生し始める第１閾値電流Ｉｔｈ１の電流値と抵抗Ｒ１の抵抗値との積である。第２比較基準電圧は、図７に示す電流ｉ２２の極性が負の期間において電流パルス波形が発生し始める第２閾値電流Ｉｔｈ２の電流値と抵抗Ｒ１の抵抗値との積である。要するに、ＰＷＭ回路４１では、コイル２２に流れる電流が急激に増加するタイミング（電流パルス波形が出るタイミング）を検出するように構成されている。

ＰＷＭ回路４１から出力される交流のＰＷＭ信号は、正の期間の振幅の絶対値と負の期間の振幅の絶対値とが同じである。ＰＷＭ信号の極性が正（ＰＷＭ信号がハイレベル）である第１期間Ｔ１と極性が負（ＰＷＭ信号がローレベル）である第２期間Ｔ２との比（＝Ｔ１／Ｔ２）は、導体１０に電流ｉ１０が流れているか流れていないかで異なる。いずれもＴ／２となる。交流電圧ｖ３の周期をＴとすると、導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、第１期間Ｔ１および第２期間Ｔ２は、いずれもＴ／２となる。一方、導体１０に電流ｉ１０が流れている場合、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが異なる。図７の例では、第１期間Ｔ１が、Ｔ／２＋ΔＴであり、第２期間Ｔ２が、Ｔ／２−ΔＴである。Ｔ１／Ｔ２と電流ｉ１０との関係には、線形性がある。より詳細には、Ｔ１／Ｔ２が１の場合には、電流ｉ１０がゼロであり、Ｔ１／Ｔ２が大きくなるほど電流ｉ１０が大きくなる。

平均化回路４２は、ＰＷＭ回路４１から出力されるＰＷＭ信号を交流電圧ｖ３の周期Ｔで時間平均するように構成されている。平均化回路４２は、一例として、積分回路により構成されている。平均化回路４２の出力は、導体１０に電流ｉ１０が流れているか流れていないかで異なる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、平均化回路４２の出力は、ゼロとなる。導体１０に電流ｉ１０が流れていない場合、平均化回路４２の出力は、図７に示すような波形となる。より詳細には、平均化回路４２の出力は、第１期間Ｔ１の波形と時間軸とで囲まれた第１領域の第１面積と、第２期間Ｔ２の波形と時間軸とで囲まれた第２領域の第２面積との差分を、平均化した出力となる。

検出回路６は、第２抵抗Ｒ２の両端電圧ｖ２からフィードバック電流ｉ４を検出し、フィードバック電流ｉ４から電流ｉ１０を演算するように構成されている。

加算回路５は、２つの入力端のうちの一方の入力端に励磁回路３が接続され、他方の入力端にフィードバック回路４が接続されている。また、加算回路５は、出力端がコイル２２の一端に接続されている。したがって、電流検出装置１では、コイル２２に流れる電流ｉ２２の波形が、励磁電流ｉ３とフィードバック電流ｉ４とを加算した波形となる。

加算回路５は、反転形加算回路である。「反転形加算回路」とは、反転増幅回路を用いて加算演算を行う回路である。より詳細には、加算回路５は、オペアンプ５１と、抵抗Ｒ５１と、抵抗Ｒ５２と、を備える。加算回路５は、オペアンプ５１の出力端子と反転入力端子との間に、抵抗Ｒ５２が接続されている。加算回路５は、オペアンプ５１の非反転入力端子とグラウンドとの間に抵抗Ｒ５３が接続されている。加算回路５の抵抗Ｒ５２および抵抗Ｒ５３とフィードバック回路４の第２抵抗Ｒ２とは、抵抗値が同じである。

電流検出装置１では、加算回路５において電流ｉ２２にフィードバック電流ｉ４が加算されることにより、ΔＴを略ゼロとするような動作が行われることになる。要するに、電流検出装置１では、平均化回路４２の出力をゼロにするような動作が行われることになる。なお、「ΔＴを略ゼロとする」とは、ΔＴをゼロにする場合に限らず、ΔＴをＴ／２の１０分の１以下とする場合でもよく、ΔＴをＴ／２の２０分の１以下とする場合が好ましく、ΔＴをゼロにするのがより好ましい。

磁気回路ユニット２の各構成要素については、以下に、より詳細に説明する。

磁気回路ユニット２は、磁心２１が第１磁気抵抗を構成し、磁気シールド２５が第２磁気抵抗を構成する。

磁心２１は、軟磁性材料により形成されているのが好ましい。軟磁性材料としては、例えば、コバルト基アモルファス合金が好ましい。これにより、電流検出装置１は、磁心２１の軟磁性材料としてパーマロイを採用する場合に比べて、磁心２１の磁化曲線の周波数依存性を低下させることが可能となり、より高い周波数で使用することが可能となる。軟磁性材料としては、フェライトなどを採用してもよい。

磁心２１は、Ｃ字状に形成されている。より詳細には、磁心２１は、仮想円の円周から、中心角が２０度の円弧に相当する部分をカットしたＣ字状に形成されている。磁心２１は、厚さ２０μｍ程度のシート状である。磁心２１に生じる磁束は、励磁電流ｉ３によって生じる磁束φ３と、電流ｉ１０によって生じる磁束φ１０と、フィードバック電流ｉ４によって生じる磁束φ４と、がある。

コイル２２は、銅線によって形成されている。コイル２２は、一端が加算回路５の出力端に接続され、他端が抵抗Ｒ１を介してグラウンドに接続されている。

磁気回路ユニット２は、図２Ｂに示すように、磁心２１を収納する第１ケース２３を備えるのが好ましい。第１ケース２３は、Ｃ字状に形成されている。磁気回路ユニット２は、コイル２２が第１ケース２３の外周面に巻かれているのが好ましい。言い換えれば、磁気回路ユニット２は、コイル２２が第１ケース２３を介して磁心２１に巻かれているのが好ましい。第１ケース２３は、コイル２２が巻かれるボビンを構成する。第１ケース２３は、ボディ２３１とカバー２３２とを結合して構成されている。ボディ２３１およびカバー２３２の材料は、非磁性材料であるのが好ましい。非磁性材料としては、例えば、ＡＢＳ樹脂などを採用することができる。第１ケース２３は、ボディ２３１とカバー２３２とが同じ材料により形成されているのが好ましい。ボディ２３１は、一面に凹部２４１（図２Ｂおよび５Ｂ参照）を有する。カバー２３２は、ボディ２３１の凹部２４１を覆う形状に形成されている。第１ケース２３は、ボディ２３１とカバー２３２とを、接着剤を用いて固定してある。磁気回路ユニット２では、第１ケース２３を備えることにより、コイル２２の形状を安定させることが可能となり、また、コイル２２によって磁心２１が変形するのを防止することができる。

磁気回路ユニット２では、磁気シールド２５が磁性体により形成されている。磁心２１が、第１エアギャップ２１０（図３参照）を有する。また、磁気シールド２５が、第１エアギャップ２１０に対応する箇所に第２エアギャップ２５０（図３参照）を有する。これにより、電流検出装置１では、磁心２１の第１端２１１と第２端２１２とのうちの一方から出た磁束が磁気シールド２５を通り第１端２１１と第２端２１２とのうちの他方へ入る。よって、電流検出装置１では、磁気シールド２５において、励磁回路３からコイル２２に流れる電流ｉ３によって磁心２１に生じる磁束φ３を、磁気シールド２５を通る磁束φ２５によりキャンセルすることが可能となる。第１エアギャップ２１０の第１ギャップ長Ｇ１および第２エアギャップ２５０の第２ギャップ長Ｇ２を大きくしすぎると、導体１０の位置による検出精度のばらつきが生じやすくなる。導体１０の位置による検出精度のばらつきを小さくする観点からは、第１ギャップ長Ｇ１および第２ギャップ長Ｇ２は、小さいほうが好ましい。

磁気シールド２５を形成する磁性体は、例えば、フェライトである。磁気シールド２５は、第１端２５１と第２端２５２とを有する。磁気回路ユニット２では、図３に示すように、磁心２１の厚さ方向において、磁心２１の第１端２１１と磁気シールド２５の第１端２５１とが重なり、磁心２１の第２端２１２と磁気シールド２５の第２端２５２とが重なっている。磁気シールド２５は、磁心２１の厚さ方向に沿った深さ方向の寸法が、磁気シールド２５の第１端２５１および第２端２５２において、第１端２５１と第２端２５２との間の部位よりも小さい。

磁気回路ユニット２では、コイル２２が磁心２１の第１端２１１から第２端２１２にかけて巻かれているのが好ましい。これにより、電流検出装置１では、コイル２２の巻き数を多くでき、コイル２２を磁気飽和させるために必要な励磁電流ｉ３の大きさを低減することが可能となり、低消費電力化を図ることが可能となる。

ところで、磁気回路ユニット２では、磁心２１が、Ｃ字状に形成され、互いに対向する第１端面２１１１と第２端面２１２２とを有する。また、磁気回路ユニット２では、磁気シールド２５が、Ｃ字状に形成され、互いに対向する第１端面２５１１と第２端面２５２２とを有する。これにより、電流検出装置１は、磁気回路ユニット２に対する導体１０の相対的な位置のずれによる検出精度の低下を抑制することが可能となる。より詳細には、電流検出装置１は、図１に示す導体１０が、磁心２１により囲まれた空間の中心ＯＸ（図６参照）を通るように配置して使用するのが好ましいが、中心ＯＸからずれた場合でも検出精度の低下を抑制する
磁気回路ユニット２は、磁心２１の第１端面２１１１が磁気シールド２５の第１端面２５１１よりも後退し、磁心２１の第２端面２１２２が磁気シールド２５の第２端面２５２２よりも後退している。これにより、磁気回路ユニット２は、励磁電流ｉ３によって磁心２１を通る磁束φ３（図６参照）の大きさと磁気シールド２５を通る磁束φ２５（図６参照）の大きさとがほぼ等しく、かつ、磁束φ３と磁束φ２５との向きが反対になるように構成することが可能となる。要するに、電流検出装置１では、磁気回路ユニット２全体としてみたときに、見かけ上、磁束φ３を磁束φ２５でキャンセルすることが可能となり、雑音端子電圧を低減することが可能となる。また、電流検出装置１では、第１エアギャップ２１０および第２エアギャップ２５０への漏れ磁束を低減することが可能となり、磁心２１を磁気飽和させるために必要な励磁電流ｉ３の増大を抑制することが可能となるので、低消費電力化を図ることが可能となる。

磁気シールド２５は、長さ方向に直交する断面形状がＵ字状である。磁気回路ユニット２は、磁気シールド２５を覆う第２ケース２６を備えるのが好ましい。第２ケース２６は、Ｃ字状に形成されているのが好ましい。第２ケース２６は、長さ方向に直交する断面形状がＵ字状である。第２ケース２６の材料は、非磁性材料であるのが好ましい。非磁性材料としては、例えば、ＡＢＳ樹脂などを採用することができる。磁気回路ユニット２は、全体としてＣ字状に形成されている。

以下では、磁気回路ユニット２の製造工程について、図５Ａ〜５Ｆを参照しながら簡単に説明する。

磁気回路ユニット２の製造工程は、下記の第１工程、第２工程、第３工程、第４工程、第５工程および第６工程を順次行う。

第１工程では、Ｃ字状の磁心２１を準備する（図５Ａ）。

第２工程では、磁心２１をボディ２３１の凹部２４１に収納する（図５Ｂ）。磁心２１とボディ２３１とは、例えば、非磁性材料の接着剤により接着するのが好ましい。

第３工程では、ボディ２３１にカバー２３２を非磁性材料の接着剤により接着することによって第１ケース２３を形成する（図５Ｃ）。

第４工程では、第１ケース２３にコイル２２を巻く（図５Ｄ）。

第５工程では、磁心２１と第１ケース２３とコイル２２とを囲むように磁気シールド２５を配置する（図５Ｅ）。磁気シールド２５と第１ケース２３との間の空間には、非磁性材料の封止材を充填するのが好ましい。封止材としては、例えば、ポリイミドを採用することができる。

第６工程では、磁気シールド２５を覆うように第２ケース２６を配置する（図５Ｆ）。磁気シールド２５と第２ケース２６とは非磁性材料の接着剤により接着するのが好ましい。

磁気回路ユニット２は、磁心２１と磁気シールド２５との距離Ｇ３（図８参照）が、第１エアギャップ２１０の第１ギャップ長Ｇ１（図３参照）および第２エアギャップ２５０の第２ギャップ長Ｇ２（図３参照）よりも短いのが好ましい。これにより、電流検出装置１では、漏れ磁束を低減でき、磁心２１を通る磁束φ３の大きさと磁気シールド２５を通る磁束φ２５の大きさとの差をより小さくすることが可能となる。距離Ｇ３は、磁心２１の厚さ方向における距離である。距離Ｇ３は、１０００μｍ以下であるのが好ましく、５００μｍ以下であるのがより好ましい。

実施形態に記載した材料、数値等は、好ましい例を示しているだけであり、それに限定する主旨ではない。更に、本願発明は、その技術的思想の範囲を逸脱しない範囲で、構成に適宜変更を加えることが可能である。

例えば、励磁回路３からコイル２２に印加する交流電圧ｖ３の波形は、正弦波に限らず、方形波、三角波などでもよい。交流電圧ｖ３の波形方形波の場合、交流電源３１は、例えば、方形波の交流電圧を発生する方形波発振回路により構成すればよい。また、交流電圧ｖ３の波形が三角波の場合、交流電源３１は、例えば、三角波の交流電圧を発生する三角波発振回路により構成すればよい。また、励磁回路３は、限流用抵抗Ｒ３２を備えず交流電源３１のみを備えた構成としてもよい。

また、フィードバック回路４は、ＰＷＭ回路４１を備えない構成として、第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１を平均化回路４２で平均化するように構成してもよい。また、フィードバック回路４は、平均化回路４２を積分回路により構成する代わりに、実効値演算回路と、減算回路と、で構成してもよい。この場合には、実効値演算回路は、第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１が正の期間のときに第１実効値を演算する。また、実効値演算回路は、第１抵抗Ｒ１の両端電圧ｖ１が負の期間のときに第２実効値を演算する。減算回路は、第１実効値から第２実効値を減算する。この場合、フィードバック回路４は、減算回路の出力からフィードバック電流Ｉｆを生成する。

また、加算回路５の構成は、オペアンプ５１を用いた反転形加算回路に限定されない。

１ 電流検出装置
２ 磁気回路ユニット
３ 励磁回路
４ フィードバック回路
５ 加算回路
６ 検出回路
１０ 導体
２１ 磁心
２２ コイル
２５ 磁気シールド
４１ ＰＷＭ回路
４２ 平均化回路
４３ アンプ
２１０ 第１エアギャップ
２１１ 第１端
２１２ 第２端
２５０ 第２エアギャップ
２１１１ 第１端面
２１２２ 第２端面
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
ｉ３ 励磁電流
ｉ４ フィードバック電流
φ３ 磁束
φ４ 磁束
φ１０ 磁束
Ｇ１ 第１ギャップ長
Ｇ２ 第２ギャップ長
Ｇ３ 距離

Claims (6)

1. 磁心と前記磁心に巻かれたコイルとを含む磁気回路ユニットと、前記コイルへ前記磁心を磁気飽和させる交流電圧を印加する励磁回路と、前記磁心の近くに配置された導体に流れる電流によって前記磁心に生じる磁束をキャンセルするためのフィードバック電流を出力するフィードバック回路と、前記励磁回路から出力される励磁電流と前記フィードバック電流とを加算する加算回路と、前記導体に流れる電流に応じた前記フィードバック電流を検出する検出回路と、を備え、
   前記磁気回路ユニットが、前記磁気回路ユニットの外部への漏れ磁束を低減する磁気シールドを備え、
   前記磁気シールドが、前記磁心と前記コイルとを囲んで配置されており、
   前記磁気シールドは、磁性体により形成され、
   前記磁心が第１エアギャップを有し、
   前記磁気シールドが前記第１エアギャップに対応する箇所に第２エアギャップを有する、
   ことを特徴とする電流検出装置。
2. 前記磁心と前記磁気シールドとの距離が、前記第１エアギャップの第１ギャップ長および前記第２エアギャップの第２ギャップ長よりも短い、
   ことを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。
3. 前記磁心は、Ｃ字状に形成され、互いに対向する第１端面と第２端面とを有し、
   前記磁気シールドは、Ｃ字状に形成され、互いに対向する第１端面と第２端面とを有する、
   ことを特徴とする請求項１または２記載の電流検出装置。
4. 前記磁気回路ユニットは、前記磁心の第１端面が前記磁気シールドの第１端面よりも後退し、前記磁心の第２端面が前記磁気シールドの第２端面よりも後退している、
   ことを特徴とする請求項３記載の電流検出装置。
5. 前記コイルが前記磁心の第１端から第２端にかけて巻かれている、
   ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の電流検出装置。
6. 前記フィードバック回路は、前記コイルに流れる電流を電流電圧変換する第１抵抗と、前記第１抵抗の両端電圧を交流のＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ回路と、前記ＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭ信号を平均化して出力する平均化回路と、前記平均化回路の出力を増幅するアンプと、前記アンプと前記加算回路との間に接続され前記フィードバック電流が流れる第２抵抗と、を備え、前記検出回路は、前記第２抵抗の両端電圧から前記フィードバック電流を検出する、
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電流検出装置。

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