JP2013096848A

JP2013096848A - 電流センサ

Info

Publication number: JP2013096848A
Application number: JP2011240113A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Horikawa; 敦堀川
Original assignee: Hirose Electric Co Ltd
Current assignee: Hirose Electric Co Ltd
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2013-05-20

Abstract

【課題】コアの磁気特性のばらつきの影響を排除して被検出電流の検出精度を高め、また、動作の高速化を図る。
【解決手段】電流センサ１は、コア１１と、コア１１に巻回されたコイル１２と、各ピーク時における電流の大きさがコア１１を飽和する電流の大きさを超える三角波の励磁信号をコイル１２に印加する励磁回路１３と、励磁信号の印加によりコア１１が飽和した時点とコア１１がその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差に基づいて被検出電流を検出する検出回路１４とを備えている。検出回路１４は、励磁信号の印加によりコイル１２に生じる誘導起電力を示す検出信号を出力する検出処理部１５を備え、検出処理部１５は、反転増幅器２１と、励磁回路１３と反転増幅器２１との間に接続された抵抗２３と、反転増幅器２１の出力端子と入力端子との間を接続する帰還経路２４とを有し、帰還経路２４の途中にコイル１２が接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、被検出物を流れる被検出電流を検出する電流センサに関する。

電流センサは、磁界の強さおよび方向を検出することにより、被検出物を流れる被検出電流の大きさおよび向きを検出することができるセンサである。電流センサは、軟磁性コアに巻回された励磁コイルに交流電流を流すことで周期的にコアを磁気飽和させ、被検出電流によって生じる磁界の影響を受けて変化するコアの磁気飽和の態様を検出することで、被検出物を流れる被検出電流を検出する。

現在、フラックスゲートセンサを含む様々なタイプの電流センサが普及している。これらの電流センサは、いずれも励磁コイルに交流電流を流して周期的にコアを磁気飽和させる構成は共通しているが、被検出電流によって生じる磁界の影響を受けて変化するコアの磁気飽和の態様を検出する方法がそれぞれ異なる。

例えば、下記の特許文献１には、電流センサを適用した漏電検出器が記載されている。この漏電検出器は、環状の磁性材料からなる磁気検知素子に１次励振巻線と２次検出巻線を巻回し、１次励振巻線に励磁信号を印加することにより磁気検知素子が充分に飽和されるように磁気検出素子を励磁し、２次検出巻線に生じる電圧に含まれる偶数次高調波の振幅の大きさに基づいて漏電電流の大きさを検出する。

また、下記の特許文献２には、電流センサを適用した電流検出装置が記載されている。この電流検出装置は、保持力が小さく磁気ヒステリシス曲線が角形を示す鉄心に交流励磁コイルと検出コイルを巻回し、磁気ヒステリシス曲線の飽和領域まで磁界の正負両方向に同一条件で交流励磁しておき、鉄心の近傍を通る導体を流れる被検出電流により生ずる磁界が加わることにより、鉄心の磁束が反転する位相を変化させ、その変化分から被検出電流の値を求める。

実開昭５９−９２５３２号公報特開平５−１０９８０号公報

ところで、コアの磁気特性は、コアの寸法誤差または周囲の温度等によってばらつく。上述した特許文献１に記載の漏電検出器において、コア（磁気検知素子）の磁気特性のばらつきによりコアが飽和する磁界の強さまたは飽和磁束密度がばらつくと、このばらつきのために、２次検出巻線から得られる偶数次高調波の振幅の大きさが変動し、この結果、漏電電流の検出精度が低下してしまう。

また、上述した特許文献２に記載の電流検出装置においては、コア（鉄心）の磁気特性のばらつきによりコアの磁束が反転する磁界の強さ（特許文献２の図２中のＨ_３、Ｈ_４）がばらつくと、このばらつきのために、コアの磁束が反転する位相の変化分（特許文献２の図４または図５中のｔ_１−ｔ_４）が変動し、この結果、被検出電流値の検出精度が低下してしまう。

このように、特許文献１、２に記載のいずれの技術によっても、コアの磁気特性のばらつきに起因して被検出電流の検出結果が変動してしまい、被検出電流の検出精度を高めることが困難である。これに対し、本出願の発明者が開発した電流センサは、コアの磁気特性のばらつきに起因する被検出電流の検出結果の変動を防止することができる。

すなわち、当該電流センサは、コアと、コアに巻回されたコイルと、各ピーク時における電流の大きさがコアを飽和する電流の大きさを超える三角波の励磁信号をコイルに印加する励磁手段と、励磁信号の印加によりコアが飽和した時点とコアがその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差に基づいて被検出電流を検出する検出手段とを備えている。当該電流センサによれば、コアの磁気特性のばらつきによりコアが飽和する磁界の強さまたは飽和磁束密度がばらついても、このばらつきによって、励磁信号の印加によりコアが飽和した時点とコアがその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差は変動しない。そして、この時間差に基づいて被検出電流を検出するので、コアの磁気特性のばらつきに起因する被検出電流の検出結果の変動を排除することができる。

ところが、当該電流センサには次のような問題がある。すなわち、当該電流センサの検出手段は、具体的には、励磁信号の印加によりコイルに生じる誘導起電力を示す検出信号を取り出し、この検出信号がそのピークから振幅の中間に向かって変化する間に当該検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点である検出点を検出し、検出信号において連続する２つの検出点間の時間差に基づいて被検出電流を検出する。この点につき、実際に当該電流センサを試作して実験をしたところ、振幅が十分に大きい検出信号を得られず、また、検出信号の波形がなまってしまうことが判明した。

検出信号の振幅が小さいと、検出信号のピークと振幅の中間との間の幅が小さくなるため、検出信号のピークから振幅の中間に向かって変化する間に当該検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点（検出点）を高精度に検出することが難しくなる。その上、検出信号の波形がなまると、検出信号のピークが不明確になるため、上記所定の基準値を、検出信号の振幅の中間に接近した値に設定する必要があり、この結果、検出信号にノイズが乗ると、検出点の誤検出が生じるおそれがある。このように、当該電流センサにおいては、検出信号における検出点の検出精度が低いことに起因して被検出電流の検出精度を高めることが難しいという問題がある。

さらに、検出信号の振幅が小さく、しかも波形がなまる場合、検出信号の周期を短くすると、検出信号のピークがさらに不明確になり、または検出信号の振幅がさらに小さくなり、検出点の検出がより一層難しくなる。このため、当該電流センサにおいては、その動作速度を上げることが困難であるという問題がある。

本発明は例えば上述したような問題に鑑みなされたものであり、本発明の第１の課題は、コアの磁気特性のばらつきの影響を排除して被検出電流の検出精度を高めることができる電流センサを提供することにある。

本発明の第２の課題は、動作の高速化を図ることができる電流センサを提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明の第１の電流センサは、被検出物を流れる被検出電流を検出する電流センサであって、コアと、前記コアに巻回されたコイルと、各ピーク時における電流の大きさが前記コアを飽和する電流の大きさを超える三角波、疑似三角波または正弦波の励磁信号を前記コイルに印加する励磁回路と、前記励磁信号の印加により前記コアが飽和した時点と前記コアがその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差に基づいて前記被検出電流を検出する検出回路とを備え、前記検出回路は、前記励磁信号の印加により前記コイルに生じる誘導起電力を示す検出信号を出力する検出処理部と、前記検出信号のピーク、または前記検出信号においてそのピークから振幅の中間に向かって変化する間に前記検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点を検出点とすると、前記検出信号において連続する２つの前記検出点間の時間差を示す出力信号を出力する出力処理部とを備え、前記検出処理部は、反転増幅器と、前記励磁回路の内部に設けられ、または前記励磁回路と前記反転増幅器の入力端子との間を接続する経路の途中に接続されたインピーダンス要素と、前記反転増幅器の出力端子と前記入力端子との間を接続する帰還経路とを備え、前記帰還経路の途中に前記コイルが接続されていることを特徴とする。

本発明の第１の電流センサによれば、検出信号の振幅を大きくすることができ、検出点の検出精度を高めることができる。また、検出信号の振幅が大きくなることにより、波形のなまりが検出点の検出に与える影響が小さくなり、この点によっても、検出点の検出精度を高めることができる。また、検出信号の振幅の中間とピークとの間の電圧値が大きくなるので、検出点を検出するための上記所定の基準値と検出信号の振幅の中間との間の電圧を大きくとることができ、すなわち、上記所定の基準値を検出信号の振幅の中間から十分に離すことができる。したがって、たとえ検出信号にノイズが乗ったとしても、そのノイズの振幅が上記所定の基準値に届き難く、それゆえ、ノイズにより検出点の誤検出が生じることを防止することができる。このように検出点の検出精度を高めることで、被検出電流の検出精度を高めることができる。

さらに、検出信号の振幅が大きいので、検出信号の周期を短くしても、検出信号のピークが不明確にならず、また、検出点を高精度に検出するのに十分な振幅を維持することができる。したがって、電流センサの高い検出精度を維持しつつ、電流センサの動作を高速化することができる。

上記課題を解決するために、本発明の第２の電流センサは、上述した本発明の第１の電流センサにおいて、前記反転増幅器は演算増幅器であり、前記反転増幅器の入力端子は前記演算増幅器の反転入力端子であることを特徴とする。

本発明の第２の電流センサによれば、被検出電流の検出精度が高く、動作が高速な電流センサを容易に実現することができる。

上記課題を解決するために、本発明の第３の電流センサは、上述した本発明の第１または第２の電流センサにおいて、前記励磁信号は三角波であることを特徴とする。

本発明の第３の電流センサによれば、検出信号の波形を、ピークがはっきりと現れた鋭い波形とすることができる。これにより、検出点の検出精度を高め、したがって被検出電流の検出精度を上げることができ、さらに、電流センサの動作の高速化を図ることができる。

上記課題を解決するために、本発明のセンサユニットは、上述した本発明の第1の電流センサを形成するためのセンサユニットであって、コアと、前記コアに巻回されたコイルと、各ピーク時における電流の大きさが前記コアを飽和する電流の大きさを超える三角波、疑似三角波または正弦波の励磁信号を前記コイルに印加する励磁回路と、前記励磁信号の印加により前記コイルに生じる誘導起電力を示す検出信号を出力する検出処理部と、前記検出処理部は、反転増幅器と、前記励磁回路の内部に設けられ、または前記励磁回路と前記反転増幅器の入力端子との間を接続する経路の途中に接続されたインピーダンス要素と、前記反転増幅器の出力端子と前記入力端子との間を接続する帰還経路とを備え、前記帰還経路の途中に前記コイルが接続されていることを特徴とする。

本発明のセンサユニットによれば、当該センサユニットに、前記出力処理部等の信号処理回路を接続することにより、上述した本発明の第1ないし第3のいずれかの電流センサを形成することができる。

本発明によれば、コアの磁気特性のばらつきの影響を排除して被検出電流の検出精度を高め、また、動作の高速化を図ることができる。

本発明の実施形態による電流センサを示す回路図である。本発明の実施形態による電流センサにおけるコアの磁気特性を示す特性線図である。本発明の実施形態による電流センサにおいて、被検出電流が流れていない場合のコアの磁界の強さ、検出信号の電圧および出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。本発明の実施形態による電流センサにおいて、被検出電流が流れている場合のコアの磁界の強さ、検出信号の電圧および出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。本発明の実施形態による電流センサにおいて、コアの磁気特性が変化した場合のコアの磁界の強さおよび出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。比較例による励磁回路および検出処理部を示す回路図である。比較例による検出信号波形、本実施形態による検出信号波形、および理想の検出信号波形を示す波形図である。本発明の実施形態による電流センサにおいて出力処理部の他の例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施形態による電流センサを示している。図１において、本発明の実施形態による電流センサ１は、例えば被検出物としての導線６１を流れる被検出電流の大きさおよび向きを検出する電流センサである。電流センサ１は、コア１１と、コア１１に巻回されたコイル１２と、コイル１２に励磁信号を印加する励磁回路１３と、被検出電流を検出する検出回路１４とを備えている。そして、検出回路１４は、コイル１２を流れる電流を検出信号として出力する検出処理部１５と、検出処理部１５から出力された検出信号に対して所定の信号処理を行い、被検出電流の大きさおよび向きを示す出力パルス信号を出力する出力処理部１６とを備えている。

図２はコア１１の磁気特性を示すＢ−Ｈ曲線を示している。図２に示すように、コア１１の磁気特性はヒステリシスを有する。また、コア１１において、磁界の強さが正方向において増加して一定値Ｈａ１に達したときに磁束密度が飽和磁束密度Ｂａとなり、コア１１が図２中の点Ｐ１で飽和する。コア１１が点Ｐ１で飽和した後、磁界の強さが正方向において減少し、０に達した後、負方向において増加する。この過程において、磁界の強さがＨａ２に達する点Ｐ２でコア１１が非飽和となる。また、コア１１がいったん点Ｐ２で非飽和となってから点Ｐ３で飽和するまでの間、磁界の強さと磁束密度との関係がほぼ線形であり、磁界の強さの変化に比例して磁束密度が変化する。それゆえ、図２中のＢ−Ｈ曲線において点Ｐ２から点Ｐ３までの間は実質的にみて傾きを有する直線である。そして、コア１１において、磁界の強さが一定値−Ｈａ１に達したときに磁束密度が飽和磁束密度−Ｂａとなり、コア１１が点Ｐ３で飽和する。コア１１が点Ｐ３で飽和した後、磁界の強さが負方向において減少し、０に達した後、正方向において増加する。この過程において、磁界の強さが−Ｈａ２に達する点Ｐ４でコア１１が非飽和となる。また、コア１１がいったん点Ｐ４で非飽和となってから点Ｐ１で飽和するまでの間において、磁界の強さと磁束密度との関係がほぼ線形であり、それゆえ、図２中のＢ−Ｈ曲線において点Ｐ４から点Ｐ１までの間は実質的にみて傾きを有する直線である。

なお、磁界の強さが一定値に達したときに、磁束密度が正側（負側）の飽和磁束密度から負側（正側）の飽和磁束密度へ瞬時に変化する磁気特性を有するコアを、コア１１として利用することも可能であるが、図２に示すように、磁界の強さが一定の区間Ｐ２−Ｐ３（Ｐ４−Ｐ１）で変化する間において、磁束密度が正側（負側）の飽和磁束密度Ｂａ（−Ｂａ）から負側（正側）の飽和磁束密度−Ｂａ（Ｂａ）へ磁界の強さに比例して漸次変化する磁気特性を有するコアを、コア１１として利用することもできる。

コア１１は、図２に示すような磁気特性を有する磁性材料、例えばアモルファス金属により形成されている。また、コア１１は、図１に示すように、真円の円形であり環状であることが望ましいが、楕円形の環状、あるいは陸上競技が行われるトラックのように互いに平行な２本の直線とそれらをつなぐ２本の曲線とを有する形状でもよい。また、製造の容易性を考慮してコア１１を四角形の環状とすることもできる。また、被検出電流が流れる導線６１がコア１１の中心を貫くように、コア１１と導線６１との位置関係が設定されている。

図１に示す励磁回路１３は、励磁信号をコイル１２に印加する回路であり、例えば、励磁信号を生成する発振回路と、発振回路により生成された励磁信号を電流増幅する電流増幅回路とを備えている。励磁信号は、交流信号であり、各ピーク時における電流の大きさがコア１１を飽和する電流の大きさを超える信号である。また、励磁信号は、連続する２つのピーク間における電流の変化が１次変化（リニア）であることが望ましく、具体的には三角波であることが望ましい。

検出処理部１５は、励磁信号の印加によりコイル１２に生じる誘導起電力を示す信号を検出信号として出力する回路である。検出処理部１５は、演算増幅器２１と、励磁回路１３と演算増幅器２１の反転入力端子との間を接続する入力経路２２の途中に接続された抵抗２３と、演算増幅器２１の出力端子と反転入力端子との間を接続する帰還経路２４とを備え、帰還経路２４の途中には、コア１１に巻回されたコイル１２が接続されている。励磁回路１３において生成された励磁信号は入力経路２２を介して演算増幅器２１の反転入力端子に入力される。そして、演算増幅器２１の出力端子から検出信号が出力される。検出処理部１５は、抵抗２３の抵抗値をＲ１とし、コイル１２のインピーダンスをＺ_Ｌとすると、｜Ｚ_Ｌ／Ｒ１｜の増幅率を有する反転増幅回路と同等の構成を有している。

出力処理部１６は、検出信号において連続する２つの検出点間の時間差に対応するパルス幅を有する出力パルス信号を生成する回路である。検出点とは、検出処理部１５から出力された検出信号において、検出信号の振幅の中間を０とした場合に、検出信号のピークから振幅の中間に向かって変化する間に当該検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点である。検出信号において連続する２つの検出点間の時間差は、励磁信号の印加によってコア１１が飽和した時点とコア１１がその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差に相当する。そして、この時間差は、導線６１を流れる被検出電流の大きさおよび向きに応じて変化する。したがって、出力パルス信号のパルス幅は、導線６１を流れる被検出電流の大きさおよび向きを示す。出力処理部１６は、検出信号の振幅の中間よりも正側に位置する検出点を検出する比較回路３１と、検出信号の振幅の中間よりも負側に位置する検出点を検出する比較回路３２と、正側の検出点において立ち上がり、負側の検出点において立ち下がる出力パルス信号を生成するネガティブエッジトリガのフリップフロップ回路３３とを備えている。検出処理部１５から出力された検出信号は比較回路３１、３２にそれぞれ入力される。そして、フリップフロップ回路３３から出力パルス信号が出力される。

図３は、電流センサ１において、導線６１に被検出電流が流れていない場合のコア１１の磁界の強さ、検出信号の電圧および出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。

図３において、コア１１に励磁信号を印加すると、励磁信号に応じてコア１１における磁界の強さが特性線Ｓ１のように変化する。このとき、コア１１における磁界の強さは励磁信号の電流の大きさに比例する。励磁信号は三角波なので、コア１１における磁界の強さも三角波を描くように変化する。また、励磁信号において各ピーク時における電流の大きさがコア１１を飽和する電流の大きさを超える。このため、励磁信号の印加によりコア１１は次に述べるように飽和、非飽和を繰り返す。

すなわち、図３において、時点ｔ０から時点ｔ１に達する直前までの間、励磁信号においてその三角波の波形に沿って電流が正方向において増加すると、これに応じて磁界の強さが正方向において増加する。そして、時点ｔ１において磁界の強さが一定値Ｈａ１に達すると、コア１１が飽和する。

続いて、時点ｔ１から時点ｔ２に達する直前までの間、励磁信号において電流が正方向においてさらに増加し、ピークに達した後、正方向において減少すると、これに応じ、磁界の強さも正方向において増加し、ピークに達した後、正方向において減少する。そして、時点ｔ２において磁界の強さがＨａ２に達したとき、コア１１が非飽和の状態となる。

続いて、時点ｔ２から時点ｔ３に達する直前までの間、励磁信号において電流が正方向においてさらに減少し、０に達した後、負方向において増加すると、これに応じ、磁界の強さも正方向において減少し、０に達した後、負方向において増加する。そして、時点ｔ３において磁界の強さが一定値−Ｈａ１に達したとき、コア１１が飽和する。

続いて、時点ｔ３から時点ｔ４に達する直前までの間、励磁信号において電流が負方向においてさらに増加し、ピークに達した後、負方向において減少すると、これに応じ、磁界の強さも負方向において増加し、ピークに達した後、負方向において減少する。そして、時点ｔ４において磁界の強さが−Ｈａ２に達したとき、コア１１が非飽和の状態となる。

続いて、時点ｔ４から時点ｔ５に達する直前までの間、励磁信号において電流が負方向においてさらに減少し、０に達した後、正方向において増加すると、これに応じ、磁界の強さも負方向において減少し、０に達した後、正方向において増加する。続いて、時点ｔ５から時点ｔ９直前までの間およびそれ以降においても、時点ｔ１から時点ｔ５直前までの間と同様に、コア１１の飽和、非飽和が繰り返される。

図３において、コア１１における磁界の強さが特性線Ｓ１のように変化すると、これに応じて、コイル１２に流れる電流の大きさが変化し、この結果、検出信号Ｓ２の電圧が変化する。

すなわち、時点ｔ０から時点ｔ１に達する直前までの間、磁界の強さの増加に伴って検出信号Ｓ２の電圧が増加する。そして、時点ｔ１においてコア１１が飽和したとき、コア１１の飽和によりコイル１２に電流が流れなくなるので、検出信号Ｓ２の交流成分が０になり、検出信号Ｓ２の電圧は０となる。しかも、コア１１は磁界の強さが一定値Ｈａ１に達した時点で直ちに飽和するので、時点ｔ１で磁界の強さが一定値Ｈａ１に達すると、検出信号Ｓ２の電圧が直ちに０になる。この結果、時点ｔ１における検出信号Ｓ２の波形は時間軸に対してほぼ垂直となる。

続いて、時点ｔ１から時点ｔ２に達する直前までの間は、コア１１が飽和しているので、検出信号Ｓ２の電圧は０を維持する。続いて、時点ｔ２から時点ｔ３に達する直前までの間は、コア１１が非飽和の状態であるので、磁界の強さが正方向において減少し、０に達した後、負方向において増加するのに伴って、検出信号Ｓ２の電圧は負方向に増加する。そして、時点ｔ３においてコア１１が飽和したとき、コア１１の飽和によりコイル１２に電流が流れなくなるので、検出信号Ｓ２の電圧が０になる。しかも、コア１１は磁界の強さが一定値−Ｈａ１に達した時点で直ちに飽和するので、時点ｔ３で磁界の強さが一定値−Ｈａ１に達すると、検出信号Ｓ２の電圧が直ちに０になる。この結果、時点ｔ３における検出信号Ｓ２の波形は時間軸に対してほぼ垂直となる。

続いて、時点ｔ３から時点ｔ４に達する直前までの間は、コア１１が飽和しているので、検出信号Ｓ２の電圧は０を維持する。続いて、時点ｔ４から時点ｔ５に達する直前までの間は、コア１１が非飽和の状態であるので、磁界の強さが負方向において減少し、０に達した後、正方向において増加するのに伴って、検出信号Ｓ２の電圧は正方向に増加する。続いて、時点ｔ５から時点ｔ９直前までの間およびそれ以降においても、時点ｔ１から時点ｔ５直前までの間と同様に検出信号Ｓ２の電圧が変化する。

図３において、検出信号Ｓ２は出力処理部１６に入力され、出力処理部１６により、検出信号Ｓ２において連続する２つの検出点間の時間差に対応するパルス幅Ｗを有する出力パルス信号Ｓ３が生成される。

ここで、検出信号Ｓ２の振幅の中間（電圧０）よりも正側に位置するピークから振幅の中間に向かって変化する間に検出信号Ｓ２の電圧（出力値）が所定の基準値Ｖｒ１に達する点が正側の検出点Ｄｐである。検出点Ｄｐが位置する時点は、励磁信号の印加によってコア１１が飽和した時点であり、例えば時点ｔ１、ｔ５である。また、検出信号Ｓ２の振幅の中間よりも負側に位置するピークから振幅の中間に向かって変化する間に検出信号Ｓ２の電圧が所定の基準値Ｖｒ２に達する点が正側の検出点Ｄｎである。検出点Ｄｎが位置する時点は、飽和していたコア１１がその後いったん非飽和となり再び飽和した時点であり、例えば時点ｔ３、ｔ７である。なお、基準値Ｖｒ１と基準値Ｖｒ２は、検出信号Ｓ２の振幅の中間からそれぞれ正側と負側に同じ大きさ離れている。すなわち、本実施形態においては、検出信号Ｓ２の振幅の中間が電圧０なので、基準値Ｖｒ１の絶対値と基準値Ｖｒ２の絶対値とが等しくなる。

出力処理部１６において、比較回路３１は、検出信号Ｓ２の電圧が、検出信号Ｓ２の振幅の中間から振幅の正側のピークに向かって変化する間に、基準値Ｖｒ１に達した時点で立ち上がり、検出信号Ｓ２の電圧が、検出信号Ｓ２の振幅の正側のピークから振幅の中間に向かって変化する間に基準値Ｖｒ１に達した時点、すなわち検出点Ｄｐに対応する時点で立ち下がるパルス信号を生成する。また、比較回路３２は、検出信号Ｓ２の電圧が、検出信号Ｓ２の振幅の中間から振幅の負側のピークに向かって変化する間に基準値Ｖｒ２に達した時点で立ち上がり、検出信号Ｓ２の電圧が、検出信号Ｓ２の振幅の負側のピークから中間に向かって変化する間に基準値Ｖｒ２に達した時点、すなわち検出点Ｄｎに対応する時点で立ち下がるパルス信号を生成する。そして、ネガティブエッジトリガのフリップフロップ回路３３は、比較回路３１により生成されたパルス信号の立ち下がりによりセットされ、比較回路３２により生成されたパルス信号の立ち下がりによりリセットされる。この結果、フリップフロップ回路３３は、検出点Ｄｐでセットされ、検出点Ｄｎでリセットされることとなり、それゆえ、フリップフロップ回路３３からは、検出信号Ｓ２において連続する２つの検出点Ｄｐ、Ｄｎ間の時間差に対応するパルス幅Ｗを有する出力パルス信号Ｓ３が出力される。

図４は、電流センサ１において、導線６１に被検出電流が流れている場合のコア１１の磁界の強さ、検出信号の電圧および出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。

図４において、励磁信号の印加によりコア１１における磁界の強さが三角波を描くように変化している間に、導線６１に被検出電流が流れ、これにより磁界（外部磁界）が生じると、コア１１において、励磁信号の印加による磁界の強さに、導線６１に被検出電流が流れることにより生じる磁界の強さが加わる。この結果、コア１１における磁界の強さを示す特性線Ｓ１が、導線６１を流れる被検出電流の大きさおよび向きに応じて正方向（上方向）または負方向（下方向）にシフトする。図４は、導線６１に被検出電流が流れたことにより、コア１１における磁界の強さを示す特性線Ｓ１が負方向にシフトした状態を示している。

コア１１における磁界の強さを示す特性線Ｓ１が負方向にシフトすると、コア１１が飽和するタイミングが変化する。コア１１が飽和するタイミングが変化すると、検出信号Ｓ２において、検出点Ｄｐが位置する時点が例えば図３中の時点ｔ１から図４中の時点ｔ１１に変化すると共に、検出点Ｄｎが位置する時点が図３中の時点ｔ３から図４中の時点ｔ１３に変化する。この結果、出力パルス信号Ｓ３のパルス幅Ｗが変化する。

出力パルス信号Ｓ３のパルス幅Ｗの変化量および変化の方向は、コア１１における磁界の強さを示す特性線Ｓ１のシフト量およびシフト方向に対応し、特性線Ｓ１のシフト量およびシフト方向は、導線６１に流れた被検出電流の大きさおよび向きに対応するので、出力パルス信号Ｓ３のパルス幅Ｗまたはパルスデューティ比から、導線６１に流れた被検出電流の大きさおよび向きを認識することができる。

図５は、電流センサ１において、導線６１に被検出電流が流れていない状態で、コア１１の磁気特性が変化した場合のコア１１の磁界の強さ、および出力パルス信号のレベルを示すタイミングチャートである。図５中の上段の特性線Ｓ１は、励磁回路１３により三角波の励磁信号が印加されたコア１１における磁界の強さを示し、図３中の上段に示すものと同じである。図５中の中段の出力パルス信号Ｓ３は、コア１１が飽和する磁界の強さがＨａ１、−Ｈａ１である場合に出力処理部１６から出力される出力パルス信号であり、図３中の下段に示すものと同じである。図５中の下段の出力パルス信号Ｓ３１は、コア１１の磁気特性が変化し、コア１１が飽和する磁界の強さがＨｂ１、−Ｈｂ１となった場合に出力処理部１６から出力される出力パルス信号である。

コア１１の磁気特性は、コア１１の寸法誤差や周囲の温度の変化等によってばらつく。例えば、コア１１の周囲の温度の変化によって、図２中の二点鎖線で示すようにコア１１の磁気特性が変化し、このため、コア１１が飽和する磁界の強さがＨａ１、−Ｈａ１からＨｂ１、−Ｈｂ１にそれぞれずれたとする。コア１１が飽和する磁界の強さがこのようにずれると、図５に示すように、三角波の励磁信号の励磁によってコア１１が飽和する時点がずれる。例えば、正側でコア１１が飽和する時点が時点ｔ１から時点ｔ２１にずれ、負側でコアが飽和する時点が時点ｔ３から時点ｔ２３にずれる。また、同様に、正側でコア１１が飽和する時点が時点ｔ５から時点ｔ２５にずれ、負側でコアが飽和する時点が時点ｔ７から時点ｔ２７にずれる。

しかしながら、Ｈａ１からＨｂ１へのずれ量と−Ｈａ１から−Ｈｂ１へのずれ量とが同等である場合には、励磁信号が三角波であるため、正側でコア１１が飽和する時点のずれ方向およびずれ量と、負側でコア１１が飽和する時点のずれ方向およびずれ量とは等しくなる。この結果、検出点Ｄｐと検出点Ｄｎとの間の時間差は、コア１１の磁気特性に変化が生じていない場合と生じている場合とで変わらず、それゆえ、出力パルス信号Ｓ３（Ｓ３１）におけるパルス幅Ｗは、コア１１の磁気特性に変化が生じていない場合と生じている場合とで変わらない。すなわち、コア１１の寸法誤差や周囲の温度の変化等によって、コア１１の磁気特性が変化しても、励磁信号の印加によってコア１１が飽和した時点とコア１１がその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差は変化しない。

したがって、コア１１の磁気特性の変化によってコア１１が飽和する磁界の強さが正側で正方向に増加し、かつ負側で負方向に同等量増加した場合でも、または、コア１１の磁気特性の変化によってコア１１が飽和する磁界の強さが正側で正方向に減少し、かつ負側で負方向に同等量減少した場合でも、導線６１を流れる被検出電流の検出に誤差は生じない。すなわち、コア１１の磁気特性がコア１１の寸法誤差や周囲の温度の変化等によってばらついても、このコア１１の磁気特性のばらつきは、導線６１を流れる被検出電流の検出に影響しない。このように、本発明の実施形態による電流センサ１によれば、コア１１の磁気特性のばらつきのために、被検出電流の検出精度が低下することを防止することができる。

図６は比較例による励磁回路および検出処理部を示し、図７は比較例による検出信号波形、本実施形態による検出信号波形、および理想の検出信号波形を示している。これより、比較例による検出処理部から出力される検出信号よりも、本実施形態による電流センサ１の検出処理部１５から出力される検出信号の方が振幅が大きく、波形を全体的に見た場合に波形のなまりが少ないことを説明する。

図６に示す比較例による検出処理部４１は、励磁回路１３から出力される三角波の励磁信号の印加によりコイル１２に生じる誘導起電力を示す信号を検出信号として出力する回路である。検出処理部４１においては、抵抗４２と、コア１１に巻回されたコイル１２とが図６に示すように接続されている。そして、図６中の電圧Ｖ_ＯＵＴが検出信号として取り出される。なお、励磁信号の波形、コア、コイルは、検出処理部４１と検出処理部１５とで共通である。

図７に示すように、比較例による検出処理部４１から出力される検出信号Ｓｃは、振幅が小さく、波形のなまりの程度が大きいため、ピークが不明確である。一方、本発明の実施形態による電流センサ１における検出処理部１５から出力される検出信号Ｓ２は、検出信号Ｓｃと比較して、振幅が大きく、また、振幅が大きいため、検出信号Ｓ２を全体的に見ると波形のなまりの程度が小さい。そして、ピークが明確である。そして、検出信号Ｓｃの波形と検出信号Ｓ２の波形を比較すると、検出信号Ｓ２の波形の方が検出信号Ｓｃの波形よりも理想的な検出信号Ｓｄの波形に近いことがわかる。なお、理想的な検出信号Ｓｄの波形は、のこぎり波状であり、ピークから振幅の中間に向けての変化の軌跡が時間軸に対して完全に垂直な直線である。それゆえ、ピークと検出点とが時間的に完全に一致している。

ここで、本発明の実施形態による電流センサ１における検出信号Ｓ２の振幅が、比較例における検出信号Ｓｃの振幅よりも大きくなる点について説明する。

図６中の比較例による検出処理部４１において、入力電圧をＶ_ＩＮとし、出力電圧をＶ_ＯＵＴとし、抵抗４２の抵抗値をＲ０とし、コイル１２のインピーダンスをＺ_Ｌとすると、下記の数式（１）が成り立つ。

ここで、図７に示すように、検出信号Ｓｃの振幅がピークに達した時点ｔ_Ａにおける入力電圧Ｖ_ＩＮをＶ_ＩＡとし、時点ｔ_Ａにおける出力電圧Ｖ_ＯＵＴをＶ_ＯＡとし、時点ｔ_Ａにおけるコイル１２のインピーダンスＺ_ＬをＺ_ＬＡとする。また、検出信号Ｓｃの振幅がその中間に位置する時点ｔ_Ｂにおける入力電圧Ｖ_ＩＮをＶ_ＩＢとし、時点ｔ_Ｂにおける出力電圧Ｖ_ＯＵＴをＶ_ＯＢとし、時点ｔ_Ｂにおけるコイル１２のインピーダンスＺ_ＬをＺ_ＬＢとする。この場合、検出信号Ｓｃの振幅の大きさを示すＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢは下記の数式（２）により求めることができる。

Ｖ_ＩＡ≒Ｖ_ＩＢとすると、数式（２）の右辺は下記の数式（３）に示すようになる。

Ｚ_ＬＢ＜Ｚ_ＬＡなので、数式（３）の右辺における（Ｒ０＋Ｚ_ＬＢ）／（Ｒ０＋Ｚ_ＬＡ）は１より小さい値となる。したがって、比較例による検出処理部４１におけるＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢは、Ｚ_ＬＡ／Ｚ_ＬＢよりも小さい値となる。

これに対し、図１中の本発明の実施形態による検出処理部１５において、抵抗２３の抵抗値がＲ１であるので、入力電圧をＶ_ＩＮと出力電圧をＶ_ＯＵＴとの関係は下記の数式（４）に示す通りである。

ここで、比較例の場合と同様に、検出信号Ｓ２の振幅がピークに達した時点ｔ_Ａにおける入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、コイル１２のインピーダンスＺ_ＬをそれぞれＶ_ＩＡ、Ｖ_ＯＡ、Ｚ_ＬＡとし、検出信号Ｓｃの振幅がその中間に位置する時点ｔ_Ｂにおける入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、コイル１２のインピーダンスＺ_ＬをそれぞれＶ_ＩＢ、Ｖ_ＯＢ、Ｚ_ＬＢとする。すると、検出信号Ｓ２の振幅の大きさを示すＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢは下記の数式（５）により求めることができる。

Ｖ_ＩＡ≒Ｖ_ＩＢとすると、数式（５）の右辺は下記の数式（６）に示すようになる。

このように、本発明の実施形態による検出処理部１５におけるＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢはＺ_ＬＡ／Ｚ_ＬＢとなる。結果として、本発明の実施形態による検出処理部１５におけるＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢの方が、比較例による検出処理部４１におけるＶ_ＯＡ／Ｖ_ＯＢよりも大きい。このことから、本実施形態による検出信号Ｓ２の振幅の方が、比較例による検出信号Ｓｃの振幅よりも大きくなることがわかる。

検出信号の振幅が小さいと、検出信号の振幅の中間とピークとの間の電圧が小さいので、検出点を検出するための基準値Ｖｒ１、Ｖｒ２と検出信号の振幅の中間との間の電圧を大きくとることができない。すなわち、基準値Ｖｒ１、Ｖｒ２を検出信号Ｓｃの振幅の中間から十分に離すことができない。したがって、図７に示す検出信号Ｓｃのように、検出信号ＳｃにノイズＮが乗ると、そのノイズＮの振幅が基準値Ｖｒ１または基準値Ｖｒ２に届き易く、このため、ノイズＮにより検出点の誤検出が生じることがある。

これに対し、検出信号の振幅が大きくなると、検出信号の振幅の中間とピークとの間の電圧が大きくなるので、検出点を検出するための基準値Ｖｒ１、Ｖｒ２と検出信号の振幅の中間との間の電圧を大きくとることができ、すなわち、基準値Ｖｒ１、Ｖｒ２を検出信号の振幅の中間から十分に離すことができる。したがって、図７に示す検出信号Ｓ２のように、たとえ検出信号Ｓ２にノイズＮが乗ったとしても、そのノイズＮの振幅が基準値Ｖｒ１または基準値Ｖｒ２に届き難く、それゆえ、ノイズＮにより検出点の誤検出が生じることを防止することができ、検出点の検出精度を高めることができる。

また、検出信号Ｓｃのように振幅が小さいと、検出信号の周期を短くすると、検出信号のピークがさらに不明確になり、検出点の検出を高精度に行うことが困難になる。これに対し、検出信号Ｓ２のように振幅が十分に大きいと、検出信号の周期を短くしても、検出信号の明確なピークを維持することができ、検出点の検出を高精度にかつ容易に行うことができる。したがって、電流センサ１の動作を高速化することができる。

以上説明した通り、本発明の実施形態による電流センサ１によれば、コア１１の磁気特性のばらつきに起因する被検出電流の検出精度の低下を防止することができることに加え、検出信号における検出点の検出精度を高めることができ、被検出電流の検出精度を高めることができる。また、本発明の実施形態による電流センサ１によれば、その動作速度の高速化を図ることができる。

なお、上述した実施形態では、検出処理部１５において演算増幅器を用いたが、これに代えて他の反転増幅器ないし反転増幅回路を用いることができる。また、励磁信号の波形が三角波である場合を例に挙げたが、これに代えて、疑似三角波または正弦波の励磁信号を用いることができる。もっとも、三角波の励磁信号を用いることにより、検出信号の波形のなまりを少なくすることができ、鋭く明確なピークを持った検出信号を生成することができ、被検出電流の検出精度を高めることができる。また、図１中の抵抗２３は、励磁回路１３の内部にこの抵抗２３に代わるインピーダンス要素が存在し、その結果、抵抗２３を設けなくても適切な検出信号を生成することができる場合には、省略することができる。また、検出処理部１５において検出信号に直流のバイアス電圧を付加してもよい。

また、上述した実施形態では、検出信号の振幅の中間が０である場合に、検出信号のピークから振幅の中間に向かって変化する間に当該検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点を検出点としたが、本発明はこれに限らない。検出信号の振幅のピークを検出点としてもよい。

また、上述した実施形態では、図１に示すように、比較回路３１、３２およびフリップフロップ回路３３を備えた出力処理部１６を採用したが、本発明はこれに限らない。本発明の出力処理部として、検出信号において連続する２つの検出点間の時間差を検出、測定、または算出することができる他の手段を採用することができる。例えば、図１中の比較回路３１、３２から出力されたパルス信号をマイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータにより、検出信号における連続する２つの検出点間の時間差を検出してもよい。また、図１中の出力処理部１６に代えて、図８に示すデジタル信号処理手段を適用した出力処理部５１を採用してもよい。すなわち、出力処理部５１は、検出処理部１５から出力された検出信号を、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータ５２によりデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理ユニット５３において、当該デジタル信号を用いて、連続する２つの検出点間の時間差を算出する。デジタル信号処理ユニット５３は、例えば、デジタル化された検出信号の波形におけるエッジ判定を行う飽和エッジ判定回路５４と、飽和エッジ判定回路５４によるエッジ判定の結果に基づいて検出信号に対応するデジタル信号におけるデューティ比を算出するデューティ算出回路５５とを備えている。

また、上述した実施形態では、励磁回路１３、検出処理部１５および出力処理部１６を備えた電流センサ１を例にあげて説明したが、本発明を適用した製品を製造する場合、励磁回路、検出処理部および出力処理部が一体的組み込まれた電流センサを１製品として製造してもよいし、励磁回路および検出処理部が一体的組み込まれたセンサユニットを１製品として製造してもよい。後者の場合には、当該センサユニットを購入した者が出力処理部を用意し、当該購入したセンサユニットと出力処理部とを接続することで、本発明の電流センサを実現することができる。

また、上述した実施形態では、導線６１を流れる被検出電流を検出する電流センサ１を例にあげたが、本発明はこれに限らない。本発明の電流センサは、その構造上、電流の検出だけでなく、磁界の検出にも広く適用することができる。

また、本発明は、請求の範囲および明細書全体から読み取ることのできる発明の要旨または思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電流センサもまた本発明の技術思想に含まれる。

１電流センサ
１１コア
１２コイル
１３励磁回路
１４検出回路
１５検出処理部
１６、５１出力処理部
２１演算増幅器
２２入力経路
２３抵抗
２４帰還経路

Claims

被検出物を流れる被検出電流を検出する電流センサであって、
コアと、
前記コアに巻回されたコイルと、
各ピーク時における電流の大きさが前記コアを飽和する電流の大きさを超える三角波、疑似三角波または正弦波の励磁信号を前記コイルに印加する励磁回路と、
前記励磁信号の印加により前記コアが飽和した時点と前記コアがその後いったん非飽和となり再び飽和した時点との時間差に基づいて前記被検出電流を検出する検出回路とを備え、
前記検出回路は、
前記励磁信号の印加により前記コイルに生じる誘導起電力を示す検出信号を出力する検出処理部と、
前記検出信号のピーク、または前記検出信号においてそのピークから振幅の中間に向かって変化する間に前記検出信号の出力値の絶対値が所定の基準値に達する点を検出点とすると、前記検出信号において連続する２つの前記検出点間の時間差を示す出力信号を出力する出力処理部とを備え、
前記検出処理部は、
反転増幅器と、
前記励磁回路の内部に設けられ、または前記励磁回路と前記反転増幅器の入力端子との間を接続する経路の途中に接続されたインピーダンス要素と、
前記反転増幅器の出力端子と前記入力端子との間を接続する帰還経路とを備え、
前記帰還経路の途中に前記コイルが接続されていることを特徴とする電流センサ。
前記反転増幅器は演算増幅器であり、前記反転増幅器の入力端子は前記演算増幅器の反転入力端子であることを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
前記励磁信号は三角波であることを特徴とする請求項１または２に記載の電流センサ。
請求項１に記載の電流センサを形成するためのセンサユニットであって、
コアと、
前記コアに巻回されたコイルと、
各ピーク時における電流の大きさが前記コアを飽和する電流の大きさを超える三角波、疑似三角波または正弦波の励磁信号を前記コイルに印加する励磁回路と、
前記励磁信号の印加により前記コイルに生じる誘導起電力を示す検出信号を出力する検出処理部と、
前記検出処理部は、
反転増幅器と、
前記励磁回路の内部に設けられ、または前記励磁回路と前記反転増幅器の入力端子との間を接続する経路の途中に接続されたインピーダンス要素と、
前記反転増幅器の出力端子と前記入力端子との間を接続する帰還経路とを備え、
前記帰還経路の途中に前記コイルが接続されていることを特徴とするセンサユニット。