JP2015533424A - フラックスゲート方式の非接触電流計測器 - Google Patents

Abstract

本発明は被測定電流が流れる導線の周囲の電磁気場を検出して被測定電流を計測するフラックスゲート方式の非接触電流計測器に関するものであって、２つのコアを互いに反対極性に磁化するための発振信号を印加して発振信号の変化により直流成分を検出し、かつ１つのコアに巻線したコイルのインダクタンスをそのまま用いてＬＣ発振回路を構成し、ＬＣ発振した信号を他の１つのコアに巻線したコイルに印加して直流成分を検出し、更に他のコアを用いて交流成分を検出し、検出した直流及び交流成分に相応する補償電流を被測定電流による磁束を相殺する条件で収束させて、収束した状態で補償電流の測定により被測定電流を計測し、ＬＣ発振するコアが被測定電流により飽和される状況が発生しても自動的に脱磁させて正常に電流を計測するフラックスゲート方式の非接触電流計測器に関するものである。【選択図】図３

Description

本発明は被測定電流が流れる導線の周囲の電磁気場を検出して被測定電流を計測するフラックスゲート方式の非接触電流計測器に関するものであって、２つのコアを互いに反対極性に磁化するための発振信号を印加して発振信号の変化により直流成分を検出し、かつ１つのコアに巻線したコイルのインダクタンスをそのまま用いてＬＣ発振回路を構成し、ＬＣ発振した信号を他の１つのコアに巻線したコイルに印加して直流成分を検出し、更に他のコアを用いて交流成分を検出し、検出した直流及び交流成分に相応する補償電流を被測定電流による磁束を相殺する条件で収束させて、収束した状態で補償電流の測定により被測定電流を計測し、ＬＣ発振するコアが被測定電流により飽和される状況が発生しても自動的に脱磁させて正常に電流を計測するフラックスゲート方式の非接触電流計測器に関する。

導線に流れる電流を測定する方法には、電流計測器をその導線に電気的に直接連結して測定する直接測定方法と、その導線の電流により周辺に発生する電磁気場を電流計測器で検出して導線の電流を測定する間接測定方法がある。

ここで、直接測定方法は計測器を連結することに面倒で難しくて、回路的に分離することもできないなどの制約条件が伴われるので、最近にはこのような直接測定方法の制約条件を脱するための間接測定方法が台頭している。

間接測定方法は、代表的な例としてフラックスゲート（Ｆｌｕｘ Ｇａｔｅ）方式を用いる方法がある。このようなフラックスゲート（Ｆｌｕｘ Ｇａｔｅ）方式を用いた電流測定方法によれば、２つのコアに交流磁化方向が互いに反対になるように交流電流を印加し、２つのコアに各々巻線したコイルに発生する起電力変化を感知して導線に流れる電流による直流磁束（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｌｕｘ）を検出する。そして、導線の電流による交流磁束は別途のコイルを用いて検出し、このように検出した直流磁束及び交流磁束に対応する電流を印加して導線に流れる電流による電磁気場を相殺するように構成することによって、印加した電流の検出により導線に流れる電流を測定する。

このようにフラックスゲート（Ｆｌｕｘ Ｇａｔｅ）方式により電流を計測する従来技術として、特許文献１、特許文献２、特許文献３などがあった。上記従来技術によれば、矩形波または正弦波で発振した電流を印加して、互いに反対の方向に２つのコアを磁化させた状態で導線の被測定電流による電磁気場の影響により２つのコアに発生する歪曲を電圧信号で感知して直流成分を検出し、交流成分は別途のコアまたは別途の回路構成で検出する。そして、検出した成分に相応する補償電流で磁束を加えて被測定電流による磁束を相殺するように補償電流を収束させ、その収束した補償電流を測定して被測定電流を計測した。

しかしながら、上記の従来技術に従うフラックスゲート方式の電流計測器は、サイン波または矩形波の発振信号を生成する構成をコアに巻線したコイルとは別途に設けて、その構成による発振信号を両コアの巻線コイルに同時印加した。これによって、コアの磁性特性によって時定数が変わるようになり、結局、コアの磁性特性を反映しなかった固定された周波数の発振信号を印加することによって、コアを不完全に磁化させて電流計測の正確度を低下させる要因として表れるようになった。このような要因を除去するためには、コアの磁性特性に合う発振信号を生成しなければならないが、電流計測器の製作上、コアの誤差率偏差が激しいので、発振信号を生成する回路要素をコアに合わせることは非常に難しく、生産する計測器毎に一々合せることも非常に面倒で、生産性の低下及び性能の低下という問題点を有するようになった。

さらに、上記の従来技術は両側コアを反対極性が表れるようにコイルを直列（発振信号の入力のために連結する接続点から見て並列）に連結した後に発振信号を両コイルの直列接続点に印加して両側コアを互いに反対方向に磁化させているので、両側コアに若干の磁化誤差が発生しても計測性能には大きい偏差として表れる問題点があった。

一方、上記の従来技術で発振信号に磁化しようとする両側コアが導線に流れる被測定電流によっても磁化されるので、被測定電流が大きければ計測初期にコアが飽和されて発振信号の周波数より非常に大きい高周波で発振するので、フラックスゲート方式を用いた直流成分の検出が不可能になる問題点もあった。

韓国登録実用新案第２０−０２８３９７１号公報 韓国公開特許第１０−２０１０−０００１５０４号公報 韓国公開特許第１０−２００４−０００１５３５号公報

本発明の目的は、フラックスゲート（Ｆｌｕｘ Ｇａｔｅ）方式により電流を計測するための発振回路をコアのコイルとは別途に構成するものでなく、コアのコイルを発振回路の一構成要素にした自体発振でコアの磁化特性を反映した発振がなされるようにするフラックスゲート方式の非接触電流計測器を提供することにある。

本発明の他の目的は、発振信号に従う電流を両側コアに印加して反対極性に磁化させるに当たって、両側に印加する電流間に相互電気的連結による影響を最小化させて計測精度を向上させたフラックスゲート方式の非接触電流計測器を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、発振信号に磁化させようとするコアが被測定電流により飽和される状況が発生しても自動的に脱磁させて正常に電流を計測するフラックスゲート方式の非接触電流計測器を提供することにある。

上記の目的を達成するために、本発明は第１コイルＷ１を巻線した第１コアＭ１、第２コイルＷ２を巻線した第２コアＭ２、及び第３コイルＷ３を巻線した第３コアＭ３を被測定電流が流れる導線Ｗ０に貫通するようにし、第４コイルＷ４を第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３に同時に巻線されるようにし、反対極性に発振させる第１及び第２コイルＷ１、Ｗ２の電流と第３コイルＷ３に誘導される電流に基づいて第４コイルＷ４に補償電流を印加するように構成されて、補償電流の測定により被測定電流を測定する非接触電流計測器において、上記第１コイルＷ１にキャパシタＣ１を連結して上記第１コイルＷ１のインダクタンスと上記キャパシタＣ１のキャパシタンスによりＬＣ発振するようにして電流を上記第１コイルＷ１に印加し、上記第１コイルＷ１に印加される電流の電圧極性を反転させた電流を上記第２コイルＷ２に印加して、電流印加による第１コアＭ１と第２コアＭ２の磁化が互いに反対極性になるようにする発振部１０、上記第１コイルＷ１及び第２コイルＷ２の合算電圧信号と、上記第３コイルＷ３に誘導される電圧信号に対応する補償電流を上記第４コイルＷ４に印加する補償電流生成部２０、上記第４コイルＷ４に流れる補償電流を測定して被測定電流を獲得する検出部４０を含んで構成されることを特徴とする。

上記発振部１０は、上記第１コイルＷ１に印加される電流の電圧信号を高い入力抵抗特性を有する演算増幅器Ａ２で反転増幅して得る電流で上記第２コイルＷ２に印加して、上記第２コイルＷ２に印加される電流により第１コイルＷ１に印加される電流が歪曲されないようにすることを特徴とする。

上記第１コアＭ１の飽和に従う高周波発振により発生する上記キャパシタＣ１の電圧でターンオン（ＴＵＲＮ−ＯＮ）し、ターンオン状態で補償電流を増幅させて上記第１コアＭ１を脱磁させる飽和復帰部３０をさらに含んで構成されることを特徴とする。

上記飽和復帰部３０は、上記キャパシタＣ１の電圧信号を平滑回路及びダイオードＤ１に順次に通過させて正極（＋）信号によりターンオンされるようにすることを特徴とする。

上記補償電流生成部２０の増幅は反転（−）入力端に上記第１コイルＷ１及び第２コイルＷ２の合算電圧を印加し、非反転（＋）入力端に上記第３コイルＷ３に誘導される電圧を印加し、出力端を反転（−）入力端に帰還させた演算増幅器Ａ４からなる一方、上記飽和復帰部３０は、上記演算増幅器Ａ４の帰還回路の両端に連結されて上記演算増幅器Ａ４の出力端電圧を反転増幅して上記演算増幅器Ａ４の反転（−）入力端に印加することを特徴とする。

上記飽和復帰部３０は、上記キャパシタＣ１の正極（＋）信号によりターンオンされるようにする上記平滑回路及びダイオードＤ１、補償電流に対応する電圧信号を反転増幅する演算増幅器Ａ５、及び上記ダイオードＤ１を通過する正極（＋）信号によりターンオンされて上記演算増幅器Ａ５の増幅信号をより増幅させるトランジスタＴ１を含んで構成されることを特徴とする。

上記第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３は、各々分離及び結合可能なカットコア（ｃｕｔ ｃｏｒｅ）で構成され、かつ結合面を互いに噛み合って挟まれる凹凸に形成することを特徴とする。

上記のように構成される本発明は、フラックスゲート方式により電流を計測するために発振回路を構成するに当たって、コアに巻線したコイルにキャパシタを連結して自体発振するので、複雑な発振回路を別途に設ける必要無しで回路を簡素化することができ、透磁率のようなコアの特性が反映された発振回路で磁化させるので、完全な磁化状態で直流成分を精密に検出して計測成分を高める。

また、本発明は反対極性に磁化させる２つのコアのうちのいずれか一側に発振した信号を用いて他側コアを発振するので、一実施形態で見せた演算増幅器のような回路構成要素を用いて両側コア間の影響を最小化することができ、これによって、直流成分を精密に検出して導線の電流を正確に計測することができる。

また、本発明は逆磁化のための補償電流を流す前の計測初期に導線の電流によりコアが飽和されてもコアの飽和に従う高周波発振信号を感知して脱磁のための補償電流を流れるようにするので、飽和を自動的に解消して正常に計測動作し、これによって、常用製品に使用する時に飽和による誤作動もなく、飽和を解消するための別途の操作も必要でないので、使用が非常に便利である。

本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器の構成図である。 本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器におけるコイルを巻線したコアの概略斜視図である。 本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器の電気回路図である。 本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器におけるコアを励磁させるために印加した電流の電圧波形グラフである。

以下、本発明の好ましい実施形態を添付した図面を参照して当該分野に通常の知識を有する者が容易に実施できるように説明する。

図１から図４は本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器を説明するための図であって、図１は概略構成図であり、図２はコイルを巻線したコアの概略斜視図であり、図３は電気回路図であり、図４は第１及び第２コアＭ１、Ｍ２を励磁させるために印加した電流の電圧波形グラフである。

本発明の実施形態に従うフラックスゲート方式の非接触電流計測器は、被測定電流が流れる導線Ｗ０を各々周回するように（内部中空を貫通するようにして導線の周りを取り囲むように）した３個のコアＭ１、Ｍ２、Ｍ３、各々のコアに巻線したコイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３、３個のコアＭ１、Ｍ２、Ｍ３に同時に巻線したコイルＷ４、３個のコイルのうちの２つのコイルＷ１、Ｗ２に互いに反対の極性を有する発振電流を印加して、そのコイルを巻線したコアＭ１、Ｍ２を互いに反対の方向の磁束に励磁する発振部１０、印加した発振電流と３個のコイルのうちの残りの１つのコイルＷ３に誘導される電流に対応する補償電流を生成する補償電流生成部２０、コアが磁気飽和する時にこれを感知して脱磁させる飽和復帰部３０、及び上記補償電流を３個のコアに同時に巻線したコイルＷ４に印加して、その補償電流による電圧を測定することによって被測定電流を獲得する検出部４０を含んで構成される。

ここで、上記の互いに反対の極性という意味は、１８０゜位相差を有するということである。

上記の３個のコアＭ１、Ｍ２、Ｍ３に巻線したコイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３は、上記発振部１０により発振した交流電流が印加される第１コイルＷ１、上記第１コイルＷ１に印加される電流と反対極性を有する電流が上記発振部１０により印加される第２コイルＷ２、後述するように被測定電流の交流成分による磁束により誘導される交流電流を検出するための第３コイルＷ３からなる。

本発明の実施形態によれば、上記第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３は、各々カットコア（ｃｕｔ ｃｏｒｅ）で構成されて、各々分離及び結合可能であるので、分離した状態で上記導線Ｗ０を入れた後に結合して上記導線Ｗ０が内部を貫通するようにすることができ、このような構造はクランプタイプの電流計測器に使われる。

しかしながら、分離及び結合される接触面で磁束抵抗が大きくなることがある。ここに、本発明の実施形態では、各々のコアを分離及び結合可能に形成し、かつ互いに噛み合って挟まれる凹凸Ｍｃを結合面に形成して、結合時に凹凸Ｍｃの嵌合により磁束抵抗を格段に低める。ここで、凹凸Ｍｃは互いに接触する両側結合面で一側結合面に凹溝を形成し、他側結合面に突起を形成する方式により形成されることができ、上記図２に示すように、多数の凹凸に形成して接触面積を広くすることが好ましい。勿論、上記凹凸Ｍｃは互いに嵌合する時に接触面が密着するようにかっちりと形成されることがよい。

本発明の具体的な実施形態において、上記凹凸Ｍｃは外側面から始まって内側面まで切欠する形態からなり、外側から内側に向けて眺めた形状は矩形波のように見えるが、このような形状に限定する必要はないし、例えば、鋸歯形態も可能である。勿論、カットコア形態の第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３は、各々凹凸Ｍｃを嵌合した状態で閉曲をなして上記導線Ｗ０を周回する形態となる。

上記第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３は透磁率が非常に高くて、周波数応答特性及び温度特性が非常に優れるナノクリスタル磁性体で構成して、高精度及び高線形性の優れる性能で電流を計測するようにすることが好ましい。ナノクリスタルは、高周波特性が優れるので、後述するように、一定の周波数で発振した電流を印加する時に発振周波数を安定的に維持することができ、透磁率も非常に高くて精密な計測が可能な長所を有する。

上記の３個のコアＭ１、Ｍ２、Ｍ３に同時に巻線したコイルＷ４は、上記第１、第２、及び第３コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３と区分するために第４コイルＷ４と命名して説明する。

そして、上記図１及び図２に示すように、上記第１、第２、第３、及び第４コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４の巻線方向は同一にし、このような巻線方向は上記図３の電気回路図にもコイルを図示する時に‘●’と表示した。

上記の３個のコアＭ１、Ｍ２、Ｍ３は、上記第１コイルＷ１を巻線した第１コアＭ１、上記第２コイルＷ２を巻線した第２コアＭ２、上記第３コイルＷ３を巻線した第３コアＭ３からなり、互いに並んで配列されて積層される形態に構成され、被測定電流が流れる上記導線Ｗ０が順次に貫通するようにする。

これによって、上記第１コイルＷ１に印加される電流による磁束により上記第１コアＭ１が励磁され、上記第２コイルＷ２に印加される電流による磁束により上記第２コアＭ２が励磁されるが、この際、両側電流が相互反対極性を有するので、励磁による磁力線の方向が互いに反対となる。このような上記第１コアＭ１及び第２コアＭ１は補償電流生成部２０に対して後述するように、上記導線Ｗ０に流れる電流の直流成分によるＤＣ磁束成分を検出できるようにするコアである。

上記第３コアＭ３は上記導線Ｗ０に流れる電流の交流成分によるＡＣ磁束成分を検出するためのコアであって、ＡＣ磁束成分に対応する電流が上記第３コイルＷ３に誘導される。

このように、上記導線Ｗ０に流れる被測定電流によるＡＣ磁束成分及びＤＣ磁束成分に対応する補償電流は、後述する補償電流生成部２０により第４コイルＷ４に印加される。

上記第４コイルＷ４は、上記第１、第２、及び第３コアＭ１、Ｍ２、Ｍ３を一束にして巻線され、上記の補償電流が流れることによって補償電流による磁束が上記導線Ｗ０に流れる被測定電流による磁束を相殺して、総磁束が‘０’になるようにする。本発明によれば、上記の補償電流は被測定電流を計測し始める時点で総磁束が‘０’になるようにする電流に収束するように回路構成される。

これによって、収束した状態で補償電流を測定して被測定電流を検出することができ、このための上記発振部１０、補償電流生成部２０、飽和復帰部３０、及び検出部４０について詳細に説明する。

上記発振部１０は、上記第１及び第２コイルＷ１、Ｗ２に一定の周波数の電流を印加し、かつ上記第１コイルＷ１に印加される電流と第２コイルＷ２に印加される電流が互いに反対極性（即ち、１８０゜位相差を有する極性）を有するようにして第１コアＭ１と第２コアＭ２による磁束が互いに相殺されるようにし、このような一定な周波数の電流を印加するためにＬＣ発振回路を構成するに当たって、上記第１コイルＷ１に連結されるキャパシタＣ１を備えて上記第１コイルＷ１のインダクタンス（ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）と上記キャパシタＣ１のキャパシタンス（ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）によりＬＣ発振するようにする。

即ち、本発明によれば、従来技術で提示した独立した発振回路を上記発振部１０に回路構成するものでなく、上記第１コアＭ１に巻線した第１コイルＷ１をインダクタ（ｉｎｄｕｃｔｏｒ）にし、そのインダクタと連結するキャパシタＣ１を備えて、上記第１コイルＷ１のインダクタ（ｉｎｄｕｃｔｏｒ）と上記キャパシタＣ１によりＬＣ発振するようにする。

これによって、発振回路の構成を簡素化するだけでなく、第１コアＭ１を不完全に磁化する虞もないので、ＤＣ磁束成分を正確に検出することができる。敷衍して説明すると、固定された周波数の電流を印加する発振器を独立的に構成して、その発振器による電流を上記第１コイルＷ１に印加すれば、上記第１コアＭ１の磁化特性（即ち、透磁率及び第１コイルの影響により変わる時定数）を反映できなくなることがあるので、結局、ＤＣ磁束成分を正確に検出する程度に上記第１コアＭ１を完全に磁化させることができなくなる。一方、本発明によれば、上記第１コアＭ１に巻線した第１コイルＷ１に表れるインダクタンスを反映した時定数（ｔｉｍｅ ｃｏｎｓｔａｎｃｅ）によって発振するので、上記第１コアＭ１を完全に磁化させてＤＣ磁束成分を正確に検出することができる。これは、上記発振部１０を構成するに当たって、第１コアＭ１及び第１コイルＷ１の特性に合うように回路素子の規格を一々合せなくてもよいので、生産性も向上させることができる。

本発明の実施形態によれば、上記キャパシタＣ１に演算増幅器Ａ１を追加連結して発振回路を構成した。上記図３を参照して説明すると、第１コイルＷ１の一端及びキャパシタＣ１の一端を演算増幅器Ａ１の出力端Ｃに連結し、第１コイルＷ１の他端Ａを演算増幅器Ａ１の反転（−）入力端に帰還させ、演算増幅器Ａ１の出力端を抵抗Ｒ２を媒介に非反転（＋）入力端に帰還させ、非反転（＋）入力端と反転（−）入力端を各々抵抗Ｒ３、Ｒ１を媒介に接地させた。上記キャパシタＣ１の他端は接地される。

そして、上記発振部１０は上記第１コイルＷ１に印加される電流の電圧極性を反転させた電流を上記第２コイルＷ２に印加する。本発明の実施形態によれば、演算増幅器Ａ２を反転増幅器で回路構成して上記第２コイルＷ２に電流を印加する。上記図３を参照して演算増幅器Ａ２の連結について具体的に説明すると、出力端を抵抗Ｒ５を媒介に反転（−）入力端に帰還させ、反転（−）入力端と上記第１コイルＷ１の発振のための演算増幅器Ａ１の出力端Ｃの間を抵抗Ｒ４を介在して連結し、非反転（＋）入力端を接地して反転増幅器で回路構成した後、出力端は第２コイルＷ２に一端に連結し、第２コイルＷ２の他端Ｂを抵抗Ｒ６を媒介に接地させた。

上記のように演算増幅器Ａ２を反転増幅器で回路構成して第１コイルＷ１に印加される電流の電圧極性を反転増幅して得る電流を第２コイルＷ２に印加するので、一般的に無限大（∞）と仮定する程度に非常に大きい入力低圧を有する演算増幅器の特性を活用することができる。即ち、第１コイルＷ１に印加される電流の電圧信号を反転させて得る電流で第２コイルＷ２に印加する時に、非常に大きい入力抵抗により両コイルＷ１、Ｗ２の間の影響を最小化することができる。結局、第１コイルＷ１を第２コイルＷ２に連結しても反転増幅器で回路構成した演算増幅器Ａ２を中途に連結することによって、第２コイルＷ２に印加される電流の影響が第１コイルＷ１に及ぼさないので、第１コイルＷ１に印加される電流を歪曲させなくなる。

上記のように構成される上記発振部１０は、第１コイルＷ１の他端Ａ及び第２コイルＷ２の他端Ｂを通じて第１及び第２コイルＷ１、Ｗ２に各々印加した電流の電圧信号を得ることができる。

上記補償電流生成部２０は、上記第１コイルＷ１に印加した電流の電圧信号と上記第２コイルＷ２に印加した電流の電圧信号とを合算する加算器２１と、加算器２１により合算した電圧信号と上記第３コイルＷ３に誘導される電流の電圧信号を増幅する増幅器２２と、増幅器２２の出力信号に対応する補償電流を生成する電流ドライブ２３とを含んで構成されて、電流ドライブ２３による補償電流を上記第４コイルＷ４に印加する。

即ち、上記第１コイルＷ１に印加された電流の電圧信号と上記第２コイルＷ２に印加された電流の電圧信号とを合算して獲得される電圧信号は被測定電流の直流成分に該当し、上記第３コイルＷ３に誘導される電流は被測定電流の交流成分に該当する。したがって、上記増幅器２２から出力される電圧信号は、直流成分及び交流成分全てを含む被測定電流に対する電圧信号となる。この電圧信号を電流ドライブ２３に変換して得る補償電流を上記第４コイルＷ３に印加するように回路構成することによって、補償電流は被測定電流による磁束の直流成分及び交流成分を減らす方向、即ち被測定電流に近接するようになる方向に収束して、被測定電流と同一になれば、第４コイルＷ４による磁束と被測定電流による磁束が相殺されて総磁束が‘０’となる。この時の第４コイルＷ４に流れる補償電流を後述する検出部４０で測定することにより被測定電流を検出することができる。

上記補償電流生成部２０を構成する上記加算器２１、増幅器２２、及び電流ドライブ２３の具体的な実施形態について上記図３を参照して詳細に説明する。

上記加算器２１は演算増幅器Ａ３の出力端をキャパシタＣ２と抵抗Ｒ９を順次に経由して反転（−）入力端に帰還させた反転増幅器で回路構成され、非反転（＋）入力端を接地した状態で、上記第１コイルＷ１の他端Ａと上記第２コイルＷ２の他端Ｂを各々抵抗Ｒ７、Ｒ８を経由して反転（−）入力端に並列連結されるようにした。これによって、上記第１コイルＷ１の他端Ａ及び上記第２コイルＷ２の他端Ｂに各々発生する電圧信号は合算されて反転増幅される。

上記加算器２１により被測定電流の直流成分を検出する原理は、上記図４の電圧波形を例として説明する。

上記図４のａ及びｂは上記導線Ｗ０に被測定電流が流れない時に、上記のように発振した電気を各々第１コアＭ１に巻線した第１コイルＷ１と第２コアＭ２に巻線した第２コイルＷ１に印加することにより表れる電圧波形のグラフであって、第１コイルＷ１の電圧信号と第２コイルＷ２の電圧信号が互いに１８０゜位相差を有するようになる。このような電圧信号を上記加算器２１で合算すれば、合算した電圧信号は‘０’となる。

そして、上記導線Ｗ０の正極の直流成分を有する被測定電流を流れるようにすれば、上記図４のｃ及びｄに各々図示した第１コイルＷ１の電圧信号と第２コイルＷ２の電圧信号のように正極で歪曲が発生する。このように歪曲された電圧信号を上記加算器２１で合算すれば、歪曲された部分で‘０’でない値が発生して、正極の直流成分を検出することができる。

上記導線Ｗ０に負極の直流成分を有する被測定電流を流れるようにすれば、上記図４のｅ及びｆに各々図示した第１コイルＷ１の電圧信号と第２コイルＷ２の電圧信号のように負極で歪曲が発生する。このように歪曲された電圧信号を上記加算器２１で合算すれば、歪曲された部分で‘０’でない値が発生して、負極の直流成分を検出することができる。

このように上記導線Ｗ０に流れる被測定電流に直流成分が含まれれば、その直流成分を極性に合うように検出することができる。

上記増幅器２２は演算増幅器Ａ４を用いた差動増幅器で構成され、上記図３を参照して具体的に説明すると、出力端ＤをキャパシタＣ３と抵抗１２を順次に経由して反転（−）入力端Ｃに帰還させ、上記加算器２１の演算増幅器Ａ３の出力端を抵抗Ｒ１０を媒介に反転（−）入力端Ｃに連結し、他端を接地した上記第３コイルＷ３の一端を抵抗Ｒ１１を媒介に非反転（＋）入力端に連結した。

これによって、上記増幅器２２は反転（−）入力端を通じて入力される被測定電流の直流成分に対応する直流電圧信号と非反転（＋）入力端を通じて入力される被測定電流の交流成分に対応する交流電圧信号を差動増幅するようになるが、この際、上記増幅器２２の演算増幅器Ａ４の出力端Ｄを通じて出力される電圧信号は被測定電流の交流及び直流成分全てを反映しなければならない。このために、第１、第２、及び第３コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３の巻取方向、第１、第２、及び第３コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ３の各両端で電圧信号を引き出す端の位置及び上記の加算器２１の反転するか否かを考慮して回路設計できることは本発明が属する技術分野に従事する者であれば自明なことであるので、これに対する詳細説明は省略する。結局、上記増幅器２２は実質的に被測定電流の直流成分に対応する直流電圧信号と被測定電流の交流成分に対応する交流電圧信号とを合算して増幅する役割を担当する。

上記電流ドライブ２３は、上記増幅器２２から出力する電圧信号を電流信号、即ち被測定電流による磁束を相殺するための補償電流に変換して上記第４コイルＷ４に印加する。このような電流ドライブ２３は、本発明の実施形態で２つのトランジスタＴ２、Ｔ３を用いたが、電圧信号に対応する電流を発生させて供給する公知の多様な電力増幅回路のうちの適切な増幅回路を選択して使用してもよい。

上記のように発振部１０及び補償電流生成部２０による補償電流は、上記第４コイルＷ１に印加される。

上記検出部４０は上記第４コイルＷ１に流れる電流を測定するための構成要素であって、本発明の実施形態ではバーデン抵抗ＢＲ（ｂｕｒｄｅｎ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）を上記第４コイルＷ１に直列連結し、バーデン抵抗ＢＲの両端電圧を測定して電流を計測する。

上記のように補償電流を上記第４コイルＷ４に印加することによって、補償電流による磁束に被測定電流による磁束を相殺させることができ、被測定電流による磁束が相殺できずに残存すれば、被測定電流の残存直流成分は上記発振部１０及び上記加算器２１により検出され、被測定電流の残存交流成分は上記第３コイルＷ３により検出されて上記増幅器２２により増幅されるので、被測定電流による磁束を‘０’に相殺する電流になるまで上記補償電流は増加して収束するようになる。このような意味で、上記の補償電流は被測定電流に対する‘逆電流’と解釈することができる。

したがって、被測定電流による磁束を‘０’に相殺する補償電流が上記第４コイルＷ１に流れる時に、その補償電流を上記検出部４０で測定すれば、被測定電流を獲得することができる。勿論、上記第４コイルＷ４の巻取回数を反映して被測定電流を獲得できることは、本発明が属する技術分野で自明である。

一方、本発明に従う電流計測器で導線Ｗ０の被測定電流を測定する初期に被測定電流による磁束により上記第１コアＷ１が飽和されて望まない高周波で発振することがあり、特に被測定電流の直流成分が非常に大きい場合に発生する。このような高周波発振状態では、本発明に従う電流計測器が正常に動作できなくて被測定電流を計測し難いので、計測動作の初期に飽和されれば脱磁させて正常動作するようにすることが好ましい。ここに、本発明に従う電流計測器は後述する飽和復帰部３０を追加構成して、動作の初期に上記第１コアＷ１が飽和されても脱磁させて前述した発振部１０による正常なＬＣ発振がなされるようにする。

上記飽和復帰部３０は、上記第１コアＭ１が飽和されることによって発生する高周波発振による電圧を感知してターンオン（ＴＵＲＮ−ＯＮ）動作し、ターンオン動作状態で上記の補償電流をより増幅させて上記第１コアＭ１の脱磁を誘導する。

上記飽和復帰部３０は、補償電流の増幅のために上記補償電流生成部２０の増幅器２２の出力端Ｄ及び反転（−）入力端Ｅ、即ち増幅器２２を構成する演算増幅器Ａ４の帰還回路の両端に連結されて出力端Ｄの電圧信号を反転増幅して反転入力端Ｅに印加することによって、上記飽和復帰部３０を設置する前に比べて上記増幅器２２で補償電流をより大きい値に増幅して上記第４コイルＷ４に流れるようにする。

具体的に説明すると、非常に大きい値の被測定電流により第１コアＷ１が飽和されて高周波発振するようになれば、その高周波発振による電圧信号が上記発振部１０のＬＣ発振のために備えたキャパシタＣ１で表れるので、上記飽和復帰部３０を上記キャパシタＣ１に表れる電圧信号の印加を受けてターンオンするように構成される。上記図３を参照すると、ベース電圧によってターンオン動作するトランジスタＴ１、補償電流に対応する電圧信号を反転増幅する演算増幅器Ａ５、及び飽和状態を感知するための平滑回路とダイオードＤ１を含んで構成され、回路構成は次の通りなされる。

上記発振部１０のキャパシタＣ１の一端Ｃは、本発明によれば、第１コイルの一端で、かつ演算増幅器Ａ１の出力端に該当し、ここで発生する電圧信号を上記平滑回路及びダイオードＤ１に順次に通過させて上記トランジスタＴ１のベースに印加されるようにして、キャパシタＣ１の正極（＋）電圧信号により上記トランジスタＴ１がターンオンされるようにする。ここで、上記平滑回路は上記ダイオードＤ１の一端と上記発振部１０のキャパシタＣ１の一端Ｃとの間を連結する導線の中途に設置され、かつ、その導線に直列連結される抵抗Ｒ１５、その導線と接地との間に各々並列に連結されるキャパシタＣ４及び抵抗Ｒ１６の順に設置される。そして、上記トランジスタＴ１のターンオン条件は上記平滑回路を構成する素子の規格を合せて設定することができ、このような平滑回路は低域通過フィルタと見ることもできる。

上記演算増幅器Ａ５は、上記補償電流生成部２０の増幅器２２を構成する演算増幅器Ａ４の出力端Ｄの補償電流に対応する電圧信号を反転増幅して、上記トランジスタＴ１のコレクタに印加する。上記演算増幅器Ａ５による反転増幅回路は非反転（＋）入力端を接地し、出力端を抵抗Ｒ１４を媒介に反転（−）入力端に帰還させた状態で、反転（−）入力端を抵抗Ｒ１３を媒介に上記増幅器２２の出力端Ｄに連結し、出力端を上記トランジスタＴ１のコレクタに連結する方式によりなされる。

そして、上記トランジスタＴ１のエミッタは上記補償電流生成部２０の増幅器２２を構成する演算増幅器Ａ４の反転（−）入力端Ｅに連結される。

上記のように構成される飽和復帰部３０は、上記第１コアＭ１の磁気飽和による高周波発振で表れるキャパシタＣ１の正極電圧信号の大きさによって上記トランジスタＴ１をスイッチングさせ、キャパシタＣ１の正極電圧信号により上記トランジスタＴ１をターンオンする時に補償電流をより大きくすることで、より大きい相殺磁束で逆磁化するので、飽和された上記第１コアＭ１は巻線した第１コイルＷ１に正極電流が印加されたり負極電流が印加されたりしながら徐々に脱磁されて飽和状態から脱するようになる。

このように、上記飽和復帰部３０のスイッチング動作で上記第１コアＭ１を脱磁することができ、脱磁された状態で上記飽和復帰部３０の動作は止めて、上記発振部１０及び補償電流生成部２０を用いた正常な電流計測がなされるようになる。

Ｗ０ 導線
Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４ コイル
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３ コア
１０ 発振部
２０ 補償電流生成部
２１ 加算器
２２ 増幅器
２３ 電流ドライブ
３０ 飽和復帰部
４０ 検出部

Claims (7)

1. 第１コイルを巻線した第１コア、第２コイルを巻線した第２コア、及び第３コイルを巻線した第３コアを被測定電流が流れる導線に貫通するようにし、第４コイルを第１、第２、及び第３コアに同時に巻線されるようにし、反対極性に発振させる第１及び第２コイルの電流と第３コイルに誘導される電流に基づいて第４コイルに補償電流を印加するように構成されて、補償電流の測定により被測定電流を測定する非接触電流計測器であって、
   前記第１コイルにキャパシタを連結して前記第１コイルのインダクタンスと前記キャパシタのキャパシタンスによりＬＣ発振するようにして電流を前記第１コイルに印加し、前記第１コイルに印加される電流の電圧極性を反転させた電流を前記第２コイルに印加して、電流印加による第１コアと第２コアの磁化が互いに反対極性になるようにする発振部と、
   前記第１コイル及び第２コイルの合算電圧信号と、前記第３コイルに誘導される電圧信号に対応する補償電流を前記第４コイルに印加する補償電流生成部と、
   前記第４コイルに流れる補償電流を測定して被測定電流を獲得する検出部と、
   を含んで構成されることを特徴とする、フラックスゲート方式の非接触電流計測器。
2. 前記発振部は前記第１コイルに印加される電流の電圧信号を高い入力抵抗特性を有する演算増幅器で反転増幅して得る電流で前記第２コイルに印加して、前記第２コイルに印加される電流により第１コイルに印加される電流が歪曲されないようにすることを特徴とする、請求項１に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。
3. 前記第１コアの飽和に従う高周波発振により発生する前記キャパシタの電圧でターンオン（ＴＵＲＮ−ＯＮ）し、ターンオン状態で補償電流を増幅させて前記第１コアを脱磁させる飽和復帰部をさらに含んで構成されることを特徴とする、請求項１または２に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。
4. 前記飽和復帰部は、前記キャパシタの電圧信号を平滑回路及びダイオードに順次に通過させて正極（＋）信号によりターンオンされるようにすることを特徴とする、請求項３に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。
5. 前記補償電流生成部の増幅は、反転（−）入力端に前記第１コイル及び第２コイルの合算電圧を印加し、非反転（＋）入力端に前記第３コイルに誘導される電圧を印加し、出力端を反転（−）入力端に帰還させた演算増幅器からなる一方、
   前記飽和復帰部は、前記演算増幅器の帰還回路の両端に連結されて前記演算増幅器の出力端電圧を反転増幅して前記演算増幅器の反転（−）入力端に印加することを特徴とする、請求項４に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。
6. 前記飽和復帰部は、
   前記キャパシタの正極（＋）信号によりターンオンされるようにする前記平滑回路及びダイオードと、
   補償電流に対応する電圧信号を反転増幅する演算増幅器と、
   前記ダイオードを通過する正極（＋）信号によりターンオンされて前記演算増幅器の増幅信号をより増幅させるトランジスタと、
   を含んで構成されることを特徴とする、請求項５に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。
7. 前記第１、第２、及び第３コアは、各々分離及び結合可能なカットコア（ｃｕｔ ｃｏｒｅ）で構成され、かつ結合面を互いに噛み合って挟まれる凹凸に形成することを特徴とする、請求項１に記載のフラックスゲート方式の非接触電流計測器。

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