CN110036303A - 漏电检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供可使检测精度提高的漏电检测装置。漏电检测装置(100)具有交流漏电检测部(1)、直流漏电检测部(2)及逻辑或电路(3)。交流漏电检测部(1)的第一判定部(16)根据由修正部(14)输出的修正第一电压信号与第一临界值的大小关系，输出第一输出信号。直流漏电检测部(2)的励磁部(23)施加励磁频率的励磁电压至励磁线圈(22)。直流成分检测部(25)根据藉由电流检测用电阻器(24)转换的电压的直流成分的大小输出第二电压信号。第二判定部(26)根据由直流成分检测部(25)输出的第二电压信号与第二临界值的大小关系输出第二输出信号。直流漏电检测部(2)具有低通滤波器(27)。低通滤波器(27)设置在励磁部(23)中电性连接励磁线圈(22)与电流检测用电阻器(24)的连接点的输入端与励磁线圈(22)之间。

Description

漏电检测装置

技术领域

本发明大致关于漏电检测装置，更详细地，关于可检测交流漏电电流及直流漏电电流的漏电检测装置。

背景技术

以往习知的漏电检测装置是具有漏电电流的交流成分检测用的零相电流变换器及漏电电流的直流成分检测用的通量闸型的直流电流变换器、且用于漏电断路器的漏电检测装置(专利文献1)。

零相电流变换器具有圆环状磁芯及卷绕该在该磁芯上的二次绕组。此外，直流电流变换器具有圆环状磁芯及卷绕该在该磁芯上的二次绕组。

漏电检测装置具有连接于直流电流变换器的二次绕组的励磁电路。该励磁电路以直流电流变换器的二次绕组作为励磁线圈，送出励磁电流，并且根据该励磁电流的变化输出电压作为输出电压。

此外，漏电检测装置具有：交流泄漏电流检测电路、交流用额定感度设定部、直流泄漏电流检测电路、直流用额定感度设定部及OR(或)逻辑电路。交流用额定感度设定部中的第二比较器的输出信号及直流用额定感度设定部中的DC成分比较器的输出信号输入至OR逻辑电路。

此外，希望藉由充电电缆连接于连接电动汽车的充电入口的充电连接器且藉由电源电缆连接于外部电源并控制对电动汽车的充电电池的充电的充电控制装置满足例如IEC62752的规格。在IEC 62752中，除了规定免受脉冲电流漏电电流破坏的保护的A型机能以外，亦规定直流漏电电流的检测及免受直流漏电电流破坏的保护。

具有零相电流变换器及通量闸型的直流电流变换器的漏电检测装置在用于例如CCID时，希望提高检测精度。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开第2013-38047号

发明内容

本发明的目的在于提供可提高检测精度的漏电检测装置。

本发明的一态样的漏电检测装置具有交流漏电检测部、直流漏电检测部及逻辑或电路。前述交流漏电检测部检测交流漏电电流。前述直流漏电检测部检测直流漏电电流。前述逻辑或电路计算由前述交流漏电检测部输出的第一输出信号与由前述直流漏电检测部输出的第二输出信号的逻辑或。前述交流漏电检测部具有第一芯、二次线圈、电流检测部、修正部及第一判定部。多个导体可通过前述第一芯。前述二次线圈卷绕在前述第一芯上。前述电流检测部输出与流入前述二次线圈的交流电流的振幅相对应的信号电平的第一电压信号。前述修正部输出修正第一电压信号，该修正第一电压信号随着由前述电流检测部输出的前述第一电压信号的频率高于预定频率，使前述第一电压信号的前述信号电平降低。前述第一判定部根据由前述修正部输出的前述修正第一电压信号与第一临界值的大小关系，输出信号电平在高电平与低电平之间切换的前述第一输出信号。前述直流漏电检测部具有第二芯、励磁线圈、电流检测用电阻器、励磁部、直流成分检测部、第二判定部及低通滤波器。前述多个导体可通过前述第二芯。前述励磁线圈卷绕在前述第二芯上。前述电流检测用电阻器将流入前述励磁线圈的电流转换成电压。前述励磁部施加励磁频率的励磁电压至前述励磁线圈，且该励磁频率的励磁电压的电压电平依据藉由前述电流检测用电阻器而转换的电压与临界电压的比较结果在比基准电压值高的第一电压值与比前述基准电压值低的第二电压值间交替地变化。前述直流成分检测部根据藉由前述电流检测用电阻器而转换的电压的直流成分大小，输出第二电压信号。前述第二判定部根据由前述直流成分检测部输出的前述第二电压信号与第二临界值的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平之间切换的前述第二输出信号。前述低通滤波器设置在前述励磁部中电性连接前述励磁线圈与前述电流检测用电阻器的连接点的输入端与前述励磁线圈之间。

附图说明

【图1】是本发明一实施形态的漏电检测装置的概略电路图。

【图2】是显示交流漏电的判定临界值与频率的关系例的图。

【图3】是显示本发明一实施形态的漏电检测装置的第一低通滤波器例的电路图。

【图4】图4A是上述漏电检测装置的直流漏电检测部的励磁电压波形图。图4B是上述漏电检测装置的直流漏电检测部的动作波形图。

【图5】是上述漏电检测装置的直流漏电检测部的励磁电流波形图。

【图6】是显示上述漏电检测装置的第一低通滤波器及第二低通滤波器的频率-增益特性的图。

【图7】图7A是比较例的漏电检测装置的电流检测用电阻器的电压波形图。图7B是显示图7A中未漏电时的电流检测用电阻器的电压与漏电时的电流检测用电阻器的电压的差的时间变化图。

【图8】是本发明一实施形态的变形例的漏电检测装置的概略电路图。

具体实施方式

以下说明的实施形态只不过是本发明各种实施形态中的一种。只要可达成本发明的目的，下述实施形态可因应设计等进行各种变更。

(实施形态)

以下，依据图1至图6说明本实施形态的漏电检测装置100。

漏电检测装置100可用于例如使电动车的充电电池充电的充电控制单元等。电动车是例如电动汽车、油电混合汽车等。充电控制单元具有：充电控制器、充电电缆、充电连接器(供电插头)、电源电缆及电源插头。充电控制器设置在电源电缆的一端与充电电缆的一端间，并控制由外部交流电源(例如，商用电源)对电动车的充电电池的充电。在此，电动车具有将由交流电源供给的交流电转换成直流电并使充电电池充电的直流电源装置。充电电缆是电性连接充电控制器与电动车的充电电池的电缆。充电连接器设于充电电缆的另一端并可分离地连接于电动车的充电入口(充电端口)。电源电缆是电性连接充电控制器与交流电源的电缆。电源插头设于电源电缆的另一端并可分离地连接于插座(Outlet)。充电控制器具有壳体及设置在收纳于壳体内的印刷配线板上的CCID(充电电路中断装置，ChargeCircuit Interrupt Device)。在充电控制单元中，从充电控制器的壳体引出电源电缆及充电电缆。充电控制器依据通过充电电缆输入的控制引示信号(control pilot signal)检测充电电缆与电动车的连接状态、充电电池的充电状态等。

充电控制器的壳体内设有电性连接上述电源电缆及充电电缆的多个(例如2个)线状的导体4(请参照图1)。因此，在充电控制单元中，由交流电源供给至电动车的直流电源装置的交流电流流动通过电源电缆、多个导体4及充电电缆。

漏电检测装置100例如构成上述CCID的一部分并安装在上述印刷配线板上。

漏电检测装置100具有：交流漏电检测部1，其检测多个(例如，2个)导体4的交流漏电电流；直流漏电检测部2，其检测多个导体4的直流漏电电流；及逻辑或电路3。交流漏电检测部1根据交流漏电电流的检测结果，输出信号电平在低电平与高电平间切换的第一输出信号。第一输出信号的信号电平在交流漏电检测部1中未检出交流漏电电流时为低电平。此外，第一输出信号的信号电平在交流漏电检测部1中检出交流漏电电流时为高电平。直流漏电检测部2根据直流漏电电流的检测结果，输出信号电平在低电平与高电平间切换的第二输出信号。第二输出信号的信号电平在直流漏电检测部2中未检出直流漏电电流时为低电平。此外，第二输出信号的信号电平在直流漏电检测部2中检出直流漏电电流时为高电平。逻辑或电路3计算由交流漏电检测部1输出的第一输出信号与由直流漏电检测部2输出的第二输出信号的逻辑或。因此，第一输出信号与第二输出信号两者都是低电平时，逻辑或电路3的输出信号为低电平。此外，第一输出信号及第二输出信号中的至少一者为高电平时，逻辑或电路3的输出信号为高电平。

以下，更详细地说明漏电检测装置100。

交流漏电检测部1具有：第一芯11、二次线圈12、电流检测部13、修正部14及第一判定部16。

多个导体4可通过第一芯11。举例而言，第一芯11的形状为环状。在此，第一芯11是例如卷磁芯。卷磁芯是条状(带状)磁性构件卷成卷状而形成。磁性构件宜由软磁性材料形成。在此，软磁性材料是例如高导磁合金。

第一芯11收纳在具有电绝缘性的第一芯壳体中。举例而言，第一芯壳体的形状为中空环状。第一芯壳体的材料宜为非磁性材料。在此，非磁性材料是例如PBT(聚对苯二甲酸丁二酯(Polybutylene terephthalate))或PP(聚丙烯(Polypropylene))等。

二次线圈12由卷绕在第一芯11上的铜线构成。在此，构成二次线圈12的铜线卷绕在收纳第一芯11的第一芯壳体上。换言之，构成二次线圈12的铜线经由第一芯壳体卷绕在第一芯11上。

交流漏电检测部1中包含第一芯11及二次线圈12的第一电流变换器10是检测通入第一芯11的多个导体4的零相电流的零相电流变换器。

电流检测部13输出与流入二次线圈12的交流电流的振幅相对应的信号电平的第一电压信号。电流检测部13例如藉由连接在二次线圈12的两端间的电流检测用电阻器(第一电流检测用电阻器)构成。在此，第一电流检测用电阻器将流入二次线圈12的交流电流转换成第一电压信号。

此外，关于CCID中的交流漏电的漏电判定临界值，考虑频率对人体影响的差异，藉由UL2331-2规格化为，例如，如图2所示地设定为漏电频率越高则值越大。在此，“漏电判定临界值”在UL规格中称为“容许跳脱临界值，permittedtrip threshold)”。即，CCID中的交流漏电的漏电判定临界值以漏电频率越低则感度越高而漏电频率越高则感度越低的方式规格化。以下，规定每一漏电频率的漏电判定临界值的曲线称为“摆脱(let-go)曲线”。

在此，在交流漏电检测部1中，在电流检测部13与第一判定部16间设置修正部14，使得用于在第一判定部16中判定有无交流漏电的第一临界值V1不需要根据漏电频率改变。修正部14配置成随着由电流检测部13输出的第一电压信号的频率高于预定频率(例如，100Hz)，使第一电压信号的信号电平降低而输出修正第一电压信号。简言之，修正部14根据频率对第一电压信号进行加权来进行修正。修正部14例如设置为电流检测部13与第一判定部16间的低通滤波器140(以下，称为“第一低通滤波器140”)。根据第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1(请参照图6)，增益(滤波器增益)随着频率高于300Hz而降低。第一低通滤波器140可例如，如图3所示地，用2个电阻器141、144及4个电容器142、143、145、146构成。在第一低通滤波器140中，电阻器141、电容器142、电容器143及电阻器144的串联电路连接于电流检测部13的两端间。此外，在第一低通滤波器140中，电容器145与电容器146的串联电路并联连接于电容器142、电容器143及电阻器144的串联电路。在第一低通滤波器140中，在电容器145与电容器146的串联电路的两端间连接第一判定部16(请参照图1)。

第一判定部16根据由修正部14输出的修正第一电压信号与第一临界值V1的大小关系，输出信号电平在高电平与低电平间切换的第一输出信号。简言之，第一判定部16是比较由修正部14输出的修正第一电压信号与预先设定的第一临界值V1并判定修正第一电压信号是否超过第一临界值V1的判定电路。第一判定部16可例如使用比较器等构成。

第一判定部16在由修正部14输出的修正第一电压信号的信号电平超过第一临界值V1时，第一输出信号的信号电平由低电平变化成高电平。在此，在交流漏电检测部1中，虽然在第一判定部16中使用的第一临界值V1不论漏电频率为何均为一定，但藉由设置修正部14，可实质地等同于将第一临界值V1设定为漏电频率越高则越大的值。换言之，交流漏电检测部1设定修正部14的频率-增益特性(第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1)，使交流漏电电流的频率越高，在第一判定部16中使用的第一临界值V1疑似越大。

直流漏电检测部2是通量闸(Flux Gate)方式的电流感测器。在此，直流漏电检测部2具有：第二芯21、励磁线圈22、电流检测用电阻器24、励磁部23、直流成分检测部25、第二判定部26及低通滤波器27。

多个导体4可通过第二芯21。举例而言，第二芯21的形状为环状。第二芯21是例如卷磁芯。卷磁芯是条状磁性构件卷成卷状而形成。磁性构件宜由软磁性材料形成。在此，软磁性材料是例如高导磁合金。直流漏电检测部2宜采用例如导磁率比硅钢板高的高导磁合金作为第二芯21的材质。藉此，直流漏电检测部2可高感度地检测mA级的直流电流(例如，6mA以上的直流漏电电流)。

第二芯21收纳在具有电绝缘性的第二芯壳体中。举例而言，第二芯壳体的形状为中空环状。第二芯壳体的材料宜为非磁性材料。在此，非磁性材料是例如PBT或PP等。

励磁线圈22由卷绕在第二芯21上的铜线构成。在此，构成励磁线圈22的铜线卷绕在收纳第二芯21的第二芯壳体上。换言之，构成励磁线圈22的铜线通过第二芯壳体卷绕在第二芯21上。

直流漏电检测部2中包含第二芯21及励磁线圈22的第二电流变换器20是用以检测通入第二芯21的多个导体4的直流漏电电流的直流电流变换器。

在直流漏电检测部2中，电流检测用电阻器24(以下，亦称为“第二电流检测用电阻器24”)串联连接于励磁线圈22。因此，流入励磁线圈22的电流藉由第二电流检测用电阻器24转换成电压。换言之，第二电流检测用电阻器24将流入励磁线圈22的电流转换成电压。第二电流检测用电阻器24的两端电压的大小与流入励磁线圈22的电流的大小成正比。

励磁线圈22的一端连接于励磁部23的输出端。励磁线圈22的另一端电性连接于励磁部23的输入端及第二电流检测用电阻器24。

励磁部23对励磁线圈22施加励磁频率的励磁电压。励磁电压是例如，如图4A所示地，电压电平在比基准电压值Vr高的第一电压值VH与比基准电压值Vr低的第二电压值VL间交替地变化的励磁频率的矩形波电压。励磁电压依据藉由电流检测用电阻器24转换的电压与临界电压的比较结果，使电压电平在第一电压值VH与第二电压值VL之间交替地变化。在此，虽然基准电压值Vr、第一电压值VH及第二电压值VL分别为2.5V、5V及0V，但不限于该等数值。第一电压值VH与基准电压值Vr的差的绝对值及第二电压值VL与基准电压值Vr的差的绝对值宜相同。此外，这些绝对值设定为使第二芯21磁饱和。上述交流漏电检测部1中的检测对象的交流漏电电流频率是例如30kHz以下。在此情形中，励磁频率宜为例如大约200Hz至300Hz。

励磁部23是正反馈的震荡电路。励磁部23藉由进行震荡动作，供给交流的励磁电流至励磁线圈22。在此，励磁部23例如具有：运算放大器231、基准电压产生部233、电压切换电路232、电阻器234及电阻器235。运算放大器231是单电源驱动的运算放大器。

运算放大器231的反相输入端子电性连接于励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点。运算放大器231的非反相输入端子连接于电阻器234与电阻器235的连接点。运算放大器231的输出端子连接于电压切换电路232。

基准电压产生部233经由电流检测用电阻器24连接于励磁线圈22。基准电压产生部233的输出电压的电压值是基准电压值Vr。

电压切换电路232具有：输入端子2321、电源端子2322、接地端子2323及输出端子2324。在励磁部23中，运算放大器231的输出端子连接于电压切换电路232的输入端子2321。此外，在励磁部23中，电压切换电路232的输出端子2324经由电阻器235与电阻器234的串联电路，连接于电流检测用电阻器24与基准电压产生部233的连接点。

在电压切换电路232中，电源端子2322连接于控制电源230，且接地端子2323接地。控制电源230的电源电压的电压值Va是例如5V。接地的电位是0V。在电压切换电路232中，高侧MOSFET 2325与低侧MOSFET 2326的串联电路连接在电源端子2322与接地端子2323之间。高侧MOSFET 2325是p通道的增强型MOSFET。低侧MOSFET 2326是n通道的增强型MOSFET。在电压切换电路232中，高侧MOSFET 2325的源极端子连接于电源端子2322，且高侧MOSFET2325的漏极端子连接于低侧MOSFET 2326的漏极端子。此外，在电压切换电路232中，低侧MOSFET 2326的源极端子连接于接地端子2323。另外，在电压切换电路232中，高侧MOSFET2325的栅极端子与低侧MOSFET 2326的栅极端子连接。再者，在电压切换电路232中，高侧MOSFET 2325的漏极端子及低侧MOSFET 2326的漏极端子连接于输出端子2324。又，电压切换电路232具有连接于输入端子2321的控制逻辑电路2327。

控制逻辑电路2327连接于高侧MOSFET 2325的栅极端子及低侧MOSFET 2326的栅极端子，且分别控制各MOSFET 2325、2326的栅极电压。在运算放大器231的输出信号为低电平时，控制逻辑电路2327分别控制各MOSFET 2325、2326的栅极电压，使高侧MOSFET 2325断路且使低侧MOSFET 2326导通。藉此，电压切换电路232的输出电压(输出端子与接地端子间的电压)为大约0V(即，第二电压值VL)。在运算放大器231的输出信号为高电平时，控制逻辑电路2327分别控制各MOSFET 2325、2326的栅极电压，使高侧MOSFET 2325导通且使低侧MOSFET 2326断路。藉此，电压切换电路232的输出电压为大约5V(即，第一电压值VH)。

电压切换电路232用例如新日本无线股份有限公司的栅极驱动器的NJW4841-T1(商品名)构成。

在励磁部23中，电流检测用电阻器24的输出电压(励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的电压)输入至运算放大器231的反相输入端子。此外，在励磁部23中，藉由2个电阻器235、234使电压切换电路232的输出电压与基准电压产生部233的输出电压的差电压分压而得的临界电压输入至运算放大器231的非反相输入端子。在此，基准电压产生部233的输出电压的电压值是电源电压的电压值Va的大约一半的值。临界电压根据励磁电压(请参照图4A的实线A0、图4B的单点虚线B0)的电压电平的变化，如图4B中的双点虚线B1所示地变化。此外，藉由电流检测用电阻器24转换的电压根据励磁电压的电压电平的变化，如图4B中的实线B2所示地变化。在此，在直流漏电检测部2中，第二芯21在励磁电压每半周期处达到磁饱和。因此，励磁电流的波形每半周期地呈现急剧的电流脉冲波形。在直流的漏电电流未流入导体4时，急剧的电流脉冲波形按励磁电压周期的二分之一周期呈现。在直流的漏电电流未流入导体4时，在励磁电流的1周期的波形中，使励磁电流极性为正时的波形的相位只偏移π[rad]时，励磁电流极性为正时的波形与励磁电流极性为负时的波形理想地对称。虽然励磁线圈22的阻抗由励磁线圈22的电阻、电感、电容及角频率决定，但因为电感与比导磁率成正比，所以第二芯21磁饱和时，励磁线圈22的阻抗急剧地减少。简言之，在直流漏电检测部2中，因为第二芯21磁饱和时，励磁线圈22的阻抗急剧地减少，所以流入励磁线圈22的电流急剧地增加。在励磁部23中，藉由电流检测用电阻器24转换的电压达到临界电压时，以基准电压值Vr为基准的励磁电压的极性反转。因此，在直流的漏电电流未流入导体4时，励磁电流为例如非正弦波的交流电流(与励磁电流成正比的电流检测用电阻器24的输出电压，例如，如图4B中的实线B2所示地变化)。相对于此，在直流的漏电电流流入导体4时，励磁电流为，例如，如图5所示的非正弦波F3的交流电流。设预定励磁频率为fe时，励磁电流的周期Te是1/fe。

在图5所示的例子中，在励磁电流为正向时，藉由直流的漏电电流产生的磁通的方向与藉由励磁电流产生的磁通的方向相同。因此，直流的漏电电流流入导体4时，相较于直流的漏电电流未流入导体4时，励磁线圈22磁饱和的时间(换言之，励磁电流饱和的时间)较早。此外，在图5所示的例子中，在励磁电流为负向时，藉由直流的漏电电流产生的磁通方向与藉由励磁电流产生的磁通方向相反。因此，直流的漏电电流流入导体4时，相较于直流的漏电电流未流入导体4时，励磁线圈22磁饱和的时间较迟。在直流的漏电电流未流入导体4的状态中，励磁电流包含的直流成分为零。在直流的漏电电流流入导体4的状态中，在励磁电流中产生直流成分，且在藉由电流检测用电阻器24转换的电压中产生与电流直流成分成正比的电压直流成分。上述直流的漏电电流例如从直流电源装置经由交流电源的接地点流入导体4。在直流的漏电电流流入导体4的状态中，若观察励磁电流的1周期，励磁电流的正负电流波形是以零交叉点为基准呈非对称的形状。

直流成分检测部25根据藉由电流检测用电阻器24转换的电压的直流成分大小输出第二电压信号。换言之，直流成分检测部25输出第二电压信号，且该第二电压信号具有与流入导体4的漏电电流直流成分成正比的电压电平。因此，直流成分检测部25的输出电压是与藉由电流检测用电阻器24检出的电流值包含的直流成分的大小成正比的电压。

直流成分检测部25包含积分电路250及反馈电阻器251。积分电路250包含：运算放大器2501；电阻器2502，其一端连接于运算放大器2501的反相输入端子；及电容器2503，其连接在运算放大器2501的反相输入端子与输出端子之间。积分电路250配置成，基准电压值Vr的基准电压输入至运算放大器2501的非反相输入端子，且藉由电流检测用电阻器24转换后的电压经由电阻器2502输入至运算放大器2501的反相输入端子。反馈电阻器251连接在积分电路250的输出端与电阻器2502的另一端间。

第二判定部26根据由直流成分检测部25输出的第二电压信号与第二临界值V2的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平间切换的第二输出信号。第二判定部26具有使用比较器等的比较电路。在第二判定部26中，在由直流成分检测部25输出的第二电压信号超过第二临界值V2时，第二输出信号的信号电平由低电平变化成高电平。

低通滤波器27设置在励磁部23中连接励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的输入端与励磁线圈22之间。在说明逻辑或电路3后，更详细地说明低通滤波器27。

逻辑或电路3是计算由交流漏电检测部1输出的第一输出信号与由直流漏电检测部2输出的第二输出信号的逻辑或的逻辑电路。因此，在漏电检测装置100中，若由交流漏电检测部1输出的第一输出信号与由直流漏电检测部2输出的第二输出信号两者均为低电平，逻辑或电路3的输出信号为低电平。此外，在漏电检测装置100中，若由交流漏电检测部1输出的第一输出信号及由直流漏电检测部2输出的第二输出信号中的一者为高电平，逻辑或电路3的输出信号为高电平。

上述CCID配置成例如在由逻辑或电路3输入高电平的输出信号时，中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。藉此，CCID可在产生漏电等的异常时，中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。若逻辑或电路3的输出信号为低电平，CCID不中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。

此外，漏电检测装置100在电性连接上述电源电缆及充电电缆的多个(例如2个)导体4通入第一芯11及第二芯21的状态下使用。在此，在漏电检测装置100中，由充电控制器小型化的观点来看，宜重迭配置交流漏电检测部1的第一电流变换器10与直流漏电检测部2的第二电流变换器20。

在此，交流漏电检测部1必须在交流漏电电流振幅比摆脱(let-go)曲线上的漏电判定临界值大时动作，且在比漏电判定临界值的80％小时不动作。

但是，在漏电检测装置100中，例如，在交流漏电电流未流入导体4时及在励磁频率偶数倍的频率的交流漏电电流流入导体4时，电流检测用电阻器24的输出电压如图7A所示地不同。在图7A中用实线显示交流漏电电流未流入导体4时的电流检测用电阻器24的输出电压，且用虚线显示交流漏电电流流入导体4时的电流检测用电阻器24的输出电压。在图7B中以时间为横轴，且记载从图7A中交流漏电电流流入导体4时的电流检测用电阻器24的输出电压减去交流漏电电流未流入导体4时的电流检测用电阻器24的输出电压的值(输出电压差)，作为纵轴。如由图7B可知地，在励磁频率偶数倍的频率的交流漏电电流流入导体4时，在电流检测用电阻器24的输出电压中产生直流成分(励磁电流的一部分转换成直流成分)。因此，在直流漏电检测部2中，未设置上述低通滤波器27时，即使导体4的交流漏电电流比漏电判定临界值小且直流漏电电流未流入导体4，第二判定部26的输出信号亦为低电平。即，在直流漏电检测部2中，在未设置低通滤波器27的情形中，励磁频率偶数倍的频率的交流漏电电流流入电流检测用电阻器24时，可能误检测为直流漏电。因此，在漏电检测装置100中，在直流漏电检测部2未设置低通滤波器27的情形中，在交流漏电检测部1不可判定为漏电的大小(小于漏电判定临界值)的交流漏电电流流过时，逻辑或电路3的输出信号可能为高电平。在此，如图2所示地，即使藉由相同电流振幅判定交流漏电为漏电，亦有因频率不同而为非误检测的情形及误检测的情形。

因此，在直流漏电检测部2中设置低通滤波器27(以下，亦称为“第二低通滤波器27”)。第二低通滤波器27具有电容器271、电阻器272及电容器273。在此，第二低通滤波器27的电阻器272的一端连接于励磁线圈22，且电阻器272的另一端连接于励磁部23的输入端。简言之，第二低通滤波器27在励磁部23中连接励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的输入端与励磁线圈22之间设置电阻器272。此外，在第二低通滤波器27中，电容器271的一端连接于励磁线圈22与电阻器272的连接点，且电容器271的另一端接地。另外，在第二低通滤波器27中，电容器273的一端连接于电阻器272与励磁部23的输入端的连接点，且电容器273的一端接地。藉此，由励磁线圈22流入第二低通滤波器27的电流的高频成分(即比截止频率高的频率成分)流入电容器271或电容器273。

第二低通滤波器27的截止频率(即增益为-3dB时的频率)比励磁频率高。由抑制电流检测用电阻器24的电压波形变形且使比较高频率的交流漏电成分衰减的观点来看，第二低通滤波器27的截止频率宜为例如励磁频率的5倍以上。举例而言，若励磁频率为200Hz，第二低通滤波器27的截止频率宜为1000Hz以上。第二低通滤波器27的截止频率宜亦考虑在直流漏电检测部2中未设置第二低通滤波器27时误检测为直流漏电的交流漏电电流的振幅来决定。在图6中，第二低通滤波器27的频率-增益特性FG2及第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1分别记载在同一图上。图6的横轴是频率的对数轴。图6的纵轴是以dB为单位的增益(滤波器增益)的轴。第二低通滤波器27的频率-增益特性FG2中的衰减曲线的倾斜度(的绝对值)比第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1中的衰减曲线的倾斜度(的绝对值)大。在此，第一低通滤波器140在10kHz以上的高频区域中具有1次的衰减特性，且第二低通滤波器27在10kHz以上的高频区域中具有2次以上的衰减特性。简言之，第二低通滤波器27的衰减特性是比第一低通滤波器140的衰减特性高次的衰减特性。表示第二低通滤波器27的频率-增益特性FG2的衰减曲线及表示第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1的衰减曲线在这两个曲线共用频率的对数轴及单位为dB的增益轴的1个图上彼此交叉。在图6所示的例子中，第二低通滤波器27的截止频率是1050Hz，且第一低通滤波器140的截止频率是1000Hz。

以上说明的本实施形态的漏电检测装置100具有：交流漏电检测部1；直流漏电检测部2；及逻辑或电路3，其计算由交流漏电检测部1输出的第一输出信号与由直流漏电检测部2输出的第二输出信号的逻辑或。交流漏电检测部1检测交流漏电电流。直流漏电检测部2检测直流漏电电流。逻辑或电路3计算由交流漏电检测部1输出的第一输出信号与由直流漏电检测部2输出的第二输出信号的逻辑或。交流漏电检测部1具有：第一芯11、二次线圈12、电流检测部13、修正部14及第一判定部16。多个导体4可通过第一芯11。二次线圈12卷绕在第一芯11上。电流检测部13输出与流入二次线圈12的交流电流的振幅相对应的信号电平的第一电压信号。修正部14输出修正第一电压信号，且该修正第一电压信号随着由电流检测部13输出的第一电压信号的频率高于预定频率，使第一电压信号的信号电平降低。第一判定部16根据由修正部14输出的修正第一电压信号与第一临界值V1的大小关系，输出信号电平在高电平与低电平间切换的第一输出信号。直流漏电检测部2具有：第二芯21、励磁线圈22、励磁部23、电流检测用电阻器24、直流成分检测部25、第二判定部26及低通滤波器27。多个导体4可通过第二芯21。励磁线圈22卷绕在第二芯21上。励磁部23对励磁线圈22施加电压电平在比基准电压值Vr高的第一电压值VH与比基准电压值Vr低的第二电压值VL间交替地变化的励磁频率的励磁电压。电流检测用电阻器24将流入励磁线圈22的电流转换成电压。直流成分检测部25根据藉由电流检测用电阻器24转换后的电压的直流成分的大小输出第二电压信号。第二判定部26根据由直流成分检测部25输出的第二电压信号与第二临界值V2的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平间切换的第二输出信号。低通滤波器27设置在励磁部23中电性连接励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的输入端与励磁线圈22之间。

藉由以上结构，漏电检测装置100可提高检测精度。在此，在漏电检测装置100中，可抑制在直流漏电检测部2中将小于第一临界值V1的交流漏电误检测为直流漏电，因此可提高检测精度。

在漏电检测装置100中，修正部14是设置在电流检测部13与第一判定部16间的第一低通滤波器140。第一低通滤波器140的截止频率及直流漏电检测部2的低通滤波器27(第二低通滤波器27)的截止频率比励磁频率高。表示第二低通滤波器27的频率-增益特性FG2的衰减曲线的倾斜度比表示第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1的衰减曲线的倾斜度大。表示第二低通滤波器27的频率-增益特性FG2的衰减曲线及表示第一低通滤波器140的频率-增益特性FG1的衰减曲线在这两个曲线共用频率的对数轴及单位为dB的增益轴的1个图上彼此交叉。藉此，漏电检测装置100可抑制电流检测用电阻器24的电压波形变形且可使输入至直流漏电检测部2的交流漏电成分衰减。

在漏电检测装置100中，直流成分检测部25包含积分电路250及反馈电阻器251。积分电路250包含：运算放大器2501；电阻器2502，其一端连接于运算放大器2501的反相输入端子；及电容器2503，其连接在运算放大器2501的反相输入端子与输出端子之间。积分电路250配置成，基准电压值Vr的基准电压输入至运算放大器2501的非反相输入端子，且藉由电流检测用电阻器24转换后的电压经由电阻器2502输入到运算放大器2501的反相输入端子。反馈电阻器251连接在积分电路250的输出端与电阻器2502的另一端间。藉此，在漏电检测装置100中，可与第二芯21的个体变化或温度特性无关地使直流成分检测部25的输出电平稳定。

漏电检测装置100亦可具有例如，如图8所示地，藉由使用运算放大器2551的低通滤波器510(以下，称为“第三低通滤波器510”)构成的直流成分检测部25a来取代直流成分检测部25，作为其变形例。换言之，在漏电检测装置100中，直流成分检测部25a可包含第三低通滤波器510。藉由，漏电检测装置100可藉由简单的结构来实现直流成分检测部25a。直流成分检测部25a具有：运算放大器2551；2个电阻器2552、2553；及电容器2554。在直流成分检测部25a中，运算放大器2551的非反相输入端子连接于基准电压产生部233。藉此，在直流成分检测部25a中，基准电压值Vr的基准电压输入至运算放大器2551的非反相输入端子。此外，在直流成分检测部25a中，运算放大器2551的反相输入端子经由电阻器2552连接于电流检测用电阻器24与励磁线圈22的连接点。藉此，在直流成分检测部25a中，藉由电流检测用电阻器24转换的电压经由电阻器2552输入到运算放大器2551的反相输入端子。在直流成分检测部25a中，电阻器2553及电容器2554的并联电路连接在运算放大器2551的输出端子与反相输入端子之间。

直流成分检测部25a藉由使第二电流检测用电阻器24的输出电压包含的高频成分衰减，输出第二电流检测用电阻器24的输出电压包含的直流成分至第二判定部26。在此，由直流成分检测部25a输出的电压信号为与流入导体4的直流漏电电流的大小成正比的电压值。

此外，虽然图1的结构中的励磁部23包含运算放大器231及电压切换电路232，但当然亦可藉由1个电路部件(例如，1个运算放大器)来实现该机能。

符号的说明

100 漏电检测装置

1 交流漏电检测部

11 第一芯

12 二次线圈

13 电流检测部

14 修正部

140 低通滤波器(第一低通滤波器)

16 第一判定部

2 直流漏电检测部

21 第二芯

22 励磁线圈

23 励磁部

24 电流检测用电阻器

25、25a 直流成分检测部

250 积分电路

2501 运算放大器

2502 电阻器

2503 电容器

251 反馈电阻器

26 第二判定部

27 低通滤波器(第二低通滤波器)

510 第三低通滤波器

Vr 基准电压值

VH 第一电压值

VL 第二电压值

FG1 第一低通滤波器的频率-增益特性

FG2 第二低通滤波器的频率-增益特性

Claims (4)

1.一种漏电检测装置，其特征在于，具有：

交流漏电检测部，其检测交流漏电电流；

直流漏电检测部，其检测直流漏电电流；及

逻辑或电路，其计算由所述交流漏电检测部输出的第一输出信号与由所述直流漏电检测部输出的第二输出信号的逻辑或；

其中，所述交流漏电检测部具有：

第一芯，多个导体能够通过所述第一芯；

二次线圈，其卷绕在所述第一芯上；

电流检测部，其输出与流入所述二次线圈的交流电流的振幅相对应的信号电平的第一电压信号；

修正部，其输出修正第一电压信号，所述修正第一电压信号随着由所述电流检测部输出的所述第一电压信号的频率高于预定频率，而使所述第一电压信号的信号电平降低；及

第一判定部，其根据由所述修正部输出的所述修正第一电压信号与第一临界值的大小关系，而输出信号电平在高电平与低电平之间切换的所述第一输出信号，

所述直流漏电检测部具有：

第二芯，所述多个导体能够通过所述第二芯；

励磁线圈，其卷绕在所述第二芯上；

电流检测用电阻器，其将流入所述励磁线圈的电流转换成电压；

励磁部，其依据藉由所述电流检测用电阻器转换后的电压与临界电压的比较结果，将电压电平在比基准电压值高的第一电压值与比所述基准电压值低的第二电压值间交替地变化的励磁频率的励磁电压施加至所述励磁线圈；

直流成分检测部，其输出与藉由所述电流检测用电阻器转换后的电压的直流成分的大小相对应的第二电压信号；

第二判定部，其根据由所述直流成分检测部输出的所述第二电压信号与第二临界值的大小关系，而输出电压电平在高电平与低电平之间切换的所述第二输出信号；及

低通滤波器，其设置于所述励磁线圈与所述励磁部中的电性连接至所述励磁线圈与所述电流检测用电阻器的连接点的输入端之间。

2.根据权利要求1所述的漏电检测装置，其中：

所述修正部是设置在所述电流检测部与所述第一判定部之间的第一低通滤波器，

所述第一低通滤波器的截止频率及作为所述直流漏电检测部的低通滤波器的第二低通滤波器的截止频率比所述励磁频率高，

表示所述第二低通滤波器的频率-增益特性的衰减曲线的倾斜度比表示所述第一低通滤波器的频率-增益特性的衰减曲线的倾斜度大，及

表示所述第二低通滤波器的频率-增益特性的衰减曲线与表示所述第一低通滤波器的频率-增益特性的衰减曲线在这两个曲线共用频率的对数轴及单位为dB的增益轴的一个图上彼此交叉。

3.根据权利要求1或2所述的漏电检测装置，其中，所述直流成分检测部包含第三低通滤波器。

4.根据权利要求1或2所述的漏电检测装置，其中：

所述直流成分检测部包含积分电路及反馈电阻器，

所述积分电路包含：

运算放大器；

电阻器，其一端连接于所述运算放大器的反相输入端子；及

电容器，其连接在所述运算放大器的反相输入端子与输出端子之间，

所述积分电路配置成，所述基准电压值的基准电压输入至所述运算放大器的非反相输入端子且藉由所述电流检测用电阻器转换后的电压经由所述电阻器输入至所述运算放大器的反相输入端子，及

所述反馈电阻器连接在所述积分电路的输出端与所述电阻器的另一端之间。