CN108061580A - 电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计 - Google Patents

Abstract

本发明实现测量稳定性高的小型的电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计。励磁电路(15)的特征在于，具备：第1开关(S1)，其连接在被供给第1直流电压(VexL)的第1信号线与第3信号线之间；第2开关(S2)，其连接在被供给第2直流电压(VexH(＞VexL))的第2信号线与第3信号线之间；第3至第6开关(S11～S14)，它们改换第3信号线的电压(VOUT)的极性而切换励磁电流的方向；开关控制电路(150)，其以励磁电流达到第1目标值(Iref1)的方式以比励磁极性的切换周期短的周期对第1开关进行开关；以及开关控制电路(160)，其在励磁电流的绝对值小于第2目标值(Iref2(≤Iref1))的情况下导通第2开关，在励磁电流大于第2目标值的情况下断开第2开关。

Description

电磁流量计的励磁电路以及电磁流量计

技术领域

本发明涉及一种在各种工艺系统中测量流体的流量的电磁流量计、以及对电磁流量计的励磁线圈供给励磁电流的励磁电路。

背景技术

通常，电磁流量计具备：励磁线圈，其在与在测定管内流动的流体的流动方向垂直的方向上产生磁场；以及一对电极，它们配置在测定管内，沿与由励磁线圈产生的磁场正交的方向配置。在这种电磁流量计中，一边交替切换流至励磁线圈的励磁电流的极性一边检测上述电极间所产生的电动势，由此测定在测定管内流动的流体的流量。

在电磁流量计中，重要的是高精度地测量被检测流体的流量，即，提高测量稳定性。一直以来，在电磁流量计中，为了提高测量稳定性而进行有各种技术的研究。下面进行详细说明。

一种方法是缩短对供给至励磁线圈的励磁电流的方向进行切换的周期，即，提高励磁频率。由此，能够降低基于上述电动势的流量信号中所包含的1/f噪声、改善S/N比。

通常，在电磁流量计中，由电极检测到的电动势中重叠有电化学噪声、流体噪声、浆料噪声等各种噪声。这些噪声具有频带越低电平越高的所谓的1/f特性。因此，若提高励磁频率，则电动势的S/N比会得到改善，因此能以高精度算出流量值。

不过，在将由矩形波构成的交流电压施加至励磁线圈的情况下，励磁线圈所具有的自感的影响会使得励磁电流的上升变缓。因而，若提高励磁频率，则在沿一方向励磁的期间，励磁电流的上升期间的比例会增大，因此，产生一定强度的磁场的期间会缩短。结果，基于由电极检测到的电动势的流量信号中的电压平坦的恒定区域的期间缩短，因此，难以稳定地对流量信号进行采样，从而导致流量值的测量误差增大。因而，即便是高励磁频率，加快励磁电流的上升也较为重要。

例如，专利文献1中揭示有如下技术：在对励磁线圈供给励磁电流的励磁电路中，在提高了励磁频率的情况下，为了加快励磁电流的极性(以下，称为“励磁极性”)切换时的励磁电流的上升，预先准备好电压不同的2个电源，在励磁电流的上升时以较高一方的电压进行励磁，在恒定时以较低一方的电压进行励磁。

作为用以提高电磁流量计的测量稳定性的又一种方法，考虑通过增大励磁电流来增大流量信号即电极间所产生的电动势的信号电平的方法。

然而，在以往的电磁流量计(例如参考专利文献1)中，是通过利用OP放大器对功率晶体管进行负反馈控制的恒流电路来生成励磁电流，因此，若增大励磁电流，则功率晶体管的发热会增大，从而需要较大的散热器。因而，重要的是一方面抑制发热、另一方面增大励磁电流。

例如，专利文献2、3中揭示有如下技术：通过开关式DC-DC转换器来使得励磁电压可变，根据功率晶体管的残余电压来控制励磁电压，由此抑制功率晶体管的发热。在这些文献揭示的励磁电路中，由于通过开关式DC-DC转换器来进行励磁电流的恒流控制，从而不需要专利文献1中揭示那样的恒流电路。

然而，在专利文献2揭示的励磁电路中，是通过由电感器及稳定化电容(输出电容器)构成的直流化电路来生成直流的励磁电压，因此，直流化电路的响应延迟会导致励磁电流的静定时间变长，从而无法提高励磁频率。此外，若要缩短静定时间，则还有励磁电流的恒流控制变得不稳定之虞。

相对于此，根据专利文献3揭示的励磁电路，由于取消了专利文献2揭示的励磁电路中的直流化电路而对励磁线圈直接进行脉冲驱动，因此，相较于专利文献2揭示的励磁电路而言，能够缩短励磁电流的静定时间，从而能够提高励磁频率。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】日本专利特开昭53-20956号公报

【专利文献2】日本专利特开平5-22949号公报

【专利文献3】日本专利特开2002-188945号公报

发明内容

【发明要解决的问题】

另外，近年来，面向FA(factory automation(工厂自动化))市场的电磁流量计受到关注。这种电磁流量计被装入至FA设备的内部而被使用，因此需要更为小型。

通常，电磁流量计大致分为使测定管中设置的电极与测量对象流体直接接触而检测上述流体的电动势的接液式、和使测定管上设置的电极不接触测量对象流体而通过流体与电极间的静电电容来检测上述流体的电动势的电容式(非接液式)，近年来，电极不易劣化、易于维护的电容式小型电磁流量计尤其受到关注。

然而，以往，为了将电磁流量计小型化，因设计条件的制约，是无法避免测量稳定性的劣化的。

具体而言，在为提高测量稳定性而采用上述专利文献1揭示的励磁电路的情况下，为了加快励磁电流的上升，必须进一步提高励磁极性的切换时的励磁电压，但若是增大励磁电压，则恒流电路的功率晶体管的消耗电力会增大，导致发热增大，因此需要散热器。然而，要实现电磁流量计的小型化便无法确保设置散热器的空间，因此，必须以不需要散热器的方式将励磁电压及励磁电流抑制得较低，无法期待充分的测量稳定性。

此外，在采用上述专利文献2揭示的励磁电路的情况下，虽然存在无须设置散热器即可增大励磁电压的可能，但如上所述，无法提高励磁频率，因此无法期待充分的测量稳定性。

此外，在采用上述专利文献3揭示的励磁电路的情况下，与励磁线圈连接的高压侧的2个开关(该文献的晶体管Q1、Q2)兼具励磁电流的极性的切换的功能和用以产生励磁电压的脉冲驱动的功能，因此，需要进行高速开关动作(例如，数百kHz～数MHz)，从而导致用以驱动高压侧的开关的驱动电路变得复杂。

此外，在上述专利文献3的励磁电路中，若构成进行高速开关动作的高压侧的开关的晶体管的导通时间Ton及截止时间Toff存在延迟，则这些晶体管的开关损耗会增大，从而导致在高速开关动作时发热增大。例如，如图16所示，被上述晶体管的漏极-源极间电压Vds和漏极电流Id包围的三角形900A的面积Pon以及三角形900B的面积Poff为上述晶体管的开关损耗，因此，上述晶体管的导通时间Ton及截止时间Toff越长，三角形900A、900B的底边的长度便越长，从而导致上述晶体管中的发热增大。

因此，在上述专利文献3的励磁电路中，为了使得高压侧的晶体管的导通时间Ton及截止时间Toff进一步缩短，需要高速的驱动电路以驱动上述晶体管，从而导致电路构成变得更复杂。

此外，在上述专利文献3的励磁电路中，在提高电源电压以加快励磁电流的上升的情况下，构成高压侧的开关的上述晶体管的漏极-源极间电压Vds也会升高。由此，图16所示的三角形900A、900B的高度增大，因此上述晶体管中的发热增大。该现象在增大励磁电流的情况下也是一样的。

如此，在采用专利文献3揭示的励磁电路的情况下，高压侧开关的驱动电路变得复杂导致电磁流量计的小型化变得困难，而且在不对构成高压侧的开关的晶体管设置散热器的情况下增大励磁频率或励磁电流来谋求测量稳定性的提高方面较为有限。

如上所述，以往的技术难以兼顾电磁流量计的小型化和测量稳定性。

本发明是鉴于上述问题而成，本发明的目的在于实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

【解决问题的技术手段】

本发明的励磁电路(15、15A～15D)是对电磁流量计(10)的励磁线圈(Lex)供给励磁电流(Iex)的励磁电路，其特征在于，具备：第1线路(VexL)，其被供给第1直流电压(VexL)；第2线路(VexH)，其被供给比第1直流电压高的第2直流电压(VexH)；第3线路(VOUT)；第1开关(S1)，其连接在第1线路与第3线路之间；第2开关(S2)，其连接在第2线路与第3线路之间；第1电源用逆流防止元件(D2)，其在第1线路与第3线路之间与第1开关串联，使从第1线路侧流至第3线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；开关电路(S11～S14)，它们将第3线路的电压(VOUT)作为励磁电压施加至励磁线圈，而且根据励磁线圈的励磁极性的切换周期改换励磁电压的极性而切换励磁电流的方向；电流检测元件(Rs)，其检测流至励磁线圈的励磁电流；第1开关控制电路(150)，其以比励磁极性的切换周期短的周期切换第1开关的导通与断开，使由电流检测元件检测到的电流达到第1目标值(Iref1)；第2开关控制电路(160)，其在由电流检测元件检测到的电流小于第1目标值以下的第2目标值(Iref2)的情况下导通第2开关，在由电流检测元件检测到的电流大于第2目标值的情况下断开第2开关；以及至少一个电流回流元件(D1)，其在第1开关断开时使励磁电流经由开关电路及励磁线圈而回流。

在上述励磁电路中，也可为还具备：第4线路(VexCOM)，其被供给比第2直流电压低的第3直流电压(VexCOM)；以及第5线路(VFB)，开关电路具有：第3开关(S11)，其连接在第3线路与励磁线圈的一端(n01)之间，根据励磁线圈的励磁极性的切换周期而被开关；第4开关(S12)，其连接在励磁线圈的一端与第5线路之间，根据励磁极性的切换周期而与第3开关反相地被开关；第5开关(S13)，其连接在第3线路与励磁线圈的另一端(n02)之间，根据励磁极性的切换周期而与第3开关反相地被开关；以及第6开关(S14)，其连接在励磁线圈的另一端与第5线路之间，根据励磁极性的切换周期而与第3开关同相地被开关，电流检测元件是连接在第4线路与第5线路之间的电阻，第1开关控制电路以电阻的两端的电压与对应于第1目标值的第1基准电压(Vref1)一致的方式切换第1开关的导通与断开，第2开关控制电路在电阻的两端的电压比对应于第2目标值的第2基准电压(Vref2)低的情况下导通第2开关，在电阻的两端的电压高于第2基准电压的情况下断开第2开关。

在上述励磁电路中，也可为第1开关控制电路(150A)根据流至电阻的电流与第1目标值的差来输出占空比不到100％的PWM信号，对第1开关进行开关。

在上述励磁电路(15A)中，也可为第1开关控制电路(150A)具有：误差放大电路(151)，其生成与电阻的两端的电压(VFB)和第1基准电压(Vref1)的差相应的误差信号；周期信号产生电路(153)，其生成周期信号；比较器(154)，其对误差信号与周期信号进行比较，生成与其比较结果相应的PWM信号；以及电压限制元件(ZD1)，其限制误差信号的电压。

在上述励磁电路(15B)中，也可为第1开关控制电路(150B)根据流至电阻的电流与第1目标值的差来输出频率可变的PFM信号，对第1开关进行开关。

在上述励磁电路中，也可还具备：第1逆流防止元件(D11)，其在第3线路与励磁线圈的一端之间与第3开关串联，使从第3线路侧流至励磁线圈的一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第2逆流防止元件(D12)，其在励磁线圈的一端与第5线路之间与第4开关串联，使从励磁线圈的一端侧流至第5线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第3逆流防止元件(D13)，其在第3线路与励磁线圈的另一端之间与第5开关串联，使从第3线路侧流至励磁线圈的另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第4逆流防止元件(D14)，其在励磁线圈的另一端与第5线路之间与第6开关串联，使从励磁线圈的另一端侧流至第5线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，也可为电流回流元件包含整流元件(D1)，所述整流元件(D1)连接在第3线路与第4线路之间，使从第4线路流至第3线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路(15C)中，也可为电流回流元件包含：第1整流元件(D1a)，其连接在励磁线圈的一端与第4线路之间，使从第4线路流至励磁线圈的一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第2整流元件(D1b)，其连接在励磁线圈的另一端与第4线路之间，使从第4线路流至励磁线圈的另一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，也可还具备：第2电源用逆流防止元件(D5)，其连接在第2线路与第2开关之间，使从第2线路流至第2开关侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；第6线路(VIN)，其连接有第2电源用逆流防止元件和第2开关；电容(C1)，其连接在第6线路与第4线路之间；第3整流元件(D3)，其连接在第6线路与励磁线圈的一端之间，使从励磁线圈的一端流至第6线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及第4整流元件(D4)，其连接在第6线路与励磁线圈的另一端之间，使从励磁线圈的另一端流至第6线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

在上述励磁电路中，也可为第1开关控制电路由一个半导体集成电路构成。

本发明的电磁流量计的特征在于，具有：测定管(Pex)，其供测量对象流体流动；励磁线圈(Lex)，其配设在测定管的外侧；上述励磁电路(15、15A～15D)；一对电极(E1、E2)，它们设置在测定管上，在与由励磁线圈产生的磁场垂直的方向上相对配设；以及数据处理控制电路(14)，其根据一对电极间所产生的电动势来算出流体的流量。

在上述电磁流量计中，也可为一对电极以与流体不接触的方式配设在测定管上。

【发明的效果】

根据本发明，能够实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

附图说明

图1为表示具备本发明的一实施方式的励磁电路的电磁流量计的构成的图。

图2A为概念性地表示本发明的一实施方式的励磁电路的构成的图。

图2B为表示实施方式1的励磁电路的构成的图。

图3A为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关导通时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图3B为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关断开时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图3C为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关导通时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图3D为表示在实施方式1的励磁电路中高速开关断开时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图4为用以说明逆流防止元件的动作的图。

图5为实施方式1的励磁电路的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图6为表示实施方式2的励磁电路的构成的图。

图7为实施方式2的励磁电路的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图8A为表示图7的时间图中的期间T1内的PMW信号的图。

图8B为表示图7的时间图中的期间T2内的PMW信号的图。

图9为表示实施方式3的励磁电路的构成的图。

图10为表示实施方式4的励磁电路的构成的图。

图11A为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关导通时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图11B为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关断开时的正极性的励磁电流的电流路径的图。

图11C为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关导通时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图11D为表示在实施方式4的励磁电路中高速开关断开时的负极性的励磁电流的电流路径的图。

图12为表示实施方式5的励磁电路的构成的图。

图13为实施方式5的励磁电路的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图14为概念性地表示本发明的另一实施方式的励磁电路的构成的图。

图15A为表示高压侧的开关电路的电路构成的图。

图15B为表示低压侧的开关电路的电路构成的图。

图16为用以说明专利文献3的励磁电路中的开关损耗的图。

具体实施方式

下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。再者，在以下的说明中，对在各实施方式中共通的构成要素标注同一参考符号，并省略重复的说明。

《实施方式1》

〈电磁流量计的构成〉

图1为表示具备本发明的一实施方式的励磁电路的电磁流量计的构成的图。

图1所示的电磁流量计10具有测定具有导电性的流体的流量的功能，对以磁场产生方向与在检测器16的测定管Pex内流动的流体的流动方向垂直的方式配置的励磁线圈Lex供给极性交替切换的励磁电流Iex，检测与源于励磁线圈Lex的产生磁场正交地配设在测定管Pex上的一对电极E1、E2之间所产生的电动势，将该电动势放大之后进行采样而进行信号处理，由此测定在测定管Pex内流动的流体的流量。

具体而言，电磁流量计10设置有电源电路11、数据处理控制电路14、励磁电路15、检测器16及设定·显示器17作为主要电路部。

电源电路11具有利用来自上位装置(未图示)的输入直流电源DCin(例如24V)来生成多个直流电压并供给至控制电路14及励磁电路15的功能。具体而言，电源电路11由作为主要电路部的控制电路11A、开关变压器11B、整流电路11C、电压调节器(REG)11D、升压DC-DC转换器12及电压调节器(REG)13构成。

控制电路11A例如以数十KHz～数MHz左右的高频率对输入直流电源DCin进行开关而供给至开关变压器11B的一次侧绕组。整流电路11C对从开关变压器11B的二次侧绕组输出的高频率的脉冲信号进行整流而生成直流的模拟信号处理用动作电压VmA(例如24V)和接地电位VmCOM(0V)并供给至数据处理控制电路14。电压调节器11D根据VmA来生成数字信号处理用动作电压VmD(例如5V)并供给至数据处理控制电路14。

升压DC-DC转换器12由非绝缘型升压扼流转换电路构成，具有如下功能：例如根据由数百KHz左右的高频率构成的PWM周期Tpwm的时钟信号CLK，通过脉宽调制PWM(PulseWidth Modulation)对从DCin流至扼流圈的电流即输入直流电源DCin进行高频开关，将所获得的高频信号经由二极管而利用电容元件加以充电，由此生成第2励磁用直流电压VexH(例如80V-24V)并供给至励磁电路15；以及在开关时进行电压反馈控制及电流反馈控制。

电压调节器13具有利用输入直流电源DCin来生成用以驱动励磁电路15的后文叙述的开关S11～S14的公共驱动用电压VexSW(例如10V)并供给至励磁电路15的功能。

此外，输入直流电源DCin的正极侧的电压作为第1励磁用直流电压VexL(＜VexH，例如24V)、输入直流电源DCin的负极侧的电压作为公共电压VexCOM(＜VexL、＜VexSW，例如0V)而分别被供给至励磁电路15。

再者，在以下的说明中，表示电压的参考符号“VexSW”、“VexH”、“VexL”、“VexCOM”及“VmD”等不仅表示电压，还表示被供给该电压的信号线。

此外，由于VexL＜VexH，因此有时将第1励磁用直流电压VexL称为“低电压VexL”、将第2励磁用直流电压VexH称为“高电压VexH”。

数据处理控制电路14包含程序处理装置(例如CPU)、信号处理电路及传输I/F电路等，具有进行励磁电路15的控制、基于由检测器16的电极检测到的电动势的流量的算出、以及对于上位装置的流量信号的输出的功能。

检测器16具有：测定管Pex，其供成为流量测定对象的流体流动；励磁线圈Lex，其通过从励磁电路15供给的励磁电流对该Pex产生磁场；以及一对检测电极E1、E2，它们设置在测定管Pex的外周面。

设定·显示器17具有检测作业人员的设定操作输入并输出至数据处理控制电路14的功能、和利用LED或LCD来显示来自数据处理控制电路14的显示输出的功能。

励磁电路15具有根据来自数据处理控制电路14的控制对检测器16的励磁线圈Lex供给以一定周期切换励磁极性的励磁电流Iex的功能。下面，对励磁电路15进行详细说明。

〈本发明的励磁电路的构成〉

图2A为概念性地表示本发明的一实施方式的励磁电路的构成的图。

励磁电路15的特征之一在于，通过不同控制机构来进行励磁线圈Lex的励磁极性的切换控制和励磁电流的恒流控制，而且在励磁极性刚切换之后以比平常的恒流控制时的励磁电压大的电压对励磁线圈进行励磁。

具体而言，如图2A所示，励磁电路15具备开关S1、电源切换用开关S2、开关S11～S14、二极管D1、D2、电流检测用电阻Rs、开关控制电路150及开关控制电路160。

开关S1是用以通过低电压VexL对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动、从而对励磁电流Iex进行恒流控制的元件。开关S1被连接在被供给低电压VexL的信号线VexL与被供给励磁线圈Lex的励磁电压VOUT的信号线VOUT之间。开关S1例如由功率晶体管构成。

电源切换用开关S2是用以在励磁极性刚切换之后通过高电压VexH来驱动励磁线圈Lex、从而控制励磁电流Iex的元件。

电源切换用开关S2连接在被供给高电压VexH的信号线VexH与信号线VOUT之间。电源切换用开关S2例如由功率晶体管构成。

开关S11～S14构成如下开关电路：对励磁线圈Lex施加电压VOUT而对励磁线圈Lex供给励磁电流Iex，而且根据励磁线圈Lex的励磁极性的切换周期而被开关，由此改换电压VOUT的极性，从而切换流至励磁线圈Lex的励磁电流Iex的方向。

具体而言，开关S11连接在信号线VOUT与励磁线圈Lex的一端(节点n01)之间，以一定的周期切换导通与断开。

开关S12连接在信号线VFB与励磁线圈Lex的一端之间，与开关S11反相地加以开关。即，开关S12在开关S11导通时断开、在开关S11断开时导通。

开关S13连接在信号线VOUT与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)之间，与开关S11反相地加以开关。即，开关S13在开关S11导通时断开、在开关S11断开时导通。

开关S14连接在励磁线圈的另一端与信号线VFB之间，与开关S11同相地加以开关。即，开关S14在开关S11导通时导通、在开关S11断开时断开。

开关S1以比开关S11～S14的开关周期即励磁极性的切换周期短的周期切换导通与断开。例如，开关S11～S14的开关频率为1kHz以下，开关S1的开关频率至少为10kHz。在本申请说明书中，有时将开关S1称为“高速开关S1”，将开关S11～S14分别称为“低速开关S11～S14”。

电流检测用电阻Rs是用以检测励磁电流Iex的元件。电流检测用电阻Rs被连接在被供给公共电压VexCOM的信号线VexCOM与信号线VFB之间。

二极管D1是在高速开关S1断开时使励磁电流Iex经由上述开关电路、励磁线圈Lex及电流检测用电阻Rs而回流的电流回流元件。二极管D1的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与信号线VOUT连接。

二极管D2是用以在开关S2导通时防止电流从信号线VexH流入至电位比信号线VexH低的信号线VexL的电源用逆流防止元件。二极管D2在信号线VexL与信号线VOUT之间与高速开关S1串联，使从信号线VexL侧流至信号线VOUT侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。例如，二极管D2的阳极与高速开关S1的一端(信号线VSW)连接，阴极与信号线VOUT连接。

开关控制电路150是以流至电流检测用电阻Rs的电流固定的方式以比开关S11～S14的开关周期短的周期切换开关S1的导通与断开的电路。具体而言，开关控制电路150以公共电压VexCOM为基准电源进行动作，以流至电流检测用电阻Rs的电流与励磁电流Iex的第1目标值Iref1一致的方式生成脉宽可变的PWM信号，驱动高速开关S1。

更具体而言，开关控制电路150根据以公共电压VexCOM为基准的电流检测用电阻Rs的检测电压(反馈电压)VFB与对应于第1目标值Iref1的基准电压Vref1的差来生成脉宽可变的PWM信号，驱动高速开关S1。

开关控制电路160是在流至电流检测用电阻Rs的电流Iex低于第2目标值Iref2(≤Iref1)的情况下导通开关S2、在流至电流检测用电阻Rs的电流Iex高于第2目标值Iref2的情况下断开开关S2的电路。

更具体而言，开关控制电路160在检测电压VFB比对应于第2目标值Iref2的基准电压Vref2小的情况下导通电源切换用开关S2，在检测电压VFB大于基准电压Vref2的情况下断开电源切换用开关S2。

励磁电路15还具备二极管D11～D14作为逆流防止元件，所述逆流防止元件用以在高速开关S1断开时避免励磁电流Iex流至通过电流检测用电阻Rs的路径以外的路径。

二极管D11在信号线VOUT与励磁线圈Lex的一端(节点n01)之间与低速开关S11串联，使从信号线VOUT侧流至励磁线圈Lex的一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D12在励磁线圈Lex的一端(节点n01)与信号线VFB之间与低速开关S12串联，使从励磁线圈Lex的一端侧流至信号线VFB侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D13在信号线VOUT与励磁线圈的另一端之间与低速开关S13串联，使从信号线VOUT侧流至励磁线圈Lex的另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

二极管D14在励磁线圈Lex的另一端与信号线VFB之间与低速开关S14串联，使从励磁线圈Lex的另一端侧流至信号线VFB侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

〈实施方式1的励磁电路的构成〉

接着，对图2A所示的本发明的励磁电路15的更具体的实施方式进行说明。

图2B为表示实施方式1的励磁电路的构成的图。

如图2B所示，低速开关S11～S14通过来自数据处理控制电路14(例如CPU)的励磁极性信号EXD1、EXD2来进行导通/断开的切换控制。

具体而言，在将励磁线圈Lex的励磁极性设为“正极性”的期间内，数据处理控制电路14(例如CPU)导通低速开关S11、S14并断开低速开关S12、S13，在将励磁线圈Lex的励磁极性设为“负极性”的期间内，数据处理控制电路14断开低速开关S11、S14并导通低速开关S12、S13。

在低速开关S11～S14中，输入励磁极性信号EXD1、EXD2的一次侧与流动励磁电流Iex的二次侧是电性绝缘的。例如，各低速开关S11～S14由使用光电耦合器的电路构成，根据从光电耦合器的一次侧的光电二极管FD照射的光的强度来切换光电耦合器的二次侧的开关(晶体管)ST的导通与断开。

例如，在对低速开关S11、S13的一次侧的光电二极管FD的阳极侧施加数字信号处理用动作电压VmD的状态下，数据处理控制电路14切换励磁极性信号EXD1、EXD2的逻辑(例如，高电平：VmD，低电平：VmCOM)，从而控制流至光电耦合器的一次侧的光电二极管FD的电流，由此切换光电耦合器的二次侧的开关ST的导通/断开。

如上所述，开关控制电路150是根据检测电压VFB、通过PWM方式对高速开关S1进行开关的电路。作为开关控制电路150，可以使用众所周知的通用的DC-DC转换器控制用IC(Integrated Circuit(集成电路))。

再者，作为通用的DC-DC转换器控制用IC(Integrated Circuit)，可为像图2B所示那样仅将控制作为高速开关S1的外置功率晶体管的开关控制电路150封装成一个组件的IC，也可为将作为高速开关S1的功率晶体管和开关控制电路封装成一个组件的IC，对于驱动对象的功率晶体管与开关控制电路150是否封装成一个IC无特别限制。

作为开关控制电路150，可以例示像图2B所示那样由误差放大电路(误差放大器，AMP)151、相位补偿器152、生成锯齿波或三角波等周期信号的周期信号产生电路153、比较器154以及驱动电路155构成的电路。

误差放大器151生成与电流检测用电阻Rs的检测电压VFB和对应于励磁电流Iex的第1目标值Iref1的基准电压Vref1的差相应的误差信号。比较器154对上述误差信号与从周期信号产生电路153输出的周期信号进行比较，生成与其比较结果相应的2值信号(PWM信号)。由比较器154生成的PWM信号通过驱动电路155加以缓冲，驱动由功率晶体管构成的高速开关S1。

如上所述，开关控制电路160是根据检测电压VFB与第2目标值Iref2的大小关系来切换电源切换用开关S2的导通/断开的功能部。

作为开关控制电路160，可以例示像图2B所示那样由电阻R21～R23、比较器161及驱动电路162构成的电路。

比较器161的反相输入端子(-端子)与信号线VFB连接。

电阻R21～R23构成用以生成基准电压Vref2的电路。

例如，电阻R21与电阻R22串联在信号线VexSW与信号线VexCOM之间。电阻R21与电阻R22连接的公共节点与比较器161的非反相输入端子(+端子)连接。此外，电阻R23是用以实现基准电压Vref2的滞后的元件，连接在比较器161的非反相输入端子与比较器161的输出端子VCMP之间。

驱动电路162对从比较器161的输出端子VCMP输出的2值信号VCMP进行缓冲，驱动由功率晶体管构成的电源切换用开关S2。

〈实施方式1的励磁电路的动作〉

接着，对实施方式1的励磁电路15的动作进行详细说明。

此处，以作为励磁电流Iex的目标电流值的第1目标值Iref1大于第2目标值Iref2(Vref1＞Vref2)的情况为例进行说明。

首先，在对低速开关S11、S13的一次侧的光电二极管FD的阳极侧施加了数字信号处理用动作电压VmD的状态下，数据处理控制电路14(例如CPU)切换励磁极性信号EXD1、EXD2的逻辑(例如，高电平：VmD，低电平：VmCOM)，从而控制流至低速开关S11～S14的一次侧的光电二极管的电流，由此，以一定的周期对各低速开关S11～S14进行开关。此处，低速开关S11～S14的开关频率像上述那样为1kHz以下。

另一方面，开关控制电路150以比低速开关S11～S14短的周期对高速开关S1进行开关，由此，低电压VexL得以输出至信号线VOUT，而且，开关控制电路160对电源切换用开关S2进行开关，由此，高电压VexH得以输出至信号线VOUT。此处，高速开关S1的开关频率像上述那样为10kHz以上。

通过上述高速开关S1、电源切换用开关S2及低速开关S11～S14的开关动作，根据低速开关S11～S14的状态对励磁线圈Lex施加正极性或负极性且直流或脉冲状的励磁电压Vex。由此，正极性或负极性的励磁电流Iex流至励磁线圈Lex。下面，使用附图，对励磁电流Iex的电流路径进行详细说明。

图3A～3D为表示实施方式1的励磁电路中的励磁电流的电流路径的图。图3A～3D中仅图示了励磁电路15中的一部分电路构成。

此处，对电源切换用开关S2处于断开状态的情况进行说明。

首先，对励磁极性为“正极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“正极性”的情况下，低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开。在该状态下，在高速开关S1导通时，如图3A所示，励磁电流Iex从信号线VexL经由高速开关S1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为正极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，如图3B所示，在高速开关S1断开时，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，正极性的励磁电流Iex也得到保持。

接着，对励磁极性为“负极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“负极性”的情况下，低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通。在该状态下，在高速开关S1导通时，如图3C所示，励磁电流Iex从信号线VexL经由高速开关S1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为负极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，如图3D所示，在高速开关S1断开时，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，负极性的励磁电流Iex也得到保持。

此处，对作为逆流防止元件的二极管D11～D14进行详细说明。

如上所述，二极管D11～D14是用以在高速开关S1断开时避免励磁电流Iex流至通过电流检测用电阻Rs的路径(参考图3A～图3D)以外的路径的逆流防止元件。

例如，在使用MOSFET作为低速开关S11～S14的二次侧的开关元件的情况下，如图4所示，在各MOSFET的漏极-源极间存在寄生二极管Ds11～Ds14。因此，例如，在励磁极性为正极性(低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开)的状态下高速开关S1从导通切换成断开时，存在电流在图4所示的路径P1及路径P2中流动的情况。此时，通过对低速开关S12、13分别串联配置二极管D12、D13，能够防止电流在路径P1、P2中流动。

同样地，在励磁极性为负极性(低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通)的状态下高速开关S1从导通切换成断开时，通过对低速开关S11、14分别串联配置二极管D11、D14，能够防止电流的逆流。

通过如此恰当地配置二极管D11～D14作为逆流防止元件，能够在高速开关S1断开期间内将励磁电流Iex全部流至电阻检测用电阻Rs。即，即便在有可能产生经由低速开关S11～S14的MOSFET的寄生二极管Ds11～Ds14的电流的状况下，也能防止励磁电流Iex的逆流而将励磁电流Iex全部流入至电流检测用电阻Rs。由此，例如，即便产生了电源电压VexH的变动、由励磁线圈Lex的发热引起的线圈电阻的变化等干扰因素，也能通过开关控制电路150的反馈控制将励磁电流保持在固定值，从而能够实现励磁电流Iex的更准确的测量、控制。

励磁电流Iex通过经由电流检测用电阻Rs流入至信号线VexCOM而被电流检测用电阻Rs转换为检测电压VFB，分别被输入至开关控制电路150的误差放大电路151的反相输入端子(-端子)和开关控制电路160的比较器161的反相输入端子(-端子)。

接着，对开关控制电路150及开关控制电路160的动作进行详细说明。

图5为表示实施方式1的励磁电路15的动作时的各节点的电压及电流的时间图。

图5中展示了将高电压设为VexH＝80V、将低电压设为VexL＝24V、将励磁电流Iex的第1目标电流值Iref1及第2目标值Iref2分别设为100mA(绝对值)、将开关控制电路150的PWM信号的最大占空比(最大脉宽)设为100％的情况下的模拟结果。

如图5所示，在时刻t1，当低速开关S11、S14导通、低速开关S12、S13断开时，励磁电流Iex的极性从负极性切换为正极性。由此，电流检测用电阻Rs的电流暂时变为0mA。此时，如图5所示，电流检测用电阻Rs的检测电压VFB小于第2基准电压Vref2，因此，开关控制电路160的比较器161输出高电平的输出电压VCMP，使电源切换用开关S2导通。由此，对信号线VOUT供给高电压VexH作为电源电压，励磁电流Iex沿正方向逐渐增加，而且电流检测用电阻Rs的电流沿正方向逐渐增加。

此外，由于检测电压VFB相较于第1基准电压Vref1(＝Vref2)而言足够小，因此，开关控制电路150的误差放大电路151的输出电压比由周期信号生成电路153生成的周期信号(例如锯齿波)的最大电压高。结果，从比较器154输出的PWM信号达到最大占空比100％，高速开关S1也导通。

即，励磁极性刚切换之后，不仅电源切换用开关S2导通，高速开关S1也导通。但由于VexL＜VexH，因此，经由电源切换用开关S2对信号线VOUT施加高电压VexH而不施加低电压VexL。

其后，在时刻t2，当电流检测用电阻Rs的电流达到第2目标值(100mA)时，开始由开关控制电路150进行的励磁电流Iex的恒流控制。即，如图5所示，在时刻t2，检测电压VFB变得大于第2基准电压Vref2，因此，开关控制电路160的比较器161输出低电平的输出电压VCMP，使电源切换用开关S2断开。

由此，对信号线VOUT的、经由电源切换用开关S2的高电压VexH的供给停止，切换至来自低电压VexL的电源供给。具体而言，如图5所示，开关控制电路150以电流检测用电阻Rs的电流与第1目标值(＝100mA)一致的方式降低PWM信号的占空比而驱动高速开关S1。由此，在时刻t2之后的期间T2内，励磁电流Iex成为正的固定值(+100mA)。

接着，在时刻t3，当低速开关S11、S14断开、低速开关S12、S13导通时，励磁电流Iex的极性从正极性切换为负极性。由此，电流检测用电阻Rs的电流暂时变为0mA。此时，如图5所示，电流检测用电阻Rs的检测电压VFB小于第2基准电压Vref2，因此开关控制电路160的比较器161输出高电平的输出电压VCMP，使电源切换用开关S2导通。由此，再次对信号线VOUT供给高电压VexH作为电源电压，励磁电流Iex沿负方向逐渐增加，而且电流检测用电阻Rs的电流沿正方向逐渐增加。

再者，励磁极性刚从正极性切换成负极性之后，与上述的励磁极性刚从负极性切换成正极性之后一样，开关控制电路150使得高速开关S1也导通(PWM信号的占空比达到100％)，但由于VexL＜VexH，因此对信号线VOUT施加高电压VexH而不施加低电压VexL。

其后，在时刻t4，当电流检测用电阻Rs的电流达到第2目标值(＝100mA)时，再次开始由开关控制电路150进行的励磁电流Iex的恒流控制。即，如图5所示，在时刻t4，检测电压VFB变得大于第2基准电压Vref2，因此，开关控制电路160的比较器161输出低电平的输出电压VCMP，使电源切换用开关S2断开。

由此，对信号线VOUT的高电压VexH的供给停止，切换为来自低电压VexL的电源供给。具体而言，如图5所示，开关控制电路150以电流检测用电阻Rs的电流与第1目标值(＝100mA)一致的方式降低PWM信号的占空比而驱动高速开关S1。由此，励磁电流Iex成为负的固定值(-100mA)。

如此，在实施方式1的励磁电路15中，如图5所示，在励磁电流Iex(电流检测用电阻Rs的电流)达到第2目标值Iref2之前的期间T1内通过高电压VexH对励磁线圈Lex进行直流驱动，在励磁电流Iex(电流检测用电阻Rs的电流)达到第2目标值Iref2之后的期间T2内通过低电压VexL对励磁线圈Lex进行脉冲驱动。

〈本发明的励磁电路的效果〉

以上，根据本发明的励磁电路，通过像图2A所示那样连接用以切换励磁极性的低速开关S11～S14、用以对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动而对励磁电流进行恒流控制的高速开关S1、电流检测用电阻Rs以及励磁线圈Lex，并区别于低速开关S11～S14地利用开关控制电路150以在电流检测用电阻Rs中流动的电流固定的方式驱动高速开关S1，不会像上述专利文献1的励磁电路那样需要用以对励磁电流进行恒流驱动的功率晶体管这样的发热量大的零件。由此，即便不设置散热器也能实现励磁电流的大电流化，因此，一方面能够增大流量信号的信号电平而谋求测量稳定性的提高，另一方面能够将电磁流量计小型化。

此外，本励磁电路由于具有对励磁线圈直接进行脉冲驱动的电路构成，因此，不会像上述专利文献2揭示的励磁电路那样需要用以将励磁电压直流化的由电感器及稳定化电容(输出电容器)构成的直流化电路，从而使得电路的响应性提高。由此，能够提高励磁频率而提高测量稳定性。

此外，根据本励磁电路，由于具有对用以切换励磁极性的低速开关S11～S14和用以对励磁线圈Lex直接进行脉冲驱动而对励磁电流进行恒流控制的高速开关S1分别进行控制的构成，因此，能够利用更简单的电路构成来实现驱动低速开关S11～S14的驱动电路，从而能够将电磁流量计小型化。

例如，在专利文献3的励磁电路中，如上所述，由于采用的是通过一组高压侧开关来兼任励磁极性的切换和励磁线圈的脉冲驱动的电路构成，因此，必须以最低10kHz的开关频率对上述高压侧开关进行高速开关，从而导致用以驱动上述高压侧开关的驱动电路变得复杂。另一方面，根据本励磁电路，由于低速开关S11～S14仅担负切换励磁极性的功能，因此，以最大1kHz的开关频率进行开关即可，无须进行高速开关，所以可以忽略由开关损耗引起的发热。因此，根据本发明的励磁电路15，与以往的励磁电路相比，能够增大励磁电压及励磁电流，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。此外，能够利用简单的电路构成来实现驱动低速开关S11～S14的驱动电路，从而能够将电磁流量计小型化。

此外，根据本励磁电路，由于准备高电压VexH和低电压VexL两个电压作为用以驱动励磁线圈的电压，在励磁电流的上升时通过高电压VexH对励磁线圈进行直流驱动，其后，通过低电压VexL对励磁线圈进行脉冲驱动从而进行恒流控制，因此，能够加快从励磁极性切换起到励磁电流稳定在目标电流值为止的静定时间。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

此外，稳定在励磁电流的第2目标值Iref2之后，通过对高速开关S1进行开关而将比高电压VexH低的低电压VexL作为电源电压来对励磁线圈Lex进行脉冲驱动，因此，与将高电压VexH作为电源电压来进行脉冲驱动的情况相比，能够抑制高速开关S1下的发热。由此，无须设置散热器即可增加能够供给至励磁线圈的电流量，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

此外，控制对励磁线圈Lex的高电压VexH的供给的电源切换用开关S2是在励磁电流Iex低于第2目标值Iref2的情况下导通的低速开关元件，不会进行高速的开关动作。因此，可以忽略电源切换用开关S2下的由开关损耗所引起的发热，所以不需要散热器。此外，由于能够利用简单的电路构成来实现驱动电源切换用开关S2的开关控制电路160，因此有助于电磁流量计的小型化。

此外，根据本励磁电路，能够使用通用的电源IC(DC-DC转换器控制用IC)作为开关控制电路150，因此能够进一步将电磁流量计小型化。

如上所述，根据本励磁电路，能够兼顾测量稳定性的提高和小型化，因此能够实现测量稳定性高的小型电磁流量计。

此外，根据实施方式1的励磁电路15，由于电流检测用电阻Rs的一端的电位与开关控制电路150的基准电位是共通(VexCOM)的，因此，能够将电流检测用电阻Rs的另一端直接连接至开关控制电路150的误差放大电路151的反相输入端子。由此，无须像上述专利文献3的励磁电路那样设置为了电流检测而加以绝缘的另外的电源或者特殊的信号转换电路等，因此励磁电路不会变得复杂，从而能够实现电磁流量计的小型化。

此外，根据实施方式1的励磁电路15，像图2A及图2B所示那样将二极管D11～D14分别串联于低速开关S11～S14，因此，在使用MOSFET作为低速开关S11～S14的二次侧的开关元件的情况下，能够防止电流经由存在于各MOSFET的漏极-源极间的寄生二极管Ds11～Ds14而逆流。

由此，如上所述，即便在有可能产生经由低速开关S11～S14的寄生二极管Ds11～Ds14的电流的状况下，也能将励磁电流Iex全部流入至电流检测用电阻Rs，因此，即便产生了电源电压VexH的变动等干扰因素，也能实现更准确的励磁电流的测量、控制。

此外，通过将二极管D11～D14分别串联于低速开关S11～S14，能够防止因励磁极性的切换时产生的励磁线圈的反电动势而对低速开关S11～S14施加超过耐压的电压。

此外，通过使切换电源切换用开关S2的导通/断开的开关控制电路160的输出信号VCMP具有滞后，能够防止电源切换用开关S2的导通/断开的切换时的振荡。

《实施方式2》

〈实施方式2的励磁电路的构成〉

图6为表示实施方式2的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15A与实施方式1的励磁电路15的不同点在于从开关控制电路输出的PWM信号的最大占空比不到100％，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体而言，励磁电路15A中的开关控制电路150A的误差放大电路151的输出电压受到限制。更具体而言，如图6所示，在误差放大电路151的反相输入端子(-端子)与误差放大电路151的输出端子之间连接有电压限制元件ZD1，在上述反相输入端子与信号线VFB之间连接有电阻R24。电压限制元件ZD1例如为齐纳二极管，阴极与误差放大电路151的输出端子连接，阳极与误差放大电路151的反相输入端子连接。

在检测电压VFB低于基准电压Vref1的情况下，误差放大电路151输出比基准电压Vfef1大的电压。当检测电压VFB进一步降低时，误差放大电路151的输出电压上升，但是，当电流开始流至齐纳二极管ZD1时，该输出电压的上升会受到限制。此时，以上述输出电压低于周期信号产生电路153的输出信号(例如，锯齿波)的最大电压(锯齿波的峰值电压)的方式设定齐纳二极管ZD1及电阻R24的常数。

由此，从比较器154输出的PWM信号的最大占空比被限制在不到100％。

图7为表示实施方式2的励磁电路15A的动作时的各节点的电压及电流的时间图。图7所示的模拟结果的模拟条件与上述图5相同。

如图7所示，在励磁电流的上升期间T1(电源切换用开关S2导通期间)内，如图8A所示，以开关控制电路150A的比较器154的PWM信号的占空比不到100％进行待机。其后，当励磁电流Iex上升、电源切换用开关S2断开时，如图8B所示，开关控制电路150A进一步降低PWM信号的占空比，开始励磁电流Iex的恒流控制。该情况下的恒流控制是从比较器154的占空比低于100％的状态(图8A的状态)开始。

〈实施方式2的励磁电路的效果〉

根据实施方式2的励磁电路15A，在由开关控制电路150A进行的励磁电流Iex的恒流控制刚开始之后，PWM信号的占空比达到恰当值为止的时间缩短，因此，能够防止(或降低)励磁电流Iex的过冲。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

例如，在将励磁线圈Lex的电阻Rex设为100Ω、将励磁电流Iex设为100mA的情况下，励磁线圈Lex所需的励磁电压Vex的平均值Vex_ave以数式(1)表示。

【数式1】

Vex_ave＝Rex×Iex····(1)

进而，若将低电压VexL设为＝24V、将励磁电路15A的期间T2内的电压-电流转换效率η设为80％，则PWM信号的占空比D以数式(2)表示。

【数式2】

因而，考虑到干扰影响，PWM信号的最大占空比Dmax设为相较于52％而言有足够裕度的值(例如65％)即可。

由此，在不限制PWM信号的最大占空比的情况下，从电源切换用开关S2断开的时刻起到励磁电流Iex静定为止，PMW信号的占空比是从100％起变化到52％，而在像上述那样将PWM信号的最大占空比限制在65％的情况下，从电源切换用开关S2断开的时刻起到励磁电流Iex静定为止，PWM信号的占空比是从65％起变化到52％。因而，与不限制PWM信号的占空比的情况相比，励磁电流Iex的过冲减小，从而能够进一步缩短静定时间。

《实施方式3》

〈实施方式3的励磁电路的构成〉

图9为表示实施方式3的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15B与实施方式1的励磁电路15的不同点在于开关控制电路通过PFM(Pulse Frequency Modulation(脉冲频率调制))控制来驱动高速开关S1，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体而言，励磁电路15B具备根据电流检测用电阻Rs的检测电压VFB以PFM方式控制高速开关S1的开关控制电路150B作为用以驱动高速开关S1的电路。

开关控制电路150B根据流至电流检测用电阻Rs的电流与目标电流值的差来生成频率可变的PFM信号，根据PFM信号来对高速开关S1进行开关。

作为开关控制电路150B，如图9所示，可以例示由比较器(CMP)156、脉冲生成电路157及驱动电路155构成的电路。

比较器(CMP)156对与励磁电流Iex的第1目标值Iref1相对应的基准电压Vref1和由于电流检测用电阻Rs而得到的检测电压VFB进行比较，并输出比较结果。脉冲生成电路157以基于比较器156的比较结果的周期输出脉宽(导通时间)固定的2值信号。驱动电路155对从脉冲生成电路157输出的2值信号(PFM信号)进行缓冲，驱动由功率晶体管构成的高速开关S1。

〈实施方式3的励磁电路的效果〉

根据实施方式3的励磁电路15B，由于未使用误差放大电路(及相位补偿器)，因此响应速度比PWM方式快。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式4》

〈实施方式4的励磁电路的构成〉

图10为表示实施方式4的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15C与实施方式1的励磁电路15的不同点在于具有作为电流回流元件的2个续流二极管，除此以外与实施方式1的励磁电路15相同。

具体而言，励磁电路15C具备二极管D1a、D1b代替二极管D1作为电流回流元件。二极管D1a的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与励磁线圈Lex的一端(节点n01)连接。二极管D1b的阳极与信号线VexCOM连接，阴极与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)连接。

此处，使用附图，对在励磁电路15C中电源切换用开关S2断开时的励磁电流Iex的电流路径进行说明。

图11A～11D为表示实施方式4的励磁电路15C中的励磁电流的电流路径的图。图11A～11D中仅图示了励磁电路15C中的一部分电路构成。

首先，对励磁极性为“正极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“正极性”的情况下，低速开关S11、S14导通，低速开关S12、S13断开。在该状态下，高速开关S1导通时的电流路径与实施方式1的励磁电路15相同。具体而言，如图11A所示，励磁电流Iex从信号线VexL经由高速开关S1、低速开关S11、二极管D11、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为正极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，在高速开关S1断开时，如图11B所示，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1a、励磁线圈Lex、低速开关S14、二极管D14及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，正极性的励磁电流Iex也得到保持。

接着，对励磁极性为“负极性”的情况下的电流路径进行说明。

在励磁极性为“负极性”的情况下，低速开关S11、S14断开，低速开关S12、S13导通。在该状态下，高速开关S1导通时的电流路径与实施方式1的励磁电路15相同。具体而言，如图11C所示，励磁电流Iex从信号线VexL经由高速开关S1、低速开关S13、二极管D13、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM，励磁线圈Lex被励磁为负极性。此时，在励磁线圈Lex中积蓄能量。

另一方面，在高速开关S1断开时，如图11D所示，高速开关S1导通时积蓄在励磁线圈Lex中的能量使得电流从信号线VexCOM经由二极管D1b、励磁线圈Lex、低速开关S12、二极管D12及电流检测用电阻Rs而流入至信号线VexCOM。由此，即便在高速开关S1断开期间，负极性的励磁电流Iex也得到保持。

如此，根据励磁电路15C，在励磁极性为正极性的情况下高速开关S1断开时，能够使励磁电流Iex经由二极管D1a而回流，在励磁极性为负极性的情况下高速开关S1断开时，能够使励磁电流Iex经由二极管D1b而回流。

〈实施方式4的励磁电路的效果〉

根据实施方式4的励磁电路15C，在励磁极性为正极性的情况和为负极性的情况下，通过各不相同的二极管D1a、D1b使励磁电流回流，因此，与不论励磁极性如何都使用一个二极管D1来使电流回流的情况相比，能够减小一个二极管的发热量的平均值。由此，能够实现励磁电流进一步的大电流化，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式5》

〈实施方式5的励磁电路的构成〉

图12为表示实施方式5的励磁电路的构成的图。

该图所示的励磁电路15D与实施方式4的励磁电路15C的不同点在于具有利用励磁线圈的反电动势来生成更大的励磁电压的功能，除此以外与实施方式4的励磁电路15C相同。

励磁电路15D具有如下功能：将励磁极性刚切换之后产生的励磁线圈Lex的反电动势充入至电容而加以回收，将充入至该电容的电压用作下一励磁电流的上升时的电源电压(励磁电压Vex)。

更具体而言，相对于实施方式4的励磁电路15C而言，励磁电路15D还具备二极管D3、D4、D5和电容C1。

二极管D5是用以防止电流逆流至信号线VexH的逆流防止元件。二极管D5的阳极与信号线VexH连接，二极管D5的阴极与电源切换用开关S2的一端(信号线VIN)连接。

电容C1的一端与信号线VIN连接，另一端与信号线VexCOM连接。

二极管D3、D4为反电动势回收用桥式二极管(+电压侧)。此外，二极管D1a、D1b具备作为反电动势回收用桥式二极管(-电压侧)的功能、和作为与实施方式4的励磁电路15C同样地在高速开关S1断开时使励磁电流Iex回流的电流回流元件的功能。

二极管D3的阳极与励磁线圈Lex的一端(节点n01)连接，二极管D3的阴极与信号线VIN连接。

二极管D4的阳极与励磁线圈Lex的另一端(节点n02)连接，二极管D4的阴极与信号线VIN连接。

图13为实施方式5的励磁电路15D的各节点的电压及电流的时间图。图13所示的模拟结果的模拟条件与上述图5相同。

如图13所示，在时刻t1，当励磁线圈Lex的励磁极性从负极性切换为正极性(开关S11、S14导通，开关S12、S13截止)时，会在励磁线圈Lex的两端沿维持负极性的励磁电流Iex的方向产生反向电压。该反向电压使得电荷从二极管D3充入至电容C1，从而对信号线VIN施加超过高电压VexH的电压VIN。此时，通过二极管D5来阻止电流朝信号线VexH侧逆流。

由此，在励磁电流Iex的上升时，能够将比高电压VexH大的励磁电压Vex施加至励磁线圈Lex，因此能够进一步缩短励磁电流Iex的上升时间。

在励磁电流Iex的上升后的时刻t2之后的期间内，控制与实施方式4的励磁电路15C相同。即，在高速开关S1导通时，经由高速开关S1对励磁线圈Lex施加低电压VexL，励磁电流Iex以与图11A相同的路径流动。另一方面，在高速开关S1断开时，励磁电流Iex经由二极管D1a以与图11B相同的路径流动。

其后，在图13的时刻t3，当励磁线圈Lex的励磁极性从正极性切换为负极性(开关S11、S14断开，开关S12、S13导通)时，在励磁线圈Lex的两端沿维持励磁电流Iex的方向产生反向电压。该反向电压使得电荷从二极管D4充入至电容C1，从而对信号线VIN施加超过高电压VexH的电压VIN。

由此，在励磁电流Iex的下降时也能将比高电压VexH大的励磁电压Vex施加至励磁线圈Lex，因此能够进一步缩短励磁电流Iex的下降时间。

在励磁电流Iex的下降后的时刻t4之后的期间内，控制与实施方式4的励磁电路15C相同。即，在高速开关S1导通时，经由高速开关S1对励磁线圈Lex施加低电压VexL，励磁电流Iex以与图11C相同的路径流动。另一方面，在高速开关S1断开时，励磁电流Iex经由二极管D1b以与图11D相同的路径流动。

〈实施方式5的励磁电路的效果〉

根据实施方式5的励磁电路15D，能够利用比高电压VexH大的电压对励磁线圈Lex进行励磁，因此能够进一步缩短到励磁电流Iex稳定为止的时间(静定时间)。由此，能够进一步提高励磁频率，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性。

《实施方式的扩展》

以上，根据实施方式，对由本发明者等人完成的发明进行了具体说明，但本发明并不限定于此，当然可以在不脱离其主旨的范围进行各种变更。

例如，在上述实施方式中，例示了将作为逆流防止元件的二极管D11～D14分别串联于各低速开关S11～S14的电路构成，但并不限于此。例如，在对于电磁流量计所要求的测量稳定性而言可以忽略高速开关S1断开时的电流的逆流带来的影响的情况下，也可像图14所示的励磁电路15E那样不设置作为逆流防止元件的二极管D11～D14。

此外，在实施方式4、5中，例示了设置2个二极管D1a、D1b代替二极管D1作为电流回流元件的情况，但并不限于此，也可除了2个二极管D1a、D1b之外还在信号线VOUT与信号线VexCOM之间连接有二极管D1。

此外，在上述实施方式中，例示了使用二极管D11～D14作为逆流防止元件的情况，但并不限于此，也可使用图15A所示的由晶体管MP1、MP2构成的高压侧的开关电路S11D、S13D代替高压侧的二极管D11、D13，使用图15B所示的由晶体管MP1、MP2构成的低压侧的开关电路S12D、S14D代替低压侧的二极管D12、D14。

由此，二极管D11～D14中的发热不复存在，因此能够实现励磁电流进一步的大电流化，从而能够进一步提高电磁流量计的测量稳定性，而且还能提高励磁电路作为电源电路的效率。此外，由此，能够减少二极管D11～D14中的电压降，因此能够减少励磁电压Vex的损耗。由此，对于无法供给大电压作为高电压VexH及低电压VexL(输出电压VOUT)的双线式电磁流量计、电池式(电池驱动方式)电磁流量计也能运用本励磁电路。

再者，图15A中例示了使用P通道型MOS晶体管(MP1、MP2)作为构成高压侧的开关电路S11、S13的晶体管的情况，但并不限于此，也可使用N通道型MOS晶体管。再者，在该情况下，需要设置用以驱动上述N通道型MOS晶体管的自举电路等。

此外，在实施方式4、5中，例示了使用PWM方式的开关控制电路150的情况，但也可使用实施方式3中展示的PFM方式的开关控制电路150B。此外，在实施方式4、5中，也可使用限制PMW信号的最大占空比的开关控制电路150A代替开关控制电路150。

此外，在上述实施方式中，例示了使用二极管(D1、D1a、D1b等)作为整流元件的情况，但也可替换成晶体管等并酌情控制导通/截止，由此实现整流功能。

此外，在实施方式1～3中，例示了D1的阴极与信号线VOUT(D2的阴极侧)连接的情况，但也可与D2的阳极侧连接。

此外，在上述说明中，例示了将各实施方式的励磁电路运用于电容式电磁流量计的情况，但同样也能运用于接液式电磁流量计。

符号说明

10电磁流量计，11电源电路，11A控制电路，11B开关变压器，11C整流电路、11D、13电压调节器(REG)，12升压DC-DC转换器、14数据处理控制电路，15、15A、15B、15C、15D、15E励磁电路，16检测器，17设定·显示器，150、150A、150B、160开关控制电路，151误差放大电路，152相位补偿器，153周期信号产生电路，ZD1齐纳二极管，154、156、161比较器，R1、R2、R21～R24电阻，155、162驱动电路，E1、E2电极，Pex测定管，Lex励磁线圈，VexH高电压(第1励磁用直流电压)、信号线，VexL低电压(第2励磁用直流电压)、信号线，VexCOM公共电压、信号线，VOUT输出电压、信号线，VFB检测电压、信号线，Vref1、Vref2基准电压，VIN信号线、电压，Iex励磁电流，Vex励磁电压，S1高速开关，S11、S12、S13、S14低速开关，S2电源切换用开关，D1、D2、D11、D12、D13、D14、D1a、D1b、D3、D4、D5二极管，Rs电流检测用电阻，S11D、S12D、S13D、S14D开关电路。

Claims (10)

1.一种励磁电路，其对电磁流量计的励磁线圈供给励磁电流，其特征在于，具备：

第1线路，其被供给第1直流电压；

第2线路，其被供给比所述第1直流电压高的第2直流电压；

第3线路；

第1开关，其连接在所述第1线路与所述第3线路之间；

第2开关，其连接在所述第2线路与所述第3线路之间；

第1电源用逆流防止元件，其在所述第1线路与所述第3线路之间与所述第1开关串联，使从所述第1线路侧流至所述第3线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

开关电路，其将所述第3线路的电压作为励磁电压施加至所述励磁线圈，而且根据所述励磁线圈的励磁极性的切换周期来改换所述励磁电压的极性，从而切换所述励磁电流的方向；

电流检测元件，其检测流至所述励磁线圈的所述励磁电流；

第1开关控制电路，其以比所述励磁极性的切换周期短的周期切换所述第1开关的导通与断开，使由所述电流检测元件检测到的电流达到第1目标值；

第2开关控制电路，其在由所述电流检测元件检测到的电流小于所述第1目标值以下的第2目标值的情况下导通所述第2开关，在由所述电流检测元件检测到的电流大于所述第2目标值的情况下断开所述第2开关；以及

至少一个电流回流元件，其在所述第1开关断开时使所述励磁电流经由所述开关电路及所述励磁线圈而回流。

2.根据权利要求1所述的励磁电路，其特征在于，还具备：

第4线路，其被供给比所述第2直流电压低的第3直流电压；以及

第5线路，

所述开关电路具有：

第3开关，其连接在所述第3线路与所述励磁线圈的一端之间，根据所述励磁线圈的励磁极性的切换周期而被开关；

第4开关，其连接在所述励磁线圈的所述一端与所述第5线路之间，根据所述励磁极性的切换周期而与所述第3开关反相地被开关；

第5开关，其连接在所述第3线路与所述励磁线圈的另一端之间，根据所述励磁极性的切换周期而与所述第3开关反相地被开关；以及

第6开关，其连接在所述励磁线圈的所述另一端与所述第5线路之间，根据所述励磁极性的切换周期而与所述第3开关同相地被开关；

所述电流检测元件是连接在所述第4线路与所述第5线路之间的电阻，

所述第1开关控制电路以所述电阻的两端的电压与对应于所述第1目标值的第1基准电压一致的方式切换所述第1开关的导通与断开，

所述第2开关控制电路在所述电阻的两端的电压比对应于所述第2目标值的第2基准电压低的情况下导通所述第2开关，在所述电阻的两端的电压高于所述第2基准电压的情况下断开所述第2开关。

3.根据权利要求2所述的励磁电路，其特征在于，

所述第1开关控制电路根据流至所述电阻的电流与所述第1目标值的差来输出占空比不到100％的PWM信号，对所述第1开关进行开关。

4.根据权利要求3所述的励磁电路，其特征在于，

所述第1开关控制电路具有：

误差放大电路，其生成和所述电阻的两端的电压与所述第1基准电压的差相应的误差信号；

周期信号产生电路，其生成周期信号；

比较器，其对所述误差信号与所述周期信号进行比较，生成与其比较结果相应的所述PWM信号；以及

电压限制元件，其限制所述误差信号的电压。

5.根据权利要求2所述的励磁电路，其特征在于，

所述第1开关控制电路根据流至所述电阻的电流与所述第1目标值的差来输出频率可变的PFM信号，对所述第1开关进行开关。

6.根据权利要求2至5中任一项所述的励磁电路，其特征在于，还具备：

第1逆流防止元件，其在所述第3线路与所述励磁线圈的所述一端之间与所述第3开关串联，使从所述第3线路侧流至所述励磁线圈的所述一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第2逆流防止元件，其在所述励磁线圈的所述一端与所述第5线路之间与所述第4开关串联，使从所述励磁线圈的所述一端侧流至所述第5线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第3逆流防止元件，其在所述第3线路与所述励磁线圈的所述另一端之间与所述第5开关串联，使从所述第3线路侧流至所述励磁线圈的所述另一端侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第4逆流防止元件，其在所述励磁线圈的所述另一端与所述第5线路之间与所述第6开关串联，使从所述励磁线圈的所述另一端侧流至所述第5线路侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

7.根据权利要求2至6中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述电流回流元件包含整流元件，所述整流元件连接在所述第3线路与所述第4线路之间，使从所述第4线路流至所述第3线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

8.根据权利要求2至6中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述电流回流元件包含：

第1整流元件，其连接在所述励磁线圈的所述一端与所述第4线路之间，使从所述第4线路流至所述励磁线圈的所述一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第2整流元件，其连接在所述励磁线圈的所述另一端与所述第4线路之间，使从所述第4线路流至所述励磁线圈的所述另一端的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

9.根据权利要求8所述的励磁电路，其特征在于，还具备：

第2电源用逆流防止元件，其连接在所述第2线路与所述第2开关之间，使从所述第2线路流至所述第2开关侧的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；

第6线路，其连接有所述第2电源用逆流防止元件和所述第2开关；

电容，其连接在所述第6线路与所述第4线路之间；

第3整流元件，其连接在所述第6线路与所述励磁线圈的所述一端之间，使从所述励磁线圈的所述一端流至所述第6线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流；以及

第4整流元件，其连接在所述第6线路与所述励磁线圈的所述另一端之间，使从所述励磁线圈的所述另一端流至所述第6线路的电流通过，切断朝其反方向流动的电流。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的励磁电路，其特征在于，

所述第1开关控制电路由一个半导体集成电路构成。