JP6985185B2 - 電磁流量計の励磁回路および電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、各種プロセス系において流体の流量を計測する電磁流量計、および電磁流量計の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路に関する。

一般に、電磁流量計は、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して垂直な方向に磁界を発生させる励磁コイルと、測定管内に配置され、励磁コイルによって発生した磁界と直交する方向に配置された一対の検出電極を備えている。このような電磁流量計では、励磁コイルに流す励磁電流の極性を交互に切り替えながら上記検出電極間に発生する起電力を検出することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

電磁流量計では、被検出流体の流量を高精度に計測すること、すなわち計測安定性を向上させることが重要である。従来から、電磁流量計では、計測安定性を向上させるために種々の技術が検討されてきた。以下、詳細に説明する。

一つの方法は、励磁コイルに供給する励磁電流の方向を切り替える周期を短くする、すなわち励磁周波数を高くすることである。これにより、上記起電力に基づく流量信号に含まれる１／ｆノイズを低減し、Ｓ／Ｎ比を改善することが可能となる。

一般に、電磁流量計では、検出電極で検出した起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズ等の様々なノイズが重畳している。これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することが可能となる。

ところが、矩形波からなる交流電圧を励磁コイルへ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが緩やかになる。したがって、励磁周波数を高くすると、一方向に励磁する期間において励磁電流の立ち上がり期間の割合が大きくなるため、一定の強さの磁界が発生している期間が短くなる。その結果、検出電極から検出される起電力に基づく流量信号のうち、電圧が平坦な定常域の期間が短くなるので、流量信号を安定してサンプリングすることが難しくなり、流量値の計測誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。

例えば、特許文献１には、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路において、励磁周波数を高くした場合に、励磁電流の極性（以下、「励磁極性」と称する。）が切り替わる時の励磁電流の立ち上がりを早くするために、予め電圧の異なる２つの電源を用意しておき、励磁電流の立上げ時は高い方の電圧で励磁し、定常時は低い方の電圧で励磁する技術が開示されている。

一方、特許文献２には、励磁極性切替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするため、励磁電圧を切り替える技術が開示されている。図５は、従来の励磁回路を示す回路図である。図５に示すように、この従来技術は、予め励磁用高電圧ＶｅｘＨと励磁用低電圧ＶｅｘＬの２つの電源を用意しておき、励磁電流Ｉｅｘが設定電流値に到達したか否かに応じて、これらＶｅｘＨとＶｅｘＬとを励磁切替回路ＬＳＷへ切替供給している。

具体的には、励磁開始時には、電圧切替回路ＰＳＷでＶｅｘＨを切替供給し、立ち上がり検出回路ＤＥＴでＩｅｘが設定電流値に到達したことを検出した、立ち上がり時点に合わせて、ＰＳＷでＶｅｘＬを切替供給している。このＶｅｘＨから低電圧ＶｅｘＬへの切り替えにより、ＬＳＷに接続された、Ｉｅｘを定電流化する定電流回路ＣＣＳのパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ５２における発熱を低減している。

特開昭５３−２０９５６号公報 特開２０１４−１６９８７１号公報 特開２００７−２９８４０２号公報

このような特許文献２に記載の従来技術では、流量信号に含まれる１／ｆノイズの低減さらにはＳ／Ｎ比の改善を目的として、励磁周波数をさらに高くしたい場合、励磁電流の立ち上がりをさらに早くする必要があり、そのためには、励磁用高電圧ＶｅｘＨをさらに高い電圧にする必要がある。
しかしながら、ＶｅｘＨをさらに高い電圧にすると、図５の定電流回路ＣＣＳのＱ５２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓにも高い電圧が印加されるようになり、その分Ｑ５２の発熱が増大してしまうため、大きな放熱器が必要になるという課題があった。また、Ｑ５２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが高くなった分、Ｑ５２をＶｄｓの定格電圧が高い部品に変更しなければならないという課題もあった。

図６は、従来技術の励磁回路の動作を示す信号波形図である。図６に示すように、時刻Ｔ１から時刻Ｔ４までが正極性の励磁期間ＴＰであり、時刻Ｔ４から次の時刻Ｔ１までが負極性の励磁期間ＴＮである。これらＴＰおよびＴＮの先頭において、高電圧ＶｅｘＨから励磁用低電圧ＶｅｘＬに切り替えられる。例えば、時刻Ｔ１からのＴＰでは、励磁用時刻Ｔ１から時刻Ｔ３までが高電圧励磁期間であり、時刻Ｔ３から時刻Ｔ４までが低電圧励磁期間である。

時刻Ｔ１に極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２が切り替えられて、励磁電流Ｉｅｘの極性が負方向から正方向に徐々に変化し、時刻Ｔ２にほぼ規定値まで立ち上がっているが、万一Ｉｅｘのオーバーシュート・アンダーシュートがあると、電圧切替回路ＰＳＷがチャタリングを起こしてしまう恐れがあるため、Ｉｅｘが十分に安定する時刻Ｔ３までＱ５１オンの状態を維持している。

時刻Ｔ２から時刻Ｔ３までの間の電流ルートは、ＶｅｘＨ→Ｑ５１→Ａ点→ＳＷ５３→Ｌｅｘ→ＳＷ５２→Ｂ点→Ｑ５２→Ｒ５３→ＶｅｘＣＯＭとなる。通常、Ｑ５１、ＳＷ５２、ＳＷ５３のオン抵抗は非常に小さいため、これらによる電圧降下分を無視すると、Ｑ５２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ５２）は、
Ｖｄｓ（Ｑ５２）＝ＶｅｘＨ−Ｖｅｘ−Ｖｓ
となる。Ｖｅｘは励磁電圧（Ｌｅｘの両端電圧）を示し、Ｖｓは電流検出抵抗Ｒ５５の検出電圧を示している。

ここで、Ｉｅｘの立ち上がりをさらに早くするため、ＶｅｘＨをさらにΔＶｅｘＨだけ高く設定した場合、ＶｅｘＨが高くなってもＩｅｘが一定となるように、ＣＣＳの定電流制御が働くため、Ｂ点の電位ＶＢが高くなる。つまり、ＶｅｘＨを上げた分は、そのままＱ５２のＶｄｓの上昇分となる。
このため、Ｑ５２の消費電力上昇分ΔＰは、
ΔＰ（Ｑ５２）＝ΔＶｅｘＨ×Ｉｅｘ
となり、Ｑ５２の発熱が上昇することがわかる。したがって、大きな放熱器が必要になるとともに、出力最大定格が大きいパワーＭＯＳ−ＦＥＴに変更する必要がある。

近年、特許文献３に示されているようなＦＡ市場向けの小型の電磁流量計（容量式）が実用化されているが、小型化に伴う設計条件の制約により計測安定性の悪化が避けられなかった。つまり、従来技術の回路では、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの放熱器を設けるスペースがないため、Ｉｅｘを低く抑える必要があった。また、励磁周波数を上げるには励磁極性切り替え時のＶｅｘをより高くしてＩｅｘの立ち上がりを早める必要があるが、前述した通り、Ｖｅｘをより高くすると、やはりパワートランジスタの発熱が増えてしまうため、Ｉｅｘをさらに低くする必要があった。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、励磁電流を安定化させる定電流回路で用いるパワートランジスタの発熱を低減できる電磁流量計を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、一定周期で繰り返される正／負の励磁期間ごとに、電磁流量計の励磁コイルに供給する励磁電流の極性を正極性／負極性に切り替える励磁切替回路と、前記励磁期間ごとに、前記励磁電流の電流値が予め設定された設定電流値に到達した立ち上がり時点を検出する立ち上がり検出回路と、前記励磁期間のうち、励磁期間開始時点から前記立ち上がり時点までの期間には、励磁用高電圧を前記励磁切替回路に印加し、前記立ち上がり時点から励磁期間終了時点までの期間には、前記励磁用高電圧より低い励磁用低電圧を前記励磁切替回路に印加する電圧切替回路と、前記電圧切替回路に供給される前記励磁用低電圧の電流を定電流化する定電流回路とを備えている。

また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記定電流回路が、入力端子に第１の電流検出素子を介して前記励磁用低電圧が供給され、出力端子が前記電圧切替回路に接続されているトランジスタと、前記トランジスタに流れる電流に応じて前記第１の電流検出素子で発生する電圧降下分だけ前記励磁用低電圧から低い第１の検出電圧と、前記励磁用低電圧から一定電圧だけ低い第１の基準電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記トランジスタを制御するオペアンプとを備えるものである。

また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記定電流回路が、入力端子に前記励磁用低電圧が供給され、出力端子が前記電圧切替回路に接続されているトランジスタと、前記励磁電流に応じて第２の電流検出素子で発生する電圧分だけ前記励磁回路の接地電位より高い第２の検出電圧と、前記接地電位から一定電圧だけ高い第２の基準電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記トランジスタを制御するオペアンプとを備えるものである。

また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記立ち上がり検出回路が、前記励磁回路の接地電位から一定電圧だけ高いしきい値電圧が入力端子の一方に入力され、前記励磁電流を検出する第３の電流検出素子で発生した電圧分だけ前記接地電位より高い第３の検出電圧が入力端子の他方に入力されるコンパレータを備え、前記コンパレータは、前記しきい値電圧と前記第３の検出電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記立ち上がり時点を示す比較出力信号を出力端子から前記電圧切替回路へ出力し、前記比較の際、前記比較出力信号に応じて前記入力端子の一方または他方の入力電圧をシフトさせることにより得られるヒステリシス特性に基づいて比較するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記立ち上がり検出回路が、前記励磁回路の接地電位から一定電圧だけ高く、かつ、一定の出力抵抗値を有するしきい値電圧が非反転入力端子に入力され、前記励磁電流を検出する第３の電流検出素子で発生した電圧分だけ前記接地電位より高い第３の検出電圧が反転入力端子に入力され、前記しきい値電圧と前記第３の検出電圧との比較結果に基づいて前記立ち上がり時点を示す比較出力信号を出力端子から前記電圧切替回路へ出力するコンパレータと、一端が前記コンパレータの非反転入力端子に接続され、他端が前記コンパレータの出力端子に接続された抵抗素子とを備えている。

また、本発明にかかる電磁流量計は、測定管を流れる流体の流れ方向に対して垂直な方向に磁界を発生させる励磁コイルと、前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を一定周期で切り替える励磁回路と、前記流体に発生した起電力を検出する一対の検出電極と、前記検出電極で検出された起電力から前記流体の流量を算出する制御回路とを備え、前記励磁回路は、前述したいずれかの励磁回路からなるものである。

本発明によれば、定電流回路には励磁用高電圧が印加されず、励磁用低電圧の電流のみが定電流回路で定電流化されることになる。このため、従来の励磁用高電圧が印加されることによる、パワーＭＯＳ−ＦＥＴなどからなる定電流回路のパワートランジスタでの発熱を回避でき、パワートランジスタでの発熱量を低減することが可能となる。

したがって、パワートランジスタのための大きな放熱器が不要となるとともに、高耐圧のパワートランジスタに変更する必要もなくなる。また、パワートランジスタの発熱が抑えられるため、励磁周波数を上げるために励磁極性切り替え時の励磁電圧をより高くして励磁電流の立ち上がりを早めることも可能となる。これにより、ＦＡ市場で広く用いられる、小型で良好な計測安定性を持つ電磁流量計を容易に実現することが可能となる。

第１の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。 電磁流量計の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。 従来の励磁回路を示す回路図である。 従来技術の励磁回路の動作を示す信号波形図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１および図２を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる励磁回路１０およびこれを用いた電磁流量計１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図２は、電磁流量計の構成を示すブロック図である。

［電磁流量計］
本発明にかかる電磁流量計１は、導電性を有する流体の流量を測定する装置である。この電磁流量計１では、測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルＬｅｘへ、極性が交互に切り替わる励磁電流をＩｅｘ供給し、Ｌｅｘからの発生磁界と直交してＰｅｘに配置された一対の検出電極Ｅ１，Ｅ２間に生じる起電力を検出し、この検出電極Ｅ１，Ｅ２間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、Ｐｅｘ内を流れる流体の流量を測定している。

図２に示すように、電磁流量計１は、主な回路部として、電源回路１１、制御回路１２、励磁回路１０、検出器１３、および設定・表示器１４を備えている。

電源回路１１は、直流電源ＤＣｉｎから各種電源を生成して、制御回路１２および励磁回路１０に供給する機能を有しており、主な回路部として、スイッチング制御回路１１Ａ、トランス１１Ｂ、整流回路１１Ｃ、電圧レギュレータ１１Ｄ，１１Ｅ、および昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１１Ｆを備えている。

スイッチング制御回路１１Ａは、直流電源ＤＣｉｎの直流電圧を高周波でスイッチングしてトランス１１Ｂの一次側巻線へ供給する。整流回路１１Ｃは、トランス１１Ｂの二次側巻線から出力された高周波信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（例えば２４Ｖ）と接地電位（コモン電圧）ＶｍＣＯＭ（例えば０Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｄは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（例えば５Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１１Ｆは、直流電源ＤＣｉｎから直流の励磁用高電圧ＶｅｘＨ（例えば８０Ｖ）と、励磁回路１０の接地電位ＶｅｘＣＯＭ（例えば０Ｖ）を生成して励磁回路１０へ供給する。また、直流電源ＤＣｉｎ（例えば２４Ｖ）は、直流の励磁用低電圧ＶｅｘＬとして励磁回路１０へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｅは、ＶｅｘＬから立ち上がり検出用電圧ＶｅｘＳＷ（例えば１０Ｖ）を生成して励磁回路１０へ供給する。

制御回路１２は、ＣＰＵ、信号処理回路、伝送Ｉ／Ｆ回路などの回路部を含み、励磁回路１０の制御、検出器１３の検出電極Ｅ１，Ｅ２から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号出力を行う機能を有している。

励磁回路１０は、制御回路１２からの制御に基づき、検出器１３の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で励磁極性が切り替えられる励磁電流Ｉｅｘを供給する機能を有している。この際、励磁回路１０は、従来技術と同様、励磁極性切り替え時のＩｅｘの立ち上がりを早くするため、予めＶｅｘＨとＶｅｘＬの２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時はＶｅｘＨで励磁し、定常時はＶｅｘＬで励磁する。

検出器１３は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、この測定管Ｐｅｘに対して励磁回路１０からのＩｅｘにより磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、測定管Ｐｅｘに設けられた１対の検出電極Ｅ１，Ｅ２と、Ｅ１，Ｅ２とは別個に設けられて、流体と接液するとともに接地電位ＶｍＣＯＭと接続されているコモン電極ＥＣとを有している。
設定・表示器１４は、作業者の設定操作入力を検出して制御回路１２へ出力する機能と、制御回路１２からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。

［励磁回路］
次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。
本実施の形態にかかる励磁回路１０は、前述の図５に示した従来の励磁回路と比較して、定電流回路ＣＣＳをＶｅｘＬの供給経路に移動させ、元のＣＣＳの接続部分に抵抗素子ＲＳを接続し、ＲＳの励磁切替回路ＬＳＷ側の端点であるノードＮ３の検出電圧Ｖｓを、立ち上がり検出回路ＤＥＴに入力するようにした点が異なる。

励磁回路１０は、図１に示すように、主な回路部として、励磁切替回路ＬＳＷ、立ち上がり検出回路ＤＥＴ、電圧切替回路ＰＳＷ、および定電流回路ＣＣＳを備えている。

励磁切替回路ＬＳＷは、一定周期で繰り返される正／負の励磁期間ＴＰ，ＴＮごとに、励磁コイルＬｅｘに供給する励磁電流Ｉｅｘの極性を正極性／負極性に切り替える機能を有している。
具体的には、ＬＳＷは、制御回路１２からの極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２に基づいてスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を切替制御することにより、ＬＳＷの入力端子であるノードＮ０に対してＰＳＷから供給された供給電圧Ｖｏｕｔの極性を切り替えて、ノードＮ１−Ｎ２間に接続されているＬｅｘに印加する。

ＳＷ１，ＳＷ４は、一定周期Ｔｅｘ（＝ＴＮ＋ＴＰ）のうち正極性励磁期間ＴＰと負極性励磁期間ＴＮとで励磁極性を切り替える際に、ＴＰにオンするとともにＴＮにオフすることによりＩｅｘを正極性に切り替えて印加するスイッチである。ＳＷ２，ＳＷ３は、ＴＮにオンするとともにＴＰにオフすることによりＩｅｘを負極性に切り替えて印加するスイッチである。

具体的には、ＳＷ１は、Ｎ０とＮ１との間に接続されてＥＸＤ１に基づいてオンオフ動作し、ＳＷ２は、Ｎ１とＬＳＷの出力端子であるノードＮ３との間に接続されてＥＸＤ２に基づいてオンオフ動作する。ＳＷ３は、Ｎ０とＮ２との間に接続されてＥＸＤ２に基づいてオンオフ動作し、ＳＷ４は、Ｎ２とＮ３との間に接続されてＥＸＤ１に基づいてオンオフ動作する。これらＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４は、フォトカプラや光ＭＯＳＦＥＴを用いた公知の回路で構成すればよい。

立ち上がり検出回路ＤＥＴは、ＴＰ，ＴＮごとに、Ｉｅｘの電流値が予め設定された設定電流値に到達した立ち上がり時点を検出する機能を有している。
具体的には、Ｉｅｘに応じて変化する検出電圧（第３の検出電圧）Ｖｓと、ＶｅｘＳＷから得られたしきい値電圧ＶｔｈとをコンパレータＵ３により比較し、得られた比較結果に基づいて立ち上がり時点を示す比較出力信号ＶｃｍｐをＵ３からＰＳＷへ出力する。

この際、Ｕ３の非反転入力端子（＋）には、ＶｅｘＳＷとＶｅｘＣＯＭの電圧差を抵抗素子Ｒ３，Ｒ４で分圧して得られた、一定の出力抵抗値を有するしきい値電圧Ｖｔｈが入力されている。また、Ｕ３の反転入力端子（−）は、ＬＳＷとＶｅｘＣＯＭとの間に接続された抵抗素子（第３の電流検出素子）ＲＳのＬＳＷ（Ｎ３）側に接続されており、Ｉｅｘに応じてＲＳで発生する電圧分だけＶｅｘＣＯＭより高い検出電圧（第２の検出電圧）Ｖｓが入力されている。また、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗素子Ｒ５が接続されている。

これにより、Ｕ３の出力電圧に応じてＶｔｈが変化するため、Ｕ３はヒステリシスコンパレータとして動作する。この際、ＶｃｍｐがＨレベルからＬレベルに切り替わる立ち上がり時点（時刻Ｔ２）において、Ｉｅｘが予め設定されている設定電流値、あるいは設定電流値よりやや高めとなるよう、抵抗素子Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５の値を選択してＶｔｈが設定されている。すなわち、Ｉｅｘが設定電流値あるいはやや高めの場合に発生するＶｓの値と等しい値にＶｔｈが設定されている。これにより、ＶｓがＶｔｈを超えた時点でＶｔｈが引き下げられるため、Ｉｅｘが設定電流値付近で変動しても、Ｕ３の動作を安定化されることになる。

なお、Ｕ３におけるヒステリシス特性を実現する回路構成は、前述の図１に示したＲ５を用いた回路構成例に限定されるものではない。Ｕ３の非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）からなる入力端子のうち、その一方に入力されたしきい値電圧Ｖｔｈとその他方に入力された検出電圧Ｖｓのいずれか一方を、比較出力信号Ｖｃｍｐに応じてシフトさせることにより、ヒステリシス特性を実現してもよい。例えば、Ｕ３の非反転入力端子（＋）にＶｓを入力するとともに、反転入力端子（−）にＶｔｈを入力し、非反転入力端子（＋）と出力端子とを抵抗素子で接続することにより、ヒステリシス特性を持たせてもよい。

電圧切替回路ＰＳＷは、励磁期間ＴＰ，ＴＮのうち、励磁期間開始時点Ｔ１から立ち上がり時点Ｔ２までの期間、すなわち高電圧励磁期間ＴＨには、電源回路１１から供給されたＶｅｘＨをＬＳＷに印加し、立ち上がり時点Ｔ２から励磁期間終了時点Ｔ１までの期間、すなわち低電圧励磁期間ＴＬには、電源回路１１から供給された、ＶｅｘＨより低い電圧値を示すＶｅｘＬをＬＳＷに印加する機能を有している。

この際、ＰＳＷは、ＬＳＷに対するＶｅｘＨの供給をオンオフ制御するスイッチＳＷＰを有し、ＤＥＴからのＶｃｍｐに基づいて公知のドライバ回路ＤＲＶによりＳＷＰをオンオフ制御する。
これにより、ＴＰ，ＴＮのうち、その開始時点Ｔ１からＤＥＴで検出された立ち上がり時点Ｔ２までのＴＨだけＳＷＰがオンし、ＬＳＷに対してＶｅｘＨが供給されることになる。また、ＴＨ以降のＴＬには、逆流防止用のダイオードＤを介して定電流回路ＣＣＳから供給されたＶｅｘＬ（ＶｅｘＬ’）がＬＳＷに供給されることになる。

定電流回路ＣＣＳは、電源回路１１からＰＳＷに供給されるＶｅｘＬの電流を定電流化する機能を有している。
具体的には、ＣＣＳは、ＶｅｘＬの供給線に直列接続されたＰｃｈタイプのパワーＭＯＳ−ＦＥＴからなるパワートランジスタＱを、オペアンプＵ１で制御することによりＶｅｘＬを定電流化し、逆流防止用のダイオードＤを介してＬＳＷに供給する。

この際、Ｑのソース端子（入力端子）には、抵抗素子（第１の電流検出素子）Ｒ１を介してＶｅｘＬに接続されており、Ｑのドレイン端子（出力端子）は、ＰＳＷのＤのアノード端子に接続されている。また、Ｑのゲート端子（制御端子）は、Ｕ１の出力端子に接続されている。なお、抵抗素子は、Ｑに流れる電流を検出できればよく、抵抗素子以外の素子や回路を用いてもよい。

また、Ｕ１の非反転入力端子（＋）は、シャント電圧リファレンス素子などの定電圧出力素子Ｕ２を介してＶｅｘＬに接続されており、ＶｅｘＬからＵ２の降下電圧（一定電圧）Ｖｒ１分だけ低い基準電圧Ｖｒｅｆ１（第１の基準電圧）が入力されている。この際、Ｕ２のカソード端子（入力端子）がＶｅｘＬに接続され、アノード端子（出力端子）が抵抗素子Ｒ２を介してＶｅｘＣＯＭに接続されており、Ｕ１の非反転入力端子（＋）は、Ｕ２のアノード端子に接続されている。

また、Ｕ１の反転入力端子（−）は、Ｑのソース端子に接続されており、ソース端子の電圧である入力電圧Ｖｉｎ、すなわちＱに流れる電流に応じてＲ１で発生する電圧降下分だけＶｅｘＬから低い検出電圧（第１の検出電圧）が入力されている。
これにより、Ｖｒｅｆ１とＶｉｎとがＵ１で比較され、得られた比較結果により、Ｑが制御されることになる。このため、Ｖｒｅｆ１とＶｉｎとが等しくなるよう、ＱでＶｅｘＬの電流値が制御されることになり、結果としてＰＳＷに供給されるＶｅｘＬの定電流化が行われることになる。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる動作について説明する。図３は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
正極性励磁期間ＴＰにおいて、極性切替信号ＥＸＤ１はＨレベルとなり、極性切替信号ＥＸＤ２はＬレベルとなる。これにより、励磁切替回路ＬＳＷのスイッチＳＷ１，ＳＷ４がオンし、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフとなるため、励磁電流ＩｅｘはノードＮ１からノードＮ２に流れる。一方、負極性励磁期間ＴＮにおいて、ＥＸＤ１はＬレベルとなり、ＥＸＤ２はＨレベルとなる。これにより、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフし、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンとなるため、ＩｅｘはノードＮ２からノードＮ１に流れる。

ＴＰ，ＴＮのそれぞれは、ＴＰ，ＴＮの先頭に位置する、励磁用高電圧ＶｅｘＨが印加される高電圧励磁期間ＴＨと、ＴＨに後続する、励磁用低電圧ＶｅｘＬが印加される低電圧励磁期間ＴＬとから構成されている。
立ち上がり検出回路ＤＥＴは、検出電圧Ｖｓをしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、得られた比較出力信号Ｖｃｍｐで電圧切替回路ＰＳＷを切替制御する。

励磁電流Ｉｅｘは、ＴＰ，ＴＮごとに、そのＴＨ開始の時刻Ｔ１に極性が切り替えられるとともに、Ｔ１におけるＶｅｘＨの印加開始に応じて、その電流値が予め設定された設定電流値まで徐々に増加し、これに応じて検出電圧Ｖｓも徐々に上昇する。ＶｓがＶｔｈより低い場合、ＤＥＴのコンパレータＵ３からＨレベルを示すＶｃｍｐが出力される。これにより、ＰＳＷがオン状態となり、ＬＳＷに対するＶｅｘＨの印加が維持される。

その後、ＶｓがＶｔｈを上回った立ち上がり時点、すなわちＴＬ開始の時刻Ｔ２に、Ｕ３からＬレベルのＶｃｍｐが出力される。これにより、ＰＳＷがオフ状態となり、ＶｅｘＨが切り離されるため、ＶｅｘＬが定電流回路ＣＣＳで定電流化されて得られた励磁用低電圧ＶｅｘＬ’が、ダイオードＤを介してＬＳＷに印加される。

ＣＣＳのオペアンプＵ１は、Ｑのソース端子の入力電圧Ｖｉｎと基準電圧Ｖｒｅｆ１とを常時比較し、比較結果に応じてＱを制御している。これにより、ＶｉｎがＶｒｅｆ１と等しくなるよう、すなわち抵抗素子Ｒ１の両端電圧（ＶｅｘＬ−Ｖｉｎ）がＶｒ１となるよう、Ｑが制御されることになる。これにより結果として、Ｒ５を流れるＶｅｘＬの電流が定電流化されて、ＬＳＷに供給されることになる。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、電圧切替回路ＰＳＷが、励磁期間のうち、励磁期間開始時点から立ち上がり時点までの期間には、励磁用高電圧ＶｅｘＨを励磁切替回路ＬＳＷに印加し、立ち上がり時点から励磁期間終了時点までの期間には、ＶｅｘＨより低い励磁用低電圧ＶｅｘＬをＬＳＷに印加し、定電流回路ＣＣＳが、電源回路１１からＰＳＷに入力されるＶｅｘＬの電流を定電流化するようにしたものである。

これにより、ＣＣＳには励磁用高電圧ＶｅｘＨが印加されず、ＶｅｘＬの電流のみがＣＣＳで定電流化されることになる。このため、従来のＶｅｘＨが印加されることによる、パワーＭＯＳ−ＦＥＴなどからなるＣＣＳのパワートランジスタＱの発熱を回避でき、パワートランジスタＱでの発熱量を低減することが可能となる。

したがって、パワートランジスタＱのための大きな放熱器が不要となるとともに、高耐圧のパワートランジスタＱに変更する必要もなくなる。また、パワートランジスタＱの発熱が抑えられるため、励磁周波数を上げるために励磁極性切り替え時の励磁電圧Ｖｅｘをより高くして励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早めることも可能となる。これにより、ＦＡ市場で広く用いられる、小型で良好な計測安定性を持つ電磁流量計を容易に実現することが可能となる。

また、本実施の形態において、ＣＣＳについては、入力端子に抵抗素子Ｒ１を介してＶｅｘＬが供給され、出力端子がＰＳＷに接続されているパワートランジスタＱと、ＶｅｘＬから一定電圧Ｖｒ１だけ低い基準電圧Ｖｒｅｆ１と入力端子の入力電圧Ｖｉｎとを比較し、得られた比較結果に基づいてＱを制御するオペアンプＵ１とにより、構成してもよい。
これにより、Ｖｒｅｆ１がＶｅｘＬに対して相対的に追従して変化することになるため、ＶｅｘＬの電圧値が変動してもＶｅｘＬを安定して定電流化することが可能となる。

また、本実施の形態において、立ち上がり検出回路ＤＥＴについては、接地電位ＶｅｘＣＯＭから一定電圧だけ高いしきい値電圧Ｖｔｈが入力端子の一方に入力され、Ｉｅｘを検出するＲｓで発生した電圧分だけＶｅｘＣＯＭより高い検出電圧Ｖｓが入力端子の他方に入力されるコンパレータＵ３を備え、Ｕ３は、ＶｔｈとＶｓとを比較し、得られた比較結果に基づいて立ち上がり時点を示す比較出力信号Ｖｃｍｐを出力端子からＰＳＷへ出力し、比較の際、Ｖｃｍｐに応じて入力端子の一方または他方の入力電圧をシフトさせることにより得られるヒステリシス特性に基づいて比較するように構成してもよい。

より具体的には、一定の出力抵抗値を有するＶｔｈが非反転入力端子（＋）に入力され、Ｉｅｘに応じて変化するＶｓが反転入力端子（−）に入力され、ＶｔｈとＶｓとの比較結果に基づいて立ち上がり時点を示すＶｃｍｐを出力端子からＰＳＷへ出力するＵ３と、一端がＵ３の非反転入力端子に接続され、他端がＵ３の出力端子に接続された抵抗素子Ｒ５とにより構成してもよい。

これにより、比較出力信号Ｖｃｍｐに基づきＶｔｈが切り替えられることになり、ＶｓがＶｔｈを超えた時点でＶｔｈが引き下げられるため、Ｕ３がヒステリシス特性に基づいて比較動作することができる。したがって、Ｉｅｘが設定電流値付近で変動してもチャタリングを発生させることなくＶｃｍｐを安定出力することができる。このため、ＰＳＷを安定制御することが可能となりＩｅｘの安定待ち時間が不要となるとともに、定電流化後のＶｅｘＬ’の振れ幅を小さくすることができる。また、Ｕ３の動作点を設定電流値に正確に合わせ込む必要はないため、Ｕ３の基準電圧として高精度のリファレンス素子を用いる必要はなく、汎用の電源電圧（例えばＶｅｘＳＷ）を用いることができる。

［第２の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。図４は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。
第１の実施の形態は、定電流回路ＣＣＳにおいて、励磁用低電圧ＶｅｘＬを基準として、基準電圧Ｖｒｅｆ１とパワートランジスタＱのソース端子の入力電圧ＶｉｎとをオペアンプＵ１で比較することにより、電圧切替回路ＰＳＷに供給する励磁用低電圧ＶｅｘＬを定電流化する場合について説明した。本実施の形態では、接地電位ＶｅｘＣＯＭを基準として、励磁電流Ｉｅｘに応じて変化する検出電圧（第２の検出電圧）ＶｓをＵ１で基準電圧（第２の基準電圧）Ｖｒｅｆ２と比較することにより、ＶｅｘＬを定電流化する場合について説明する。

すなわち、本実施の形態にかかるＣＣＳにおいて、Ｑのソース端子（入力端子）にＶｅｘＬが供給されており、Ｑのドレイン端子（出力端子）は、ＰＳＷのダイオードＤのアノード端子に接続されている。また、Ｑのゲート端子（制御端子）は、Ｕ１の出力端子に接続されている。

また、Ｕ１の反転入力端子（−）は、シャント電圧リファレンス素子などの定電圧出力素子Ｕ４を介してＶｅｘＣＯＭに接続されており、ＶｅｘＣＯＭからＵ４の降下電圧（一定電圧）Ｖｒ２分だけ高い基準電圧（第２の基準電圧）Ｖｒｅｆ２が入力されている。この際、Ｕ４のカソード端子（入力端子）が抵抗素子Ｒ６を介してＶｅｘＳＷに接続され、アノード端子（出力端子）がＶｅｘＣＯＭに接続されており、Ｕ１の反転入力端子（−）は、Ｕ４のカソード端子に接続されている。

また、Ｕ１の非反転入力端子（＋）は、ＬＳＷとＶｅｘＣＯＭとの間に接続された抵抗素子（第２の電流検出素子）ＲＳのＬＳＷ（Ｎ３）側に接続されており、Ｉｅｘに応じてＲＳで発生する電圧分だけＶｅｘＣＯＭより高い検出電圧（第２の検出電圧）Ｖｓが入力されている。ここでは、Ｖｓは、立ち上がり検出回路ＤＥＴのコンパレータＵ３に入力されているＶｓ（第３の検出電圧）を兼用し、ＲＳもＤＥＴのＶｓを生成するＲＳ（第３の電流検出素子）を兼用する場合を例として説明しているが、これらを別個に設けてもよい。

これにより、Ｖｒｅｆ２とＶｓとがＵ１で比較され、得られた比較結果により、Ｑが制御されることになる。このため、Ｖｒｅｆ２とＶｓとが等しくなるよう、ＱでＶｅｘＬの電流値が制御されることになり、結果としてＰＳＷに供給されるＶｅｘＬの定電流化が行われることになる。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、定電流回路ＣＣＳについては、入力端子にＶｅｘＬが供給され、出力端子が電圧切替回路ＰＳＷに接続されているパワートランジスタＱと、ＶｅｘＣＯＭから一定電圧Ｖｒ２だけ高い基準電圧Ｖｒｅｆ２と、励磁電流Ｉｅｘに応じてＲＳで発生する電圧分だけＶｅｘＣＯＭより高い検出電圧Ｖｓとを比較し、得られた比較結果に基づいてＱを制御するオペアンプＵ１とにより構成してもよい。

これにより、ＶｅｘＣＯＭを基準としてＩｅｘの定電流化が行われることになり、ＶｅｘＬの電圧値が変動してもＶｅｘＬを安定して定電流化することが可能となる。また、図１のＣＣＳと比較して、抵抗素子Ｒ１が不要となるとともに、Ｒ１でのＶｅｘＬの電圧降下を回避することが可能となる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１…電磁流量計、１０…励磁回路、１１…電源回路、１１Ａ…スイッチング制御回路、１１Ｂ…トランス、１１Ｃ…整流回路、１１Ｄ，１１Ｅ…電圧レギュレータ、１１Ｆ…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２…制御回路、１３…検出器、１４…設定・表示器、ＬＳＷ…励磁切替回路、ＤＥＴ…立ち上がり検出回路、ＰＳＷ…電圧切替回路、ＣＣＳ…定電流回路、Ｐｅｘ…測定管、Ｅ１，Ｅ２…検出電極、Ｌｅｘ…励磁コイル、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷＰ…スイッチ、Ｕ１…オペアンプ、Ｕ３…コンパレータ、Ｕ２，Ｕ４…定電圧出力素子、Ｑ…パワートランジスタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，ＲＳ…抵抗素子、Ｄ…ダイオード、ＤＲＶ…ドライバ回路、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３…ノード、ＶｅｘＨ…励磁用高電圧、ＶｅｘＬ，ＶｅｘＬ’ …励磁用低電圧、ＶｅｘＳＷ…検出用電圧、ＶｅｘＣＯＭ…接地電位、ＥＸＤ１，ＥＸＤ２…極性切替信号、Ｖｏｕｔ…供給電圧、Ｖｅｘ…励磁電圧、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｓ…検出電圧、Ｖｔｈ…しきい値電圧、Ｖｃｍｐ…比較出力信号、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧、Ｔｅｘ…一定周期、ＴＰ…正極性励磁期間、ＴＮ…負極性励磁期間。

Claims (5)

1. 一定周期で繰り返される正／負の励磁期間ごとに、電磁流量計の励磁コイルに供給する励磁電流の極性を正極性／負極性に切り替える励磁切替回路と、
   前記励磁期間ごとに、前記励磁電流の電流値が予め設定された設定電流値に到達した立ち上がり時点を検出する立ち上がり検出回路と、
   前記励磁期間のうち、励磁期間開始時点から前記立ち上がり時点までの期間には、励磁用高電圧を前記励磁切替回路に印加し、前記立ち上がり時点から励磁期間終了時点までの期間には、前記励磁用高電圧より低い励磁用低電圧を前記励磁切替回路に印加する電圧切替回路と、
   前記電圧切替回路に供給される前記励磁用低電圧の電流を定電流化する定電流回路と
   を備え、
   前記定電流回路は、
   入力端子に第１の電流検出素子を介して前記励磁用低電圧が供給され、出力端子が前記電圧切替回路に接続されているトランジスタと、
   前記トランジスタに流れる電流に応じて前記第１の電流検出素子で発生する電圧降下分だけ前記励磁用低電圧から低い第１の検出電圧と、前記励磁用低電圧から一定電圧だけ低い第１の基準電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記トランジスタを制御するオペアンプとを備える
   ことを特徴とする励磁回路。
2. 請求項１に記載の励磁回路であって、
   前記定電流回路は、
   入力端子に前記励磁用低電圧が供給され、出力端子が前記電圧切替回路に接続されているトランジスタと、
   前記励磁電流に応じて第２の電流検出素子で発生する電圧分だけ前記励磁回路の接地電位より高い第２の検出電圧と、前記接地電位から一定電圧だけ高い第２の基準電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記トランジスタを制御するオペアンプとを備える
   ことを特徴とする励磁回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の励磁回路であって、
   前記立ち上がり検出回路は、
   前記励磁回路の接地電位から一定電圧だけ高いしきい値電圧が入力端子の一方に入力され、前記励磁電流を検出する第３の電流検出素子で発生した電圧分だけ前記接地電位より高い第３の検出電圧が入力端子の他方に入力されるコンパレータを備え、
   前記コンパレータは、前記しきい値電圧と前記第３の検出電圧とを比較し、得られた比較結果に基づいて前記立ち上がり時点を示す比較出力信号を出力端子から前記電圧切替回路へ出力し、前記比較の際、前記比較出力信号に応じて前記入力端子の一方または他方の入力電圧をシフトさせることにより得られるヒステリシス特性に基づいて比較する
   ことを特徴とする励磁回路。
4. 請求項１または請求項２に記載の励磁回路であって、
   前記立ち上がり検出回路は、
   前記励磁回路の接地電位から一定電圧だけ高く、かつ、一定の出力抵抗値を有するしきい値電圧が非反転入力端子に入力され、前記励磁電流を検出する第３の電流検出素子で発生した電圧分だけ前記接地電位より高い第３の検出電圧が反転入力端子に入力され、前記しきい値電圧と前記第３の検出電圧との比較結果に基づいて前記立ち上がり時点を示す比較出力信号を出力端子から前記電圧切替回路へ出力するコンパレータと、
   一端が前記コンパレータの非反転入力端子に接続され、他端が前記コンパレータの出力端子に接続された抵抗素子とを備える
   ことを特徴とする励磁回路。
5. 測定管を流れる流体の流れ方向に対して垂直な方向に磁界を発生させる励磁コイルと、
   前記励磁コイルに供給する励磁電流の極性を一定周期で切り替える励磁回路と、
   前記流体に発生した起電力を検出する一対の検出電極と、
   前記検出電極で検出された起電力から前記流体の流量を算出する制御回路とを備え、
   前記励磁回路は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の励磁回路からなる
   ことを特徴とする電磁流量計。

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