JP5977689B2 - 電磁流量計の励磁回路 - Google Patents

Description

本発明は、電磁流量計に関し、特に検出器の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路技術に関する。

一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

図７は、電磁流量計で用いる励磁回路の原理図である。図８は、図７の励磁回路の動作を示す信号波形図である。図９は、図７の励磁回路の具体例である。
従来、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路において、スイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ４のうち、正極性の励磁電流Ｉｅｘを供給する正期間ＴＰにおいて、ＳＷ１，ＳＷ４をオンさせるとともにＳＷ２，ＳＷ３をオフさせ、負極性の励磁電流Ｉｅｘを供給する負期間ＴＮにおいて、ＳＷ１，ＳＷ４をオフさせるとともにＳＷ２，ＳＷ３をオンさせることにより、励磁電流Ｉｅｘの極性を一定周期で切り替えるものとなっている。

また、励磁極性切替時の励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早くするため、予め高電圧ＥＨと低電圧ＥＬの２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時は高電圧ＥＨで励磁し、定常時は低電圧ＥＬで励磁する方法が用いられている（例えば、特許文献１など参照）。

正極性の励磁電流Ｉｅｘを供給する正期間ＴＰの開始時点から始まる高電圧期間ＴＨでは、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスにより励磁電流Ｉｅｘがまだ立ち上がっていない。このため、定電流回路ＣＣＳのオペアンプＯＰ１は最大電圧（≒ＶＣＣ）を出力し、トランジスタＱ１のコレクタ電位はほぼ０Ｖとなり、電圧比較器ＯＰ２はＨｉｇｈレベルを出力する。これにより、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３がオンとなり、励磁用電源電圧として高電圧ＥＨが励磁コイルＬｅｘに供給されて、励磁電流の立ち上がりが早められる。

次に、励磁電流Ｉｅｘが目標値Ｉｓに達した時点から始まる低電圧期間ＴＬでは、ＯＰ１，Ｑ１による定電流制御が働き、Ｑ１のコレクタ電位が０Ｖから上昇するため、電圧比較器ＯＰ２の出力はＬｏｗレベルに反転する。これにより、Ｑ２およびＱ３がオフとなり、低電圧ＥＬがダイオードＤ２を介して励磁コイルＬｅｘへ供給される。
励磁用電源電圧が低電圧ＥＬに切り替わったことにより、Ｑ１のコレクタ電位が低くなって消費電力が下がり、Ｑ１の発熱が押さえられる。
この後、負極性の励磁電流Ｉｅｘを供給する負期間ＴＮの到来に応じて、上記の高電圧期間ＴＨおよび低電圧期間ＴＬと同様の動作が行われる。

特開２００６−１７０９６８号公報

このような従来技術にかかる励磁回路では、励磁用電源電圧を高電圧ＥＨと低電圧ＥＬとに切り替える回路において、スイッチング素子Ｑ３として、ＰｃｈタイプのパワーＭＯＳＦＥＴやＰＮＰタイプのパワートランジスタなど、Ｐ型スイッチング素子が使用されている。
しかしながら、これらＰ型スイッチング素子は、一般的にはあまり使用されていないため、ＮｃｈタイプのパワーＭＯＳＦＥＴやＮＰＮタイプのパワートランジスタなど、Ｎ型スイッチング素子と比較すると、部品の種類が少なく互換性に乏しい。特に、高耐圧（ＶＤＳ＝１００Ｖ以上）であって、かつ、低オン抵抗（０．１Ω程度）のＰｃｈパワーＭＯＳＦＥＴについては、大手国産メーカにおいて、ほとんど生産されていない。

したがって、例えば２０１１年のタイの洪水被害のように、自然災害などの要因で、製造中止となって、Ｐ型スイッチング素子が入手不可能となった場合、それ以降に製造する電磁流量計について、外形違いのものや、仕様違いのものに置き換えなければならない。
このため、回路変更さらには基板変更を伴う大がかりな変更となってしまい、電磁流量計の設計変更に膨大な作業を要するという問題点があった。特に、電磁流量計のような産業用機器では、同じ機種を１０年以上継続して生産することは珍しくないため、新規設計時の部品選定時では上記のような設計変更ができるだけないよう供給面も考慮して選定する必要がある。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、比較的互換性の高いＮ型のスイッチング素子で励磁用電源電圧を切り替えられる励磁回路技術を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替える励磁回路であって、前記正期間および前記負期間の開始時点からの高電圧期間に高電圧に切り替えて電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力し、当該高電圧期間終了時点から前記正期間および前記負期間の終了時点までの低電圧期間に低電圧に切り替えて当該電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力する電源切替回路を備え、前記電源切替回路は、アノード端子が前記低電圧に接続され、カソード端子が前記電源出力端子に接続された第１のダイオードと、入力端子が前記高電圧に接続され、出力端子が前記電源出力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間にオフし前記低電圧期間にオンする第１のフォトカプラの出力端子と、当該高電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路とが並列接続されているＮ型の第１のスイッチング素子とを有し、前記第１のスイッチング素子は、前記高電圧期間に合わせてオンする際、前記電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作するものである。

また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記第１のスイッチング素子の制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間の開始時点でオンしその後の前記励磁電流の立ち上がり検出時にオフする第２のフォトカプラの出力端子がさらに並列接続されているものである。

また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替える励磁回路であって、前記正期間および前記負期間の開始時点からの高電圧期間に高電圧に切り替えて電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力し、当該高電圧期間終了時点から前記正期間および前記負期間の終了時点までの低電圧期間に低電圧に切り替えて当該電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力する電源切替回路を備え、前記電源切替回路は、アノード端子が前記低電圧に接続され、カソード端子が前記電源出力端子に接続された第１のダイオードと、入力端子が前記高電圧に接続され、出力端子が前記電源出力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間の開始時点でオンしその後の前記励磁電流の立ち上がり検出時にオフする第２のフォトカプラの出力端子と、当該高電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路とが並列接続されているＮ型の第１のスイッチング素子とを有し、前記第１のスイッチング素子は、前記高電圧期間に合わせてオンする際、前記電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作するものである。

本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記電圧保持回路が、アノード端子が前記高電圧に接続され、カソード端子が第１の抵抗素子の一端に接続された第２のダイオードと、一端が前記第１の抵抗素子の他端に接続されるとともに、第２の抵抗素子を介して前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続され、他端が前記第１のスイッチング素子の出力端子に接続された容量素子とを有するものである。

本発明によれば、比較的互換性の高いＮ型スイッチング素子で励磁用電源電圧を切り替えることができる。したがって、自然災害などの要因で、製造中止となって、実際に励磁回路で使用しているＮ型スイッチング素子が入手不可能となった場合でも、当該Ｎ型スイッチング素子と互換性のあるＮ型スイッチング素子を容易に入手することができる。このため、それ以降に製造する電磁流量計について、Ｎ型スイッチング素子を、外形違いのものや、仕様違いのものに置き換える必要がなくなり、電磁流量計の設計変更にかかる作業を最小限に抑えることが可能となる。

第１の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。 第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。 第１の実施の形態にかかる励磁回路の他の動作（コイル過熱時）を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。 第３の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。 電磁流量計で用いる励磁回路の原理図である。 図７の励磁回路の動作を示す信号波形図である。 図７の励磁回路の具体例である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。

この電磁流量計１は、導電性を有する流体の流量を測定する機能を有している。一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

電源回路１１は、交流電源ＡＣＩＮから各種電源を生成して、制御回路１２および励磁回路１３に供給する機能を有しており、主な回路部として、整流回路１１Ａ、スイッチング制御回路１１Ｂ、トランス１１Ｃ、整流回路１１Ｄ，１１Ｆ、電圧レギュレータ１１Ｅ，１１Ｇ，１１Ｈが設けられている。

整流回路１１Ａは、交流電源ＡＣＩＮを整流してスイッチング制御回路１１Ｂへ直流電圧を出力する。スイッチング制御回路１１Ｂは、整流回路１１Ａからの直流電圧を高周波でスイッチングしてトランス１１Ｃの２つの一次側巻線へそれぞれ供給する。整流回路１１Ｄは、トランス１１Ｃの一方の二次側巻線から出力された高周波信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（２４Ｖ）と接地電位ＶｍＣＯＭ（０Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｅは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（５Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。

また、整流回路１１Ｆは、トランス１１Ｃの他方の二次側巻線から出力された高周波信号を整流して直流の励磁用電源電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ），ＶｅｘＬ（１５Ｖ）と接地電位ＶｅｘＣＯＭ（０Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｇは、ＶｅｘＬからアナログ信号処理用の動作電圧ＶｅｘＣＣ（５Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｈは、ＶｅｘＬからスイッチング素子を駆動するための共通駆動用電圧ＶｅｘＳＷ（１０Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。

制御回路１２は、ＣＰＵ、信号処理回路、伝送Ｉ／Ｆ回路などを含み、励磁回路１３の制御、検出器１４の電極から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号出力を行う機能を有している。

励磁回路１３は、制御回路１２からの制御に基づき、検出器１４の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で励磁極性が切り替えられる励磁電流を供給する機能とを有している。この際、励磁回路１３は、従来技術と同様、励磁極性切り替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするため、予め高電圧と低電圧の２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時は高電圧で励磁し、定常時は低電圧で励磁する。

検出器１４は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、この測定管Ｐｅｘに対して励磁回路１３からの励磁電流により磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、測定管Ｐｅｘの内側面に設けられた１対の検出電極とを有している。
設定・操作器１５は、作業者の設定操作入力を検出して制御回路１２へ出力する機能と、制御回路１２からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。

次に、図２〜図３を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１３について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図３は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。

本実施の形態にかかる励磁回路１３は、前述の図９に示した従来の励磁回路と比較して、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを高電圧ＶｅｘＨと低電圧ＶｅｘＬとに切り替える回路で用いるスイッチング素子として、Ｎ型スイッチング素子を用いている点が異なる。

励磁回路１３には、一定周期Ｔｅｘ（＝ＴＮ＋ＴＰ）のうち正期間ＴＰと負期間ＴＮとで励磁極性を切り替える際に、正期間ＴＰにオンするとともに負期間ＴＮにオフすることにより励磁電流Ｉｅｘを正極性に切り替えて供給するスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ４と、負期間ＴＮにオンするとともに正期間ＴＰにオフすることによりＩｅｘを負極性に切り替えて供給するスイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ３が設けられている。これらＳＷ１〜ＳＷ４は、共通駆動電圧ＶｅｘＳＷで動作するフォトカプラやＭＯＳＦＥＴを用いた公知の回路で構成すればよい。

これに加えて、励磁回路１３には、励磁極性切替直後からの高電圧期間ＴＨに高電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ）を励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとして切替出力し、励磁極性切り替えから一定時間経過後からの低電圧期間ＴＬに低電圧ＶｅｘＬ（１５Ｖ）をＶｅｘＨＬとして切替出力する電源切替回路ＰＳＷと、励磁電流Ｉｅｘの電流値を規定値（１００ｍＡ）に制御する定電流回路ＣＣＳと、励磁電流の立ち上がりを検出する励磁電流検出回路ＤＥＴとが設けられている。

本実施の形態にかかる励磁回路１３の具体的な回路構成は、次の通りである。
ＰＳＷにおいて、スイッチング素子（第１のスイッチング素子）Ｑ１は、ＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴからなり、ドレイン端子（入力端子）が高電圧ＶｅｘＨに接続され、ソース端子（出力端子）がＰＳＷの電源出力端子Ｎ０（Ａ点）に接続され、ゲート端子（制御端子）とソース端子との間に、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２および容量素子Ｃ１とからなる電圧保持回路ＶＳと、高電圧期間ＴＨでオフし低電圧期間ＴＬでオンするフォトカプラ（第１のフォトカプラ）ＰＣ１の出力と、ＤＥＴでの励磁電流立ち上がり検出時にオンからオフとなるフォトカプラ（第２のフォトカプラ）ＰＣ２の出力とが並列接続されている。

また、ＰＳＷにおいて、ダイオード（第１のダイオード）Ｄ１のアノード端子が低電圧ＶｅｘＬに接続され、カソード端子がＰＳＷの電源出力端子Ｎ０に接続されている。
ＶＳにおいて、Ｒ１の一端にはダイオード（第２のダイオード）Ｄ２を介して高電圧ＶｅｘＨが供給されており、Ｒ１の他端がＲ２を介してＱ１のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ１を介してＱ１のソース端子に接続されている。

また、ＰＣ１の制御側ダイオードは、アノード端子が抵抗素子Ｒ１３を介して制御回路１２からの動作電圧Ｖｍに接続され、カソード端子が制御回路１２からの電圧切替信号ＥＸＤＨＬに接続されている。
なお、本発明では、Ｑ１がＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴからなる場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、ＮＰＮタイプのパワートランジスタであってもよい。

これにより、ＰＳＷにおいて、ＶＳはＱ１オフ時にＤ２を通してＲ１とＲ２により分圧した駆動用電圧をＣ１に充電して保持しておき、この駆動用電圧を利用してＱ１をオンさせるようになっている。また、Ｑ１のオフは、ＥＸＤＨＬがＬｏｗレベルになってＰＣ１がオンした場合、またはＤＥＴで励磁電流立ち上がりを検出してＥ点がＬｏｗレベルになってＰＣ２がオンした場合のどちらでも行えるようになっている。

また、ＳＷ１は、入力端子がＰＳＷのＮ０（Ａ点）に接続され、出力端子がＬｅｘの一端Ｎ１に接続され、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフする回路である。
ＳＷ２は、入力端子がＮ０に接続され、出力端子がＬｅｘの他端Ｎ２に接続され、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンする回路である。
ＳＷ３は、入力端子がＮ１に接続され、出力端子がＣＣＳの入力端子Ｎ３に接続され、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンする回路である。
ＳＷ４は、入力端子がＮ２に接続され、出力端子がＣＣＳの入力端子Ｎ３に接続され、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフする回路である。

なお、ＳＷ１において、制御側ダイオードは、アノード端子が抵抗素子Ｒ１１を介して制御回路１２からの動作電圧Ｖｍに接続され、カソード端子がＳＷ４の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＳＷ２において、制御側ダイオードは、アノード端子が抵抗素子Ｒ１２を介してＶｍに接続され、カソード端子がＳＷ３の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＳＷ４の制御側ダイオードは、カソード端子がＣＰＵからの極性切替信号ＥＸＤ１に接続されており、ＳＷ３の制御側ダイオードは、カソード端子がＣＰＵからの極性切替信号ＥＸＤ２に接続されている。

また、ＣＣＳのＵ１は、動作電圧ＶｅｘＣＣと接地電位ＶｅｘＣＯＭで動作するオペアンプであり、非反転入力端子が、ＶｅｘＣＣとＶｅｘＣＯＭの電圧差が励磁電流設定用の抵抗素子Ｒ５１，５２で分圧された電位に接続されている。また、Ｕ１の出力端子は、ＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴからなる能動素子Ｑ５のゲート端子に接続され、Ｑ５のドレイン端子がＣＣＳのＮ３に接続され、Ｑ５のソース端子がＵ１の反転入力端子に接続されているとともに、励磁電流検出用の抵抗素子Ｒ５を介してＶｅｘＣＯＭに接続されている。

また、ＤＥＴのＵ２は、動作電圧ＶｅｘＣＣと接地電位ＶｅｘＣＯＭで動作するコンパレータであり、非反転入力端子が、ＶｅｘＣＣとＶｅｘＣＯＭの電圧差が抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２で分圧された電位に接続されており、反転入力端子が、Ｕ１の出力端子に接続されている。また、Ｕ２の出力端子は、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続され、抵抗素子Ｒ２３を介してＶｅｘＣＣに接続されるとともに、容量素子Ｃ２を介してＶｅｘＣＯＭに接続されている。また、Ｑ２のソース端子はＶｅｘＣＯＭに接続されており、Ｑ２のドレイン端子はＰＣ２の制御側ダイオードのカソード端子に接続されている。ＰＣ２の制御側ダイオードのアノード端子は、抵抗素子Ｒ１４を介してＶｅｘＣＣに接続されている。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる動作について説明する。
なお、図３のＶＡ〜ＶＥは図２でのＡ〜Ｅ点の電位であり、接地電位ＶｅｘＣＯＭを基準（０Ｖ）としている。
正期間ＴＰの開始時刻Ｔ１の直前、すなわち負期間ＴＮの後端において、極性切替信号ＥＸＤ１はＬｏｗレベルに、極性切替信号ＥＸＤ２はＨｉｇｈレベルに切り替えられているため、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ４はオフとなり、ＳＷ２，ＳＷ３はオンとなっている。図３において、ＶｅｘはＮ１−Ｎ２間に印加される励磁電圧である。

また、負期間ＴＮの後端は低電圧期間ＴＬであり、ＥＸＤＨＬがＬｏｗレベルである。これにより、ＰＣ１がオンでＱ１はオフしており（ＶＧＳ＝０Ｖ）、Ｄ１の順電圧をＶＦＤ１とした場合、Ａ点の電位ＶＡは低電位（ＶｅｘＬ−ＶＦＤ１）となっている。このため、Ｄ２の順電圧をＶＦＤ２とした場合、Ｄ２を通した高電位（ＶｅｘＨ−ＶＦＤ２）とＤ１を通した低電位（ＶｅｘＬ−ＶＦＤ１）の電位差｛（ＶｅｘＨ−ＶＦＤ２）−（ＶｅｘＬ−ＶＦＤ１）｝が、Ｒ１とＲ２により分圧されてＣ１に駆動用電圧ＶＣ１として充電される。

これにより、ＶＣ１は、次の式（１）で求められる。
ＶＣ１＝｛（ＶｅｘＨ−ＶＦＤ２）−（ＶｅｘＬ−ＶＦＤ１）｝×Ｒ２÷（Ｒ１＋Ｒ２）…（１）
したがって、例えば、Ｑ１が１０Ｖ駆動タイプで、ＶｅｘＨ＝３０Ｖ、ＶｅｘＬ＝１５Ｖ、ＶＦＤ１＝ＶＦＤ２＝０．６Ｖの場合、Ｒ１＝４．３ｋΩ， Ｒ２＝１０ｋΩとすれば上式によりＶＣ１≒１０Ｖで、Ｑ１のゲートドライブ用電圧として最適値となる。

続く時刻Ｔ１では、ＥＸＤＨＬがＨｉｇｈレベルとなってフォトカプラＰＣ１がオフとなる。また、励磁電流Ｉｅｘも励磁コイルＬｅｘのインダクタンスによりすぐには立ち上がっていないので、ＣＣＳのＵ１は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）を出力し、Ｑ５は完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となる。このため、ＤＥＴのＵ２の出力端子、すなわちＤ点の電位はほぼ０Ｖとなり、Ｑ２がオフしてＰＣ２もオフとなる。

したがって、Ｃ１に保持していたＶＣ１がＲ２を通してＱ１のゲート・ソース間に印加され、Ｑ１がオンする。
Ｑ１がオンすると、Ａ点の電位ＶＡは低電位（≒ＶｅｘＬ）から高電位（≒ＶｅｘＨ）に上昇するが、ダイオードＤ２が入っているので、Ｃ１の電圧がＶｅｘＨの方に逆流することはなく、Ｑ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ（≒ＶＣ１）は維持される。

この後、Ｉｅｘが徐々に増して設定値に達するまでの期間では、Ｕ１の出力（Ｃ点）は最大値となっており、Ｕ２の出力（Ｄ点）はＬｏｗレベルでフォトカプラＰＣ２はオフ状態となり、Ｑ１はオン状態を継続する。

次に、時刻Ｔ２において、Ｉｅｘが設定値に達すると、Ｕ１とＱ２による定電流制御が働くので、Ｃ点の電位ＶＣが低下し、Ｕ２の出力（オープンコレクタ）が反転してハイ・インピーダンス状態となるが、Ｒ２３およびＣ２からなる遅延回路によりＱ２，ＰＣ２はオフ状態のままとなり、Ｑ１はオン状態を継続する。これにより、Ｉｅｘが設定値に達して十分に安定するまで遅延回路により、Ｑ１はオン状態のまま待機する。

続いて、時刻Ｔ３において、Ｃ２が充電されてＤ点の電位ＶＤが上昇し、Ｑ２がオンしたらＰＣ２がオンしてＱ１はオフとなるため、Ａ点の電位ＶＡは低電位（≒ＶｅｘＬ）に切り替わる。
その後、励磁極性切替タイミングである時刻Ｔ４に負期間ＴＮが到来するまで、Ｑ１オフ状態が継続される。この際、低電圧期間ＴＬの到来に応じて、ＥＸＤＨＬがＬｏｗレベルに切り替えられてＰＣ１がオンになっても、すでにＰＣ２オンによりＱ１はオフしているのでＶＡは変化しない。
これ以降、前述したように正期間ＴＰにおける動作と負期間ＴＮにおける動作とが、交互に繰り返される。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、電源切替回路ＰＳＷに、アノード端子が低電圧ＶｅｘＬに接続され、カソード端子が電源出力端子Ｎ０に接続されたダイオードＤ１と、入力端子が高電圧ＶｅｘＨに接続され、出力端子が電源出力端子Ｎ０に接続され、制御端子と出力端子との間に、高電圧期間ＴＨにオフし低電圧期間ＴＬにオンするフォトカプラＰＣ１の出力端子と、当該高電圧ＶｅｘＨにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳとが並列接続されているＮ型のスイッチング素子Ｑ１とを設け、Ｑ１が、高電圧期間に合わせてオンする際、電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作するようにしたものである。

これにより、比較的互換性の高いＮ型スイッチング素子で励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを切り替えることができる。したがって、自然災害などの要因で、製造中止となって、実際に励磁回路で使用しているＮ型スイッチング素子が入手不可能となった場合でも、当該Ｎ型スイッチング素子と互換性のあるＮ型スイッチング素子を容易に入手することができる。このため、それ以降に製造する電磁流量計について、Ｎ型スイッチング素子を、外形違いのものや、仕様違いのものに置き換える必要がなくなり、電磁流量計の設計変更にかかる作業を最小限に抑えることが可能となる。

図４は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の他の動作（コイル抵抗値上昇時）を示す信号波形図である。
一般的には、許容範囲を超えた周囲温度環境で使用されたり、許容温度範囲を超えた流体が流されるなど、電磁流量計が仕様外の状況下で使用された場合、励磁コイルＬｅｘのコイル抵抗値が大幅に上昇する可能性がある。したがって、このような場合、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが高電圧ＶｅｘＨでも励磁電流Ｉｅｘが設定値に到達しなくなるため、励磁電流検出回路ＤＥＴでＩｅｘの立ち上がりが検出されず、Ｑ１がオン状態のままとなる可能性がある。

この際、Ｑ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳはＣ１に充電されている電圧ＶＣ１で保持しているため、長時間にわたりＱ１のオン状態（ドレイン・ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）を維持することはできない。すなわち、Ｑ１のゲート漏れ電流ＩＧＳ（１００ｎＡ程度）によりＶＣ１は徐々に低下する。このため、Ｑ１のＶＧＳが徐々に低下してドレイン・ソース間抵抗ＲＤＳが上昇し、ＲＤＳ×Ｉｅｘ分の電力を消費してＱ１が異常発熱を起こしてしまうことになる。
本実施の形態によれば、電圧切替信号ＥＸＤＨＬにより、正期間ＴＰおよび負期間ＴＮごとに、スイッチング素子Ｑ１を強制的にオフしてＣ１への充電を毎回行う一定時間長の低電圧期間ＴＬが設けられているため、Ｑ１の異常発熱を回避できる。

［第２の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。

本実施の形態は、励磁回路１３において、第１の実施の形態のうち、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを検出する励磁電流検出回路ＤＥＴを省いたものである。
その他の構成については、第１の実施の形態と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

Ｉｅｘが小さく、定電流回路ＣＣＳのトランジスタＱ５における発熱があまり問題にならならず、また励磁コイルＬｅｘのインダクタンスおよびコイル抵抗が既知の値で、Ｉｅｘの立ち上がりタイミングがある程度予測できる場合には、Ｉｅｘの立ち上がりを検出して励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを直ちに高電圧ＶｅｘＨから低電圧ＶｅｘＬに切替えなくても、Ｉｅｘが確実に立ち上がっていると予測できるタイミングで切り替えればよい。このため、図５に示したように、ＤＥＴを省くことができ、回路構成を簡素化することができる。

［第３の実施の形態］
次に、図６を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図６は、第３の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。

本実施の形態は、励磁回路１３において、第１の実施の形態のうち、電源切替回路ＰＳＷのフォトカプラＰＣ１、抵抗素子Ｒ１３、および電圧切替信号ＥＸＤＨＬを省いたものである。
その他の構成については、第１の実施の形態と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

励磁コイルＬｅｘのコイル抵抗が比較的小さく、周囲温度や流体温度によってコイル抵抗があまり変化しない場合には、許容範囲を超えた周囲温度環境で使用されたり、許容温度範囲を超えた流体が流されるなど、電磁流量計が仕様外の状況下で使用された場合でも、コイル抵抗値の大幅上昇が抑制されるので、十分に励磁電流Ｉｅｘが流れる。したがって、前述した図３と同様に、励磁電流検出回路ＤＥＴの出力に応じて電位ＶＥが上昇し、Ｉｅｘが設定値に達して十分に安定した時刻Ｔ３に、フォトカプラＰＣ２がオンした時点でＱ１がオフすることになる。
このため、図６に示したように、ＥＸＤＨＬによりスイッチング素子Ｑ１を強制的にオフする構成を省くことができ、回路構成を簡素化することができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１…電磁流量計、１１…電源回路、１１Ａ，１１Ｄ，１１Ｆ…整流回路、１１Ｂ…スイッチング制御回路、１１Ｃ…トランス、１１Ｅ，１１Ｇ，１１Ｈ…電圧レギュレータ、１２…制御回路、１３…励磁回路、１４…検出器、１５…設定・操作器、Ｌｅｘ…励磁コイル、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｅｘ…励磁電圧、ＰＳＷ…電源切替回路、Ｑ１…スイッチング素子、Ｄ１…ダイオード、ＶＳ…電圧保持回路、Ｄ２…ダイオード、Ｒ１，Ｒ２…抵抗素子、Ｃ１…容量素子、ＰＣ１…フォトカプラ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４…スイッチ回路、ＣＣＳ…定電流回路、Ｑ５…能動素子、ＤＥＴ…励磁電流検出回路、Ｑ２…スイッチング素子、ＰＣ２…フォトカプラ、ＥＸＤ１，ＥＸＤ２…極性切替信号、ＥＸＤＨＬ…電圧切替信号、ＶｅｘＨＬ…励磁用電源電圧、ＶｅｘＨ…高電圧、ＶｅｘＬ…低電圧、ＶｅｘＣＣ…動作電圧、ＶｅｘＣＯＭ…接地電位。

Claims (4)

1. 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替える励磁回路であって、
   前記正期間および前記負期間の開始時点からの高電圧期間に高電圧に切り替えて電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力し、当該高電圧期間終了時点から前記正期間および前記負期間の終了時点までの低電圧期間に低電圧に切り替えて当該電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力する電源切替回路を備え、
   前記電源切替回路は、
   アノード端子が前記低電圧に接続され、カソード端子が前記電源出力端子に接続された第１のダイオードと、
   入力端子が前記高電圧に接続され、出力端子が前記電源出力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間にオフし前記低電圧期間にオンする第１のフォトカプラの出力端子と、当該高電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路とが並列接続されているＮ型の第１のスイッチング素子とを有し、
   前記第１のスイッチング素子は、前記高電圧期間に合わせてオンする際、前記電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作する
   ことを特徴とする励磁回路。
2. 請求項１に記載の励磁回路において、
   前記第１のスイッチング素子の制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間の開始時点でオンしその後の前記励磁電流の立ち上がり検出時にオフする第２のフォトカプラの出力端子がさらに並列接続されていることを特徴とする励磁回路。
3. 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替える励磁回路であって、
   前記正期間および前記負期間の開始時点からの高電圧期間に高電圧に切り替えて電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力し、当該高電圧期間終了時点から前記正期間および前記負期間の終了時点までの低電圧期間に低電圧に切り替えて当該電源出力端子から前記励磁用電源電圧を出力する電源切替回路を備え、
   前記電源切替回路は、
   アノード端子が前記低電圧に接続され、カソード端子が前記電源出力端子に接続された第１のダイオードと、
   入力端子が前記高電圧に接続され、出力端子が前記電源出力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記高電圧期間の開始時点でオンしその後の前記励磁電流の立ち上がり検出時にオフする第２のフォトカプラの出力端子と、当該高電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路とが並列接続されているＮ型の第１のスイッチング素子とを有し、
   前記第１のスイッチング素子は、前記高電圧期間に合わせてオンする際、前記電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作する
   ことを特徴とする励磁回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の励磁回路において、
   前記電圧保持回路は、
   アノード端子が前記高電圧に接続され、カソード端子が第１の抵抗素子の一端に接続された第２のダイオードと、
   一端が前記第１の抵抗素子の他端に接続されるとともに、第２の抵抗素子を介して前記第１のスイッチング素子の制御端子に接続され、他端が前記第１のスイッチング素子の出力端子に接続された容量素子とを有する
   ことを特徴とする励磁回路。

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