JP6022971B2 - 電磁流量計の励磁回路 - Google Patents
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Description
本発明は、電磁流量計に関し、特に検出器の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路技術に関する。
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。
従来、励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路において、励磁極性切り替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするため、予め高電圧と低電圧の２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時は高電圧で励磁し、定常時は低電圧で励磁する方法が従来より行われている（例えば、特許文献１など参照）。
図１４は、従来の電磁流量計の構成を示すブロック図である。
この電磁流量計９において、電源回路９１では、商用交流電力ＡＣＩＮを整流した後にスイッチング制御回路で高周波に変換してトランスの一次側巻線に供給し、トランスの二次側巻線に設けた整流回路で整流し、さらにはその整流出力を電圧レギュレータで安定化させ、制御回路９２および励磁回路９３に、各種の直流電圧を供給している。
この電磁流量計９において、電源回路９１では、商用交流電力ＡＣＩＮを整流した後にスイッチング制御回路で高周波に変換してトランスの一次側巻線に供給し、トランスの二次側巻線に設けた整流回路で整流し、さらにはその整流出力を電圧レギュレータで安定化させ、制御回路９２および励磁回路９３に、各種の直流電圧を供給している。
図１５は、従来の励磁回路を示す回路図である。図１６は、従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
この励磁回路９３は、電源回路９１から供給された励磁用電源電圧ＶｅｘＨ，ＶｅｘＬの極性を、パワーＭＯＳＦＥＴやアナログスイッチからなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により切り替えて、励磁コイルＬｅｘに供給するものとなっている。
この励磁回路９３は、電源回路９１から供給された励磁用電源電圧ＶｅｘＨ，ＶｅｘＬの極性を、パワーＭＯＳＦＥＴやアナログスイッチからなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４により切り替えて、励磁コイルＬｅｘに供給するものとなっている。
励磁用電源電圧は、高電圧のＶｅｘＨ（例えば３０Ｖ）とＶｅｘＨより低電圧のＶｅｘＬ（例えば１５Ｖ）からなり、制御回路９２内のＣＰＵ（図示せず）から電圧切替信号ＥＸＨＬで切替スイッチＳＷを切り替えることにより、ＶｅｘＨ，ＶｅｘＬのいずれか一方を選択できるようになっている。
また、励磁コイルＬｅｘへの励磁極性については、ＣＰＵからの極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２のどちらかをＬｏｗレベルにすることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、Ｑ１とＱ４を正極性ペアとして同期させてオン／オフさせるとともに、Ｑ２とＱ３を逆極性ペアとして正極性ペアとは逆位相で同期させてオン／オフさせることにより、励磁極性を切り替えられるようになっている。
また、励磁コイルＬｅｘへの励磁極性については、ＣＰＵからの極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２のどちらかをＬｏｗレベルにすることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、Ｑ１とＱ４を正極性ペアとして同期させてオン／オフさせるとともに、Ｑ２とＱ３を逆極性ペアとして正極性ペアとは逆位相で同期させてオン／オフさせることにより、励磁極性を切り替えられるようになっている。
図１６に示すように、励磁極性切り替え直後は、励磁用電源電圧を高電圧のＶｅｘＨにしておくことにより励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早め、励磁極性切り替えから一定時間経過後、励磁用電源電圧を低電圧のＶｅｘＬに切り替えて消費電力を下げることにより、定電流回路ＣＣＳのうち、パワーＭＯＳＦＥＴなどからなるトランジスタＱ５の発熱を押さえている。なお、図１６では、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりに関係なく励磁用電源電圧の高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬの比率を５０：５０とした例が示されている。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、Ｑ１がオンしている正期間ＴＰにおいて、接地電位ＶｅｘＣＯＭを基準（０Ｖ）としたとき、Ｂ点すなわちＱ１のソース電位ＶＢは、図１６に示した通り、励磁用電源電圧が高電圧ＶｅｘＨの高電圧期間ＴＨにおいて約３０Ｖとなり、低電圧ＶｅｘＬの低電圧期間ＴＬは約１５Ｖに変化する。これは、Ｑ３がオンしている負期間ＴＮでのＣ点すなわちＱ３のソース電圧ＶＣも同様である。
一方、Ｑ２がオンしている負期間ＴＮにおいて、Ｄ点すなわちＱ２のソース電位ＶＤは励磁電流Ｉｅｘが立ち上がるまでは０Ｖ、その後、定電流回路ＣＣＳによる励磁電流制御（例えば１００ｍＡ一定）が働き、励磁用電源電圧が高電圧ＶｅｘＨの高電圧期間ＴＨは１５〜３０Ｖに変化し、低電圧ＶｅｘＬの低電圧期間ＴＬは０〜１５Ｖに変化する。これは、Ｑ４がオンしている正期間ＴＰにおいても同様である。なお、ＶＤの中心電圧は励磁コイルＬｅｘの抵抗値によって変化する。
一般に、パワーＭＯＳＦＥＴをオンさせる（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）には、そのゲート−ソース間電圧ＶＧＳを、数ボルトのスレッシュホールド値に対して十分に大きな電圧であって、かつ、ＶＧＳの絶対最大定格（一般的に２０〜３０Ｖ）に対して余裕のある電圧である必要があるため、通常ＶＧＳは１０Ｖ程度が使用される。
一方、図１５に示した従来技術では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を構成する各パワーＭＯＳＦＥＴのソース電位が、前述した通り励磁用電源電圧、すなわち高電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ）と低電圧ＶｅｘＬ（１５Ｖ）の切り替えによって大きく変化する。
一方、図１５に示した従来技術では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を構成する各パワーＭＯＳＦＥＴのソース電位が、前述した通り励磁用電源電圧、すなわち高電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ）と低電圧ＶｅｘＬ（１５Ｖ）の切り替えによって大きく変化する。
したがって、これら励磁用電源電圧に関係なくＶＧＳ＝１０Ｖを維持するためには、ゲートドライブ用として、接地電位ＶｅｘＣＯＭとは絶縁された３つの絶縁電源（１０Ｖ×３）が必要となる。
すなわち、図１５において、Ｑ１は、極性切替信号ＥＸＤ１で動作するフォトカプラＰＣ１により、絶縁電源ＶｅｘＧ１（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ１ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動され、Ｑ３は、極性切替信号ＥＸＤ２で動作するフォトカプラＰＣ３により、絶縁電源ＶｅｘＧ２（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ２ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動されている。
すなわち、図１５において、Ｑ１は、極性切替信号ＥＸＤ１で動作するフォトカプラＰＣ１により、絶縁電源ＶｅｘＧ１（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ１ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動され、Ｑ３は、極性切替信号ＥＸＤ２で動作するフォトカプラＰＣ３により、絶縁電源ＶｅｘＧ２（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ２ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動されている。
また、図１５において、Ｑ２は、極性切替信号ＥＸＤ２で動作するフォトカプラＰＣ２により、絶縁電源ＶｅｘＧ３（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ３ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動され、Ｑ４は、極性切替信号ＥＸＤ１で動作するフォトカプラＰＣ４により、絶縁電源ＶｅｘＧ３（１０Ｖ）／ＶｅｘＧ３ＣＯＭ（０Ｖ）で駆動されている。
このため、図１４に示した通り、電源回路９１において、トランスの二次側巻線数と二次側の整流回路を増やして、これら３つの絶縁電源を生成して、励磁回路９３に供給する必要があり、電源回路９１のコストアップを避けることができないという問題点があった。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、絶縁電源を必要とすることなく、励磁極性切替用のスイッチング素子を駆動できる励磁回路技術を提供することを目的としている。
このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記第１のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第１のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第１の遅延用容量素子が接続されており、前記第３のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第３のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第２の遅延用容量素子が接続されているものである。
本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記第１のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第１のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第１の遅延用容量素子が接続されており、前記第３のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第３のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第２の遅延用容量素子が接続されているものである。
また、本発明にかかる励磁回路の一構成例は、前記第１のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁用電源電圧に接続され、出力端子が前記励磁コイルの一端に接続され、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第１の電圧保持回路、および、前記正期間でオフし前記負期間でオンする第１のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、前記第２のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁コイルの一端に接続され、出力端子が前記定電流回路の入力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第２の電圧保持回路、および、前記正期間でオンし前記負期間でオフする第２のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、前記第３のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁用電源電圧に接続され、出力端子が前記励磁コイルの他端に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第３の電圧保持回路、および、前記正期間でオンし前記負期間でオフする第３のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、前記第４のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁コイルの他端に接続され、出力端子が前記定電流回路の入力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第４の電圧保持回路、および、前記正期間でオフし前記負期間でオンする第４のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されているものである。
また、本発明にかかる励磁回路の一構成例は、記第１〜第４のフォトカプラは、それぞれ個別に設けられた第１〜第４の極性切替信号により前記正期間／前記負期間に合わせてそれぞれオン／オフが切り替えられ、このうち、第１のフォトカプラは、当該第１の極性切替信号により前記正期間の開始時点に所定遅延時間だけ遅延してターンオフし、第３のフォトカプラは、当該第３の極性切替信号により前記負期間の開始時点に所定遅延時間だけ遅延してターンオフするようにしたものである。
また、本発明にかかる励磁回路の一構成例は、前記第１および第３のスイッチング素子の入力端子のそれぞれに共通して接続されて、前記励磁電流の極性切替時に前記励磁コイルで発生した逆起電力を充電し、得られた充電電圧を前記高電圧としてこれら第１および第３のスイッチング素子の入力端子に供給する充電用容量素子と、アノード端子が励磁用電源電圧に接続され、カソード端子が前記第１および第３のスイッチング素子の入力端子のそれぞれに共通して接続されて、当該励磁用電源電圧に対する前記逆起電力の逆流を防止するとともに、前記充電電圧の低下に応じて当該励磁用電源電圧をこれら第１および第３のスイッチング素子の入力端子に供給する逆流防止用ダイオードとをさらに備えるものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記電圧保持回路は、アノード端子が所定の共通駆動用電源に接続され、カソード端子が抵抗素子を介して自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの制御端子に接続されたダイオードと、一端が前記ダイオードのカソード端子に接続され、他端が自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの出力端子に接続された容量素子とからなるものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記電圧保持回路は、アノード端子が所定の共通駆動用電源に接続され、カソード端子が抵抗素子を介して自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの制御端子に接続されたダイオードと、一端が前記ダイオードのカソード端子に接続され、他端が自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの出力端子に接続された容量素子とからなるものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作するようにしたものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作するようにしたものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記電圧保持回路は、アノード端子が所定の共通駆動用電源に接続され、カソード端子が抵抗素子を介して自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの制御端子に接続されたダイオードと、一端が前記ダイオードのカソード端子に接続され、他端が自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの出力端子に接続された容量素子とからなるものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作するようにしたものである。
また、本発明にかかる他の励磁回路は、電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作するようにしたものである。
本発明によれば、各スイッチング素子を駆動するための駆動用電源として、別個の絶縁電源を必要とすることなく、正期間および負期間の切り替えに合わせて、スイッチング素子ごとに設けられた電圧保持回路で保持しておいた駆動用電圧により各スイッチング素子を駆動することができる。このため、電源回路において、トランスの二次側巻線数と二次側の整流回路を増やして、複数の絶縁電源を生成して、励磁回路に供給する必要がなくなり、電源回路のコストアップを避けることができる。
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。
この電磁流量計１は、導電性を有する流体の流量を測定する機能を有している。一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。
図１に示すように、電磁流量計１には、主な構成として、電源回路１１、制御回路１２、励磁回路１３、検出器１４、および設定・操作器１５が設けられている。
電源回路１１は、交流電源ＡＣＩＮから各種電源を生成して、制御回路１２および励磁回路１３に供給する機能を有しており、主な回路部として、整流回路１１Ａ、スイッチング制御回路１１Ｂ、トランス１１Ｃ、整流回路１１Ｄ，１１Ｆ、電圧レギュレータ１１Ｅ，１１Ｇ，１１Ｈが設けられている。
整流回路１１Ａは、交流電源ＡＣＩＮを整流してスイッチング制御回路１１Ｂへ直流電圧を出力する。スイッチング制御回路１１Ｂは、整流回路１１Ａからの直流電圧を高周波でスイッチングしてトランス１１Ｃの２つの一次側巻線へそれぞれ供給する。整流回路１１Ｄは、トランス１１Ｃの一方の二次側巻線から出力された高周波信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（２４Ｖ）と接地電位ＶｍＣＯＭ（０Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｅは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（５Ｖ）を生成して制御回路１２へ供給する。
また、整流回路１１Ｆは、トランス１１Ｃの他方の二次側巻線から出力された高周波信号を整流して直流の励磁用電源電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ），ＶｅｘＬ（１５Ｖ）と接地電位ＶｅｘＣＯＭ（０Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｇは、ＶｅｘＬから定電流回路用の動作電圧ＶｅｘＣＣ（５Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｈは、ＶｅｘＬからスイッチング素子を駆動するための共通駆動用電圧ＶｅｘＧ（１０Ｖ）を生成して励磁回路１３へ供給する。
制御回路１２は、ＣＰＵ、信号処理回路、伝送Ｉ／Ｆ回路などを含み、励磁回路１３の制御、検出器１４の電極から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号出力を行う機能を有している。
励磁回路１３は、制御回路１２からの制御に基づき、検出器１４の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で極性が切り替えられる励磁電流を供給する機能とを有している。この際、励磁回路１３は、従来技術と同様、励磁極性切り替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするため、予め高電圧と低電圧の２つの電源を用意しておき、励磁電流立上げ時は高電圧で励磁し、定常時（励磁電流立ち上がり後）は低電圧で励磁する。
検出器１４は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、この測定管Ｐｅｘに対して励磁回路１３からの励磁電流により磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、測定管Ｐｅｘの内側面に設けられた１対の検出電極とを有している。
設定・操作器１５は、作業者の設定操作入力を検出して制御回路１２へ出力する機能と、制御回路１２からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。
設定・操作器１５は、作業者の設定操作入力を検出して制御回路１２へ出力する機能と、制御回路１２からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。
次に、図２〜図３を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１３について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図３は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
本実施の形態にかかる励磁回路１３は、前述の図１５に示した従来の励磁回路と比較して、スイッチング素子駆動用の動作電源として、励磁回路１３内の接地電位ＶｅｘＣＯＭとは絶縁された絶縁電源を全く必要としない点が異なる。
励磁回路１３には、一定周期Ｔｅｘ（＝ＴＮ＋ＴＰ）のうち正期間ＴＰと負期間ＴＮとで励磁極性を切り替える際に、正期間ＴＰにオンするとともに負期間ＴＮにオフすることにより励磁電流Ｉｅｘを正極性に切り替えて供給するスイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素子），スイッチング素子Ｑ４（第４のスイッチング素子）と、負期間ＴＮにオンするとともに正期間ＴＰにオフすることによりＩｅｘを負極性に切り替えて供給するスイッチング素子Ｑ２（第２のスイッチング素子），スイッチング素子Ｑ３（第３のスイッチング素子）が設けられている。
これに加えて、励磁回路１３には、励磁極性切替直後からの高電圧期間ＴＨに高電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ）を励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとして切替出力し、励磁極性切り替えから一定時間経過後からの低電圧期間ＴＬに低電圧ＶｅｘＬ（１５Ｖ）を励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとして切替出力する切替スイッチＳＷと、励磁電流Ｉｅｘの電流値を規定値（１００ｍＡ）に制御する定電流回路ＣＣＳとが設けられている。
そして、Ｑ１〜Ｑ４の制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧ＶｅｘＧ（１０Ｖ）により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ１〜ＶＳ４が、それぞれ個別に接続されており、正期間ＴＰ／負期間ＴＮに合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路ＶＳ１〜ＶＳ４から出力される駆動用電圧により動作するようにしたものである。
なお、本発明では、Ｑ１〜Ｑ４としてＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例として説明するが、これに限定されるものではない。例えば、電源電位を入れ替えるなどしてＰチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、パワーＭＯＳＦＥＴに代えてパワートランジスタなど他のスイッチング素子を用いてもよい。
また、本発明では、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりに関係なく高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬの比率を５０：５０とした場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、励磁電流Ｉｅｘ立ち上がり時間に応じてこの比率を適宜変更してもよい。
また、本発明では、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりに関係なく高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬの比率を５０：５０とした場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、励磁電流Ｉｅｘ立ち上がり時間に応じてこの比率を適宜変更してもよい。
本実施の形態にかかる励磁回路１３の具体的な回路構成は、次の通りである。
すなわち、Ｑ１において、ドレイン端子がＶｅｘＨＬに接続され、ソース端子がＬｅｘの一端Ｎ１に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、共通駆動用電圧ＶｅｘＧ（１０Ｖ）により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路（第１の電圧保持回路）ＶＳ１、遅延用容量素子（第１の遅延用容量素子）Ｃ１、および、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンするフォトカプラ（第１のフォトカプラ）ＰＣ１の出力が並列接続されている。
すなわち、Ｑ１において、ドレイン端子がＶｅｘＨＬに接続され、ソース端子がＬｅｘの一端Ｎ１に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、共通駆動用電圧ＶｅｘＧ（１０Ｖ）により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路（第１の電圧保持回路）ＶＳ１、遅延用容量素子（第１の遅延用容量素子）Ｃ１、および、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンするフォトカプラ（第１のフォトカプラ）ＰＣ１の出力が並列接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ１は、ダイオードＤ１、抵抗素子Ｒ１１、および容量素子Ｃ１１からなり、Ｄ１のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ１１を介してＱ１のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ１１を介してＱ１のソース端子に接続されている。
また、Ｑ２において、ドレイン端子がＬｅｘのＮ１に接続され、ソース端子がＣＣＳの入力端子Ｎ３に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路（第２の電圧保持回路）ＶＳ２、および、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフするフォトカプラ（第２のフォトカプラ）ＰＣ２の出力が並列接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ２は、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ２１、および容量素子Ｃ２１からなり、Ｄ２のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ２１を介してＱ２のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ２１を介してＱ２のソース端子に接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ２は、ダイオードＤ２、抵抗素子Ｒ２１、および容量素子Ｃ２１からなり、Ｄ２のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ２１を介してＱ２のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ２１を介してＱ２のソース端子に接続されている。
また、Ｑ３において、ドレイン端子がＶｅｘＨＬに接続され、ソース端子がＬｅｘの他端Ｎ２に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路（第３の電圧保持回路）ＶＳ３、遅延用容量素子（第２の遅延用容量素子）Ｃ２、および、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンするフォトカプラ（第３のフォトカプラ）ＰＣ３の出力が並列接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ３は、ダイオードＤ３、抵抗素子Ｒ３１、および容量素子Ｃ３１からなり、Ｄ３のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ３１を介してＱ３のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ３１を介してＱ３のソース端子に接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ３は、ダイオードＤ３、抵抗素子Ｒ３１、および容量素子Ｃ３１からなり、Ｄ３のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ３１を介してＱ３のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ３１を介してＱ３のソース端子に接続されている。
また、Ｑ４において、ドレイン端子が励磁コイルＬｅｘのＮ２に接続され、ソース端子がＣＣＳのＮ３に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路（第４の電圧保持回路）ＶＳ４、および、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフするフォトカプラ（第４のフォトカプラ）ＰＣ４の出力が並列接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ４は、ダイオードＤ４、抵抗素子Ｒ４１、および容量素子Ｃ４１からなり、Ｄ４のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ４１を介してＱ４のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ４１を介してＱ４のソース端子に接続されている。
また、電圧保持回路ＶＳ４は、ダイオードＤ４、抵抗素子Ｒ４１、および容量素子Ｃ４１からなり、Ｄ４のアノード端子がＶｅｘＧに接続され、カソード端子がＲ４１を介してＱ４のゲート端子に接続されているとともに、Ｃ４１を介してＱ４のソース端子に接続されている。
なお、ＰＣ１において、制御側ダイオードは、アノード端子が抵抗素子Ｒ１を介して制御回路１２からの動作電圧Ｖｍに接続され、カソード端子がＰＣ４の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＰＣ３において、制御側ダイオードは、アノード端子が抵抗素子Ｒ２を介してＶｍに接続され、カソード端子がＰＣ２の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＰＣ４の制御側ダイオードは、カソード端子がＣＰＵからの極性切替信号（第１の極性切替信号）ＥＸＤ１に接続されており、ＰＣ２の制御側ダイオードは、カソード端子がＣＰＵからの極性切替信号（第２の極性切替信号）ＥＸＤ２に接続されている。
また、定電流回路ＣＣＳのＵ１は、動作電圧ＶｅｘＣＣと接地電位ＶｅｘＣＯＭで動作するオペアンプであり、非反転入力端子が、ＶｅｘＣＣとＶｅｘＣＯＭの電圧差が励磁電流設定用の抵抗素子Ｒ５１，５２で分圧された電位に接続されている。また、Ｕ１の出力端子は、能動素子Ｑ５（パワーＭＯＳＦＥＴ）のゲート端子に接続され、Ｑ５のドレイン端子がＣＣＳのＮ３に接続され、Ｑ５のソース端子がＵ１の反転入力端子に接続されているとともに、励磁電流検出用の抵抗素子Ｒ５を介してＶｅｘＣＯＭに接続されている。また、ＣＣＳは励磁電流Ｉｅｘを一定に制御する際、励磁コイルＬｅｘに供給する電力（Ｖｅｘ×Ｉｅｘ）以外の余剰電力をＱ５が消費するように働くため、Ｑ５にはヒートシンク等による放熱機能を持たせてある。
［第１の実施の形態の動作］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる動作について説明する。なお、図３のＶＡ〜ＶＤは、図２でのＡ点〜Ｄ点の電位であり、接地電位ＶｅｘＣＯＭを基準（０Ｖ）としている。
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる動作について説明する。なお、図３のＶＡ〜ＶＤは、図２でのＡ点〜Ｄ点の電位であり、接地電位ＶｅｘＣＯＭを基準（０Ｖ）としている。
正期間ＴＰの開始時刻Ｔ１において、極性切替信号ＥＸＤ１はＨｉｇｈレベルに、極性切替信号ＥＸＤ２はＬｏｗレベルに切り替えられるため、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ４はオフとなり、ＰＣ２，ＰＣ３はオンとなる。なお、本発明において、ＥＸＤ１，ＥＸＤ２は、従来技術の図１６と逆論理である。図３において、ＶｅｘはＮ１−Ｎ２間に印加される励磁電圧である。
正期間ＴＰにおいて、励磁極性の切替直後は高電圧期間ＴＨであり、切替スイッチＳＷから励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとして高電圧ＶｅｘＨが出力されるが、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスにより、励磁電流Ｉｅｘはすぐには立ち上がらない。
これに応じて、定電流回路ＣＣＳのオペアンプＵ１は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）を出力し、Ｑ５は完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となる。
これに応じて、定電流回路ＣＣＳのオペアンプＵ１は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）を出力し、Ｑ５は完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となる。
このため、ＣＣＳの入力端子Ｎ３、すなわちＤ点の電位はほぼ０Ｖとなり、ダイオードＤ４を介してＣ４１が共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電されて、駆動用電圧（約１０Ｖ）が保持される。このＣ４に保持された駆動用電圧が抵抗素子Ｒ４１を介してＱ４のゲート−ソース間に印加され、Ｑ４がオンする。
また、Ｑ４がオンしたときにＣ点の電位もほぼ０Ｖとなるため、ダイオードＤ３を介してＣ３１が共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電されて、駆動用電圧（約１０Ｖ）が保持されるが、開始時刻Ｔ１ではフォトカプラＰＣ３がオンしているため、Ｑ３はオフ状態を継続する。
また、Ｑ４がオンしたときにＣ点の電位もほぼ０Ｖとなるため、ダイオードＤ３を介してＣ３１が共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電されて、駆動用電圧（約１０Ｖ）が保持されるが、開始時刻Ｔ１ではフォトカプラＰＣ３がオンしているため、Ｑ３はオフ状態を継続する。
したがって、開始時刻Ｔ１において、前回Ｑ１がオフであった負期間ＴＮに、予め共通駆動用電圧ＶｅｘＧによりＣ１１が充電されて駆動用電圧が保持されているため、フォトカプラＰＣ１のターンオフに応じて、Ｃ１１の駆動用電圧がＲ１１を介してＱ１のゲート−ソース間に印加され、Ｑ１がオンする。ただし、Ｃ１が入っている分、Ｑ１オンのタイミングはＱ４オンのタイミングよりも少し遅れる。
この際、Ｑ１がオンすると、Ｂ点の電位は約３０Ｖまで上昇するが、Ｄ１が入っているので、Ｃ１の電圧がＶｅｘＧ側に逆流することはなく、Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ１の約１０Ｖは維持される。
この際、Ｑ１がオンすると、Ｂ点の電位は約３０Ｖまで上昇するが、Ｄ１が入っているので、Ｃ１の電圧がＶｅｘＧ側に逆流することはなく、Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ１の約１０Ｖは維持される。
このようにして、正期間ＴＰでは、Ｑ１とＱ４のオンにより、Ｌｅｘの端子Ｎ１−Ｎ２間に約３０Ｖが印加され、Ｎ１からＮ２へ正極性の励磁電流Ｉｅｘが流れる。
この後、励磁電流Ｉｅｘが設定値（例えば１００ｍＡ）に達したら、定電流回路ＣＣＳによる励磁電流制御が働き、Ｄ点の電位が１５Ｖ以上に上昇するが、ダイオードＤ４が入っているので、Ｃ４の電圧がＶｅｘＧ側に逆流することはなく、Ｑ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ４の約１０Ｖは維持される。
この後、励磁電流Ｉｅｘが設定値（例えば１００ｍＡ）に達したら、定電流回路ＣＣＳによる励磁電流制御が働き、Ｄ点の電位が１５Ｖ以上に上昇するが、ダイオードＤ４が入っているので、Ｃ４の電圧がＶｅｘＧ側に逆流することはなく、Ｑ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ４の約１０Ｖは維持される。
続いて、正期間ＴＰのうち高電圧期間ＴＨが終了し、電圧切替信号ＥＸＨＬがＬｏｗレベルになると、低電圧期間ＴＬとなって、切替スイッチＳＷにより励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが低電圧ＶｅｘＬに切り替わって、Ｑ１，Ｑ４のソース電位も低下するが、これらのゲート−ソース間電圧ＶＧＳ１，ＶＧＳ４には影響しない。
また、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが低電圧ＶｅｘＬに切り替わったことにより、定電流回路ＣＣＳの消費電力が低下し、Ｑ５の発熱が押さえられる。
また、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが低電圧ＶｅｘＬに切り替わったことにより、定電流回路ＣＣＳの消費電力が低下し、Ｑ５の発熱が押さえられる。
この後、負期間ＴＮの開始時刻Ｔ２の到来に応じて、励磁極性切替のタイミングになったら、極性切替信号ＥＸＤ１はＬｏｗレベル、極性切替信号ＥＸＤ２はＨｉｇｈレベルとなり、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ４はオン、ＰＣ２，ＰＣ３はオフとなって、Ｑ１，Ｑ４はオフになる。
以後、前述したＱ１，Ｑ４の動作とＱ２，Ｑ３の動作が入れ替わり、励磁コイルＬｅｘの端子Ｎ１−Ｎ２間に約−３０Ｖが印加され、Ｎ２からＮ１へ負極性の励磁電流Ｉｅｘが流れる。
以後、前述したＱ１，Ｑ４の動作とＱ２，Ｑ３の動作が入れ替わり、励磁コイルＬｅｘの端子Ｎ１−Ｎ２間に約−３０Ｖが印加され、Ｎ２からＮ１へ負極性の励磁電流Ｉｅｘが流れる。
続いて、負期間ＴＮのうち高電圧期間ＴＨが終了し、電圧切替信号ＥＸＨＬがＬｏｗレベルになると、低電圧期間ＴＬとなって、切替スイッチＳＷにより励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが低電圧ＶｅｘＬに切り替わって、Ｑ２，Ｑ３のソース電位も低下するが、これらのゲート−ソース間電圧ＶＧＳ２，ＶＧＳ３には影響しない。
これ以降、前述したように正期間ＴＰにおける動作と負期間ＴＮにおける動作とが、交互に繰り返される。
これ以降、前述したように正期間ＴＰにおける動作と負期間ＴＮにおける動作とが、交互に繰り返される。
［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、一定周期で繰り返される正期間ＴＰ／負期間ＴＮごとに当該励磁電流Ｉｅｘを正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間ＴＰおよび負期間ＴＮの開始時点からの高電圧期間ＴＨに励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを低電圧に切り替える励磁回路であって、正期間ＴＰにオンし負期間ＴＮにオフすることにより励磁コイルＬｅｘに対して正極性の励磁電流Ｉｅｘを供給するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４（パワーＭＯＳＦＥＴ）と、正期間ＴＰにオフし負期間ＴＮにオンすることにより励磁コイルＬｅｘに対して負極性の励磁電流Ｉｅｘを供給するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３（パワーＭＯＳＦＥＴ）と、励磁電流Ｉｅｘを一定値に制御する定電流回路ＣＣＳとを備えるようにしたものである。
このように、本実施の形態は、一定周期で繰り返される正期間ＴＰ／負期間ＴＮごとに当該励磁電流Ｉｅｘを正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間ＴＰおよび負期間ＴＮの開始時点からの高電圧期間ＴＨに励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬを低電圧に切り替える励磁回路であって、正期間ＴＰにオンし負期間ＴＮにオフすることにより励磁コイルＬｅｘに対して正極性の励磁電流Ｉｅｘを供給するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４（パワーＭＯＳＦＥＴ）と、正期間ＴＰにオフし負期間ＴＮにオンすることにより励磁コイルＬｅｘに対して負極性の励磁電流Ｉｅｘを供給するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３（パワーＭＯＳＦＥＴ）と、励磁電流Ｉｅｘを一定値に制御する定電流回路ＣＣＳとを備えるようにしたものである。
そして、Ｑ１〜Ｑ４の制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧ＶｅｘＧ（１０Ｖ）により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ１〜ＶＳ４が、それぞれ個別に接続されており、正期間ＴＰ／負期間ＴＮに合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路ＶＳ１〜ＶＳ４から出力される駆動用電圧により動作するようにしたものである。
より具体的には、Ｑ１において、ドレイン端子がＶｅｘＨＬに接続され、ソース端子がＬｅｘの一端Ｎ１に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ１、および、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンするフォトカプラＰＣ１の出力がそれぞれ並列接続されており、Ｑ２において、ドレイン端子がＮ１に接続され、ソース端子がＣＣＳの入力端子Ｎ３に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ２、および、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフするフォトカプラＰＣ２の出力がそれぞれ並列接続されているものである。
さらに、Ｑ３において、ドレイン端子がＶｅｘＨＬに接続され、ソース端子がＬｅｘの他端Ｎ２に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ３、および、正期間ＴＰでオンし負期間ＴＮでオフするフォトカプラＰＣ３の出力がそれぞれ並列接続されており、Ｑ４において、ドレイン端子がＮ２に接続され、ソース端子がＮ３に接続され、ゲート端子とソース端子との間に、ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路ＶＳ４、および、正期間ＴＰでオフし負期間ＴＮでオンするフォトカプラＰＣ４の出力がそれぞれ並列接続されているものである。
これにより、正期間ＴＰの開始時点にＰＣ１，ＰＣ４がオンする際、それまでの負期間ＴＮに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ１からＱ１のゲート端子に供給されるとともに、それまでの負期間ＴＮに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ４からＱ４のゲート端子に供給される。
また、負期間ＴＮの開始時点にＰＣ２，ＰＣ３がオンする際、それまでの正期間ＴＰに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ２からＱ２のゲート端子に供給されるとともに、それまでの正期間ＴＰに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ３からＱ３のゲート端子に供給される。
また、負期間ＴＮの開始時点にＰＣ２，ＰＣ３がオンする際、それまでの正期間ＴＰに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ２からＱ２のゲート端子に供給されるとともに、それまでの正期間ＴＰに共通駆動用電圧ＶｅｘＧにより充電された駆動用電圧がＶＳ３からＱ３のゲート端子に供給される。
したがって、Ｑ１〜Ｑ４を駆動するための駆動用電源として、別個の絶縁電源を必要とすることなく、正期間および負期間の切り替えに合わせて、Ｑ１〜Ｑ４ごとに設けられたＶＳ１〜ＶＳ４で保持しておいた駆動用電圧によりＱ１〜Ｑ４を駆動することができる。このため、電源回路１１において、トランス１１Ｃの二次側巻線数と二次側の整流回路を増やして、複数の絶縁電源を生成して、励磁回路１３に供給する必要がなくなり、電源回路１１のコストアップを避けることができる。
また、本実施の形態において、Ｑ１のゲート端子とソース端子との間に、Ｑ１のターンオンを遅延させる遅延用の容量素子Ｃ１を接続し、スイッチング素子Ｑ３のゲート端子とソース端子との間に、Ｑ３のターンオンを遅延させる遅延用の容量素子Ｃ２を接続するようにしてもよい。
図４は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の他の動作（短絡故障時）を示す信号波形図である。
励磁コイルＬｅｘが正常なときは、そのインダクタンスによりＩｅｘの立ち上がりが遅れるため、前述した通り励磁極性切替え時にＤ点の電位ＶＤがほぼ０Ｖになる期間が必ず存在し、Ｃ１１〜Ｃ１４の充電が確実に行われる。
しかし、Ｌｅｘが短絡故障を起こした場合には、そのインダクタンスがゼロとなり、励磁電流Ｉｅｘが瞬時に立ち上がるため、Ｃ１１〜Ｃ１４の充電が不完全となりＱ１〜Ｑ４のゲート−ソース間電圧が足りず、完全なオン状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）にならない可能性がある。
励磁コイルＬｅｘが正常なときは、そのインダクタンスによりＩｅｘの立ち上がりが遅れるため、前述した通り励磁極性切替え時にＤ点の電位ＶＤがほぼ０Ｖになる期間が必ず存在し、Ｃ１１〜Ｃ１４の充電が確実に行われる。
しかし、Ｌｅｘが短絡故障を起こした場合には、そのインダクタンスがゼロとなり、励磁電流Ｉｅｘが瞬時に立ち上がるため、Ｃ１１〜Ｃ１４の充電が不完全となりＱ１〜Ｑ４のゲート−ソース間電圧が足りず、完全なオン状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）にならない可能性がある。
ここで、Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳが大きくなると、ＲＤＳ×Ｉｅｘの電力を消費して異常発熱を起こしてしまう。特に、Ｑ１〜Ｑ４には、定電流回路ＣＣＳのＱ５のようにヒートシンクによる放熱機能は持たせていないため、継続すると最悪は焼損する恐れがある。
したがって、Ｑ１，Ｑ３のゲート−ソース間に遅延用の容量素子Ｃ１，Ｃ２を入れてオン・ディレイ時間を持たせ、Ｉｅｘが確実にゼロになる励磁電流停止期間ＴＳを発生させればよい。このＴＳにより、ＣＣＳのＵ１が最大電圧（約５Ｖ）を出力し、Ｑ５が完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となり、Ｄ点の電位が約０Ｖになるので、前述と同様の原理で、Ｃ１〜Ｃ４の充電が確実に行われることになる。これより、万一Ｌｅｘが短絡故障したときでも異常動作が防止できる。
なお、Ｑ１，Ｑ３のオン・ディレイ時間はＣＣＳの制御応答時間（上記、Ｕ１が最大電圧を出力し、Ｑ５が完全にオンするまでの時間）よりも十分に長く、かつ励磁電流立ち上がり時間（Ｌｅｘ正常時）よりも十分に短くしておくのが望ましい。これにより、Ｌｅｘ正常時の励磁電流の立ち上がりを遅らせてしまうことがなく、Ｌｅｘが短絡故障したときでもＣ１〜Ｃ４の充電が確実に行われ、異常動作が防止できる。
［第２の実施の形態］
次に、図５〜図７を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図６は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図７は、第２の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
次に、図５〜図７を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図６は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図７は、第２の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
第１の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオンディレイを遅延用の容量素子Ｃ１，Ｃ２により行う場合を例として説明した。本実施の形態では、ＣＰＵからの極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２に加えて、極性切替信号ＥＸＤ３，ＥＸＤ４を増やして各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれ独立に制御できるものとし、このうちＱ１，Ｑ３用の極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ３の切替タイミングを制御することにより、Ｑ１，Ｑ３のオン・ディレイをＣＰＵで制御する場合について説明する。
図６に示すように、本実施の形態にかかる励磁回路１３において、フォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４は、それぞれ個別に設けられた極性切替信号ＥＸＤ１〜ＥＸＤ４により、正期間ＴＰ／負期間ＰＮに合わせてそれぞれオン／オフが切り替えられる。
この際、ＥＸＤ１は、正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してＨｉｇｈレベルに切り替わるようＣＰＵから出力され、ＥＸＤ３は、負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してＨｉｇｈレベルに切り替わるようＣＰＵから出力される。
この際、ＥＸＤ１は、正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してＨｉｇｈレベルに切り替わるようＣＰＵから出力され、ＥＸＤ３は、負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してＨｉｇｈレベルに切り替わるようＣＰＵから出力される。
したがって、ＰＣ１は、ＥＸＤ１により正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフし、これに応じてＱ１も正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオンする。
また、ＰＣ３は、ＥＸＤ３により負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフし、これに応じてＱ３も負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオンする。
また、ＰＣ３は、ＥＸＤ３により負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフし、これに応じてＱ３も負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオンする。
［第２の実施の形態］
このように、本実施の形態は、フォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４が、それぞれ個別に設けられた極性切替信号ＥＸＤ１〜ＥＸＤ４により正期間ＴＰ／負期間ＴＮに合わせてそれぞれオン／オフが切り替えられ、このうち、ＰＣ１は、ＥＸＤ１により正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフ（Ｑ１はターンオン）し、ＰＣ３は、ＥＸＤ３により負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフ（Ｑ３はターンオン）するようにしたものである。
このように、本実施の形態は、フォトカプラＰＣ１〜ＰＣ４が、それぞれ個別に設けられた極性切替信号ＥＸＤ１〜ＥＸＤ４により正期間ＴＰ／負期間ＴＮに合わせてそれぞれオン／オフが切り替えられ、このうち、ＰＣ１は、ＥＸＤ１により正期間ＴＰの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフ（Ｑ１はターンオン）し、ＰＣ３は、ＥＸＤ３により負期間ＴＮの開始時点に所定遅延時間Δｔだけ遅延してターンオフ（Ｑ３はターンオン）するようにしたものである。
これにより、励磁電流Ｉｅｘの極性切替時に、Ｉｅｘが確実にゼロになる励磁電流停止期間ＴＳを発生させることができる。このＴＳにより、定電流回路ＣＣＳのオペアンプＵ１が最大電圧（約５Ｖ）を出力し、Ｑ５が完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となり、Ｄ点の電位が約０Ｖになるので、前述と同様の原理で、容量素子Ｃ１〜Ｃ４の充電が確実に行われることになる。これにより、万一励磁コイルＬｅｘが短絡故障したときでも異常動作が防止できる。
［第３の実施の形態］
次に、図８〜図１０を参照して、本発明の第３実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図８は、第３の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図９は、第３の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図１０は、第３の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
次に、図８〜図１０を参照して、本発明の第３実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図８は、第３の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図９は、第３の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図１０は、第３の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
第１および第２の実施の形態では、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとして、高電圧ＶｅｘＨ（３０Ｖ）と、低電圧ＶｅｘＬ（１５Ｖ）とを電源回路１１で生成して励磁回路１３へ供給し、これを励磁回路１３において、ＣＰＵからの電圧切替信号ＥＸＨＬに基づき切替スイッチＳＷで切替制御する場合を例として説明した。
本実施の形態では、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬの切り替えは行わず、ＶｅｘＨＬとしてＶｅｘＬのみを用い、励磁コイルＬｅｘで発生する逆起電力を利用して高電圧ＶｅｘＨを発生させるようにした場合について説明する。
本実施の形態では、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬの切り替えは行わず、ＶｅｘＨＬとしてＶｅｘＬのみを用い、励磁コイルＬｅｘで発生する逆起電力を利用して高電圧ＶｅｘＨを発生させるようにした場合について説明する。
図９に示すように、本実施の形態にかかる励磁回路１３において、切替スイッチＳＷに代えて、充電用容量素子ＣＶと逆流防止用ダイオードＤＶが設けられている。
ＣＶは、一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続されて、他端が接地電位ＶｅｘＣＯＭ（０Ｖ）に接続されている。
ＤＶは、アノード端子がＶｅｘＬに接続され、カソード端子がＣＶの一端、すなわちＱ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続されている。
ＣＶは、一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続されて、他端が接地電位ＶｅｘＣＯＭ（０Ｖ）に接続されている。
ＤＶは、アノード端子がＶｅｘＬに接続され、カソード端子がＣＶの一端、すなわちＱ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続されている。
通常、Ｌｅｘには、Ｉｅｘの極性切替時に高い逆起電力が発生する。また、Ｑ１〜Ｑ５としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合、Ｎ１−Ｎ２間に発生した逆起電力（ＶＢ＞ＶＣ）は、Ｑ１〜Ｑ５のドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオードおよびＲ５を介してＶｅｘＨＬ側に逆流して吸収される。
一方、本実施の形態では、逆流防止用ダイオードＤＶによりＶｅｘＬ側への逆流が防止されるため、負期間ＴＮから正期間ＴＰに切り替わるときにＮ１−Ｎ２間に発生した逆起電力（ＶＢ＞ＶＣ）は、Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５のドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオードおよびＲ５を介して充電用容量素子ＣＶに充電される。また、正期間ＴＰから負期間ＴＮに切り替わるときにＮ１−Ｎ２間に発生した逆起電力（ＶＢ＜ＶＣ）は、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５のドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオードおよびＲ５を介してＣＶに充電される。
したがって、Ｉｅｘの極性切替直後から、高電圧に代えてＣＶの充電電圧ＶｅｘＣがＶｅｘＨＬとしてＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給される。その後、ＶｅｘＣの低下に応じて、ダイオードＤＶを介してＶｅｘＬがＶｅｘＨＬとしてＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給される。
なお、この逆起電力によりＡ点，Ｂ点、Ｃ点の電位ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは１００Ｖ程度まで大きく上昇するが、Ｑ１〜Ｑ４のゲート−ソース間電圧には全く影響しない。
なお、この逆起電力によりＡ点，Ｂ点、Ｃ点の電位ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは１００Ｖ程度まで大きく上昇するが、Ｑ１〜Ｑ４のゲート−ソース間電圧には全く影響しない。
［第３の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、Ｑ１，Ｑ３の入力端子のそれぞれに共通して接続された充電用容量素子ＣＶで、Ｉｅｘの極性切替時にＬｅｘで発生した逆起電力を充電し、得られた充電電圧ＶｅｘＣを高電圧としてこれらＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給し、アノード端子が低電圧ＶｅｘＬに接続され、カソード端子がＱ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続された逆流防止用ダイオードＤＶで、ＶｅｘＬに対する逆起電力の逆流を防止するとともに、ＶｅｘＣの低下に応じてＶｅｘＬをこれらＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給するようにしたものである。
このように、本実施の形態は、Ｑ１，Ｑ３の入力端子のそれぞれに共通して接続された充電用容量素子ＣＶで、Ｉｅｘの極性切替時にＬｅｘで発生した逆起電力を充電し、得られた充電電圧ＶｅｘＣを高電圧としてこれらＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給し、アノード端子が低電圧ＶｅｘＬに接続され、カソード端子がＱ１，Ｑ３のドレイン端子のそれぞれに共通して接続された逆流防止用ダイオードＤＶで、ＶｅｘＬに対する逆起電力の逆流を防止するとともに、ＶｅｘＣの低下に応じてＶｅｘＬをこれらＱ１，Ｑ３のドレイン端子に供給するようにしたものである。
これにより、ＣＶに充電したＶｅｘＣがＶｅｘＨＬとして再利用されるため、電源回路１１から励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬとしてＶｅｘＬのみを励磁回路１３に供給するだけで、Ｉｅｘの立ち上がり遅れの発生を回避することができる。また、ＣＶを適切な容量値とすることにより、第１および第２の実施の形態より、Ｉｅｘの立ち上がりを早めることも可能である。
［第４の実施の形態］
次に、図１１〜図１３を参照して、本発明の第４実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図１１は、第４の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図１２は、第４の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図１３は、第４の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
次に、図１１〜図１３を参照して、本発明の第４実施の形態にかかる電磁流量計１について説明する。図１１は、第４の実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。図１２は、第４の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。図１３は、第４の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
第１および第２の実施形態では、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりに関係なく高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬの比率を一定(５０：５０)とした場合を例として説明した。
本実施の形態では、高電圧期間ＴＨ開始後、励磁電流の立ち上がりを検出時して低電圧期間ＴＬに切り替えるようにした場合について説明する。
本実施の形態では、高電圧期間ＴＨ開始後、励磁電流の立ち上がりを検出時して低電圧期間ＴＬに切り替えるようにした場合について説明する。
本実施の形態では、図１１に示すように、制御回路から励磁回路への電圧切り替え信号ＥＸＨＬは使用せず、代わりに図１２に示すように、励磁電流の立ち上がりを検出する励磁電流検出回路ＤＥＴが設けられている。
ＤＥＴのＵ２は、動作電圧ＶｅｘＣＣと接地電位ＶｅｘＣＯＭで動作するコンパレータであり、非反転入力端子が、ＶｅｘＣＣとＶｅｘＣＯＭの電圧差が抵抗素子Ｒ６１，Ｒ６２で分圧された電位に接続されており、反転入力端子が、Ｕ１の出力端子に接続されている。Ｕ２の出力端子は、インバータ素子Ｕ３の入力端子に接続され、抵抗素子Ｒ６３を介してＶｅｘＣＣに接続されるとともに、容量素子Ｃ６１を介してＶｅｘＣＯＭに接続されている。また、インバータ素子Ｕ３の出力端子は、切替スイッチＳＷに接続され、ＶｅｘＨ，ＶｅｘＬのいずれか一方が選択されるようになっている。
［第４の実施の形態の動作］
正期間ＴＰにおける励磁極性切り替え直後の時刻Ｔ１では、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスにより、すぐには励磁電流Ｉｅｘの極性が切り替わらないので、ＣＣＳのＵ１の出力（Ｃ点）は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）となり、Ｑ５は完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となる。このため、ＤＥＴのＵ２の出力端子、すなわちＤ点の電位はほぼ０Ｖとなり、インバータ素子Ｕ３の出力がＨｉｇｈレベルとなって、励磁用電源電圧が高電圧ＶｅｘＨとなり、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早められる。
正期間ＴＰにおける励磁極性切り替え直後の時刻Ｔ１では、励磁コイルＬｅｘのインダクタンスにより、すぐには励磁電流Ｉｅｘの極性が切り替わらないので、ＣＣＳのＵ１の出力（Ｃ点）は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）となり、Ｑ５は完全にオンした状態（ドレイン−ソース間抵抗ＲＤＳ≒０Ω）となる。このため、ＤＥＴのＵ２の出力端子、すなわちＤ点の電位はほぼ０Ｖとなり、インバータ素子Ｕ３の出力がＨｉｇｈレベルとなって、励磁用電源電圧が高電圧ＶｅｘＨとなり、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早められる。
この後、Ｉｅｘが徐々に増して設定値に達するまでの期間では、Ｕ１の出力（Ｃ点）は最大電圧（約５Ｖ≒ＶｅｘＣＣ）を維持しており、Ｕ２の出力（Ｄ点）はＬｏｗレベルで励磁用電源電圧は高電圧ＶｅｘＨの状態を継続する。
次に、時刻Ｔ２において、Ｉｅｘが設定値に達すると、Ｕ１とＱ５による定電流制御が働くので、Ｃ点の電位ＶＣが低下し、Ｕ２の出力（オープンコレクタ）が反転してハイ・インピーダンス状態となるが、Ｒ６３およびＣ６１からなる遅延回路によりインバータ素子Ｕ３の出力はＨｉｇｈレベルを維持し、励磁用電源電圧は高電圧ＶｅｘＨの状態を継続する。これにより、Ｉｅｘが設定値に達して十分に安定するまで遅延回路により、励磁用電源電圧は高電圧ＶｅｘＨのまま待機する。
続いて、時刻Ｔ３において、Ｃ６１が充電されてＤ点の電位ＶＤが上昇し、インバータ素子Ｕ３の出力が反転したら励磁用電源電圧は低電圧ＶｅｘＬに切り替わる。
その後、励磁極性切替タイミングである時刻Ｔ４に負期間ＴＮが到来するまで、低電圧期間ＴＬが継続される。
これ以降、前述したように正期間ＴＰにおける動作と負期間ＴＮにおける動作とが、交互に繰り返される。
その後、励磁極性切替タイミングである時刻Ｔ４に負期間ＴＮが到来するまで、低電圧期間ＴＬが継続される。
これ以降、前述したように正期間ＴＰにおける動作と負期間ＴＮにおける動作とが、交互に繰り返される。
［第４の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、高電圧期間ＴＨ開始後、励磁電流の立ち上がりを検出し、安定時間が経過するまで待機してから低電圧期間ＴＬに切り替えているので、励磁電流の立ち上がりを遅らせることがなく、また最短時間で低電圧期間ＴＬに切り替えるようにしたので、第１および第２の実施形態のときよりも定電流回路ＣＣＳのＱ５の発熱が押さえられ、ヒートシンク等の放熱器を小型化することが可能となる。
また、故障等で励磁コイルＬｅｘを交換する場合でも、交換後のＬｅｘのインダクタンス値や直流抵抗値に応じて高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬを再調整する必要がないという効果も得られる。
このように、本実施の形態は、高電圧期間ＴＨ開始後、励磁電流の立ち上がりを検出し、安定時間が経過するまで待機してから低電圧期間ＴＬに切り替えているので、励磁電流の立ち上がりを遅らせることがなく、また最短時間で低電圧期間ＴＬに切り替えるようにしたので、第１および第２の実施形態のときよりも定電流回路ＣＣＳのＱ５の発熱が押さえられ、ヒートシンク等の放熱器を小型化することが可能となる。
また、故障等で励磁コイルＬｅｘを交換する場合でも、交換後のＬｅｘのインダクタンス値や直流抵抗値に応じて高電圧期間ＴＨと低電圧期間ＴＬを再調整する必要がないという効果も得られる。
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
１…電磁流量計、１１…電源回路、１１Ａ，１１Ｄ，１１Ｆ…整流回路、１１Ｂ…スイッチング制御回路、１１Ｃ…トランス、１１Ｅ，１１Ｇ，１１Ｈ…電圧レギュレータ、１２…制御回路、１３…励磁回路、１４…検出器、１５…設定・操作器、Ｌｅｘ…励磁コイル、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｅｘ…励磁電圧、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子、ＣＣＳ…定電流回路、Ｑ５…能動素子、ＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３，ＰＣ４…フォトカプラ、Ｃ１，Ｃ２…遅延用容量素子、ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４…電圧保持回路、ＳＷ…切替スイッチ、ＥＸＤ１，ＥＸＤ２，ＥＸＤ３，ＥＸＤ４…極性切替信号、ＥＸＨＬ…電圧切替信号、ＶｅｘＨＬ…励磁用電源電圧、ＶｅｘＨ…高電圧、ＶｅｘＬ…低電圧、ＶｅｘＧ…共通駆動用電圧、ＶｅｘＣＣ…動作電圧、ＶｅｘＣＯＭ…接地電位。
Claims (9)
- 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記第１のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第１のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第１の遅延用容量素子が接続されており、
前記第３のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第３のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第２の遅延用容量素子が接続されている
ことを特徴とする励磁回路。 - 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記第１のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第１のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第１の遅延用容量素子が接続されており、
前記第３のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、当該第３のスイッチング素子のターンオンを遅延させる第２の遅延用容量素子が接続されている
ことを特徴とする励磁回路。 - 請求項１または請求項２に記載の励磁回路において、
前記第１のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁用電源電圧に接続され、出力端子が前記励磁コイルの一端に接続され、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第１の電圧保持回路、および、前記正期間でオフし前記負期間でオンする第１のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、
前記第２のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁コイルの一端に接続され、出力端子が前記定電流回路の入力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第２の電圧保持回路、および、前記正期間でオンし前記負期間でオフする第２のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、
前記第３のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁用電源電圧に接続され、出力端子が前記励磁コイルの他端に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第３の電圧保持回路、および、前記正期間でオンし前記負期間でオフする第３のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されており、
前記第４のスイッチング素子は、入力端子が前記励磁コイルの他端に接続され、出力端子が前記定電流回路の入力端子に接続され、制御端子と出力端子との間に、前記共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する第４の電圧保持回路、および、前記正期間でオフし前記負期間でオンする第４のフォトカプラの出力がそれぞれ並列接続されている
ことを特徴とする励磁回路。 - 請求項３に記載の励磁回路において、
前記第１〜第４のフォトカプラは、それぞれ個別に設けられた第１〜第４の極性切替信号により前記正期間／前記負期間に合わせてそれぞれオン／オフが切り替えられ、このうち、第１のフォトカプラは、当該第１の極性切替信号により前記正期間の開始時点に所定遅延時間だけ遅延してターンオフし、第３のフォトカプラは、当該第３の極性切替信号により前記負期間の開始時点に所定遅延時間だけ遅延してターンオフする
ことを特徴とする励磁回路。 - 請求項１〜請求項４のいずれかに記載の励磁回路において、
前記第１および第３のスイッチング素子の入力端子のそれぞれに共通して接続されて、前記励磁電流の極性切替時に前記励磁コイルで発生した逆起電力を充電し、得られた充電電圧を前記高電圧としてこれら第１および第３のスイッチング素子の入力端子に供給する充電用容量素子と、
アノード端子が励磁用電源電圧に接続され、カソード端子が前記第１および第３のスイッチング素子の入力端子のそれぞれに共通して接続されて、当該励磁用電源電圧に対する前記逆起電力の逆流を防止するとともに、前記充電電圧の低下に応じて当該励磁用電源電圧をこれら第１および第３のスイッチング素子の入力端子に供給する逆流防止用ダイオードと
をさらに備えることを特徴とする励磁回路。 - 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記電圧保持回路は、
アノード端子が所定の共通駆動用電源に接続され、カソード端子が抵抗素子を介して自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの制御端子に接続されたダイオードと、
一端が前記ダイオードのカソード端子に接続され、他端が自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの出力端子に接続された容量素子とからなる
ことを特徴とする励磁回路。 - 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記電圧保持回路は、
アノード端子が所定の共通駆動用電源に接続され、カソード端子が抵抗素子を介して自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの制御端子に接続されたダイオードと、
一端が前記ダイオードのカソード端子に接続され、他端が自回路と対応する前記第１〜第４のスイッチング素子のいずれかの出力端子に接続された容量素子とからなる
ことを特徴とする励磁回路。 - 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、開始時点の一定時間経過後からの低電圧期間に励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、
前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作する
ことを特徴とする励磁回路。 - 電磁流量計の励磁コイルに対して励磁用電源電圧に基づき励磁電流を供給する回路として用いられて、一定周期で繰り返される正期間／負期間ごとに当該励磁電流を正極性／負極性に切り替えるとともに、これら正期間および負期間の開始時点からの高電圧期間に励磁用電源電圧を高電圧に切り替え、その後の前記励磁電流の立ち上がりに応じて励磁用電源電圧を低電圧に切り替える励磁回路であって、
前記正期間にオンし前記負期間にオフすることにより前記励磁電流を正極性に切り替えて供給する第１および第４のスイッチング素子と、
前記正期間にオフし前記負期間にオンすることにより前記励磁電流を負極性に切り替えて供給する第２および第３のスイッチング素子と、
前記励磁電流を一定値に制御する定電流回路とを備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子は、制御端子と出力端子との間に、共通駆動用電圧により充電された駆動用電圧を保持出力する電圧保持回路が、それぞれ個別に接続されており、前記正期間／前記負期間に合わせてオンする際、それぞれの電圧保持回路から出力される駆動用電圧により動作し、
前記定電流回路は、前記励磁電流が所定の値となるよう、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点の電位を制御するよう動作し、
前記共通駆動用電圧から前記電圧保持回路への充電タイミングは、前記正極性／負極性の極性切り替え直後に行うよう動作する
ことを特徴とする励磁回路。
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