DE3706969A1 - Elektromagnetischer stroemungsmesser - Google Patents
Elektromagnetischer stroemungsmesserInfo
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- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
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Description
Die Erfindung betrifft einen elektromagnetischen Strömungsmesser
zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit
eines Strömungsmittels durch Anlegung eines Magnetfelds
an dieses. Insbesondere betrifft die Erfindung
einen solchen Strömungsmesser, bei dem Anregungsmethode
und damit verbundene Signalverarbeitung verbessert sind.
Für einen elektromagnetischen Strömungsmesser wurde bisher
eine Netzfrequenz-Anregungsmethode für die Anregung
mittels einer Netzstromquelle angewandt. Diese Methode
bietet die folgenden Vorteile: a) Sie gewährleistet ein
schnelles Ansprechen und damit eine Senkung der Fertigungskosten;
b) sie ist kaum anfällig für statisches
Rauschen (im folgenden auch als "Strömungsrauschen"
bezeichnet), das in einem Strömungsmittel einer aufschlämmungsartigen
Konsistenz oder niedriger Leitfähigkeit
auftritt und eine mit der Strömungsgeschwindigkeit
zunehmende Frequenz aufweist. Diese Methode ist
jedoch mit dem Nachteil behaftet, daß der Nullpunkt
schwankt, wenn der Strömungsmesser über eine vergleichsweise
lange Zeitspanne, z. B. einen ganzen Tag, hinweg
in seinem Betriebszustand belassen wird.
Dieser Umstand beschleunigte die Einführung einer Niederfrequenz-
Anregungsmethode mit einer Frequenz entsprechend
der Hälfte oder weniger der Netzfrequenz.
Nach dieser Methode kann, wie an sich bekannt, vorteilhaft
ein Strömungsmesser mit stabilem Nullpunkt realisiert
werden. Die niedrige Anregungsfrequenz liegt aber
nahe an der Frequenz des Strömungsrauschens, so daß der
Strömungsmesser anfällig ist für den Einfluß des Strömungsrauschens,
das bei höheren Strömungsgeschwindigkeiten
deutlicher wird. Ein anderer Mangel besteht darin,
daß eine Dämpfung zur Minderung des Einflusses von Strömungsrauschen
das Ansprechen verlangsamt.
In den letzten Jahren wurde zunehmend bei elektromagnetischen
Strömungsmessern der elektrische Leistungsbedarf
verringert; diese Leistungswirtschaftlichkeit stellt ein
unabdingbares Erfordernis für einen elektromagnetischen
Zweileitungs-Strömungsmesser dar, bei dem die Stromzufuhr
und die Signalübertragung gleichzeitig über zwei
Leitungen erfolgen. In diesem Fall muß die elektromotorische
Kraft bzw. EMK pro Strömungsgeschwindigkeitseinheit
herabgesetzt werden. Bei der bisherigen Niederfrequenz-
Anregungsmethode ist z. B. die EMK von etwa
0,5 mV/m/s beim Zweileitungs-Strömungsmesser auf
10 µV/m/s verringert. Wenn die erzeugte EMK gegenüber
dem Stand der Technik um eine Größenordnung oder mehr
verringert wird, verstärken sich die Einflüsse des Strömungsrauschens
vergleichsweise, so daß sich eine Grenze
bezüglich der Leistungswirtschaftlichkeit bei der Niederfrequenz-Anregungsmethode einstellt.
Die Anregung mit Netzfrequenz ist bezüglich der Unempfindlichkeit
von schnellem Ansprechen und Reluktanz
gegen Strömungsrauschen vorteilhaft, bezüglich eines
instabilen Nullpunkts aber nachteilig.
Andererseits gewährleistet die Niederfrequenzanregung
einen stabilen Nullpunkt, während sie bezüglich der
Empfindlichkeit für den Einfluß von Strömungsrauschen
nachteilig ist. Die Anwendung jeder dieser Methoden
ist mithin derart problematisch, daß es sich als unmöglich
erweist, einen elektromagnetischen Strömungsmesser
mit stabilem Nullpunkt und schnellem Ansprechen,
aber geringer Empfindlichkeit für den Einfluß von Strömungsrauschen
zu schaffen, und die Beseitigung des
Hindernisses für die wirtschaftlichere Energienutzung
unmöglich ist.
Im Hinblick auf die oben geschilderten Gegebenheiten
liegt damit der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen
elektromagnetischen Strömungsmesser zu schaffen, der
ein schnelles Ansprechen auf Änderungen in der Strömungsmenge
oder -geschwindigkeit zeigt und einen stabilen
Nullpunkt aufweist, für den Einfluß von Strömungsrauschen
aber kaum anfällig ist.
Diese Aufgabe wird bei einem elektromagnetischen Strömungsmesser
zum Messen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit
eines Strömungsmittels durch Beaufschlagung
desselben mit einem Magnetfeld erfindungsgemäß gelöst
durch eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds
mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer
ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge (oder -geschwindigkeit) erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz,
eine Hochpaßfiltereinheit zum Hochpaßfiltern des Ausgangssignals von der ersten Demoduliereinheit, eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz
eine Tiefpaßfiltereinheit zum Tiefpaßfiltern des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit und eine Zusammensetzeinheit (composing means) für das algebraische Zusammensetzen der betreffenden Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit.
eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge (oder -geschwindigkeit) erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz,
eine Hochpaßfiltereinheit zum Hochpaßfiltern des Ausgangssignals von der ersten Demoduliereinheit, eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz
eine Tiefpaßfiltereinheit zum Tiefpaßfiltern des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit und eine Zusammensetzeinheit (composing means) für das algebraische Zusammensetzen der betreffenden Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit.
Dabei wird ein Strömungsmengenausgangssignal durch Ausführung
einer vorbestimmten Operation (z. B. Addition,
Null(punkt)korrektur oder Ansprechkorrektur) mit erstem
und zweitem Ausgangssignal erzeugt.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform
der Erfindung für Anregung auf der Grundlage
einer Netzfrequenz,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform,
die sich durch eine Strömungsmengensignal-Rückkopplungsmethode
von derjenigen nach Fig. 1 unterscheidet,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform
der Erfindung zum Kompensieren eines Nullpunkts
auf der Grundlage einer Netzfrequenz-
Signalverarbeitung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform
der Erfindung in Form einer Vereinfachung
der Schaltungsanordnung nach Fig. 3,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform
zur Änderung des Korrekturpunkts eines Null-
(punkt)signals gegenüber der Ausführungsform
nach Fig. 4,
Fig. 6 ein Fig. 3 entsprechendes Blockschaltbild einer
Ausführungsform, die hauptsächlich aus einer
Niederfrequenz-Signalverarbeitungseinheit und
einer dieser gegenüber verbesserte Ansprecheigenschaften
besitzenden Netzfrequenz-Signalverarbeitungseinheit
aufgebaut ist,
Fig. 7 ein Fig. 4 entsprechendes Blockschaltbild einer
gegenüber Fig. 6 verbesserten Ausführungsform,
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer achten Ausführungsform
für Anregung mittels Rechteckwellen,
Fig. 9 eine graphische Darstellung von Wellenformen
zur Erläuterung der Ausführungsform nach Fig. 8,
Fig. 10 graphische Darstellungen von Wellenformen (bzw.
Kennlinien) zur Verdeutlichung der Übergangsfunktion
(indicial response) der Ausführungsform
nach Fig. 8,
Fig. 11 ein Blockschaltbild einer neunten Ausführungsform,
bei welcher die Änderungsgeschwindigkeit
von Rauschen bzw. Störsignalen erfaßt und zum
Addieren der Ausgangssignale der Zweifrequenzanregung
und der Niederfrequenzanregung in
einem beliebigen Verhältnis benutzt wird,
Fig. 12 ein Blockschaltbild einer zehnten Ausführungsform
als spezielle Abwandlung der Ausführungsform
nach Fig. 11,
Fig. 13 ein Blockschaltbild einer elften Ausführungsform
mit gegenüber der Ausführungsform nach
Fig. 12 abgewandelter Umschalteinheit (changeover
unit),
Fig. 14 ein Blockschaltbild einer zwölften Ausführungsform,
bei welcher die Größe von Störsignalen
erfaßt und zum Wechseln der Ausgänge der Zweifrequenz-
und Niederfequenzanregungen benutzt
wird,
Fig. 15 ein Blockschaltbild einer 13. Ausführunngsform,
bei welcher die Verteilung des Verstärkungsgrads
einer Schaltung geändert ist oder
wird, um Sättigung eines Verstärkers o. dgl.
aufgrund von Störsignalen (d. h. Rauschen) zu
verhindern,
Fig. 16 ein Blockschaltbild einer 14. Ausführungsform,
die für eine schnelle Rückführung auf
Normalbetrieb befähigt ist,
Fig. 17 ein Blockschaltbild einer 15. Ausführungsform
unter Verwendung eines Mikrorechners,
Fig. 18 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung der
Operationen (Arbeitsweise) bei der Ausführungsform
nach Fig. 17,
Fig. 19 ein Ablaufdiagramm der Verarbeitungsvorgänge
an den Signalen nach Fig. 18,
Fig. 20 eine Tabelle zur Darstellung der Operationen
des Ablaufdiagramms nach Fig. 19,
Fig. 21 ein Ablaufdiagramm zur Darstellung der Größenbegrenzungs-
Verarbeitungsvorgänge nach Fig. 19,
Fig. 22 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise
einer Ausführungsform, die eine von
der Ausführungsform nach Fig. 17 verschiedene
Anregungswellenform aufweist,
Fig. 23 ein Ablaufdiagramm der Verarbeitungsvorgänge an
den Signalen nach Fig. 22 und
Fig. 24 eine Tabelle zur Darstellung der Operationen
nach dem Ablaufdiagramm gemäß Fig. 23.
Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform entspricht dem
Fall, in welchem die Rückkopplungsschleife eines Wandlers
des elektromagnetischen Strömungsmessers sowohl an Hoch-
als auch Niederfrequenzseite vorgesehen ist. Ein Wellenleiter
10 eines Gebers (transmitter) des Strömungsmessers
ist an seiner Innenfläche mit einem Isoliermaterial belegt
oder ausgekleidet. Elektroden 11 a und 11 b dienen zum
Erfassen oder Abnehmen einer Signalspannung. Eine
Erregerspule 12 dient zur Erzeugung eines Magnetfelds,
das einem zu messenden Strömungsmittel aufgeprägt
werden soll. Die Erregerspule 12 wird mit einem konstanten
Strom von Netzfrequenz von einer Netz-Konstantstromquelle
14 und weiterhin in Überlagerung mit einem
konstanten Strom einer niedrigen Frequenz von etwa
50/8 Hz von einer Niederfrequenz-Konstantstromquelle
16 gespeist. Infolgedessen wird dem zu messenden
Strömungsmittel ein Magnetfeld mit zwei verschiedenen
Frequenzen, d. B. Netzfrequenz (commercial
frequency) und einer 1/8 dieser Frequenz betragenden
Frequenz, aufgeprägt.
Die Signalspannung wird an den Elektroden 11 a und 11 b
abgenommen (detected) und zu einem Vorverstärker 17
ausgegeben, der eine Beseitigung der asymmetrischen
Störspannung (common mode voltage) und eine Umwandlung
der Impedanz bewirkt und die Signalspannung an
seiner Ausgangsklemme 18 zu einem (einer) oder Verzweigung (mode) 19 ausgibt.
Am Knotenpunkt 19 wird eine Abweichung bzw. Differenz
(deviation) von den Ausgängen des Vorverstärkers 17 und
einer Multiplizierstufe 20 abgenommen und durch einen
Verstärker 21 verstärkt. Diese Abweichung wird durch
einen Demodulator 22 mit einem Tiefpaßfilter einer kleinen
Zeitkonstante synchron gleichgerichtet oder einer
Abtast-Haltefunktion unterworfen. Das so geglättete
Gleichspannungsausgangssignal wird durch einen Spannungs-/
Frequenzwandler 23 in ein Impulsfrequenzsignal einer
konstanten Impulsbreite umgewandelt und zum Teil zur
Multiplizierstufe rückgekoppelt und zum Teil zu einem
Tiefpaßfilter 24 ausgegeben, welches dieses Signal glättet
und sein Ausgangssignal V L zu einem Addierknotenpunkt
25 ausgibt. Die Multiplizierstufe 20 besteht beispielsweise
aus einem Schalter. Dieser Schalter wird an
seiner einen Klemme mit einer Vergleichsspannung einer
niedrigen Frequenz beschickt, die an den beiden Klemmen
eines Widerstands 15 erzeugt wird, so daß sie durch den
Ausgangsimpuls des Spannungs/Frequenzwandlers 23 ein-
oder ausgeschaltet wird, und dieser Schalter gibt an
seiner anderen Klemme eine Spannung zum Knotenpunkt 19
aus. Andererseits wird die Vergleichsspannung niedriger
Frequenz vom Widerstand 15 an den Demodulator 22 angelegt.
Der Verstärker 21, der Demodulator 22, der Spannungs/
Frequenzwandler 23, das Tiefpaßfilter 24 und die Multiplizierstufe 20 bilden gemeinsam eine Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 26 zum Verarbeiten einer
Niederfrequenz-Signalspannung. Diese Einheit 26 verarbeitet
das eine, der Niederfrequenzanregung entsprechende
Strömungsgeschwindigkeits- oder -mengensignal
für das Strömungsmittel, um das verarbeitete
Signal als Ausgangssignal V L zum Addierknotenpunkt 25
auszugeben. Mittels der Zeitkonstante dieser Verarbeitungseinheit
26 wird die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters
24 vergrößert, wobei das Ansprechen verzögert
wird.
Zwischen die Ausgangsklemme 18 des Vorverstärkers 17
und den Addierknotenpunkt 25 ist parallel zur Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 26 eine Netzfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 27 eingeschaltet.
Die Abweichung (oder Differenz) zwischen der Ausgangsspannung
an der Ausgangsklemme 18 des Vorverstärkers 17
und der Ausgangsspannung einer Multiplizierstufe 28 wird
an einem Knotenpunkt 29 abgenommen und durch einen Verstärker
30 verstärkt. Das Ausgangssignal dieses Verstärkers
30 wird entweder durch einen Demodulator 31
unter Verwendung einer am Widerstand 13 als Bezugsspannung
erzeugten Netzfrequenz-Vergleichsspannung synchron
gleichgerichtet oder einer Abtast-Haltefunktion (sampleheld)
zu einer geglätteten Gleichspannung unterworfen.
Diese Gleichspannung wird durch einen Spannungs/Frequenzwandler
32 in ein Impulsfrequenzsignal einer konstanten
Impulsbreite umgewandelt und zur Multiplizierstufe 28
rückgekoppelt. Die Ausgangsspannung des Wandlers 32
wird durch ein Tiefpaßfilter 33 zu einer Gleichspannung
geglättet, die als Ausgangssignal V H über ein Hochpaßfilter
34 zum Addierknotenpunkt 25 ausgegeben wird.
Letzterer addiert die Ausgangssignale V L und V H zum
Ausgeben eines zusammengesetzten Ausgangssignals V C zu
einer Ausgangsklemme 35.
Bei dieser Anordnung spricht im Fall des Normalbetriebs
mit geringen Strömungsgeschwindigkeits- oder -mengenschwankungen
die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 aufgrund des Vorhandenseins des Hochpaßfilters
34 nicht an, wobei hauptsächlich das Ausgangssignal V L
der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26 mit
einem stabilen Nullpunkt als zusammengesetztes Ausgangssignal
oder Mischausgangssignal V C ausgegeben wird.
Andererseits wird der Einfluß des Strömungsrauschens
aufgrund des Vorhandenseins des Tiefpaßfilters 24 gemildert,
das eine große Zeitkonstante besitzt, die so
gewählt ist, daß das Strömungsrauschen nicht in Form
von Schwankungen des Ausgangssignals V L auftritt. Da
die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 weiterhin
eine hohe Anregungs- oder Erregerfrequenz aufweist,
ist die Differenz gegenüber der Frequenz des im Niederfrequenzbereich
vorliegenden Strömungsrauschens so groß,
daß sich kein entsprechender Einfluß im Ausgangssignal
V H bemerkbar macht.
Dies bedeutet, mit anderen Worten, daß es im Normalbetrieb
mit kleinen Strömungsmengenschwankungen möglich
ist, einen elektromagentischen Strömungsmesser
zu gewährleisten, der für den Einfluß des Strömungsrauschens
kaum anfällig ist und dabei einen stabilen
Nullpunkt gewährleistet.
Falls die Strömungsmenge (oder -geschwindigkeit) plötzlich
schwankt, spricht die Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
26 aufgrund der großen Zeitkonstante
des Tiefpaßfilters 24 nicht an, während dagegen die
Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27 augenblicklich
anspricht und das Ausgangssignals V H als zusammengesetztes
Ausgangssignals V C liefert, weil sie eine
kleine Zeitkonstante besitzt und ihr Ausgangssignal
über das Hochpaßfilter 34 liefert.
Im Fall einer Strömungsmenge gleich Null wird andererseits
kein Strömungsrauschen erzeugt, so daß dieses
auch keinen Einfluß ausübt. Infolgedessen unterliegt
der Nullpunkt der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 keiner Drift, und ihr Ausgangssignals V H bleibt
aufgrund des Vorhandenseins des Hochpaßfilters 34 auf
Null, so daß das Ausgangssignals V L der Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 26 mit stabilem Nullpunkt
als zusammengesetztes Ausgangssignal V C ausgegeben wird.
Wenn dabei die Amplitudengröße (amplitude degree) der
gesamten Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 26
sowie diejenige der gesamten Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 im wesentlichen gleich groß sind
und auch die Zeitkonstanten der gesamten Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 26 für Tiefpaßfilterung
sowie der gesamten Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 für Hochpaßfilterung im wesentlichen (einander)
gleich sind, wird das Ansprechen des zusammengesetzten
Ausgangssignals V C auf eine plötzliche Schwankung
bei gleichförmiger Strömungsmenge geglättet.
Fig. 2 veranschaulicht eine zweite Ausführungsform der
Erfindung als Abwandlung der Ausführungsform nach Fig. 1.
Die abgewandelte Ausführungsform entspricht dem Fall,
in welchem eine identische Regelschleife als Rückkopplungsschleife
des Wandlers des elektromagnetischen
Strömungsmessers verwendet wird. In Fig. 2 sind die den
vorher beschriebenen Teilen entsprechenden Teile mit denselben
Bezugsziffern wie vorher bezeichnet und daher
nicht mehr im einzelnen erläutert.
Die betreffenden konstanten Ströme von der Niederfrequenz-
Konstantstromquelle 16 und der Netz-Konstantstromquelle
14 werden über einen Widerstand 36 an die Erregerspule
12 angelegt, so daß am Widerstand 36 eine Vergleichsspannung
mit zusammengesetzten (überlagerten) Nieder- und
Netzfrequenzen erzeugt wird.
Am Knotenpunkt 19 wird eine Abweichung (oder Differenz)
der Ausgangssignale des Vorverstärkers 17 und einer Multiplizierstufe
37 abgenommen und den beiden Verstärkern
21 und 30 eingespeist. Vom Ausgangssignal des Verstärkers
21 wird nur dessen Niederfrequenzkomponente durch
einen Frequenzseparator 38 abgetrennt und als Vergleichsspannung
dem Demodulator 22 eingespeist, so daß der
Ausgangsklemme des Demodulators 22 ein Gleichspannungs-
Strömungsmengensignal entsprechend der Niederfrequenzanregung
erzeugt wird. Dieses Strömungsmengensignal wird
als Ausgangssignals V L1 über das Tiefpaßfilter 24 zu einem
Addierknotenpunkt 39 ausgegeben. Beim Ausgangssignal
des Verstärkers 30 wird nur dessen Netzfrequenzkomponente
durch den Frequenzseparator 38 abgetrennt und als Vergleichsspannung
dem Demodulator 31eingespeist, so daß
an der Ausgangsklemme des Demodulators 31 ein Gleichspannungs-
Strömungsmengensignal entsprechend der Netzfrequenzanregung
erzeugt wird. Dieses Strömungsmengensignal wird
als Ausgangssignal V H 1 über das Hochpaßfilter 34 zum
Addierknotenpunkt 39 ausgegeben.
Ein zusammengesetztes Ausgangssignals V C 1, das zusätzlich
aus den Ausgangssignalen V L1 und V H 1 am Addierknotenpunkt
39 zusammengesetzt ist, wird durch einen
Spannungs/Frequenzwandler 40 in eine Impulsreihe mit
einem Tastverhältnis (duty) einer konstanten Impulsbreite
umgewandelt und zur Multiplizierstufe 37 rückgekoppelt,
so daß ein Ausgangssignal V₀ zu bzw. an
einer Ausgangsklemme 41 ausgegeben wird. Die Multiplizierstufe
37 besteht aus einem Schalter oder dergl.,
der durch den Ausgangsimpuls des Spannungs/Frequenzwandlers
40 geschlossen oder geöffnet wird, um die an
den beiden Klemmen des Widerstands 36 erzeugte Vergleichsspannung
der zusammengesetzten Frequenz oder
Mischfrequenz zum Knotenpunkt 19 rückzukoppeln.
Bei der eben beschriebenen Anordnung lassen sich ebenfalls
ähnliche Operationen wie im Fall von Fig. 1 erreichen,
indem eine große Zeitkonstante für das Tiefpaßfilter
24 gewählt wird.
Fig. 3 zeigt eine dritte Ausführungsform der Erfindung,
bei welcher die Stabilität des Nullpunkts dadurch sichergestellt
ist, daß die Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 als Grundlage benutzt wird und dieser ein
Niederfrequenz-Nulldetektor hinzugefügt ist.
Das Ausgangssignal V H ′ des Tiefpaßfilters 33 der Netzfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 27 wird nicht nur
zu einem Null(punkt)korrekturknotenpunkt 42, sondern
auch zu einem Tiefpaßfilter 43 ausgegeben.
Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wird an eine
nichtinvertierende Eingangsklemme (+) eines Nullmeß-
oder -detektorverstärkers 44 angelegt, während das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 an dessen invertierende
Eingangsklemme (-) angelegt wird. Die Abweichung
oder Differenz dieser Ausgangssignale wird
durch den Nulldetektorverstärker 44 berechnet. Als Ergebnis
liefert letzterer an seiner Ausgangsklemme ein Nullsignal
ε₁ entsprechend der Verschiebung des Nullpunkts
der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit 27. Der Nullkorrekturknotenpunkt
42 führt eine Subtraktion zwischen
dem Ausgangssignal V H ′ und dem Nullsignal ε₁ aus, um
das Subtraktions-Ausgangssignal zur Ausgangsklemme 35 auszugeben.
Die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 43 ist mit einem
großen Wert in Anpassung an diejenige des Tiefpaßfilters
24, mit hohem Wert gewählt, festgelegt, so daß es eine
der Ansprechgeschwindigkeit des Tiefpaßfilters 24 gleiche
Ansprechgeschwindigkeit besitzen kann.
Bei der beschriebenen Anordnung müssen außerdem eine
Verstärkereinheit 45, die aus dem Verstärker 21, dem
Demodulator 22, dem Spannungs/Frequenzwandler 23 und der
Multiplizierstufe 20 besteht, sowie eine Verstärkereinheit
46 aus dem Verstärker 30, dem Demodulator 31, dem
Spannungs/Frequenzwandler 32 und der Multiplizierstufe
28 einen gemeinsamen (gleichen) Verstärkungsgrad
besitzen.
Die Verstärkereinheit 46 ist für Einflüsse des Strömungsrauschens
nicht anfällig und besitzt ein schnelles Ansprechen,
zeigt aber langsame Schwankungen oder Fluktuationen
ihres Nullpunkts, weil sie die Netzfrequenzsignale verarbeitet.
Die Verstärkereinheit 45 ist dagegen für den
Einfluß des Strömungsrauschens anfällig, jedoch in ihrem
Nullpunkt stabil, weil sie die Niederfrequenzsignale verarbeitet.
Das Strömungsrauschen übt jedoch keinen Einfluß
auf das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 aus, weil
letzteres eine große Zeitkonstante aufweist. Wenn daher
die Abweichung zwischen dem Ausgangssignal, das durch
Hindurchleiten des Ausgangssignals der Verstärkereinheit
46 durch das Tiefpaßfilter 43 mit großer Zeitkonstante
gewonnen wurde, und dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters
24 durch den Nulldetektorverstärker 44 berechnet
wird, erscheint infolgedessen das Nullsignal ε₁,
das die Verschiebung des Nullpunkts anzeigt und das
durch die Verstärkereinheit 47 erzeugt wird, am Ausgang
des Nulldetektorverstärkers 44, wenn auch mit langsamem
Ansprechverhalten.
Anderersetis werden sowohl das Signal der Netzfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 27 mit schwankendem Nullpunkt,
aber schnellem Ansprechen, als auch das Nullsignal
ε₁ entspechend den Schwankungen des Nullpunkts an den
Nullkorrekturknotenpunkt 42 angelegt, in welchem eine
Subtraktion zwischen diesen Signalen erfolgt, so daß
ein Strömungsmengensignal mit schnellem Ansprechen, aber
ohne jedes Strömungsrauschen, und in welchem Nullpunktschwankungen
beseitigt sind, an der Ausgangsklemme 35
erhalten wird.
Fig. 4 veranschaulicht eine vierte Ausführungsform der
Erfindung.
Während bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 die Linearitäten
der Verstärkereinheiten 45 und 46 identisch sein
müssen, ist dies bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4
nicht der Fall, so daß deren Aufbau vereinfacht sein
kann.
Eine Verstärkereinheit 47 besteht aus dem Verstärker 30,
dem Demodulator 31, dem Spannungs/Frequenzwandler 32,
der Muiltiplizierstufe 28 und einem Nullkorrekturknotenpunkt
48. Letzterer wird mit dem Ausgangssignal der
Multiplizierstufe 28 und einem Nullsignal ε₂ gespeist,
wobei die betreffende Differenz am Nullkorrekturknotenpunkt
48 abgenommen (bzw. ermittelt) und zum Knotenpunkt
19 ausgegeben wird.
Eine Multiplizierstufe 49 wird mit dem Ausgangssignal
des Spannungs/Frequenzwandlers 32 und der Niederfrequenz-
Vergleichsspannung vom Widerstand 15 gespeist,
um die mit dieser Vergleichsspannung modulierte Niederfrequenz-
Modulationsspannung an die eine Eingangsklemme
eines Differentialverstärkers 50 anzulegen. Letzterer ermittelt
eine Differenz zwischen der modulierten Spannung
und dem Ausgangssignal des Vorverstärkers 17, um
die Differenz zum Demodulator 22 auszugeben. Da dieser
Demodulator 22 mit der Niederfrequenz-Vergleichsspannung
vom Widerstand 15 gespeist wird, erzeugt er an
seinem Ausgang eine Gleichspannung entsprechend der
Niederfrequenzkomponente der Signalspannung. Diese
Gleichspannung wird durch den Spannungs/Frequenzwandler
23 über das Tiefpaßfilter 24 mit großer Zeitkonstante
in eine Frequenz umgewandelt; die Netzfrequenz-
Vergleichsspannung vom Widerstand 13 wird mit dieser
Frequenz durch eine Multiplizierstufe 51 moduliert
und als Nullsignal ε₂ ausgegeben, welches die Schwankungen
des Netzfrequenz-Nullpunkts am Nullkorrektuknotenpunkt
48 anzeigt. An letzterem wird das zur Netzfrequenz
modulierte Nullsignal ε₂ vom Netzfrequenz-
Ausgangssignal der Multiplizierstufe 28 subtrahiert,
so daß an der Ausgangsklemme 35 das Strömungsmengen-
oder -geschwindigkeitssignal mit durch ein Tiefpaßfilter
52 korrigiertem Nullpunkt erhalten wird.
Der Differentialverstärker 50, der Demodulator 22, das
Tiefpaßfilter 24, der Spannungs/Frequenzwandler 23,
die Multiplizierstufe 51 usw. bilden gemeinsam einen
Nulldetektor 53.
Da dieser Nulldetektor 53 nur für die Unterdrückung
des Nullpunkts benutzt wird und insgesamt als Art eines
Differentialvestärkers arbeitet, ist die Linearität
nicht so wesentlich.
Da der Nullpunkt in der Netzfrequenz gewöhnlich langsam
schwankt, kann der Nulldetektor 53 weiterhin ein
langsames Ansprechen aufweisen, wobei er jedoch Strömungsrauschen
zu glätten vermag.
Die in Fig. 5 dargestellte fünfte Ausführungsform der
Erfindung ist gegenüber derjenigen nach Fig. 4 in der
Weise abgewandelt, daß der Korrekturknotenpunkt für
das Nullsignal ε₂ geändert ist.
Das Ausgangssignal des Demodulators 31 einer Verstärkereinheit
54 und ein Nullsignal ε₃ werden an einen Nullkorrekturknotenpunkt
55 angelegt, in welchem sie einer
solchen Substraktion unterworfen werden, daß das resultierende
Signal zu einem Spannungs/Frequenzwandler 56
ausgegeben wird, dessen Verstärkungsgrad demjenigen des
Spannungs/Frequenzwandlers 32 gleich gewählt ist.
Eine Multiplizierstufe 57 wird mit dem Ausgangssignal
des Spannungs/Frequenzwandlers 56 und der Niederfrequenz-
Vergleichsspannung vom Widerstand 15 gespeist,
um die mit dieser Vergleichsspannung modulierte Niederfrequenz-
Modulationsspannung an die eine Eingangsklemme
des Differentialverstärkers 50 anzulegen.
Letzterer ermittelt eine Differenz (deviation) zwischen
dieser modulierten Spannung und dem Ausgangssignal des
Vorverstärkers 17, um diese zum Demodulator 22 auszugeben.
Letzterer liefert eine Gleichspannung entsprechend
der Niederfrequenzkomponente der Signalspannung
als Nullsignal e₃ zum Nullkorrekturknotenpunkt
55.
Ein Nulldetektor 58 besteht aus der Multiplizierstufe
57, dem Defferentialverstärker 50, dem Demodulator
22, dem Tiefpaßfilter 24, usw.
Fig. 6 zeigt in einem der Fig. 3, gemäß welcher die
Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit als Hauptteil
vorgesehen ist, entsprechenden Blockschaltbild
eine Ausführungsform, bei welcher zur Verbesserung
ihrer Ansprechcharakteristik eine Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit als Hauptteil vorgesehen
ist.
Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 (mit stabilem
Nullpunkt) der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
26 wird zu einem Ansprechkorrekturknotenpunkt
(response correcting node) 59 ausgegeben und an die
eine Eingangsklemme eines Ansprechmeß- oder -detektorverstärkers
60 angelegt. Die andere Klemme des Verstärkers
60 wird mit dem Ausgangssignal von der Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 27 (mit schnellem
Ansprechen) gespeist, und er ermittelt die Differenz
zwischen diesem Ausgangssignal und dem Ausgangssignal
des Tiefpaßfilters 24, um diese (Differenz) über ein
Hochpaßfilter 61 zum Ansprechkorrekturknotenpunkt 59
auszugeben.
Dieser Knotenpunkt 59 führt eine Subtraktion zwischen
den Ausgangssignalen vom Hochpaßfilter 61 und vom Tiefpaßfilter
24 durch und gibt das Differenzsignal zur
Ausgangsklemme 35 aus.
Das Ausgangssignal der Niederfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
26 weist einen stabilen Nullpunkt auf,
zeigt jedoch ein langsames Ansprechen. Dagegen weist
das Ausgangssignal von der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
27 einen instabilen Nullpunkt auf,
zeigt aber ein schnelles Ansprechen.
Infolgedessen enthält das durch Ermittlung einer
Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Tiefpaßfilter
24 und 33 am Ansprechdetektorverstärker
60 eine Gleichspannungskomponente, während das durch
Hindurchleiten der Gleichspannungskomponente durch
das Hochpaßfilter 61 erhaltene Anspruchkompensiersignal
V C keine Gleichspannungskomponente enthält,
sondern eine nicht beeinträchtigte Null(punkt)stabilität
und ein schnelles Ansprechen zeigt. Das Ausgangssignal
des (der) Ansprechkorrekturknotenpunkts bzw.
-schaltung 59 kompensiert damit das langsame Ansprechen
des Tiefpaßfilters 24 mit dem Ansprechkompensiersignal
V C , so daß ein schnelles Ansprechen und ein stabiler
Nullpunkt erreicht werden.
Fig. 7 veranschaulicht eine gegenüber der Ausführungsform
nach Fig. 6 verbesserte Ausführungsform der Erfindung,
die im wesentlichen aus einer Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit aufgebaut ist und der Anordnung
nach Fig. 4 entspricht, die hauptsächlich aus
der Netzfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit aufgebaut
ist.
Eine Multiplizierstufe 62 wird mit dem Ausgangssignal
des Spannungs/Frequenzwandlers 23 gespeist und moduliert
dieses mit der am Widerstand 13 erhaltenen Netzfrequenz-
Vergleichsspannung zum Ausgeben des modulierten
Ausgangssignals an die eine Eingangsklemme eines
Ansprechdetektorverstärkers 63. Letzterer berechnet
und liefert die Differenz zwischen dem an seine eine
Eingangsklemme angelegten modulierten Ausgangssignal
und dem an die andere Eingangsklemme angelegten Ausgangssignal
vom Vorverstärker 17. Das Ausgangssignal
dieses Verstärkers 63 wird durch den Demodulator 31
mit der am Widerstand 13 erhaltenen Netzfrequenz-
Vergleichsspannung demoduliert, so daß ein Ansprechkompensiersignal
V C′ der Signalspannung entsprechend
der Netzfrequenzkomponente zu einem Ansprechkorrekturknotenpunkt
64 ausgegeben wird.
Das Niederfrequenzausgangssignal vom Tiefpaßfilter 24
wird an den Ansprechkorrekturknotenpunkt 64 angelegt
und in seinem Ansprechen (response) mit dem Ansprechkompensiersignal
V C ′ korrigiert, bevor es zum Spannungs/
Frequenzwandler 23 ausgegeben wird. Wenn somit das Ansprechkompensiersignal
V C ′ der Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit 26 eingespeist wird, unterliegt
der Verstärkungsgrad des Ansprechdetektors aus dem
Ansprechdetektorverstärker 63, dem Demodulator 31, der
Verstärkerstufe 62 usw. keinem Fehler, auch wenn er
nicht stabil ist.
Fig. 8 veranschaulicht eine achte Ausführungsform der
Erfindung, bei welcher die Erregungen oder Anregungen
mittels Rechteckwellen erfolgen.
Die Erregerspule 12 wird mit einem Erregerstrom I f
von einem Erreger (exciter) 75 gespeist, der auf die
im folgenden beschriebene Weise aufgebaut ist.
Eine Bezugsspannung E₁ wird über einen Schalter SW₁
an eine nichtinvertierende Eingangsklemme (+) eines
Verstärkers Q₁ angelegt, dessen Ausgangsklemme mit der
Basis eines Transistors Q₂ verbunden ist. Der Emitter
des Transistors Q₂ ist über einen Widerstand R f mit
einem Sammelpunkt COM und mit der invertierenden Eingangsklemme
(-) des Verstärkers Q₁ verbunden. Eine
Anregungs- oder Erregerspannung E S wird zwischen den
Sammelpunkt COM und den Kollektor des Transistors Q₂
über sowohl eine Reihenschaltung aus Schaltern SW₂ und
SW₃ als auch eine Reihenschaltung aus Schaltern SW₄ und
SW₅, die ihrerseits zur erstgenannten Reihenschaltung
parallelgeschaltet ist, angelegt. Die Erregerspule 12
ist mit dem Knotenpunkt zwischen den Schaltern SW₂ und
SW₃ sowie dem Knotenpunkt zwischen den Schaltern SW₄
und SW₅ verbunden. Die Verbindungen oder Anschlüsse
dieser Schalter SW₁, SW₂ und SW₅, SW₃ und SW₄ werden
durch Zeitsteuer- bzw. Schritt-Taktsignale S₁, S₂ bzw. S₃
angesteuert.
Andererseits wird die Signalspannung an den Elektroden
11 a und 11 b abgenommen und zum Vorverstärker 17 ausgegeben.
Letzterer bewirkt die Beseitigung der asymmetrischen
Störspannung und die Impedanzumwandlung, und er
gibt die Signalspannung über seine Ausgangsklemme zu
einem Knotenpunkt 66 aus. Die Signalspannung an diesem
Knotenpunkt 66 wird entweder über einen Schalter SW₇
oder eine Reihenschaltung aus einem invertierenden Verstärker
Q₃ und einem Schalter SW₈ zu einem Tiefpaßfilter
67 einer kleinen Zeitkonstante geliefert.
Die Signalspannung am Knotenpunkt 66 wird weiterhin entweder
über einen Schalter SW₉ oder eine Reihenschaltung
aus einem invertierenden Verstärker Q₄ und einem Schalters
SW₁₀ zu einem Tiefpaßfilter 68 einer kleinen (Zeit-)
Konstante geliefert. Diese Schalter SW₇, SW₈, SW₉ und
SW₁₀ werden mittels der Taktsignale S₇, S₈, S₉ bzw. S₁₀
von einem Zeitgeber 69 geschlossen bzw. geöffnet. Das
Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 67 und das Ausgangssignal
des Tiefpaßfilters 68 werden jeweils über das
Tiefpaßfilter 24 der großen Zeitkonstante und eine Reihenschaltung
aus einem Verstärker Q₅ mit variabler Verstärkung
und dem Hochpaßfilter 34 geleitet und am Addierknotenpunkt
25 addiert, wobei das addierte Ausgangssignal
über ein Tiefpaßfilter 70 zur bzw. an der Ausgangsklemme
35 ausgegeben wird.
Der Verstärker Q₅ mit variabler Verstärkung ist dabei
vorgesehen, um eine Einstellung zum Egalisieren der
Ausgangsspannung V L vom Tiefpaßfilter 24 und der Ausgangsspannung
V H vom Hochpaßfilter 34 vorzunehmen.
Bei der beschriebenen Anordnung sind die einzelnen
Konstanten so gewählt, daß die Übertragungsfunktionen
der über das Tiefpaßfilter 24 verlaufenden Niederfrequenzschleife,
die durch den Knotenpunkt 66 und den
Addierknotenpunkt 25 gebildet ist, und der über das
Hochpaßfilter 34 verlaufenden und aus dem Knotenpunkt
66 sowie dem Addierknotenpunkt 25 gebildeten Hochfrequenzschleife
eine Summe von 1 ergeben. In der Praxis
reicht es aus, die Zeitkonstanten des Tiefpaßfilters
24 und des Hochpaßfilters 34 sowie die Signalspannungen
der einzelnen Schleifen durch Einstellung des
Verstärkungsgrads oder Gewinns des genannten Verstärkers
Q₅ zu egalisieren.
Im folgenden ist die Arbeitsweise der Ausführungsform
gemäß Fig. 8 anhand der graphischen Wellenformdarstellung
von Fig. 9 erläutert.
Wie in Fig. 9(a) gezeigt, ist das Zeitsteuer- oder
Schrittaktsignal (timing signal) S₁ abwechselnd EIN und
AUS, so daß jeweils die Bezugsspannung E₁ an die nichtinvertierende
Eingangsklemme (+) des Verstärkers Q₁ angelegt
oder nicht angelegt wird. Andererseits werden
die Schalter SW₂ und SW₅ sowie die Schalter SW₃ und SW₄
mit den Niederfrequenzwellen der Taktsignale S₂ (vgl.
Fig. 9(b) bzw. S₃ (vgl. Fig. 9(c)) abwechselnd geschlossen,
so daß der Erregerstrom I f fließt, in welchem
die Niederfrequenzwellen (mit einer Periode von 2T)
und die Hochfrequenzwellen (mit einer Periode von 2t)
zusammengesetzt sind, wie dies in Fig. 9(d) dargestellt
ist.
Die Signalspannung am Knotenpunkt 66 wird mit den Taktsignalen
S₇ und S₈ gemäß Fig. 9(e) und 9(f) abgetastet
oder abgegriffen (sampled), so daß an der Ausgangsklemme
des Schalters SW₇ die in Fig. 9(g) gezeigte Spannung
erhalten wird. Diese Spannung wird durch das Tiefpaßfilter
67 geglättet und über das Tiefpaßfilter 24 zum
Addierknotenpunkt 25 ausgegeben.
Weiterhin wird die Signalspannung am Knotenpunkt 66 mit
den Taktsignalen S₉ und S₁₀ zu den Takten oder Zeitpunkten
gemäß Fig. 9(h) und 9(i) abgetastet bzw. abgegriffen.
Infolgedessen wird an der Ausgangsklemme des
Schalters SW₉ die in Fig. 9(j) dargestellte Signalspannung
ausgegeben, deren Pegel bzw. Größe durch den Verstärker
Q₅ mit variabler Verstärkung eingestellt wird,
bis sie bzw. bevor sie über das Hochpaßfilter 34 zum
Addierknotenpunkt 25 ausgegeben wird.
Die am Addierknotenpunkt 25 addierten Signalspannungen
werden durch das Tiefpaßfilter 70 geglättet und zur
Ausgangsklemme 35 geliefert. Wenn dabei die Übertragungsfunktionen
des Tiefpaßfilters 24 als 1/(1+T₁2)
und das Hochpaßfilters 34 als T₂/(1+T₂S) ausgedrückt
werden, sind bzw. werden die betreffenden Zeitkonstanten
T₁ und T₂ so gewählt, daß sie T₁=T₂ genügen und
diese Übertragungsfunktionen somit eine Summe von 1 ergeben.
Wenn die einzelnen Zeitkonstanten so gewählt sind, daß
sie der obigen Beziehung genügen, variieren die Signalspannung
V L am Ausgang des Tiefpaßfilters 24 und die
Signalspannung V H am Ausgang des Hochpaßfilters 34
auf die in Fig. 10(a) gezeigte Weise, falls die Signalspannungen
schrittweise variieren. Infolgedessen zeigt
das addierte Ausgangssignal V₀ schrittweise Änderungen
ohne jeden Fehler, wie dies in Fig. 10(b) dargestellt
ist.
Falls dagegen die Summe der einzelnen Übertragungsfunktionen
nicht gleich 1 ist, variieren die Signalspannungen
V L und V H am Ausgang des Tiefpaßfilters 24
bzw. am Ausgang des Hochpaßfilters 34 auf die in Fig.
10(c) gezeigte Weise, wenn die Signalspannungen schrittweise
variieren. Infolgedessen zeigt das addierte Ausgangssignal
V₀′ den Fehler ε₁ einschließende Schwankungen
oder Variationen (vgl. Fig. 10(d)).
Das Tiefpaßfilter 24 und das Hochpaßfilter 34 sind nicht
auf die Primärfilter beschränkt, sondern können Filter
beliebiger Art sein, wenn die Summe ihrer Übertragungsfunktionen
gleich 1 ist. Falls dagegen für das Schrittansprechen
keine Genauigkeit gefordert wird, braucht die
Summe der Übertragungsfunktionen nicht genau eingestellt
zu werden.
Fig. 11 veranschaulicht eine neunte Ausführungsform
der Erfindung, welche die jeweiligen Vorteile der Zweifrequenzanregung
und der Niederfrequenzanregung nutzt.
In einem elektromagnetischen Strömungsmesser dringen,
allgemein gesprochen, nicht nur die Strömungsstörsignale
(Strömungsrauschen), sondern auch Differentialstörsignale
aufgrund der kapazitäten Ankopplung vom Erreger
zu den Elektroden ein, woraus im Fall einer
Hochfrequenzanregung niedrige (oder mittlere) Schwankungen
folgen.
Die Niederfrequenzanregung ist dagegen insofern vorteilhaft,
als sie einen stabilen Nullpunkt gewährleistet
und für die Differentialstörsignale (differential
noises) kaum anfällig ist; nachteilig daran ist jedoch,
daß dabei ein Ansprechen auf Strömungsrauschen
erfolgt, weil das betreffende Frequenzband zu demjenigen
des Strömungsrauschens gehört (bzw. innerhalb
von diesem liegt).
Die in Fig. 8 veranschaulichte Zwei- oder Doppelfrequenzanregung
mit zwei niedrigen und hohen Frequenzen ist
andererseits insofern vorteilhaft, als sie einen stabilen
Nullpunkt gewährleistet und gegenüber Strömungsrauschen
stabil ist; wie sich aus der vorstehenden Beschreibung
ergibt, ist daran jedoch nachteilig, daß diese
Anregungsart über lange Zeitspannen hinweg gegenüber
Differentialstörsignalen stabil, gegenüber den mittleren
Schwankungen jedoch schwach bzw. instabil ist,
weil sie auf der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
beruht.
Da weder Strömungsrauschen noch Differentialstörsignale
vorhanden sind oder nur die letzteren vorliegen, kann
daher ein Ausgangssignal mit stabilem Nullpunkt auch
dann erzielt werden, wenn die Signale durch die Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit verarbeitet werden.
Wenn dagegen Strömungsrauschen vorhanden ist, kann das
Ausgangssignal mit stabilem Nullpunkt dann erhalten
werden, wenn die Signale an der Zweifrequenzanregungseite
verarbeitet werden.
Bei strömendem Strömungsmittel kommt es aber vor, daß
sowohl Strömungsrauschen als auch Differentialstörsignale
vorhanden sind. Auch wenn dabei der Nullpunkt
an der Zweifrequenzanregungsseite (mit mittleren Schwankungen)
um den Nullpunkt herum für eine entsprechende
Zeitspanne durch die Differentialstörsignale zum Schwanken
gebracht wird, werden diese Nullpunktschwankungen
maskiert und mit der Zeit gemittelt, so daß sie keinen
wesentlichen Fehler einführen.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 11 wird daher das
optimale Ausgangssignal durch Erfassen oder Abgreifen
der Größe des Strömungsrauschens mit dem Ausgangssignal
an der Niederfrequenzseite und durch entsprechendes
Variieren des Addierverhältnisses zwischen der Niederfrequenzseite
und der Zweifrequenzseite erzeugt.
Ein Signal S L , das Strömungsrauschen
enthält, wird vom Ausgang
des Tiefpaßfilters 67 an der Niederfrequenzseite abgegeriffen,
und seine variierende Komponente Δ S L wird
durch ein Hochpaßfilter 71 ausgezogen und zu einer
Absolutwertschaltung 72 ausgegeben. Letztere ermittelt
den Absolutwert |Δ S L| dieser variierenden Komponente
Δ S L und legt diesen als Ausgangssignal e Δ über ein
Tiefpaßfilter 73 an eine Klemme einer Subtrahierstufe
74 an. Die andere Klemme der Subtrahierstufe 74
wird mit einer Bezugsspannung E₂ beaufschlagt, so daß
die resultierende Spannungsdifferenz einer Multiplizierstufe
75 eingegeben wird. Da das Ausgangssignal e Δ im
vorliegenden Fall so gewählt ist, daß es der Beziehung
0≦e Δ≦E₂ genügt, wird die der Multiplizierstufe 75
einzuspeisende Spannung mit größerwerdender variierender
Komponente Δ S L des Signals S L kleiner. Die Multiplizierstufe
75 ermittelt das Produkt aus dem Signal S L
und dem Ausgangssignal der Subtrahierstufe 74, um dieses
zu einer Klemme einer Verhältnisaddierstufe 76 zu liefern.
Andererseits leitet eine Multiplizierstufe 77 das Produkt
aus dem zusammengesetzten Ausgangssignal V C des
Addierknotenpunkts 25 und dem Ausgangssignal e Δ des
Tiefpaßfilters 73 ab, um dieses Produkt an die andere
Klemme der Addierstufe 76 anzulegen. Diese Beziehung
läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:
V₀=kV C + (1-k)S L ,
darin bedeutet: k=durch das Ausgangssignal e Δ zu
kontrollierendes oder einzustellendes Verhältnis.
Die Addierstufe 76 addiert die jeweiligen Ausgangssignale
der Multiplizierstufen 75 und 77 und gibt
das Ergebnis als Strömungsmengenausgangssignal V₀
über das Tiefpaßfilter 70 zur Ausgangsklemme 35 aus.
Infolgedessen wird mit größer werdender variierender
Komponente Δ S L des Signals S L das Ausgangssignal vom
Tiefpaßfilter 73 größer, so daß das Ausgangssignal
der Multiplizierstufe 75 kleiner wird, während das
Ausgangssignal der Multiplizierstufe 77 größer wird.
Hierdurch verkleinert sich das Verhältnis zwischen den
Ausgangssignalen der Niederfrequenzseite und der Zweifrequenzseite.
Erfindungsgemäß kann somit das optimale Ausgangssignal
durch Erfassen oder Abgreifen der Schwankungen der aufschlämmartigen
Störsignale oder dergl. an der Niederfrequenzseite
erzielt werden, um automatisch das Verhältnis
zwischen den Ausgangssignalen der Zweifrequenzseite
und der Niederfrequenzseite zu ändern.
Fig. 12 veranschaulicht eine zehnte Ausführungsform der
Erfindung, die eine Vereinfachung des Aufbaus bzw. der
Schaltungsanordnung der Ausführungsform gemäß Fig. 11
darstellt.
Das Ausgangssignal e Δ des Tiefpaßfilters 73 wird an
die eine Eingangsklemme eines Komparators 78 angelegt,
an dessen anderer Klemme eine Bezugsspannung E₃ anliegt,
so daß ein mit dem Signal S L , d. h. einem Niederfrequenzsignal,
und dem zusammengesetzten Ausgangssignal V C ,
d. h. dem Signal der Zweifrequenzseite, beaufschlagter
Schalter SW₁₁ durch das Ausgangssignal vom Komparator
78 umgeschaltet wird. Wenn das Ausgangssignal e Δ eines
Tiefpaßfilters 83 die Bezugsspannung E₃ übersteigt,
wird der Schalter SW₁₁ auf das zusammengesetzte Ausgangssignal
V C umgeschaltet. Andernfalls wird der
Schalter SW₁₁ auf das Niederfrequenzsignal S L umgeschaltet.
Fig. 13 veranschaulicht eine elfte Ausführungsform,
bei welcher beim Umschalten des Schalters eine
Hysterese zur Ausführungsform gemäß Fig. 12 hinzugefügt
wird.
Bei dieser Ausführungsform werden das Ausgangssignal
des Komparators 78 und das Ausgangssignal über eine
monostabile Schaltung (Multivibrator) 79 a an die Eingangsklemme
eines ODER-Glieds 79 b angelegt, das seinerseits
mit seinem Ausgangssignal den Schalter SW₁₁ ansteuert.
Der Schalter SW₁₁ bleibt damit für die Zeitspanne einer
vorbestimmten Breite des durch die monostabile Schaltung
79 a erzeugten Impulses unbetätigt, auch wenn das
Ausgangssignal des Komparators 78 variiert, so daß
Rattern bzw. Schalterprellen verhindert werden kann.
Fig. 14 veranschaulicht eine zwölfte Ausführungsform,
bei welcher die Zwei- oder Doppelfrequenzseite
und die Niederfrequenzseite durch Erfassung des
Pegels des Ausgangssignals an der Niederfrequenzseite
umgeschaltet werden.
Bei den beschriebenen Ausführungsformen gemäß Fig. 11
bis 13 werden die Änderungen des Signals an der Niederfrequenzseite
zum Umschalten des Schalters SW₁₁ erfaßt.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 14 wird andererseits
die Absolutgröße des Signals an der Niederfrequenzseite
erfaßt oder abgegriffen. Ein Komparator 80, an dessen
einer Eingangsklemme eine Bezugsspannung E₄ anliegt,
wird an seiner anderen Klemme mit dem Signal S L gespeist,
um mit seinem Ausgangssignal den Schalter SW₁₁ auf die
Niederfrequenz- oder die Zweifrequenzseite umzuschalten.
Wenn das Signal S L die Bezugsspannung E₄ übersteigt,
wird der Schalter SW₁₁ zur Erzeugung oder Lieferung
des zusammengesetzten Ausgangssignals V C auf die Zweifrequenzseite
umgeschaltet.
Fig. 15 veranschaulicht eine dreizehnte
Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Verteilung
des Verstärkungsgrads der Schaltung zur Verhinderung
einer etwaigen Sättigung des Verstärkers aufgrund
von Rauschen bzw. Störsignalen geändert wird.
Für einen elektromagnetischen Strömungsmesser wird
angestrebt, die Anregungs- oder Erregerleistung zur
Gewährleistung einer wirtschaftlichen Leistungsnutzung
zu senken, doch nimmt mit niedrigerer Anregungsleistung
auch seine Signalspannung ab. Zum
Ausgleich hierfür wird eine Vergrößerung des Verstärkungsgrads
der Schaltung angestrebt. Da andererseits
die aufschlämmungsartigen Störsignale oder dergl.
unabhängig von der Anregungsleistung konstant sind,
kann der elektromagnetische Strömungsmesser für Störsignale,
wie Aufschlämmungsrauschen, anfällig (weak)
werden. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 15 wird
daher die Verteilung des Verstärkungsgrads in der
Schaltung in Abhängigkeit von den Störsignalen geändert,
um die Sättigung der Schaltung zu verhindern.
Ein variabler Verstärker oder Regelverstärker 81 ist
zwischen die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 und
den Knotenpunkt 66 geschaltet, während ein kompensierender
Verstärker 82 zwischen den Addierknotenpunkt
25 und das Tiefpaßfilter 70 des Ausgangs geschaltet ist.
Weiterhin werden die Verstärkungsgrade des variablen
Verstärkers 81 und des kompensierenden Verstärkers 82
mit den durch einen Störsignaldetektor 83 erfaßten Störsignalen
(Rauschen) so geregelt oder eingestellt, daß
das entsprechende Produkt aus den Verstärkungsgraden
der beiden Verstärker 81 und 82 konstant bleiben kann.
Der variable Verstärker 81 besitzt den im folgenden
beschriebenen Aufbau. Ein Verstärker Q₆, dessen nichtinvertierende
Eingangsklemme (+) mit dem gemeinsamen
oder Sammelpotentialpunkt COM verbunden ist, ist an
seiner invertierenden Eingangsklemme (-) über einen
Widerstand R i an die Ausgangsklemme des Vorverstärkers
17 angeschlossen. Zwischen dieser invertierenden Eingangsklemme
(-) und der Ausgangsklemme des Verstärkers
Q₆ sind ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₁ und
einem Schalter SW₁₂, ein Reihenkreis aus einem Widerstand
R₂ und einem Schalter SW₁₃ sowie ein Reihenkreis
aus einem Widerstand R₃ und einem SchalterSW₁₄ parallel
eingeschaltet. Diese Schalter SW₁₂, SW₁₃ und SW₁₄
werden mittels Steuersignalen S₁₂, S₁₃ bzw. S₁₄ vom
Störsignaldetektor 83 geschaltet.
Der Störsignaldetektor 83 besitzt den im folgenden beschriebenen
Aufbau. Die Absolutgröße des Ausgangssignals vom Vorverstärker
17 wird durch einen Absolutgrößenkreis 84 berechnet
und zu einem Tiefpaßfilter 85 ausgegeben. Das Ausgangssignal
des Tiefpaßfilters wird sowohl an die andere Eingangsklemme
des Komparators Q₇, an dessen einer Eingangsklemme eine Bezugsspannung
E₅ anliegt, als auch die andere Eingangsklemme
eines Komparators Q₈ angelegt, dessen eine (erste) Eingangsklemme
mit einer Bezugsspannung E₆ gespeist wird, so daß dadurch
die Beziehung zwischen den Pegeln der Bezugsspannungen
E₅, E₆ und dem Pegel des im Ausgangssignal des Vorverstärkers
17 enthaltenen Rauschens bewertet wird. Die Ausgangssignale
der Komparatoren Q₇ und Q₈ werden an die betreffenden Eingangsklemmen
eines NOR-Glieds Q₉ angelegt, so daß die NOR-Funktion
der Ausgangssignale zur Lieferung des Steuersignals S₁₄ an
seiner Ausgangsklemme berechnet wird. Die durch einen Inverter
Q₁₁ invertierten Ausgangssignale von den Komparatoren Q₇ und
Q₈ werden den betreffenden Eingangsklemmen eines Nor-Glieds Q₁₀
aufgeprägt, so daß die NOR-Funktion der Ausgangssignale am NOR-Glied Q₁₀ berechnet
wird, um an dessen Ausgangsklemme das Steuersignal
S₁₃ zu liefern. Außerdem wird das Steuersignal
S₁₂ als Ausgangssignal des Komparators Q₇ erhalten.
Diese Steuersignale erfassen die Größe der an der Ausgangsklemme
des Vorverstärkers 17 erzeugten Störsignale
(Rauschen), so daß sie die betreffenden Schalter entsprechend
der Störsignalgröße umschalten, um den Verstärkungsgrad
des variablen Verstärkers 81 zu ändern.
Der kompensierende Verstärker 82 ist auf die im folgenden
beschriebene Weise ähnlich wie der variable Verstärker
81 aufgebaut. Die Ausgangsklemme des Vorverstärkers
17 ist über einen Widerstand R i ′ mit der invertierenden
Eingangsklemme (-) eines Verstärkers Q₆′
verbunden, dessen nichtinvertierende Eingangsklemme (+)
an den Sammelpotentialpunkt COM angeschlossen ist. Zwischen
die Ausgangsklemme des Vorverstärkers 17 und die
Ausgangsklemme des Verstärkers Q₆′ sind in Parallelschaltung
folgende Bauelemente eingeschaltet: Ein Reihenkreis
aus einem Widerstand R₁′ und einem Schalter SW₁₂′,
ein Reihenkreis aus einem Widerstand R₂′ und einem
Schalter SW₁₃′ sowie ein Reihenkreis aus einem Widerstand
R₃′ und einem Schalter SW₁₄′. Die Schalter SW₁₂′,
SW₁₃′ und SW₁₄′ werden mittels der von den Störsignaldetektoren
gelieferten Steuersignale S₁₂, S₁₃ bzw. S₁₄
umgeschaltet. Die jeweiligen Konstanten der Bauelemente
sind so gewählt, daß der kompensierende Verstärker 82
variabel sein kann, um den Verstärkungsgrad des variablen
Verstärkers 81 zu kompensieren und den Gesamtverstärkungsgrad
konstant zu halten. Die Verstärkungsgrade
werden mithin in Abhänigkeit von der Größe der
Störsignale (Rauschen) geändert, um eine Sättigung der
Schaltung aufgrund der Störsignale zu verhindern.
Fig. 16 veranschaulicht eine fünfzehnte (vierzehnte)
Ausführungsform, die schnell auf einen Normalbetrieb
rückführbar ist.
Da die Zwei- bzw. Doppelfrequenzanregung an ihrer Niederfrequenzseite
das Tiefpaßfilter mit einer großen
Zeitkonstante benötigt, ist sie mit einer beträchtlichen
Zeitspanne für Dauer- oder Einschwingzustandbetrieb
behaftet, wenn die Stromzufuhr hergestellt wird
oder wenn die Störsignale eintreten und beseitigt werden,
um von einem abnormalen Zustand in den Normalzustand
zurückzukehren. Dieses Problem wird durch die
Ausfühungsform gemäß Fig. 16 gelöst.
Eine Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 besitzt den im
folgenden beschriebenen Aufbau. Zwischen die Ausgangsklemme
des Tiefpaßfilters 67 mit kleiner Zeitkonstante
und den Addierknotenpunkt 25 ist in Reihe dazu ein
Transistor Q₁₂ eingeschaltet, dessen zwei Anschlüsse
durch einen Schalter SW₁₅ kurzgeschlossen bzw. überbrückt
sind. Zwischen die Ausgangsklemme des Transistors
Q₁₂ und den Sammelpotentialpunkt COM ist ein Kondensator
C₁ eingeschaltet. Der Transistor Q₁₂, dessen Innen-
oder Eigenwiderstand mittels eines Steuersignals S₁₅
eingestellt wird, und der Kondensator C₁ gestalten
die Zeitkonstante eines Tiefpaßfilters 87 variabel.
Ein Kondensator C₂ ist in Reihe zwischen die Ausgangsklemme
des Verstärkers Q₅ mit variabler Verstärkung
und den Addierknotenpunkt 25 geschaltet. Zwischen die
Ausgangsklemme des Kondensators C₂ und den Sammelpotentialpunkt
COM ist ein Transistor Q₁₃ geschaltet, der
durch einen Schalter SW₁₆ kurzgeschlossen bzw. überbrückt
ist und dessen Eigenwiderstand mittels des Steuersignals
S₁₅ geregelt bzw. eingestellt wird. Der Transistor
Q₁₃ und der Kondensator C₂ bilden gemeinsam ein Hochpaßfilter
88.
Ein Störsignaldetektor 89 ist auf die im folgenden beschriebene
Weise aufgebaut. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers
17 wird an die anderen Eingangsklemmen sowohl
eines Komparators Q₁₄, dessen eine (erste) Eingangsklemme
mit einer Bezugsspannung E₇ gespeist wird, als
auch eines Komparators Q₁₅ angelegt, dessen eine Eingangsklemme
mit einer Bezugsspannung E₈ gespeist wird;
die betreffenden Ausgangssignale beider Komparatoren
Q₁₄ und Q₁₅ werden den betreffenden Eingängen eines
ODER-Glieds Q₁₆ aufgeprägt. Das Ausgangssignal des
ODER-Glieds Q₁₆ wird über ein Tiefpaßfilter 90 an die
andere Eingangsklemme eines Komparators Q₁₇ angelegt,
dessen eine (erste) Eingangsklemme mit einer Bezugsspannung
E₉ gespeist wird und dessen Ausgangsklemme an
eine monostabile Schaltung (Multivibrator) 91 angeschlossen
ist. Das Ausgangssignal von der monostabilen
Schaltung 91 wird durch einen Inverter Q₁₈ invertiert
und zu einem Tiefpaßfilter 92 ausgegeben, das aus einem
Widerstand R₄ und einem Kondensator C₃ aufgebaut ist.
Die beiden Klemmen oder Anschlüsse des Widerstands R₄
sind durch eine Diode D₁ kurzgeschlossen bzw. überbrückt,
um an der Ausgangsklemme des Tiefpaßfilters 92
das Steuersignal S₁₅ zu liefern.
Wenn das Ausgangssignal vom Vorverstärker 17 einen geringen
Störsignalanteil enthält, besitzt das Ausgangssignal
des ODER-Glieds Q₁₆ den niedrigpegeligen Zustand,
wobei auch das Ausgangssignal des Komparators Q₁₇ den
niedrigen Pegel besitzt. Infolgedessen besitzt auch das
Ausgangssignal der monostabilen Schaltung 91 den niedrigen
Pegel, während das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters
92, d. h. das Steuersignal S₁₅, auf dem hohen Pegel liegt.
Dieser Signalzustand wird über einen Wähler 93 an die
Transistoren Q₁₂ und Q₁₃ angelegt, um deren Innen- oder
Eigenwiderstände auf hohen Werten zu halten.
Falls die Bezugsspannungen E₇ und E₈ übersteigende Störsignale
(Rauschen) am Ausgang des Vorverstärkers 17 erscheinen,
nimmt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 90
den hohen Pegel an. Infolgedessen hält das Ausgangssignal
des Komparators Q₁₇ seinen hohen Pegel aufrecht,
solange die Störsignale vorliegen.
Da jedoch das Ausgangssignal des Komparators Q₁₇ auf den
niedrigen Pegel abfällt, wenn die Störsignale zu bestehen
aufhören, erfaßt die monostabile Schaltung 91 die abfallende
Flanke (down edge), um einen Impuls eines hohen
Pegels und einer vorbestimmten Länge an ihrem Ausgang zu
liefern. Dieser Impuls wird durch den Inverter Q₁₈ invertiert
und an das Tiefpaßfilter 92 angelegt, dessen Ausgangs-
oder Steuersignal S₁₅ zunächst auf den niedrigen
Pegel abfällt und dann mit einer durch die Zeitkonstante
des Tiefpaßfilters 92 bestimmten Geschwindigkeit auf den
hohen Pegel zurückgeht.
Wenn die Störsignale zu bestehen aufhören, fallen infolgedessen
die Innen- oder Eigenwiderstände der Transistoren
Q₁₂ und Q₁₃ zunächst ab, um dann allmählich wieder anzusteigen
so daß die Rückkehr in den Einschwingzustand
nach dem Verschwinden der Störsignale beschleunigt wird.
Ein Stromquellen-Zustandsdetektor 94 besitzt den im folgenden
beschriebenen Aufbau. Der Strom (oder die Leistung)
von einer Stromquelle E₁₀ wird über einen Schalter SW₁₇
an einen Widerstand R₅ und einen Kondensator C₄ angelegt.
Die Spannung an der Verzweigung zwischen dem Widerstand
R₅ und dem Kondensator C₄ wird der anderen Eingangsklemme
eines Komparators Q₁₉ aufgeprägt, dessen eine (erste) Eingangsklemme
mit einer Bezugsspannung E₁₁ gespeist wird.
Die Eingangsklemmen eines ODER-Glieds Q₂₀ werden mit den
betreffenden Ausgangssignalen der monostabilen Schaltung
91 und des Komparators Q₁₉ gespeist, um die Schalter SW₁₅
und SW₁₆ der Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 mittels
des Ausgangssignals vom ODER-Glied zu schließen oder zu
öffnen.
Da die Spannung an der Verzweigung zwischen Widerstand
R₅ und Kondensator C₄ beim Anlegen der Stromquellenspannung
den niedrigen Pegel besitzt, befindet sich das
Ausgangssignal des Komparators Q₁₉ auf dem hohen Pegel,
und die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ sind im Schließzustand.
Nach Ablauf einer vorbestimmten, durch die Zeitkonstante
des Widerstands R₅ und des Kondensators C₄ bestimmten
Zeitspanne wird jedoch das Ausgangssignal des
Komparators Q₁₉ auf den niedrigen Pegel invertiert, so
daß die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ öffnen.
Infolgedessen ist für die vorbestimmte Zeitspanne vom
Augenblick der ersten Stromzufuhr die Zeitkonstante der
Zeitkonstanten-Änderungsstufe 86 so klein, daß eine
schnelle Rückkehr zu den normalen Operationen erfolgen
kann.
Bei Wiederherstellung des Normalbetriebs nach dem Verschwinden
der Störsignale wird weiterhin der Impuls des
hohen Pegels für eine vorbestimmte Zeitspanne von der
monostabilen Schaltung 91 über das ODER-Glied Q₂₀ angelegt,
um die Schalter SW₁₅ und SW₁₆ zu schließen.
Im Wähler 93 werden das Steuersignal S₁₅ und die Spannung
an der Verzweigung zwischen Widerstand R₅ und Kondensator
C₄ an die betreffenden Eingangsklemmen eines Komparators
Q₂₁ angelegt, der mit seinem Ausgangssignal einen
Schalter SW₁₈ ansteuert. Dieser Schalter SW₁₈ befindet
sich bei der Herstellung der Stromzufuhr an der Seite ,
während er im Dauer- oder Einschwingzustand auf die Seite
umgelegt ist.
Fig. 17 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung
unter Verwendung eines Mikrorechners.
Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 17 wird durch
einen Analog/Digital- bzw. A/D-Wandler (A/D L ) 95 und
einen Analog/Digital- bzw. A/D-Wandler (A/D H ) 96 in
Digitalsignale umgewandelt, die über eine Datenschiene
oder Bus 99 in einem Randomspeicher (RAM) 97 abgespeichert
werden. In einem Festwertspeicher (ROM) 98
sind ein vorbestimmtes Programm und Anfangsdaten abgespeichert.
Unter der Steuerung eines Prozessors bzw.
einer Zentraleinheit (CPU) 100 werden die Operationen
in Übereinstimmung mit den im Festwertspeicher 98 abgespeicherten
Operationsvorgängen ausgeführt, wobei
das Ergebnis im Ranomspeicher 97 gespeichert wird.
Das Taktsignal eines Taktgenerators 101 erfährt eine
Frequenzteilung durch n in einem Frequenzteiler 102
und wird als Systemtakt S h der Zentraleinheit 100
und dem A/D-Wandler 96 zugeführt.
In Übereinstimmung mit dem im Festwertspeicher 98 abgespeicherten
Operationsprogramm gibt die Zentraleinheit
100 einen Schrittakt (timing) zur Bestimmung der
Wellenform eines Anregungs- oder Erregerstroms I f 1
(oder I f 2) über die Sammelschiene 99 zu einer Schrittaktsignal-
Ausgabestelle (TO) 103 aus. In Übereinstimmung
mit diesem Schrittakt liefert die Ausgabestelle
103 Zeitsteuer- oder Schrittaktsignale S₂₂, S₂₃, S₂₄
und S₂₅ zum Umschalten des Erregerstroms. In Abhängigkeit
von diesen Schrittaktsignalen S₂₂, S₂₃, S₂₄ und S₂₅
werden die Schalter SW₂, SW₃, SW₄ bzw. SW₅ eines Erregerkreises
104 umgeschaltet.
In Übereinstimmung mit dem durch die Zentraleinheit bezeichneten
Schrittakt gibt außerdem die Ausgabestelle
103 ein Zeitsteuer- oder Schrittaktsignal S l zum A/D-
Wandler 96 für das Abgreifen (to sample) des Ausgangssignals
vom Vorverstärker 17 aus.
Entsprechend dem im Festwertspeicher 98 abgespeicherten
Operationsprogramm führt andererseits die Zentraleinheit
(CPU) eine vorbestimmte Operation mittels der im Randomspeicher
97 gespeicherten Daten aus, wobei das Ergebnis
dieser Operation im Randomspeicher 97 abgespeichert und
als Strömungsmengenausgangssignal über die Sammelschiene
99 und einen Digital/Analog- bzw. D/A-Wandler 105 zu einer
Ausgangsklemme 106 ausgegeben wird.
Im folgenden sind die Operationen der in Fig. 17 dargestellten
Ausführungsform anhand des Zeitsteuerdiagramms
gemäß Fig. 18, des Ablaufdiagramms gemäß Fig. 19, der
Operationstabelle gemäß Fig. 20 und des Ablaufdiagramms
gemäß Fig. 21 erläutert.
Der am Ausgang des in Fig. 17 dargestellten Frequenzteilers
102 erhaltene Systemtakt S h mit der in Fig. 18(a)
gezeigten Wellenform wird der Zentraleinheit 100 zugeführt.
In einem Schritt 1 gemäß Fig. 19 wird die Zentraleinheit
100 mit dem Unterbrechungs(schritt)takt (Fig. 18(g))
des Systemstakts S h synchronisiert, um ein den Schalttakt
einer Erreger- oder Anregungswellenform angebendes
Schrittaktausgangssignal über die Sammelschiene 99 zur
Schrittaktsignal-Ausgabestelle 103 in Übereinstimmung
mit dem vorbestimmten, im Festwertspeicher 98 abgespeicherten
Operationsprogramm zu liefern.
In einem Schritt 2 nimmt die Ausgabestelle 103 diesen
Umschaltschrittakt ab, um die Schrittaktsignale S₂₅
(Fig. 18(b)), S₂₄ (Fig. 18(c)), S₂₃ (Fig. 18(d))und
S₂₂ (Fig. 18(e)) zu den Schaltern SW₅, SW₄, SW₃ bzw. SW₂
des Erregers 104 zu liefern. Nach Maßgabe dieser Schrittaktsignale
liefert der Erreger 104 den Erreger- oder
Anregungsstrom I f ₁ mit der Wellenform gemäß Fig. 18(f)
zur Erregerspule 12. Diese Anregungswellenform besitzt
eine Schrittaktzahl i=0 bis 15, die einen Wiederholungszyklus
darstellt (vgl. Fig. 18(i)), und liegt mit
ihrem n-Zyklusabschnitt in ihrem Zentrum (vgl. Fig. 18(h)).
Die Anregungswellenform besitzt eine multiplizierte Form
aus Nieder- und Hochfrequenzwellenformen.
Die Operation geht sodann auf einen Schritt 3 über.
Die Schritte 3 bis 6 entsprechen den Vorgängen zum
Eingeben der Daten von den A/D-Wandlern 96 und 95.
Im Schritt 3 werden die in Synchronismus mit dem Systemtakt
S h (Fig. 18(a)) in jedem Zyklus von A/D-Wandler 96
eingegebenen Daten über die Sammelschiene 99 in einem
vorbestimmten Datenbereich H i des Randomspeichers 97
unter der Steuerung der Zentraleinheit (CPU) 100 abgespeichert
(vgl. Fig. 18(j)).
Sodann geht die Operation auf den Schritt 4 über, in
welchem geprüft wird, ob die eingegebene Schrittaktzahl
i gleich 0 ist oder nicht. Im negativen Fall geht
die Operation auf den Schritt 6, im positiven Fall auf
den Schritt 5 über.
Im Schritt 5 werden zum Abtastschrittakt oder -zeitpunkt
nach dem Schrittaktsignal S l (Fig. 18(k)), das
von der Schrittaktsignal-Ausgabestelle 103 ausgegeben
wurde, die vom A/D-Wandler 95 eingegebenen Daten gemäß
Fig. 18(l) unter der Steuerung der Zentraleinheit
100 über die Sammelschiene 99 in vorbestimmten Datenbereichen
oder -speicherplätzen ---, L₀ (n-1),
L₀ (n), L₀ (n+1), ---, usw. des Randomspeichers 97
abgespeichert, bis die Operation auf einen Schritt 8
übergeht.
Sodann werden in einem Schritt 7 mit dem Abtasttakt
nach dem von der Ausgabestelle 103 ausgegebenen Schrittaktsignal
S l (Fig. 18(k)) die vom A/D-Wandler 95 eingegebenen
Daten gemäß Fig. 18(l) unter der Steuerung
der Zentraleinheit 100 über die Sammelschiene 99 in
vorbestimmten Datenbereichen ---, L₁ (n-1), L₁ (n),
L₁ (n+1), --- usw. des Randomspeichers 97 abgespeichert,
bis die Operation auf den Schritt 8 übergeht.
Im Schritt 8 wird geprüft, ob die Schrittaktzahl i ungeradzahlig
ist oder nicht. Im positiven Fall geht die
Operation auf einen Schritt 9, im negativen Fall
auf einen Schritt 12 über.
Im Schritt 9 werden die Hochfrequenzwellen demoduliert.
Für diese Demodulation werden die im Randomspeicher 97
gespeicherten Daten H i dazu benutzt, eine Operation mit
der arithmetischen Gleichung in der Spalte "Hochfrequenz-
Demodulation e Hi " gemäß Fig. 29, die im Festwertspeicher
98 abgespeichert ist, zu dem in Fig. 18(m) gezeigten
Zeitpunkt und unter der Steuerung der Zentraleinheit
100 durchzuführen; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher
97 abgespeichert. Durch diese Demodulation
werden die an den Elektroden 11 a und 11 b erzeugten
elektrochemischen Störsignale beseitigt und die Differentialstörsignale
auf einer konstanten Größe gehalten, so
daß kein Fehler eingeführt wird. Eine in Fig. 20 erscheinende
Konstante A läßt sich, nebenbei bemerkt,
durch die nachstehende Gleichung ausdrücken, wenn das
Symbol T C eine Differential- oder Integralkonstante
und das Symbol Δ T C eine Operationsperiode gemäß
Fig. 18(f) bezeichnen:
A = T C /(T C + Δ T C).
In einem Schritt 10 wird eine Größenbegrenzung durchgeführt.
Dieser Schritt ist nicht notwendigerweise unverzichtbar,
ist jedoch im folgenden aus Erläuterungsgründen
beschrieben. Diese Operation wird durchgeführt,
um die großen Amplituden der Störsignale,
die vermischt sein können, weil das Ansprechen an
der Hochfrequenzseite für die Zweifrequenzanregung
ausgezeichnet ist, auf eine vorbestimmte Größe zu
begrenzen.
Dieser Vorgang ist nachstehend anhand von Fig. 21
beschrieben. Gemäß Fig. 21 wird der obere Grenzwert
der Störsignale in einem Schritt A geprüft (judged).
Hierbei wird geprüft, ob das vorliegende Rechenergebnis
e Hi größer ist als eine Größe, die das Additionsergebnis
einer Größenbegrenzungsbreite e R mit dem vorhergehenden
Rechenergebnis e Hi-2 an der Hochfrequenzseite
darstellt. Die Operation wird als normal bewertet,
und sie geht im negativen Fall auf einen Schritt C,
im positiven Fall auf einen Schritt B über.
Im Schritt B wird das Additionsergebnis der Größenbegrenzungsbreite
e R mit dem vorherigen Rechenergebnis e Hi-2
als augenblicklicher Wert (oder Istwert) ausgegeben
und in seiner Amplitude begrenzt.
Im Schritt C wird der untere Grenzwert der Störsignale
bewertet oder geprüft. Hierbei wird geprüft, ob das
vorliegende Rechenergebnis e Hi größer oder nicht größer
ist als der Wert, der ein Subtraktionsergebnis der Größenbegrenzungsbreite
e R vom vorherigen Rechenergebnis
e Hi-2 an der Hochfrequenzseite darstellt. Diese Operation
wird als normal bewertet, und sie geht im negativen
Fall auf einem Schritt 11, im positiven Fall auf
einen Schritt D über.
Im Schritt D wird das Ergebnis der Subtraktion der
Größenbegrenzungsbreite e R vom vorherigen Rechenergebnis
e Hi-2 als augenblicklicher Wert (Istwert) ausgegebenen
und in seiner Amplitude begrenzt.
Sodann geht die Operation auf den Schritt 1 über.
In diesem wird eine Hochfrequenzfilterung F Hi an der
Hochfrequenzseite ausgeführt.
Für diese Filterung werden die im Randomspeicher 97
gespeicherten Daten e Hi und das vorherige Filterergebnis
zur Durchführung einer Operation mit der
arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98
gespeichert und in der Spalte "Hochfrequenzfilterung
F Hi " gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter der Steuerung
der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis
wird im Randomspeicher 97 abgespeichert.
Sodann geht die Operation auf den Schritt 12 über,
in welchem geprüft wird, ob die Schrittaktzahl i gleich 0
oder 8 ist. Im positiven Fall geht die Operation auf den
Schritt 13, im negativen Fall auf den Schritt 15 über.
Im Schritt 13 wird eine Niederfrequenzdemodulation ausgeführt.
Für diesen Zweck werden die im Randomspeicher
97 gespeicherten Daten ---, L₀ (n-1), L₀ (n), L₀ (n+1),
usw. sowie ---, L₁ (n-1), L₁ (n), L₁ (n+1) usw. zur
Durchführung einer Operation der arithmetischen
Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert und
in der Spalte "Niederfrequenzdemodulation e Li " gemäß
Fig. 20 dargestellt ist, zu dem in Fig. 18 (n) angegebenen
Zeitpunkt und unter der Steuerung der Zentraleinheit
100 benutzt; das Rechenergebnis wird im Randomspeicher
97 abgespeichert. Eine Konstante B gemäß Fig. 20 läßt
sich dabei ausdrücken zu:
B = Δ T/( Δ T + T).
In einem Schritt 14 erfolgt eine Niederfrequenz- bzw.
Tiefpaßfilterung F Li an der Niederfrequenzseite.
Für diese Filterung werden die im Randomspeicher 97 gespeicherten
Daten e L 0 und e LB sowie das vorherige Filterergebnis
zur Durchführung einer Operation mit der
arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher 98
gespeichert und in der Spalte "Tiefpaßfilterung F Li "
gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter der Steuerung
der Zentraleinheit 100 benutzt; das Rechenergebnis
wird im Randomspeicher 97 abgespeichert.
Im Schritt 15 wird geprüft, ob die Schrittaktzahl i
ungerade ist oder nicht. Im positiven Fall geht die
Operation auf einen Schritt 16, im negativen Fall auf
einen Schritt 17 über.
Im Schritt 16 wird eine Addition ausgeführt. Das Ergebnis
F Hi der Hochfrequenzfilterung und das Ergebnis
F Li der Niederfrequenzfilterung, die im Randomspeicher
97 gespeichert sind, werden zur Durchführung einer
Operation mit der arithmetischen Gleichung, die im
Festwertspeicher 98 gespeichert und in der Spalte
"Addition e A " gemäß Fig. 20 dargestellt ist, unter
der Steuerung der Zentraleinheit 100 benutzt; das
Rechenergebnis wird im Randomspeicher 97 gespeichert,
bis bzw. bevor die Operation auf einen Schritt 18 übergeht.
Im Schritt 18 befindet sich der Programmablauf in einem
Bereitschaftszustand bis zur nächsten Unterbrechung,
wobei bei Eingang des nächsten Unterbrechungsschrittakts
der Programmfluß vom Schritt 1 bis zum Schritt 18
erneut abläuft.
Die Signalverarbeitungsoperationen für den Fall einer
sich ändernden Wellenform des Erreger- oder Anregungsstroms
sind nachstehend anhand der Fig. 22 bis 24 beschrieben.
Da diese Operationen im wesentlichen denjenigen
nach Fig. 17 bis 22 entsprechen, sind nachstehend
nur die Unterschiede erläutert.
Gemäß Fig. 22 unterscheidet sich die Wellenform eines
Zeitsteuer- oder Schrittaktsignals S′₂₂ von derjenigen
nach Fig. 18. Infolgedessen ist die Wellenform des
Anregungsstroms I f 2 von derjenigen gemäß Fig. 18 verschieden,
d. h. sie besteht aus den addierten (überlagerten)
Niederfrequenz- und Hochfrequenzwellenformen.
Dies bedingt eine geringfügige Änderung der Signalverarbeitungsvorgänge.
Im Ablaufdiagramm gemäß Fig. 23 sind die Unterschiede
gegenüber Fig. 19 auf die Entscheidung oder Prüfung
im Schritt 8, die arithmetischen Operationen in den
Schritten 9, 11, 13 und 14 sowie die Entscheidung
oder Prüfung im Schritt 15 beschränkt.
Die Prüfungen gemäß den Schritten 8 und 15 werden in
Verbindung mit den Rechenoperationen in den Schritten
9, 11, 13 und 14 benötigt.
Die Operation gemäß Schritt 9 wird mit der arithmetischen
Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert
und in der Spalte "Hochfrequenzdemodulation e′ Hi " in
Fig. 24 dargestellt ist, mittels der im Randomspeicher
97 gespeicherten Daten und zum Zeitpunkt gemäß Fig. 22 (m)
ausgeführt; das Rechenergebnis wird wiederum über die
Sammelschiene 99 im Randomspeicher 97 abgespeichert.
Die Operation gemäß Schritt 11 wird mit der arithmetischen
Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert
und in der Spalte "Hochpaßfilterung F′ Hi " gemäß Fig. 24
dargestellt ist, mittels der im Randomspeicher 97 gespeicherten
Daten durchgeführt; das Rechenergebnis
wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher
97 abgespeichert. Die Operation gemäß Schritt
13 wird mit der arithmetischen Gleichung, die im Festwertspeicher
98 gespeichert und bei "Niederfrequenzdemodulation
e′ Li " in Fig. 24 dargestellt ist, unter
Verwendung der im Randomspeicher 97 gespeicherten Daten
- - -, L′₀ (n - 1), L′₀ (n), L′₀ (n - 1), - - -, usw.
sowie - - -, L′₁ (n - 1), L′₁ (n), L′₁ (n + 1), - - -, usw.
zu den in Fig. 22 (n) gezeigten Zeitpunkten (bzw. mit
dem betreffenden Takt) ausgeführt; das Rechenergebnis
e′ Li wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher
97 abgespeichert.
Die Operation gemäß Schritt 14 wird mit der arithmetischen
Gleichung, die im Festwertspeicher 98 gespeichert
und bei "Tiefpaßfilterung F Li′ " in Fig. 24 dargestellt
ist, und unter Verwendung der im Randomspeicher
97 gespeicherten Daten ausgeführt; das Rechenergebnis
wird wiederum über die Sammelschiene 99 im Randomspeicher
97 abgespeichert.
Im Schritt 16 werden das Ergebnis der Hochpaßfilterung
F′ Hi und der Tiefpaßfilterung F Li benutzt und addiert,
um ein addiertes Ausgangssignal e₀ zu erhalten.
In der vorstehenden Beschreibung ist die Frequenz des
Erreger- oder Anregungsstroms nicht erwähnt. Da jedoch
der elektromagnetische Strömungsmesser feine bzw. kleine
Signale verarbeitet, werden diese Signale der von der
Stromversorgung eingegebenen Signalspannung überlagert.
Durch Wahl der Hochfrequenz mit einer Frequenz, die
einem ganzzahligen Vielfachen der Höhe der Netzfrequenz
nicht gleich ist, und durch Wählen der niedrigen Frequenz
mit einem ganzzahligen Vielfachen (one even-number-th)
der Netzfrequenz wird daher Schwebung,
die zwischen der Netzfrequenz oder ihrer ganzzahligen
harmonischen Frequenz und der Anregungsfrequenz hervorgerufen
wird, durch ein Tiefpaßfilter in einer nachgeschalteten
Stufe beseitigt.
Durch auf vorstehend beschriebene Weise erfolgendes erfindungsgemäßes
Verbinden einer Zusammensetzeinrichtung
zum Zusammensetzen des Ausgangssignals der Niederfrequenzsignal-
Verarbeitungseinheit mit dem Tiefpaßfilter
und des Ausgangssignals der Hochfrequenzsignal-Verarbeitungseinheit
mit dem Hochpaßfilter mit einer Addiereinrichtung
kann somit ein elektromagnetischer Strömungsmesser
geschaffen 00330 00070 552 001000280000000200012000285910021900040 0002003706969 00004 00211werden, der ein schnelles Ansprechen
auf Schwankungen der Strömungsmenge oder -geschwindigkeit
und einen stabilen Nullpunkt aufweist, der jedoch
kaum anfällig ist für den Einfluß von Strömungsrauschen.
Claims (17)
1. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der
Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels
durch Beaufschlagung desselben mit
einem Magnetfeld, gekennzeichnet durch
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz, eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge (oder -geschwindigkeit) erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz,
eine Hochpaßfiltereinheit zum Hochpaßfiltern des Ausgangssignals von der ersten Demoduliereinheit, eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zum Tiefpaßfiltern des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit und
eine Zusammensetzeinheit (composing means) für das algebraische Zusammensetzen der betreffenden Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit.
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz, eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge (oder -geschwindigkeit) erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz,
eine Hochpaßfiltereinheit zum Hochpaßfiltern des Ausgangssignals von der ersten Demoduliereinheit, eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zum Tiefpaßfiltern des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit und
eine Zusammensetzeinheit (composing means) für das algebraische Zusammensetzen der betreffenden Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit.
2. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch eine Störsignaldetektoreinheit zum Erfassen
der Schwankungen oder Fluktuationen der Signalspannung
vom Ausgang der zweiten Demoduliereinheit
und eine Größeneinstelleinheit zum Ändern der Additionsgröße
der Ausgangssignale von der Zusammensetzeinheit
und der zweiten Demoduliereinheit mit dem
Ausgangssignal von der Störsignaldetektoreinheit.
3. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch eine Vergleichseinheit zum Vergleichen der
(des) Absolutgröße oder -werts des Ausgangssignals
von der zweiten Demoduliereinheit mit einer
Pegelvorspannung (level-set voltage) und
eine Schaltereinheit, die auf die Seite der zweiten
Demoduliereinheit umschaltbar ist, wenn die Signalspannung
einen vorbestimmten Pegel nicht übersteigt,
und auf die Seite der Zusammensetzeinheit
umschaltbar ist, wenn der vorbestimmte Pegel überschritten
wird.
4. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
eine Vergleichseinheit zum Vergleichen der Absolutgröße
der Zeitänderung des Ausgangssignals von der
zweiten Demoduliereinheit mit einer Pegelvorgabespannung
und eine Schaltereinheit, die auf die Seite der zweiten
Demoduliereinheit umschaltbar ist, wenn die Signalspannung
einen vorbestimmten Pegel nicht übersteigt,
und auf die Seite der Zusammensetzeinheit umschaltbar
ist, wenn der vorbestimmte Pegel überschritten
wird.
5. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
eine an der Ausgangsseite der Vergleichseinheit
angeordnete Hystereseeinheit.
6. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Demoduliereinheit, die Hochpaßfiltereinheit,
die zweite Demoduliereinheit, die
Tiefpaßfiltereinheit und die Zusammensetzeinheit
gemeinsam als arithmetische Einrichtung oder
Recheneinrichtung unter Verwendung eines Mikrorechners
zusammengesetzt sind.
7. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Übertragungsfunktionen der Hochpaßfiltereinheit
und der Tiefpaßfiltereinheit so gewählt
sind, daß ihre Summe etwa gleich 1 ist.
8. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Frequenz so gewählt ist,
daß sie nicht einem integralen Mehrfachen der Netzfrequenz
gleich ist, während die zweite Frequenz
so gewählt ist, daß sie ein geradzahliges Vielfaches
der Netzfrequenz beträgt.
9. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch eine an der Seite der Hochpaßfiltereinheit
oder der Tiefpaßfiltereinheit angeordnete Verstärkungseinstelleinheit
zum Einstellen einer Verstärkung
oder eines Gewinns (gain) in der Weise, daß
die jeweiligen Ausgangssignale von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit
im wesentlichen gleich sind.
10. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch
eine variable Verstärkereinheit zum variablen Verstärken der Signalspannung für ihre Ausgabe zu erster und zweiter Demoduliereinheit, eine in einer der Zusammensetzeinheit nachgeschalteten Stufe angeordnete Verstärkungskompensiereinheit zum Kompensieren der Änderung des Verstärkungsgrads der variablen Verstärkereinheit aufgrund einer Änderung des Verstärkungsgrads und
eine Störsignaldetektoreinheit zum Erfassen entweder der Änderungsrate oder der Größe von in der Signalspannung enthaltenen Störsignalen (Rauschen), derart, daß die Verstärkungsgrade der variablen Verstärkereinheit und der Kompensiereinheit mittels des Ausgangssignals von der Störsignaldetektoreinheit regelbar sind.
eine variable Verstärkereinheit zum variablen Verstärken der Signalspannung für ihre Ausgabe zu erster und zweiter Demoduliereinheit, eine in einer der Zusammensetzeinheit nachgeschalteten Stufe angeordnete Verstärkungskompensiereinheit zum Kompensieren der Änderung des Verstärkungsgrads der variablen Verstärkereinheit aufgrund einer Änderung des Verstärkungsgrads und
eine Störsignaldetektoreinheit zum Erfassen entweder der Änderungsrate oder der Größe von in der Signalspannung enthaltenen Störsignalen (Rauschen), derart, daß die Verstärkungsgrade der variablen Verstärkereinheit und der Kompensiereinheit mittels des Ausgangssignals von der Störsignaldetektoreinheit regelbar sind.
11. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch eine zwischen die erste Demoduliereinheit
und die Hochpaßfiltereinheit eingeschaltete Größenbegrenzungseinheit
(rate limiting means) zum Begrenzen
der Schwankungen der Signalspannung innerhalb
einer vorbestimmten Fluktuations- oder Schwankungsbreite.
12. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch
eine Störsignaldetektoreinheit zum Erfassen oder Feststellen des Augenblicks, zu welchem in der Signalspannung enthaltene Störsignale innerhalb eines vorbestimmten zulässigen Bereichs liegen, um ein Zeitkonstantensteuersignal zum Reduzieren der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit, wenn sie sich in einem normalen Rücklaufbetrieb befinden, und zum anschließenden Vergrößern dieser Zeitkonstanten auszugeben, und
eine Zeitkonstantenänderungseinheit zum Ändern der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit mittels des Zeitkonstantensteuersignals.
eine Störsignaldetektoreinheit zum Erfassen oder Feststellen des Augenblicks, zu welchem in der Signalspannung enthaltene Störsignale innerhalb eines vorbestimmten zulässigen Bereichs liegen, um ein Zeitkonstantensteuersignal zum Reduzieren der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit, wenn sie sich in einem normalen Rücklaufbetrieb befinden, und zum anschließenden Vergrößern dieser Zeitkonstanten auszugeben, und
eine Zeitkonstantenänderungseinheit zum Ändern der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit mittels des Zeitkonstantensteuersignals.
13. Strömungsmesser nach Anspruch 1, gekennzeichnet
durch
einen Stromversorgungsdetektor zum Erfassen des Zeitpunkts, zu dem eine Stromversorgung hergestellt bzw. eingeschaltet wird, um ein Zeitkonstantensteuersignal zum Reduzieren einer Zeitkonstante für eine vorbestimmte Zeitspanne zu dem Zeitpunkt der Herstellung der Stromversorgung auszugeben, und
eine ZeitkonstantenÄnderungseinheit zum Ändern der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit mittels des Zeitkonstantensteuersignals.
einen Stromversorgungsdetektor zum Erfassen des Zeitpunkts, zu dem eine Stromversorgung hergestellt bzw. eingeschaltet wird, um ein Zeitkonstantensteuersignal zum Reduzieren einer Zeitkonstante für eine vorbestimmte Zeitspanne zu dem Zeitpunkt der Herstellung der Stromversorgung auszugeben, und
eine ZeitkonstantenÄnderungseinheit zum Ändern der Zeitkonstanten von Hoch- und Tiefpaßfiltereinheit mittels des Zeitkonstantensteuersignals.
14. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der Strömungsmenge
oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels
durch Beaufschlagung desselben mit einem Magnetfeld,
gekennzeichnet durch
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine Signalverarbeitungseinheit zum Diskriminieren der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz, um sie als erstes Signal auszugeben,
eine Nulldetektoreinheit zur Ermittlung einer Abweichung (oder Differenz) zwischen einer dem ersten Signal zugeordneten Spannung und einer zweiten Frequenzkomponente der Signalspannung zwecks Erfassung derselben aus Null-Signal und
eine Nullkorrektureinheit zum Korrigieren des Strömungsmengensignals mit dem Null-Signal.
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine Signalverarbeitungseinheit zum Diskriminieren der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz, um sie als erstes Signal auszugeben,
eine Nulldetektoreinheit zur Ermittlung einer Abweichung (oder Differenz) zwischen einer dem ersten Signal zugeordneten Spannung und einer zweiten Frequenzkomponente der Signalspannung zwecks Erfassung derselben aus Null-Signal und
eine Nullkorrektureinheit zum Korrigieren des Strömungsmengensignals mit dem Null-Signal.
15. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der
Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels
durch Beaufschlagung desselben mit
einem Magnetfeld, gekennzeichnet durch
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zur Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit, eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung mit der ersten Frequenz,
eine Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit zum Erfassen einer Abweichung (bzw. Differenz) zwischen dem Ausgangssignal von der ersten Demoduliereinheit und dem Ausgangssignal von der Tiefpaßfiltereinheit und
eine Ansprechkorrektureinheit zum Berechnen der Differenz zwischen einem Ansprechkompensiersignal, das durch Hindurchleiten des Ausgangssignals von der Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit durch ein Hochpaßfilter erhalten wird, und dem Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter.
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zur Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit, eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung mit der ersten Frequenz,
eine Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit zum Erfassen einer Abweichung (bzw. Differenz) zwischen dem Ausgangssignal von der ersten Demoduliereinheit und dem Ausgangssignal von der Tiefpaßfiltereinheit und
eine Ansprechkorrektureinheit zum Berechnen der Differenz zwischen einem Ansprechkompensiersignal, das durch Hindurchleiten des Ausgangssignals von der Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit durch ein Hochpaßfilter erhalten wird, und dem Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter.
16. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der
Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels
durch Beaufschlagung desselben mit einem
Magnetfeld, gekennzeichnet durch
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zu Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit, eine Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit zum Verstärken der Abweichung zwischen einem Strömungsmengenausgangssignal und der Signalspannung und
eine Ansprechkorrektureinheit zum Ansprechen auf ein und Korrigieren eines Ansprechkompensiersignals, das durch Demodulieren des Ausgangssignals von der Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit auf der Grundlage der ersten Frequenz erhalten wird, und des Ausgangssignals von der Tiefpaßfiltereinheit, so daß ein dem Ausgangssignal der Ansprechkorrektureinheit zugeordnetes Signal als Strömungsmengensignal ausgebbar ist.
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Ausgeben der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Strömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der zweiten Frequenz,
eine Tiefpaßfiltereinheit zu Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit, eine Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit zum Verstärken der Abweichung zwischen einem Strömungsmengenausgangssignal und der Signalspannung und
eine Ansprechkorrektureinheit zum Ansprechen auf ein und Korrigieren eines Ansprechkompensiersignals, das durch Demodulieren des Ausgangssignals von der Ansprechdetektor- und -verstärkereinheit auf der Grundlage der ersten Frequenz erhalten wird, und des Ausgangssignals von der Tiefpaßfiltereinheit, so daß ein dem Ausgangssignal der Ansprechkorrektureinheit zugeordnetes Signal als Strömungsmengensignal ausgebbar ist.
17. Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Messen der
Strömungsmenge oder -geschwindigkeit eines Strömungsmittels
durch Beaufschlagung desselben mit
einem Magnetfeld, gekennzeichnet durch
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Stömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz zwecks Erzeugung eines ersten Ausgangssignals,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz, und
eine Tiefpaßfiltereinheit zur Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit mit einer großen Zeitkonstante zwecks Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals, wobei ein Strömungsmengenausgangssignal durch Ausführung einer vorbestimmten Operation (z. B. Addition, Nullkorrektur oder Ansprechkorrektur) mit erstem und zweitem Ausgangssignal erzeugbar ist.
eine Erregereinheit zur Lieferung eines Magnetfelds mit zwei verschiedenen Frequenzen, d. h. einer ersten Frequenz und einer zweiten, niedrigeren Frequenz,
eine erste Demoduliereinheit zum Diskriminieren der Signalspannung, die durch die Erregereinheit angeregt und nach Maßgabe einer Stömungsmenge oder -geschwindigkeit erzeugt wird, auf der Grundlage der ersten Frequenz zwecks Erzeugung eines ersten Ausgangssignals,
eine zweite Demoduliereinheit zum Diskriminieren und Demodulieren der Signalspannung auf der Grundlage der zweiten Frequenz, und
eine Tiefpaßfiltereinheit zur Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals von der zweiten Demoduliereinheit mit einer großen Zeitkonstante zwecks Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals, wobei ein Strömungsmengenausgangssignal durch Ausführung einer vorbestimmten Operation (z. B. Addition, Nullkorrektur oder Ansprechkorrektur) mit erstem und zweitem Ausgangssignal erzeugbar ist.
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D2 | Grant after examination | ||
8363 | Opposition against the patent | ||
8366 | Restricted maintained after opposition proceedings | ||
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D4 | Patent maintained restricted | ||
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