DE3829731A1 - Faseroptischer kreisel - Google Patents

Description

Die Erfindung betritt einen faseroptischen Kreisel, der es den Lichtwellen erlaubt, durch einen kreisförmigen Lichtweg aus wenigstens einer Schleife im Uhrzeigersinn und im Gegen­ uhrzeigersinn hindurchzutreten, der die Lichtwellen zur gegenseitigen Interferenz bringt und aus dem erhaltenen In­ terferenzlicht die auf den Lichtweg ausgeübte Winkelgeschwindigkeit mißt.

Fig. 1 stellt einen bekannten faseroptischen Kreisel dar. Aus einer Lichtquelle 11 emittiertes Licht 18 wird über einen optischen Koppler/Verteiler 12 und einen Polarisator 13 zu einem optischen Koppler/Verteiler 14 geleitet, durch den es in Lichtwellen 19 und 20 aufgespalten wird, die sich in entgegengesetzten Richtungen durch einen kreisförmigen Lichtweg 16 fortpflanzen, der wenigstens eine Schleife darstellt. Zwischen dem optischen Koppler/Verteiler 14 und dem Lichtweg 16 ist ein Phasenmodulator 15 in Kaskade geschaltet. Das Ausgangssignal eines Oszillators 27 wird über eine Phasenmodulatortreiberschaltung 28 an den Phasenmodulator 15 geliefert, durch den die Lichtwellen 19 und 20 phasenmoduliert werden. Die Lichtwellen 19 und 20, die durch den Lichtweg 16 hindurchgetreten sind, werden über den optischen Koppler/Verteiler 12 als Interferenzlicht 21 einem Fotodetektor 17 zugeführt. Die Intensität I₀ des Interferenzlichtes 21 ist in diesem Beispiel gegeben durch die folgenden Gleichung (1):

In dieser Gleichung bedeutet C eine Konstante, Jn(x) die n-te Ordnung einer Besselfunktion der ersten Art, x ist 2Asinπ f _m τ, wobei A die Amplitude des lichtphasenmodulierten Signals und τ die Zeitdauer für die Fortpflanzung der Lichtwellen durch den Lichtleiter 16 ist, ω ist die Treiberfrequenz des Phasenmodulators 15 (wobei ω=2π f _m), ΔΦ ist die Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen, die durch den Lichtweg 16 entgegengesetzte Richtungen hindurchgetreten sind (wobei ΔΦ=4π RL Ω/c λ), R ist der Radius des Lichtweges 16, L die Länge des Lichtweges 16, c die Licht­ geschwindigkeit, λ die Wellenlänge des Lichtes und Ω die auf den Lichtweg 16 in Umfangsrichtung ausgeübte Winkelge­ schwindigkeit, und R ist die Phasendifferenz zwischen der dem Phasenmodulator 15 zugeführten Treiberspannung V _pm (V _pm=Asinω t) und dem phasenmodulierten Licht.

Wie aus Gleichung (1) hevorgeht, enthält die Intensität I₀ des Interferenzlichtes 21 einen zu cosΔΦ und zu sinΔΦ pro­ portionalen Term. Da die Empfindlichkeit der Interferenzlichterfassung zunimmt, wenn die Phasendifferenz ΔΦ innerhalb eines Bereiches von annäherend ±π/4 um jeweils ±m π liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., wird die zu sinΔΦ proportionale Komponente im Ausgangssignal des Fotodektors 16 durch einen Synchrondetektor 22 erfaßt. Wird im Synchrondetektor 22 ein Bezugssignal V _r1a wie folgt gesetzt:

wobei R _f die Phasendifferenz zwischen der an den Phasenmodulator 15 angelegten Treiberspannung, V _pm=Asinω _t , und dem phasenmodulierten Licht bedeutet, dann wird das Ausgangssignal V _1a des Synchrondetektors 22 zu

V _1a = K₁J₁ (x) sinΔΦ cos (R-R _f) (3)

wobei K₁ eine Konstante bedeutet. Da außerdem die Interfe­ renzfassungsempfindlichkeit zunimmt, wenn die Phasendifferenz ΔΦ innerhalb eines Bereiches von annährend ±f/4 um jeweils ±(2m+1) · π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., wird die zu cosΔΦ proportionale Komponente im Ausgangssignal des Fotodetektors 17 durch einen Synchrondetektor 23 erfaßt. Wird im Synchrondetektor 23 ein Bezugssignal V _r₂ _a wie folgt gesetzt:

dann wird das Ausgangssignal V₂ _a des Synchrondetektors 23 zu:

V₂ _a = K₂J₂ (x) cos ΔΦ cos2 (R-R _f ) (5)

wobei K₂ eine Konstante bedeutet. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 22 und 23 werden Tiefpaßfiltern 24 bzw. 25 zugeführt, deren Ausgangssignale V₁ _a bzw. V₂ _a wiederum an Anschlüsse 29 bzw. 30 geliefert werden. Das Ausgangssignal des Oszillators 27 wird dem Synchrondetektor 23 als Bezugssignal V _r₂ _a zugeführt und gleichzeitig über eine Logikschaltung 26 als Bezugssignal V₁ _a dem Synchrondetektor 22.

Um den dynamischen Bereich des faseroptischen Kreisls zu vergrößern, wird das Synchrondetektorausgangssignal V₁ _a oder V₂ _a als Ausgangssignal V₀ abgeleitet, je nachdem ob die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von ±π/4 um ±m π oder um ±(2m+1) π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., und es wird die Anzahl der Schaltvorgänge zwischen den Synchrondetektoraus­ gangssignalen V₁ _a und V₂ _a gemessen, wodurch gemäß der folgenden Gleichung (6) die Winkelgeschwindigkeitinformation Ω₁ erhalten wird:

wobei K[rad/v] die Konversionsverstärkung bedeutet. Das heißt, bei der Darstellung nach Fig. 2 wird die zu sinΔΦ (Signal 72 in Fig. 3) proportionale Komponente und die zu cosΔΦ (Signal 73 in Fig. 3) proportionale Komponente dem Anschluß 29 bzw. 30 zugeführt. Das zu sinΔΦ proportionale Signal und das zu cosΔΦ proportionale Signal werden in einem Schalter 61 durch ein Ausgangssignal D geschaltet, das von dem der Anschlüsse eines Zweirichtungszählers 70 geliefert wird, der mit 2⁰ gewichtet ist. Die Polarität des Ausgangssignals des Schalters 61 wird in einem Schalter 62 umgekehrt durch ein Ausgangssignal E, das von dem der Anschlüsse des Zweirichtungszählers 70 geliefert wird, der mit 2¹ gewichtet ist. Das in der Polarität invertierte Ausgangssignal wird über einen Linearisierer 64 einem Kreisel­ ausgangsanschluß 65 zugeführt. Das Ausgangssignal des Schalters 62 wird außerdem einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß von Vergleichern 66 bzw 67 zugeführt, in denen es mit Bezugsspannungen +V _r und -V _r der Bezugsspannungsquellen 68 und 69 verglichen wird. Die Ausgangssignale der Vergleicher 66 bzw. 67 werden den Aufwärtszähl- bzw. Abwärtszähl-Anschlüssen UP bzw. DOWN des Zweirichtungszählers 70 zugeführt, in dem sie aufwärts bzw. abwärts gezählt werden. Das Ausgangssignal D am Ausgangsanschluß des Zweirichtungszählers 70, der mit 2⁰ gewichtet ist, wird als Schaltsteuersignal dem Schalter 61 und das Ausgangssignal E am Ausgangsanschluß, der mit 2¹ gwichtet ist, als Schaltsteuersignal dem Schalter 62 zugeführt. Die Schalter 61 und 62 liegen an einem Anschluß NC im Ausgangszustand (in dem das Schaltsteuersignal eine logische "0" darstellt) und schalten zum Anschluß NO, wenn das Schaltsteuersignal eine logische "1" darstellt. Der Zählwert des Zweirichtungszählers 70 kann von einem Anschluß 71 abgenommen werden.

Wie beschrieben, ändert sich das Ausgangssignal am Anschluß 29 proportional zu sinΔΦ, wie dies durch die Kurve 72 in Reihe A von Fig. 3 dargestellt ist, während sich das Ausgangssignal am Anschluß 30 proportional zu cosΔΦ ändert, wie dies die Kurve 73 in Reihe A von Fig. 3 veranschaulicht. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich zwischen ±π/4 liegt, befinden sich die Schalter 61 und 62 jeweils in dem in Fig. 2 dargestellten Zustand und das vom Anschluß 29 gelieferte Ausgangssignal, das zu sinΔΦ proportional ist, wird durch den Linearisierer 64 linearisiert und danach zum Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert. Wenn das Eingangssignal des Vergleichers 66, das heißt das vom Schalter 62 gelieferte Ausgangssignal die Bezugsspannung V _r überschreitet, werden die in Reihe B von Fig. 3 dargetellten Impulse erzeugt. Die Impulse werden durch den Zweirichtungszähler 70 additiv gezählt.

Wenn andererseits das Ausgangssignal des Schalters 62 die Bezugsspannung -V _r in negativer Richtung überschreitet, werden die in Reihe C von Fig. 3 dargestellten Impulse erzeugt und durch den Zweirichtungszähler 70 substraktiv gezählt. Das Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70, das 2⁰ gewichtet ist, verändert sich wie in Reihe D von Fig. 3 dargestellt und das Ausgangssignal E, das 2¹ gewichtet ist, verändert sich wie in Reihe E von Fig. 3 gezeigt. Wenn das 2⁰-gewichtete Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70 einen hohen Pegel (logische "1") aufweist, wird der Schalter 61 umgeschaltet und das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, wird linearisiert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert. Umgekehrt erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Schalters 62 in negativer Richtung größer wird als die Bezugsspannung -V _r, der Vergleicher 67 Impulse, die durch den Zweirichtungszähler 70 substraktiv gezählt werden. Als Folge hiervon nimmt das 2⁰-gewichtete Ausgangssignal D einen hohen Pegel ein, durch den der Schalter 61 betätigt wird und wie im obigen Fall wird das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, linearisiert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert.

Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im absoluten Wert zunimmt und das zu cosΔΦ proportionale Ausgangsignal die Bezugsspannung +V _r bzw. -V _r im aboluten Wert überschreitet, werden von den Vergleichern 66 und 67 Impulse erzeugt und durch den Zweirichtungszähler additiv bzw. substraktiv gezählt. Der Schalter 61 wird in seine Ausgangsposition zurückversetzt und das Signal 29, das heißt das zu sinΔΦ proportionale Ausgangssignal, wird linearisiert und an den Kreisel­ ausgangsanschluß 65 geliefert. Gleichzeitig wird ein Signal- Polaritätsumkehr-Befehl (ein Schaltsteuersignal) durch das 2¹-gewichtete Ausgangssignal E des Zweirichtungszählers 70 geliefert, so daß die zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Ausgangssignale bezüglich der Phasendifferenz ΔΦ positiv werden und der Schalter 62 wird mit dem Inverter 63 verbunden. Sind die Ausgangsspannungen des Schalters 62, die proportional zu sinΔΦ und cosΔΦ sind, wenn die Phasendifferenz ΔΦ gleich π/4 ist, geringfügig niedriger eingestellt als die Bezugsspannungen +V _r und -V _r absoluten Wert, dann kann am Ausgangsanschluß 65 ein sägezahnförmiges Ausgangssignal erhalten werden, wie dies in der Reihe G von Fig. 3 dargestellt ist und es kann im Schaltvorgang zwischen den zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Signalen eine Hysterese eingeführt werden, die einen stabilen Betrieb gewährleistet. Auf diese Weise wird, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 im ±m π liegt, die sinΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert und wenn die Phasendifferenz im Bereich von etwa ±π/4 um ±(2m+1) liegt, die cosΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert, wodurch über den gesamten Bereich ein Ausgangssignal mit einem hohen Ausmaß an Linearität erhalten werden kann.

Aus diesem Ausgangssignal kann die Winkelgeschwindigkeit unter Verwendung von Gleichung (6) erhalten werden. In Gleichung (6) bedeutet V₀ die Spannung am Kreiselausgangsanschluß 65 und m die Differenz zwischen der Gesamtzahl von den durch den Zweirichtungszähler 70 addierten und subtrahierten Impulsen, das heißt den Zählwert des Zweirichtungszählers 70, der vom Anschluß 71 angenommen wird.

Für eine geeignete Extraktion der sinΔΦ und cosΔΦ Komponenten aus dem fotoelektrischen Konversionsausgangssignal des Fotodetektors 17 ist es erforderlich, daß das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem Synchrondetektor im wesentlichen gleichphasig sind.

Die Phasendifferenz R zwischen der Treiberspannung V _pm, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird und der Grundfrequenzkomponente des Interferenzlichtes - die Phasendifferenz bei den höherfrequenten Komponenten nimmt einen Wert ein, der bezüglich dem in Gleichung (1) angegebenen Wert um die Ordnung der Harmonischen multipliziert ist - ändert sich jedoch mit den Umgebungsbedingungen, insbesondere mit der Temperatur, der der Phasenmodulator 15 ausgesetzt ist. Da der Phasenmodulator 15 zum Beispiel durch Wickeln einer optischen Faser um einen zylindrischen elektrostriktiven Vibrator hergestellt ist, ist dessen Eingangs/Ausgangs-Pha­ sencharakteristik wesentlich Schwankungen in Abhänigkeit von den Umgebungsbedindungen unterworfen. Wenn darüber hinaus der Arbeitspunkt des Phasenmodulators auf dessen Resonanzpunkt eingestellt ist, ändert sich die Eingangs/Ausgangs-Phasencharakteristik wesentlich mit den Umgebungsbedingungen. Im übrigen wird gewöhnlich der Arbeitspunkt des Phasenmodulators 15 auf seinen Resonanzpunkt gestellt. Deshalb sind das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem Synchrondetektor 22 und 23 nicht miteinander in Phase, so daß Änderungen im Maßstabsfaktor der Ausgangssignale V₁ _a und V₂ _a auftreten, wie dies aus den Gleichungen (3) und (5) ersichtlicht ist. Dies ist nichts anderes als eine Änderung im Kreiselausgangssignal V₀ mit der Folge eines Fehlers in der Messung der Winkelgeschwindigkeit durch den faseroptischen Kreisel, dessen Eingabebereich vergrößert werden soll, wie dies aus Gleichung (6) ersichtlich ist.

Es ist bereits das folgende Verfahren angewandt worden, um den Maßstabsfaktor (Übertragungsverhältnis) zu stabilisieren. Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm einer Maßstabfaktor- Stabilisierungsschaltung dar, durch die die Ampiltude K₁ · J₁(x) des Ausgangsignals V₁ _a in Gleichung (3) konstant­ gehalten wird. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird Synchrondetektoren 31 und 32 zugeführt, in denen jeweils eine synchrone Erfassung bei einer phasenmodulierenden Frequenz f₀ bzw. einer Frequenz 2f₀, die zweimal höher als die erstere liegt, ausgeführt wird. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 31 und 32 werden durch Quadrierschaltungen 33 bzw. 34 quadriert und ihre quadrierten Ausgangssignale V₁² und V₂² durch einen Addierer 35 zusammengezählt, dessen Ausgangsspannung V sich wie folgt darstellt:

V = V₁² + V₂² = (K₁ · P₀ · J₁ (x))² · sin² ΔΦ + (K₂ · P₀ · J₂ (x))² · cos² ΔΦ (7)

wobei K₁ und K₂ Konstanten sind (wie ein Verstärkungsfaktor, eine fotoelektrische Konversionsstärkung, eine Synchrondetektorverstärkung, etc.). Wird die Gesamtverstärkung so eingestellt, daß K₁ · P₀ · J₁(x) = K₂ · P₀ · J₂(x), dann wird mit der Annahme, daß die Amplitude in diesem Fall durch K repräsentiert wird, die Ausgangsspannung V von Gleichung (7) zu:

V = K² · (sin² ΔΦ + cos² ΔΦ) = K² (8)

Der Ausgangswert oder der Bezugswert der Ausgangsspannung V sei durch K _R ² repräsentiert. Durch Erfassen des Unterschieds zwischen dem Bezugswert K _R ² eines Bezugspegelgenerators 36 und der Ausgangsspannung V mittels eines Diffe­ rentialverstärkers 37 und Gegenkoppeln der Differenz zu einer Lichtleistungssteuerschaltung 39 über einen Integrator 38 kann die Amplitude der Ausgangsspannung V₁ selbst dann konstantgehalten werden, wenn die Lichtleistung der Lichtquelle, die optischen Übertragungsverluste und der polarisierte Zustand des Lichtes variieren.

Dies wird nun im einzelnen beschrieben. Wenn die beim Fotodetektor 17 ankommende maximale Lichtleistung P₀ aus irgendeinem Grund reduziert wird und die Spannung V unter den Bezugswert K _R² des Bezugssignalgenerators 36 fällt, erzeugt der Differentialverstärker 37 ein positives Signal. Durch Setzen des Systems mit diesem positiven Signal in der Weise, daß die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung zunimmt, läßt sich die maximale Lichtleistung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, vergrößern. Andererseits erzeugt der Differentialverstärker 37 ein negatives Signal, wenn die maximale Lichtleistung P₀ aus irgendeinem Grund zunimmt, und die Spannung V den Bezugswert K _R² überschreitet, wodurch die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung verringert wird. Als Ergebnis wird die maximale Lichtleistung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, abgeschwächt. Auf diese Weise kann die Spannung V stets auf dem Bezugswert K _R² gehalten werden. Mit anderen Worten, kann die Amplitude des Ausgangssignals V₁ konstantgehalten werden.

Die Amplitude des Ausgangssignals V₁ kann in ähnlicher Weise auch dadurch konstantgehalten werden, daß in der auf den Fotodetektor folgenden Stufe eine Verstärkungsteuerschaltung vorgesehen wird, deren Verstärkungsgrad durch ein externes Signal variiert werden kann und durch eine negative Rückkopplung zum Ausgang des Integrators 38.

Bei der bekannten Maßstabsfaktorstabilisierschaltung ist es zur Gewährleistung einer Stabilisierung des Maßstabfaktors erforderlich, daß x, das eine Variable der Besselfunktionen der ersten Art J₁(x) und J₂(x) darstellt, in hohem Maße stabil ist. Selbst wenn ein Verfahren zum Stabilisieren des Wertes x angewandt wird, kann ein Steuerfehler auftreten und der Wert x, wenn auch nur geringfügig, variieren. Normalerweise wird der Wert x auf 1,84 eingestellt, bei dem das Ausgangssignal V₁ mit maximaler Empfindlichkeit erfaßt wird. Mit x=1,84, ist J₁(x) stabil, unabhängig von einer Änderung im Wert x, aber J₂(x), welches einen Koeffizienten des Ausgangssignals V₂ darstellt, ist nicht stabil und verändert sich mit einer Änderung im Wert x, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn der Wert x einer solchen Änderung unterworfen wird, gilt K₁ · P₀ · J₁(x) ≠ K₂ · P₀ · J₂(x) und Gleichung (8) ist nicht mehr erfüllt. Mit anderen Worten wird die Maßstabsfaktorstabilisierungsschaltung nicht normal arbeiten und der Maßstabsfaktor als Eingangs/Ausgangs- Charakteristik des faseroptischen Kreisels kann nicht mehr in hohem Maße stabilgehalten werden.

Gemäß Fig. 4 werden von einem Bezugssignalgenerator 41 Bezugssignale der Frequenzen f₀, 3f₀ und 2f₀ zu Synchrondetektoren 31, 42 bzw. 32 geliefert, die Signale V₁, V₃ bzw. V₂ erzeugen. Da die Signale V₁ und V₃ abhängig von positiven und negativen Eingangswinkelgeschwindigkeiten, mit denen der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, sowohl positive als auch negative Spannungen annehmen können, werden sie durch Absolutwertschaltungen 43 und 44 in absolute Werte umgewandelt. Die Absolutwertschaltungen 43 und 44 können durch Quadrierschaltungen ersetzt werden. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 43 wird einem Plus (+) Eingang eines Differentialverstärkers 45 und das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 44 einem Minus (-) Eingang des Diffe­ rentialverstärkers 45 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 45 wird über einen Integrator 46 an die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 geliefert. Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 weist eine Anordnung auf, bei der die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird, durch ein positives bzw. ein negatives Signal vom Differentialverstärker 45 vergrößert bzw. verringert wird. Auf diese Weise wird eine automatische Steuerschleife vorgesehen.

Wenn das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 45 bei einer solchen Anordnung 0 ist, daß heißt, wenn V₁=V₃ (es sei angenommen, daß in diesem Fall die Konstanten K₁ und K₃ so eingestellt worden sind, daß sie einander gleich sind), dann wird die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung durch die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 so eingestellt, daß die Besselfunktionen der erste Art J₁(x) und J₃(x) denselben Wert einnehmen, das heißt etwa 2,05 in den Termen des Wertes x an der Stelle A in Fig. 5.

Unter der Annahme, daß die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals zunimmt und demzufolge der Wert x ansteigt, nimmt die Besselfunktion J₁(x) ab, J₃(x) nimmt jedoch zu, wie dies in Fig. 5 an der Stelle A dargestellt ist. Als Folge hiervon liefert der Differentialverstärker 45 an den Integrator 46 ein negatives Signal, das Ausgangssignal des Integrators nimmt ab und die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 verringert die Spannung eines dem Phasenmodulator 15 zuzuführenden Treibersignals entsprechend, so daß eine Abnahme im Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals bewirkt wird.

Andererseits nimmt die Besselfunktion der ersten Ordnung J₁(x) zu, die der dritten Ordnung J₃(x) jedoch ab, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist, wenn die Amplitude A des phasen­ modulierenden Signals abnimmt und sich der Wert x entsprechend verringert. Als Folge hiervon führt der Differentialverstärker 45 dem Integrator 46 ein positives Signal zu. Der Integrator 46 vergrößert sein Ausgangssignal und die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 vergrößert die Spannung des dem Phasenmodulator zuzuführenden Treibersignals entsprechend, so daß der Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals zunimmt.

Auf diese Weise können der Wert x und demzufolge die Empfindlichkeit des Kreiselausgangssignals zu allen Zeiten konstantgehalten werden, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch die Umgebungsbedingungen oder äußerer Kräfte, die auf die Einrichtung ausgeübt werden, verändert wird. Der zwischen dem Differentialverstärker 45 und der Phasenmodulatortreiberschaltung 28 angeordnete Integrator 46 dient dazu, eine Restabweichung des Dif­ ferentialverstärkers im Proportionalbetrieb zu eleminieren und damit den Wert x zu allen Zeiten auf einem Zielwert (x=3,05) zu halten.

Wie erwähnt, verwendet die bekannte Schaltung die Ausgangssignale V₁ und V₃ der Synchrondetektoren 31 und 42 als Steuersignale zur Stabilisierung der Phasenmodulation. Die Ausgangsignale V₁ und V₃ lassen sich durch die folgenden Gleichungen ausdrücken:

V₁ = K₁ · P₀ · J₁(x) sin ΔΦ (9)

V₃ = K₃ · P₀ · J₃(x) sin ΔΦ (10)

Die Ausgangssignale V₁ und V₃ sind zu sinΔϕ proportional. Wenn deshalb die Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder extrem klein ist, werden die Ausgangssignale zu Null oder extrem klein und machen eine Steuerung zur Stabilisierung der Phasenmodulation unmöglich. In diesem Fall ist der Integrator 46 positiv oder negativ gesättigt und die Amplitude des phasenmodulierenden Signals wird zu einem Maximum oder einem Minimum. In einem solchen Zustand kann der Kreisel nicht auf ein Hochgeschwindigkeitseingangssignal ansprechen und deshalb kann nicht erwartet werden die normale Arbeitsweise zur Stabilisierung der Phasenmodulation und des Maßstabsfaktors auszuführen.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, einen faseroptischen Kreisel verfügbar zu machen, der selbst dann stabil arbeitet, wenn die eingegebene Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder extrem klein ist.

Ferner soll ein faseroptischer Kreisel vorgesehen werden, bei dem selbst wenn die Eingangs/Ausgangs-Phasencharakteristik des Phasenmodulators bei einer Änderung der Umgebungsbedingungen variiert, das gewünschte Eingangssignal und das Bezugssignal im Synchrondetektor in Phase zueinander gehalten werden, so daß der Kreiselmaßstabsfaktor stabilgehalten wird.

Ferner soll ein faseroptischer Kreisel geschaffen werden, bei dem selbst wenn die Eingangs/Ausgangs-Phasencharakteristik des Phasenmodulators variiert, die zu erfassenden Signale und das Bezugssignal im Synchrondetektor zueinander in Phase gehalten werden, so daß über den gesamten Eingabebereich des Kreisels der Kreiselmaßstabsfaktor stabilgehalten wird.

Es soll ein faseroptischer Kreisel vorgesehen werden, in dem selbst bei einer Vergrößerung des Meßbereiches der Ein­ gangswinkelgeschwindigkeit die Schaltung zum Stabilisieren der Phasenmodulation normal arbeitet.

Ferner soll ein faseroptischer Kreisel vorgesehen werden, der den Maßstabsfaktor wie die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik in hohem Maße stabil hält.

Schließlich soll ein faseroptischer Kreisel geschaffen werden, der eine Eingangs/Ausgangs-Charakterisitik aufweist, die kontinuierlich mit der Eingangswinkelgeschwindigkeit variiert.

Die Erfindung ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Gemäß einem Aspekt dieser Erfindung wird es den Lichtwellen ermöglicht, einen Lichtweg wenigstens einer Schleife im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen und die Lichtwellen, die den Lichtweg durchlaufen haben, werden durch eine Interferenzeinrichtung veranlaßt, sich gegenseitig zu überlagern. Eine Phasenmodulationsvorrichtung ist zwischen der Interferenzeinrichtung und dem Lichtweg geschaltet, durch die Lichtwellen phasenmoduliert werden, und das Interferenzlicht wird durch einen Fotodetektor in eine der Intensität des Interferenzlichtes entsprechendes elektrisches Signal umgewandelt. Die im elektrischen Signal enthaltene Grundfrequenzkomponente der phasenmodulierenden Frequenz der phasenmodulierenden Einrichtung wird synchron durch eine erste Synchrondetektoreinrichtung erfaßt, um ein Winkelgeschwindigkeitssignal zu erhalten. Die zweite und vierte der harmonischen Komponenten der phasenmodulierenden Frequenz, die im elektrischen Ausgangssignal des Fotodetektors enthalten sind, werden durch eine zweite und eine dritte Synchrondetektoreinrichtung synchron erfaßt. Die phasenmodulierende Einrichtung wird so gesteuert, daß das Verhältnis der Ausgangssignale der zweiten und der dritten Synchrondetektoreinrichtung jeweils gleich sein können zu dem vorliegenden Bezugswert.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine zweite Synchrondetektoreinrichtung zum synchronen Erfassen einer im Fotodetektorausgangssignal enthaltenen ungeradzahligen harmonischen Komponente der modulierenden Frequenz des Phasenmodulators vorgesehen. Das von der zweiten Synchrondetektoreinrichtung gelieferte Ausgangssignal wird benutzt um eine derartige Steuerung zu bewirken, daß in der ersten Synchrondetektoreinrichtung zum synchronen Erfassen einer ungeradzahligen harmonischen Komponente der modulierenden Frequenz des Phasenmodulators, die im Fotodetektorausgangssignal enthalten ist, ein Eingangssignal und ein Bezugssignal im wesentlichen in gleicher Phase zueinander stehen, und daß ein Eingangssignal und ein Bezugssignal in der zweiten Synchrondetektoreinrichtung im wesentlichen um 90° zueinander in der Phase verschoben sind.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung werden Lichtwellen, die den Lichtweg in entgegengesetzten Richtungen durchlaufen haben, veranlaßt, sich gegenseitig zu überlagern und das erhaltene Interferenzlicht wird durch einen Fotodetektor in ein elektrisches Signal umgewandelt. Eine im elektrischen Signal enthaltene ungeradzahlige harmonische Komponente der modulierenden Frequenz der phasenmodulierenden Einrichtung wird durch eine erste Synchrondetektoreinrichtung synchron erfaßt. Eine im elektrischen Signal enthaltene geradzahlige harmonische Komponente der modulierenden Frequenz der phasenmodulierenden Erfindung wird durch eine zweite Synchrondetektoreinrichtung synchron erfaßt. Das elektriche Signal wird durch eine dritte Synchrondetektoreinrichtung unter Verwendung eines Bezugssignals, das gegenüber der Phase des Bezugssignals der ersten Synchrondetektoreinrichtung um 90° verschoben ist, synchron erfaßt. Außerdem wird das elektrische Signal durch eine vierte Synchrondetektoreinrichtung unter Verwendung eines Bezugssignals, das gegenüber dem Bezugssignal der zweiten Synchrondetektoreinrichtung um 90° versetzt ist, synchron erfaßt. Eine erste Phasendetektoreinrichtung verwendet die Ausgangssignale der ersten und dritten Synchrondetektoreinrichtung, um die Phasendifferenz zwischen dem an die erste Synchrondetektoreinrichtung angelegten Bezugssignal und der Komponente des synchron zu erfassenden Eingangssignals zu erfassen. Eine zweite Phasen­ detektoreinrichtung verwendet die Ausgangssignale der zweiten und vierten Synchrondetektoreinrichtung, um die Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und der Komponente des synchron zu erfassenden Eingangssignals in der zweiten Synchrondetektoreinrichtung zu erfassen. Die von der ersten und zweiten Phasendetektoreinrichtung gelieferten Ausgangssignale werden benutzt um eine solche Steuerung zu bewirken, daß das Bezugssignal und das synchron zu erfassende Signal in der ersten und zweiten Synchrondetektoreinrichtung stets in gleicher Phase sind.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung werden benachbarte ungeradzahlige harmonische Komponenten der phasenmodulierenden Frequenz der phasenmodulierenden Einrichtung, die im Fotodetektorausgangssignal enthalten sind, synchron durch eine erste und eine zweite Synchrondetektoreinrichtung erfaßt und benachbarte geradzahlige harmonische Komponenten der phasenmodulierenden Frequenz synchron durch eine dritte und eine vierte Synchrondetektoreinrichtung festgetellt. Die Spannung mit der die phasenmdoulierende Einrichtung beaufschlagt wird, wird durch eine erste Phasenmo­ dulationssteuereinrichtung gesteuert, so daß die Ausgangssignale der ersten und zweiten Synchrondetektoreinrichtung einander gleich werden und die Spannung, mit der die phasenmodulierende Einrichtung beaufschlagt wird, wird durch eine zweite Phasenmodulationsteuereinrichtung derart gesteuert, daß das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der dritten und vierten Synchrondetektoreinrichtung konstant ist.

Die an die phasenmodulierende Einrichtung angelegte Spannung wird durch eine dritte Phasenmodulationssteuereinrichtung anstelle der ersten Phasenmodulationssteuereinrichtung derart gesteuert, daß die Ausgangssignale der ersten und zweiten Synchrondetektoreinrichtung in einem konstanten Verhältnis vorliegen.

Gemäß einem weiteren Aspekt dieser Erfindung wird die Sinuskomponte der Phasendifferenz zwischen den zwei Lichtwellen im Fotodetektorausgangssignal durch eine erste Signaldetektoreinrichtung und die Kosinuskomponente der Phasendifferenz durch eine zweite Signaldetektoreinrichtung erfaßt. Die ersten und die zweite Signaldetektoreinrichtung werden durch eine Signalschalteinrichtung so geschaltet, daß die erste Signaldetektoreinrichtung ihre Ausgangssignale liefert, wenn die Phasendifferenz im Bereich von etwa ±π/4 um m π liegt, wobei m=0, 1, 2, ..., und die zweite Signaldetektoreinrichtung ihr Ausgangssignal liefert, wenn die Phasendifferenz im Bereich von etwa ±π/4 um (2m+1) · π/2 liegt, wobei m=0, ±1. ±2, . . . Die Analogmenge, in die die Anzahl von Schaltvorgängen zwischen den Signalen der ersten und zweiten Detektoreinrichtung umgewandelt wird und das von der Signalschalteinrichtung gelieferte Ausgangssignal werden durch eine Addiereinrichtung addiert.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 17 Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten faseroptischen Kreisls;

Fig. 2 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil des faseroptischen Kreisels in einem vergrößerten Meßbereich dar­ stellt;

Fig. 3 eine Reihe von Wellenformen, die an entsprechenden Teilen des in Fig. 2 dargestellten Kreisels auftreten zur Erläuterung der Arbeitsweise;

Fig. 4 ein Blockdiagramm, das einen bekannten faseroptischen Kreisel darstellt, der eine Phasenmodulationsstabilisierungsschaltung enthält;

Fig. 5 eine grafische Darstellung, die Besselfunktionen der ersten Art darstellen;

Fig. 6 ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 7 eine grafische Darstellung, die die V _d-X-Kennlinie darstellt;

Fig. 8 ein Blockdiagramm, das den prinziellen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 9 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 10 ein Blockdiagramm, das eine modifizierte Form des in Fig. 9 darstellten faseroptischen Kreisels darstellt;

Fig. 11 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 12 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 13 ein Blockdiagramm, das einen Teil einer modifizierten Form des in Fig. 12 dargestellten faseroptischen Kreisels dar­ stellt;

Fig. 14 ein Blockdiagramm, das einen Teil einer weiteren modifizierten Form des in Fig. 12 dargestellten faseroptischen Kreisels darstellt;

Fig. 15 eine grafische Darstellung, die die V _d1-X-Kennlinie zeigt;

Fig. 16 ein Blockdiagramm, das einen Teil noch einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung darstellt; und

Fig. 17 ein Wellendiagramm zur Erläuterung von dessen Arbeitsweise.

Fig. 6 stellt eine Ausführungsform dieser Erfindung dar, in der Teile, die denen von Fig. 4 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen tragen. In Fig. 6 werden Synchrondetektoren 32 bzw. 47 mit Bezugssignalen der Frequenzen 2f₀ und 4f₀ aus dem Bezugssignalgenerator 41 beliefert und erzeugen Signale V₂ bzw. V₄. Die Signale V₂ und V₄ lassen sich wie folgt ausdrücken:

V₂ = K₂ · P₀ · J₂ (x) cos ΔΦ (11)

V₄ = K₄ · P₀ · J₄ (x) cos ΔΦ (12)

In einem Teiler 48 wird das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt, um

zu erhalten. Durch Steuern des Verstärkungsgrades der Syn­ chrondetektoren in der Weise, daß K₂=K₄, folgt

Dies legt zwischen den Besselfunktionen J₂(x) und J₄(x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige feste Beziehung fest. Fig. 7 ist eine grafische Darstellung, die die Beziehung von V _d=J₄(x)/J₂(x) in Abhängigkeit von dem Wert x zeigt. Der Wert V _d beim Arbeitspunkt (x=3,05) beträgt etwa 0,285. Durch Einstellen des Bezugswertes eines Bezugspegelgenerators 49 auf 0,285, Vergleichen des Bezugswertes und V _d in einem Differentialkverstärker 51, negatives Rückkoppeln der Differenz zur Phasenmodulatortreiberschaltung 28 über einen Integrator 52 und Steuern der Spannung des Signals, die im Oszillator 27 an den Phasenmodulator 15 geliefert wird, kann der Wert von V _d stets auf 0,285 eingestellt werden. Mit anderen Worten kann der Wert x auf 3,05 gehalten werden.

Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 ist so ausgebildet, daß die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird, durch ein positives bzw. ein negatives Signal des Differentialverstärkers 51 angehoben bzw. abgesenkt wird; auf diese Weise wird eine automatische Steuerschaltung gebildet. Wenn nun die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals aus irgendeinem Grund zunimmt und demzufolge auch der Wert x, dann vergrößert sich wie dies aus Fig. 7 ersichtlich ist, der Wert von V _d. Als Folge hiervon führt der Differentialverstärker 51 dem Integrator 52 das negative Signal zu und veranlaßt dessen Ausgangssignal abzunehmen. Demgemäß verringert die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die Spannung des Signals, das dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird und verringert so die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals. Falls andererseits die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals abnimmt und der Wert x ebenfalls entsprechend abnimmt, verringert sich der Wert von V _d wie dies aus Fig. 7 ersichtlich ist. Als Folge hiervon führt der Differenztialverstärker 51 dem Integrator 52 das positive Signal zu, durch das dessen Ausgangssignal zunimmt und die Phasen­ modulatortreiberschaltung 28 vergrößert die Spannung des Signals, das an den Phasenmodulator 15 geliefert wird, so daß die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals zu­ nimmt.

Bei einer solchen Anordnung kann, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch äußere Bedingungen (wie Temperatur, Vibrationen, Stöße, etc) verändert wird, der Wert x zu allen Zeiten konstant gehalten werden. Damit kann auch die Empfindlichkeit des Kreiselausgangsssignals auf einem konstanten Wert gehalten werden. Obgleich bei dieser Ausführungsform das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt wird, kann das Signal ₂ auch durch das Signal V₄ geteilt werden. In einem solchen Fall ist der Wert von V _d beim Arbeitspunkt (x=3,05) angenähert 3,5. Demgemäß muß der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 lediglich auf 3,5 eingestellt werden.

Der beschriebene faseroptische Kreisel ist für eine stabile Phasenmodulation geeignet. Wie aus den Gleichungen (11) und (12) entnommen werden kann, sind die Steuersignale V₂ und V₄, die in der in Fig. 6 dargestellten Phasenmodula­ tionsstabilisierungsschaltung benutzt werden, ausreichend groß, selbst wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder extrem klein ist, so daß die Steuersignale normale Betriebsweisen zur Stabilisierung der Phasenmodulation und zur Stabilisierung des erwähnten Maßstabsfaktors gewährleisten.

Die Signale V₂ und V₄ verkleinern sich, wenn die Eingangs­ winkelgeschwindigkeit zunimmt, aber selbst wenn die Sagnac- Phasendifferenz ΔΦ 60° beträgt, haben sie noch eine Größe von 50% und können in ausreichender Weise benutzt werden zur Steuerung für die Stabilisierung der Phasenmodulation.

Übrigens ist für den Fall, daß die Lichtquelle 11 eine Wellenlänge λ von 0,83 µm aufweist und der Lichtweg einen Radius von 0,02 m und eine Länge von 200 mm hat, die maximale Eingangswinkelgeschwindigkeit Ω bei der Sagnac-Phasendifferenz ΔΦ annäherend 300° pro Sekunde, welches ein ausreichend praktischer Wert ist.

Obgleich, wie beschrieben, V _d=J₄(x)/J₂(x) am Arbeitspunkt für die Phasenmodulation etwa den Wert 0,285 hat, und dieser Wert als Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 eingestellt wird, ist es auch möglich, V _d=K _d=J₄(x)/J₂(x)+B zu setzen, wobei K _d und B willkürliche Werte sind und den Wert von V _d am Arbeitspunkt (x=3,05) als Bezugswert zu benutzen. Wenn zum Beispiel K _d und B auf 10 bzw. 0 eingestellt werden, dann wird der Wert von V _d am Arbeitspunkt (x=3,05) etwa 2,85, auf den der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 eingestellt wird.

Bei der Schaltung nach Fig. 6 wird das vom Fotodetektor 17 gelieferte Ausgangssignal synchron erfaßt durch die dritte Harmonische 3f₀ der phasenmodulierenden Frequenz f₀ im Synchrondetektor 42 und das erfaßte Ausgangssignal V₃ einem Verstärker 53 zugeführt, in dem es K _m mal verstärkt wird. Das verstärkte Ausgangssignal V₃ wird an einen Addierer 54 geliefert, in dem es zum Ausgangssignal V₁ des Synchrondetektors 31 addiert wird, das das Fotodetektorausgangssignal durch die phasenmodulierende Frequenz f₀ synchron erfaßt hat. Das Ausgangssignal V₀ des Addierers 54 ist gegeben durch die folgende Gleichung:

V₀ = K₁ · P₀ · J₁ (x) · ΔΦ + K _m · K₃ · P₀ · J₃ (x) · sinΔΦ (14)

wobei K₁ und K₃ Konstanten bedeuten (wie den Verstärkungsgrad des jeweiligen Synchrondetektors, die fotoelektrische Umwandlungsverstärkung). Durch Einstellen der Verstärkungsgrade und durch Setzen von K₁=K₃=K₀ wird Gleichung (14) zu

V₀ = K₀ · P₀ · (J₁ (x) + K _m · J₃ (x) · sin ΔΦ) (15)

Durch Setzen von K _m=2,2 wird (J₁(x)+K _m · J₃(x)) zu einem Maximum an der Stelle, an der x im wesentlichen gleich 3,05 ist, und ist in seiner Nachbarschaft stabil, wie dies Fig. 5 erkennen läßt. An der Stelle x=3,05 hat die Besselfunktion J₂(x) ebenfalls ein Maximum und ist im Hinblick auf x stabil. Wenn in Gleichung (7) V₀ anstelle von V₁ benutzt wird und ein Steuerfehler in der Schaltung zum Stabilhalten des Wertes x auftritt und selbst wenn der Wert x varriert, sind die Amplituden der Ausgangssignale V₀ und V₁ stets gleich und die Maßstabsfaktorstabilisierungsschaltung arbeitet normal. Die Spannung V₀ ist im Hinblick auf den Wert x stabil und kann somit als Ausgangssignal des faseroptischen Kreisel benutzt werden.

Bei dieser Ausführungsform wird das genannte Ausgangssignal V₀ durch einen Linearisierer 55 linearisiert und dann als das Ausgangssignal V _OUT des faseroptischen Kreisels benutzt. Das Ausgangssignal V _OUT ist in diesem Fall:

V _OUT = K₁ · P₀ · J₁ (x) · ΔΦ (16)

Es ist auch möglich, die Vektoren des vom Addierer 54 gelieferten Ausgangssignals V₀ und des vom Synchrondetektor 32 gelieferten Ausgangssignals V₂ zu addieren, festzustellen wieviel der absolute Wert der Vektorsumme vom Bezugswert abweicht und das Ausgangssignal V _OUT in Abhängigkeit von dieser Abweichung zu korrigieren.

Fig. 8 stelle den prinzipiellen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird durch den Synchrondetektor 31 synchron zu einem Bezugssignal V _R₁ einer Frequenz f _R₁ erfaßt. Die Komponente, die in diesem Fall synchron erfaßt wird, ist die Komponente der Grundfrequenz f _m des durch Gleichung (1) ausgedrückten Signals und das erfaßte Ausgangssignal wird einem Ausgangsanschluß 56 des faseroptischen Kreisels zugeführt. Das Signal V₁, dessen Wechselstromkomponente so entfernt worden ist, ist proportional zu sinΔΦ. Das Ausgangssignal V₁ wird:

V₁ = K₁ · sin ΔΦ · cos (R-R _f) (17)

wobeiK₁ eine Konstante und R _f die Phasendifferenz zwischen der an den Phasenmodulator 15 angelegten Treiberspannung und dem Bezugssignal V _R₁ ist. Hier ist die Phasendifferenz R die Phasendifferenz zwischen der Treiberspannung, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird und dem lichtphasenmodulierenden Signal, auf das bereits hingewiesen worden ist. Diese Phasendifferenz variiert merklich mit den Umgebungsbedindungen, insbesondere mit der Temperatur und macht den Maßstabsfaktor der Spannung V₁, die im wesentlichen als Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels benutzt wird, instabil.

Um dies zu verhindern, verwendet die vorliegende Erfindung für die Phasenkorrektur eine geradzahlige Harmonische des im Interferenzlicht enthaltenen Signals. Bei dieser Ausführungsform wird eine zweite harmonische Komponente benutzt. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird durch ein Bezugssignal V _R₂ einer Frequenz f _R₂ im Synchrondetektor 32 synchron erfaßt. Die Phase des Bezugssignals V _R₂ wird durch eine logische Schaltung 57 so eingestellt, daß vom Synchrondetektor 32 das Ausgangssignal V₂ erhalten wird, welches durch die folgende Gleichung (18) bestimmt ist.

V₂ = K₂ · cos ΔΦ · sin {2(R-R)} (18)

Das Signal V₂ wird an einen Integrator 58 und einen automatischen Phaseneinsteller 59 geliefert, dessen Phasendifferenz R _f durch das Ausgangssignal des Integrators 58 so steuerbar ist, daß die Phasendifferenz R _f gleich der Pha­ sendifferenz R wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 27 wird über den automatischen Phaseneinsteller 59 an die logische Schaltung 57 geliefert, in der die Bezugssignale V _R₁ und V _R₂ erzeugt werden. Der automatische Phaseneinsteller 59 wird so gesteuert, daß die Differenz (R-R _f) stets Null ist, das heißt das Ausgangssignal des Integrators 58 ebenfalls stets Null ist. Als Folge hiervon wird Gleichung (17) zu:

V₁ = K₁ · sin ΔΦ (19)

Selbst wenn die Phasendifferenz R zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Phasenmodulators 15 bei einer Änderung der Umgebungsbedingung, insbesondere der Umgebungstemperatur, varriert, ist es möglich, die Schwankung des Maßstabfaktors, der die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des faseroptischen Kreisels darstellt, zu unterdrücken.

Der Grund weshalb die Harmonische einer geradzahligen Ordnung für die Phasenkorrektur verwendet wird, ist der folgende: Wie aus Gleichung (18) ersichtlich ist, ist selbst wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit Ω, mit der der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, Null oder sehr klein ist, das heißt wenn die Phasendifferenz ΔΦ zwischen den durch den Lichtweg 16 in entgegengesetzten Richtungen fortschreitenden Lichtwellen sehr klein ist, ist das Signal der geradzahligen Harmonischen proportional zu cosΔΦ und liefert deshalb einen ausreichend großen Wert als Steuersignal.

Andererseits ist die ungeradzahlige harmonische Komponente sehr klein, wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit klein ist, wie dies aus Gleichung (17) hervorgeht, so daß die harmonische Komponente der ungeradzahligen Ordnung nicht für die Verwendung als Steuersignal für die Phasenmodulation geeignet ist.

Wie jedoch aus Gleichung (18) hervorgeht, verursacht, falls eine geradzahlige harmonische Komponente benutzt wird, eine Zunahme in der Eingangswinkelgeschwindigkeit eine Zunahme in der Phasendifferenz ΔΦ und das Signal V₂ als Steuersignal nimmt entsprechend ab.

Ist jedoch in einer faseroptischen Kreisel, in dem die Phasendifferenz ΔΦ zwischen den durch den Lichtweg 16 in entgegengesetzten Richtungen fortschreitenden Lichtwellen bei der maximalen Eingangswinkelgeschwindigkeit etwa 50° oder weniger, dann wird die Herabsetzung des zweiten Ausgangssignals V₂ annäherend 30% oder weniger und das Ausgangssignal V₂ kann in ausreichender Weise als Steuersignal genutzt werden.

Fig. 9 stellt den wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar, wobei die Teile, die jenen von Fig. 1 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen aufweisen. Bei dieser Ausführungsform sind Synchrondetektoren 81 und 82 vorgesehen. Logische Schaltungen 83 und 84 erzeugen Signale V _R₁ _b bzw. V _R₂ _b, die gegenüber den Bezugssignalen V _R₁ _a bzw. V _R₂ _a für die Synchrondetektoren 22 bzw. 23 um 90° in der Phase verschoben sind. Die Signale V _R₁ _b bzw. V _R₂ _b werden den Synchrondetektoren 81 und 82 als Bezugssignale zugeführt, in denen das Ausgangssignal V₁ des Fotodetektors 17 synchron erfaßt wird. Die Ausgangssignale der Synchron­ detektoren 81 und 82 sind jeweils mit Tiefpaßfiltern 85 bzw. 86 versehen. Die Ausgangssignale V₁ _b und V₂ _b der Tiefpaßfilter 85 und 86 stellen sich wie folgt dar:

V₁ _b = V₁ · V _r₁ _b = K₁ · J₁ (x) · sin ΔΦ sin(R-R _f) (20)

V₂ _b = V₁ · V _r₂ _b = K₂ · J₂ (x) · cos ΔΦ sin2(R-R _f) (21)

wobei K₁ _b und K₂ _b Konstanten sind. Die Ausgangssignale V₁ _a und V₁ _b der Tiefpaßfilter 24 und 85 werden einem Multiplikator 87 zugeführt, der als Phasendetektoreinrichtung dient und die Ausgangssignale V₂ _a und V₂ _b der Tiefpaßfilter 25 und 86 einem Multiplikator 88, der ebenfalls als Phasende­ tektoreinrichtung dient. Die Ausgangssignale V _e₁ und V _e₂ der Multiplikatoren 87 und 88 stellen sich wie folgt dar:

wobei

K₁ = K₁ _a J₁ (x) = K₁ _b J₁ (x)
K₂ = K₂ _a J₂ (x) = K₂ _b J₂ (x)

Das heißt, da sin ΔΦ und cos ΔΦ jeweils quadriert werden, werden die Ausgangssignale der Multiplikatoren 87 und 88 stets positiv und ihre Polarität entspricht dem Sinus- Ausgangssignal der Phasendifferenz (R-R _f) und wird nicht durch die Polarität der Eingangswinkelgeschwindigkeit beeinflußt, das heißt, die Polarität der sin ΔΦ-Komponente und der cos ΔΦ-Komponente entsprechen der Phasendifferenz ΔΦ zwischen den in entgegengesetzten Richtungen den Lichtweg 16 passierenden Lichtwellen.

Demgemäß kann die Phasendifferenz (R-R _f) stets konstant gehalten werden durch Steuern eines den logischen Schaltungen 83 und 84 vorgeschalteten automatischen Phaseneinstellers 89 durch die Ausgangssignale der jeweiligen Multiplikatoren 87 und 88, um hierdurch R _f entsprechend der Phasendifferenz R zu ändern. Der gleiche Effekt könnte auch erzielt werden, wenn ein automatischer Phaseneinsteller 91 der Phasenmodu­ latortreiberschaltung 28 vorgeschaltet wird, wie dies durch gestrichelte Linien angedeutet ist, anstelle der Benutzung des automatischen Phaseneinstellers 89 und indem die Phasenbeziehung des dem Phasenmodulator 15 zugeführten Signals V _pm zum Bezugssignal der jeweiligen Synchrondetektoren 22, 23, 81 und 82 gesteuert wird.

Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Ausgangssignale V _e₁ und V _e₂ der Multiplikatoren 87 und 88 durch einen Addierer 92 addiert und das Additionsausgangssignal V _e einem Verstärker 93 zugeführt, der ein elektrisches Filter enthält. Das Ausgangssignal des Verstärkers 93 wird als Steuersignal für den automatischen Phaseneinsteller 89 benutzt. Es ist jedoch auch möglich, eine Anordnung einzusetzen, wie sie in Fig. 10 dargestellt ist, bei der die Ausgangssignale V _e₁ und V _e₂ der Multiplitaktoren 87 und 88 selektiv über eine Schalteinrichtung 94 an den Verstärker 93 geliefert werden und das Verstärkerausgangssignal als Steuersignal benutzt wird. In diesem Fall wählt die Schalteinrichtung 94 das Multiplikationsausgangssignal V _e₂ des Multiplikators 88, das einen ausreichend großen Wert hat, als Signal aus, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von annäherend ±π/4 um ±m π (wobei m=0, 1, 2, ...) liegt und sie wählt das Multiplikationsausgangssignal V _e₁ des Multi­ plikators 87, das in ähnlicher Weise einen ausreichend großen Wert aufweist, als Signal aus, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von ±f/4 um ±(2m+1) · π/2 liegt (wobei m =0, 1, 2, . . .). Dies kann einfach dadurch erreicht werden, daß die Schalteinrichtung 94 mit dem 2°-gewichteten Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70 von Fig. 2 gesteuert wird.

Fig. 11 stellt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung dar, in der die Phasen der Bezugssignale der Synchrondetektoren 81 und 82 relativ zu den Bezugssignalen V _r1a und V _r₂ _a der Synchrondetektoren 22 und 23 abhängig von von den Polaritäten der Ausgangssignale V₁ _a und V₂ _a der Tiefpaßfilter 24 und 25 zwischen +90° und -90° geschaltet werden. Die Polaritäten der Ausgangssignale der Synchrondetektoren 81 und 82 stimmten mit den Polaritäten der Ausgangssignale der Synchrondetektoren 22 und 23 überein. Die Polaritäten der Ausgangssignale V₁ _a und V₂ _a der Synchrondetektoren 22 und 23 werden durch Vergleicher 95 und 96 überprüft, deren Ausgangssignale den Schaltelemtenten 97 und 98 zugeführt werden, um sie zu steuern, indem die Bezugssignale der Synchrondetektoren 81 und 82 zwischen den Signalen V _r₁ _b und hierzu um 180° verschobenen Signalen sowie zwischen den Signalen und in ähnlicher Weise hierzu um 180° verschobenen Signalen geschaltet werden. Das heißt, wenn das Ausgangsignal des jeweiligen Synchrondetektors negativ wird, wird das Bezugssignal, das um 180° phasenverschoben ist, dem Detektor zugeführt, um dessen Ausgangssignal positiv zu machen. Als Folge hiervon werden die Ausgangssignale V₁ _b′ und V₂ _b′ zu:

V₁ _b′ = |K₁ sin ΔΦ| · sin (R-R _f) (24)

V₂ _b′ = |K₂ cos ΔΦ| · sin2 (R-R _f) (25)

So kann die Information der Phasendifferenz (R-R _f) unabhängig von den Polaritäten der sinΔΦ- und cos ΔΦ-Komponenten entsprechend der Eingangswinkelgeschwindigkeit ausgegeben werden. Der automatische Phaseneinsteller 89 wird so gesteuert, daß die Phasendifferenz R-R _f auf Null reduziert wird. Das heißt, die Ausgangssignale V₁ _b′ und V₂ _b′ werden anstelle der in den Fig. 9 und 10 dargestellten Signale V _e₁ und V _e₂ benutzt.

Übrigens ist das elektrische Filter des Verstärkers 93 in Fig. 9 gewöhnlich als Proportional-Differential-Integral-Filter aufgebaut.

Fig. 12 stellt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung dar, bei der die Teile die jenen von Fig. 6 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 31, 32, 42 und 47 werden elektrischen Filtern 101, 102, 103 bzw. 104 zugeführt, die Spannungen V 1, V 2, V 3 und V 4 liefern.

V₁ = K₁ · J₁ (x) · sin ΔΦ
V₂ = K₂ · J₂ (x) · cos ΔΦ
V₃ = K₃ · J₃ (x) · sin ΔΦ
V₄ = K₄ · J₄ (x) · cos ΔΦ

Da die Signale V₁ und V₃ positiv oder negativ werden, je nachdem ob die Eingangswinkelgeschwindigkeit, mit der der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, positiv oder negativ ist, werden sie durch Absolutwertschaltungen 105 und 106 in absolute Werte umgewandelt. Die Absolutwertschaltungen können auch ersetzt werden durch Schaltungen, die Eingangssignale quadrieren. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 105 wird einem Plus (+) Eingang des Differentialverstärkers 107 und das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 106 einem Minus (-) Eingang des Differentialverstärkers 107 zugeführt.

Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 ist so aufgebaut, daß die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird, durch das positive bzw. negative Signal des Differentialverstärkers 107 verstärkt bzw. herabgesetzt wird.

Die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung wird durch die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 derart gesteuert, daß, falls das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 107 Null ist, das heißt falls V₁=V₃ (unter der Annahme, daß die Konstanten K₁ und K₃ so eingestellt worden sind, daß sie einander gleich sind), die Besselfunktionen der ersten Art J₁ (x) und J₃ (x) einander gleich werden, das heißt, daß sie den Punkt A in Fig. 5 erreichen, in dem der Wert x etwa 3,05 beträgt.

Falls nun die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals aus irgendeinem Grund zunimmt und demzufolge auch der Wert x zunimmt, nimmt die Besselfunktion J₁ (x) ab und die Besselfunktion J₃ (x) zu, wie das an der Stelle A in Fig. 5 dargestellt ist. Als Ergebnis hiervon führt der Differentialverstärker 107 einem elektrischen Filter 108 das negative Signal zu. Das Ausgangssignal des elektrischen Filters 108 nimmt ab, so daß die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die dem Phasenmodulator 15 zuzuführende Spannung herabsetzt und die Herabsetzung im Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals verursacht.

Nimmt die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals ab und der Wert x ebenefalls entsprechend, dann nimmt die Besselfunktion J₁ (x) der ersten Ordnung zu und die Besselfunktion J₃ (x) der dritten Ordnung ab, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Als Folge hiervon liefert der Differentialverstärker 107 das positive Signal an das elektrische Filter 108. Das Ausgangssignal des elektrischen Filters 108 nimmt zu, so daß die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die an den Phasenmodulator 15 anzulegende Spannung erhöht und eine Zunahme im Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals verursacht.

Bei einer solchen Anordnung können der Wert x zu allen Zeiten konstant gehalten und die Empfindlichkeit des Kreisel­ ausgangssignals ebenfalls auf einem konstanten Wert gehalten werden, selbst wenn sich der Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals aufgrund von äußeren Bedingungen (wie Temperatur, Schwingungen, Stößen, etc.) ändert.

Das eine integrierende Funktion aufweisende elektrische Filter 108, welches zwischen dem Differentialverstärker 107 und der Phasenmodulatortreiberschaltung 28 vorgesehen ist, dient dazu, eine Restabweichung des Differentialverstärkers 107 von der Proportionalität zu beseitigen und damit den Wert x zu allen Zeiten auf dem Zielwert (x=3,05) zu halten.

Die Signale V₂ und V₄ werden an den Teiler 48 geliefert, in dem das Signal das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt wird und zwischen den Besselfunktionen J₁ (x) und J₃ (x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige Beziehung hergestellt wird, wie dies durch Gleichung (13) zum Ausdruck kommt.

Das Ausgangssignal V _d des Teilers 48 wird dem Minus (-) Eingang des Differentialverstärkers 51 zugeführt, in dem es mit dem vom Bezugspegelgenerator 49 gelieferten Bezugswert verglichen wird. Die erhaltene Differenz V _e2 wird über das elektrische Filter 108 zur Phasenmodulatortreiberschaltung 28 negativ zurückgekoppelt. Letztere steuert die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung. Der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 wird auf etwa 0,285 eingestellt, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, wenn der Arbeitspunkt des Phasenmodulators 15 auf x=3,05 eingestellt wird. Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 ist so ausgebildet, daß die an den Phasenmodulator 15 angelegte Signalspannung der Treiberfrequenz f₀ erhöht bzw. verringert wird durch das positive bzw. negative Signal des Differentialverstärkers 51. Auf diese Weise wird eine automatische Steuerschaltung gebildet.

Mit einer derartigen Anordnung kann der Wert x stets konstant gehalten werdem, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch äußere Bedingungen wie Temperatur, Schwingungen, Stöße, etc. geändert wird. Obgleich bei diesem Ausführungsbeispiel des Signals V₄ durch das Signal V₂ geteilt wird, kann der gleiche Effekt, wie beschrieben, erzielt werden, indem das Signal V₂ durch das Signal V₄ geteilt wird. In diesem Fall ist der Wert des Ausgangssignals V _d am Arbeitspunkt (x=3,05) etwa 3,5 und der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 auf 3,5 eingestellt. Üblicherweise ist das Ausgangssignal des Teilers 48 um das K _d-fache größer als der Wert V _d gemäß Gleichung (13). - Deshalb wird der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 ebenfalls auf den K _d-fachen Wert eingestellt.

Bei der in Fig. 12 dargestellten Ausführungsform werden das Ausgangsfehlersignal V _e₁ des Differentialverstärkers 107 und das Ausgangsfehlersignal V _e₂ des Differentialverstärkers 51 durch einen Addierer 109 addiert, dessen Ausgangssignal an das elektrische Filter 108 geliefert wird. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ bei m π (wobei m=0, 1, 2, ...) und benachbart hierzu liegt, wird das Steuersignal (V₁ V₃) Null oder sehr klein und es kann nicht erwartet werden, daß das System unter Verwendung des Ausgangssignals des Diffe­ rentialverstärkers 107 normal arbeitet. In diesem Fall weist das Steuersignal (V₂ V₂) jedoch einen ausreichend großen Wert auf, der einen normalen Betrieb der Phasenmodu­ lationsgradstabilisierungsschaltung zuläßt.

Wenn andererseits die Phasendifferenz ΔΦ bei m/2π (wobei m=0, ±1, ±2, ...) und benachbart hierzu liegt, wird das Steuersignal (V₂ V₄) Null oder sehr klein und es kann nicht erwartet werden, daß das System unter Verwendung des Ausgangssignals des Differentialverstärkers 51 normal arbeitet. In diesem Fall weist jedoch das Steuersignal (V₁ V₃) einen ausreichend großen Wert auf, der einen normalen Betrieb der Phasenmodulationsgradstabilisierungsschaltung ermöglicht.

So kann selbst wenn der dynamische Bereich vergrößert wird und die Phasendiffernz ΔΦ entsprechend zunimmt, der Pha­ senmodulationsgrad über den gesamten Bereich stabil gehalten werden.

Fig. 13 stellt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung dar. Das Fehlersignal V _e₁, das vom Differentialverstärker 107 geliefert wird, und das vom Differentialverstärker 51 gelieferte Fehlersignal V _e₂ werden wahlweise über einen Schalter 111 dem elektrischen Filter 198 zugeführt. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±m π (wobei m=0, 1, 2, ...) lieget, wird der Schalter 111 auf die NC-Seite (normalerweise geschlossene Seite) geschaltet und erlaubt den Durchtritt des vom Differentialverstärker 51 gelieferten Fehlersignals V _e₂, während bei einer Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 (wobei m=0, 1, 2, ...) der Schalter 111 zur NO-Seite (normalerweise geöffnete Seite) geschaltet wird, in der das vom Differentialverstärker 107 gelieferte Fehlersignal V _e₁ hindurchgelassen wird. Auf diese Weise kann die Phasenmodulationsgradstabilisierungsschaltung über den gesamten Eingabebereich normal betrieben werden und hierdurch die Stabilisierung des Phasenmodulationsgrades gewährleitstet werden. Der Schalter 111 kann durch das Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70 in Fig. 2 umgeschaltet werden.

Fig. 14 zeigt eine modifizierte Form des dem Differentialverstärker 107 zugeordneten Abschnittes. Die Signal V₁ und V₂ werden einem Teiler 112 zugeführt, in dem das Signal V₁ durch das Signal V₃ geteilt wird. Das Ausgangssignal V _d₁ des Teilers 112 stellt sich wie folgt dar:

Setzt man K₁=K₃, dann wird V _d₁=J₁ (x)/J₃ (x), wodurch zwischen den Besselfunktionen J₁ (x) und J₃ (x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige konstante Beziehung errichtet wird.

Fig. 15 ist eine grafische Darstellung, die die Beziehung von V _d₁=J₁ (x)/J₃ (x) in Abhängigkeit vom Wert x zeigt. Der Wert des Ausgangssignals V _d₁ ist am Arbeitspunkt (x=3,05) gleich 1.

Es wird der Bezugswert eines Bezugspegelgenerators 113 auf 1 gesetzt, der Bezugswert mit dem Ausgangssignal V _d₁ in einem Differentialverstärker 114 verglichen und die so erfaßte Differenz über das elektrische Filter 108 negativ zur Phasenmodulatortreiberschaltung 28 zurückgekoppelt, um hierdurch die Spannung zu ändern, mit der der Phasemodulator 15 beaufschlagt wird. Auf diese Weise kann das Ausgangssignal V _d₁ zu allen Zeiten auf 1 eingestellt werden. Mit anderen Worten kann der Wert x wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 12 auf 3,05 gehalten werden. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 15 wird das Signal V₁ durch das Signal V₃ geteilt. Aber selbst wenn das Signal V₃ durch das Signal V₁ geteilt wird, kann die automatische Steuerschleife ähnlich ausgebildet werden. In diesem Fall ist der Wert des Ausgangssignals V _d₁ beim Arbeitspunkt (x=3,05) gleich 1, wie in dem obigen Fall, und der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 113 wird auf 1 gesetzt.

Das Ausgangssignal des Teiler 112 wird gewöhnlich um das K _d-fache größer gemacht als der Wert von V _d₁. Deshalb wird der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 113 auch auf den K _d-fachen Wert eingestellt.

In Fig. 16 ist noch eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung dargestellt, bei der der Eingangsanschluß 65 mit dem Ausgangssignal des Anschlusses 65 Fig. 2 beliefert wird, das heißt mit dem in Fig. 3G dargestellten Signal.

Der Anschluß 71 wird mit dem Ausgangssignal des Zweirichtungszählers 70 in Fig. 2 beliefert, aus dem ein D-A-Umsetzer 115 das in Fig. 17B dargestellte Signal erzeugt. Der D-A-Umsetzer 115 gibt eine Gleichspannung m π (2K) in Volt aus, die mit m π/2 (wobei m=0, ±1, ±2, ...) in Gleichung (6) entspricht.

Das dem Anschluß 65 zugeführte Signal V₀ und das Ausgangssignal des D-A-Umsetzers 115 werden durch einen Addierer 116 addiert, an dessen Ausgang ein kontinuierliches Ausgangssignal bezüglich der Phasendifferenz ΔΦ erhalten werden kann, wie es in Fig. 17C dargestellt ist.

Der D-A-Umsetzer 115 liefert das in Fig. 17B dargestellte Ausgangssignal, aber um zu verhindern, daß im Zeitpunkt der Null-Spannung am Ausgangsanschluß 117 des faseroptischen Kreisels eine Vorspannungsänderung auftritt, kann an der Ausgangsseite des D-A-Umsetzers 115 eine Schaltung 118 für eine tote Zone vorgesehen werden.

Zeichenlegende:

 11 Lichtquelle
 12 optischer Koppler/Verteiler
 13 Polarisator
 14 optischer Koppler/Verteiler
 15 Phasenmodulatoreinrichtung
 16 Lichtweg
 17 Fotodetektor
 18 emittiertes Licht
 19 Lichtwelle
 20 Lichtwelle
 21 Interferenzlicht
 22 Synchrondetektoreinrichtung
 23 Synchrondetektoreinrichtung
 24 Tiefpaßfilter
 25 Tiefpaßfilter
 26 Logikschaltung
 27 Oszillator
 28 Phasenmodulatortreiberschaltung
 29 Anschluß
 30 Anschluß
 31 Synchrondetektor
 32 Synchrondetektor
 33 Quadrierschaltung
 34 Quadrierschaltung
 35 Addierer
 36 Bezugspegelgenerator
 37 Differentialverstärker
 38 Integrator
 39 Lichtleistungssteuerschaltung
 41 Bezugssignalgenerator
 42 Synchrondetektor
 43 Absolutwertschaltung
 44 Absolutwertschaltung
 45 Differentialverstärker
 46 Integrator
 47 Synchrondetektor
 48 Teiler
 49 Bezugspegelgenerator
 51 Differentialverstärker
 52 Integrator
 53 Verstärker
 54 Addierer
 55 Linearisierer
 57 Logikschaltung
 58 Integrator
 59 Phaseneinsteller
 811353 00070 552 001000280000000200012000285910124200040 0002003829731 00004 01234< Synchrondetektor
 82 Synchrondetektor
 83 Logikschaltung
 84 Logikschaltung
 85 Tiefpaßfilter
 86 Tiefpaßfilter
 87 Muliplikator
 88 Mulitplikator
 89 Phaseneinsteller
 91 Phaseneinsteller
 92 Addierer
 93 Verstärker
 94 Schalteinrichtung
 95 Vergleicher
 96 Vergleicher
 97 Schalteinrichtung
 98 Schalteinrichtung
101 elektrisches Filter
102 elektrisches Filter
103 elektrisches Filter
104 elektrisches Filter
105 Absolutwertschaltung
106 Absolutwertschaltung
107 Differentialverstärker
108 elektrisches Filter
109 Addierer
111 Schalter
112 Teiler
113 Bezugspegelgenerator
114 Differentialverstärker
115 D-A-Umsetzer
116 Addierer
117 Ausgangsanschluß
118 Schaltung für tote Zone

Claims (11)

1. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (12), die es Lichtwellen (19, 20) ermöglicht, den Lichtweg im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die Lichtwellen, die den Lichtweg passiert haben, zur Interferenz miteinander gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen die Interferenzeinrichtung (14) und ein Ende des Lichtweges (16) in Kaskade geschaltet ist, um beide Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Signal;
einer ersten Synchrondetektoreinrichtung (31), durch die eine Grundfrequenzkomponente einer Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten ist, synchron erfaßt wird und ein einer eingegebenen Winkel­ geschwindigkeit entsprechendes Signal (V₁) erzeugt wird;
einer zweiten und dritten Synchrondetektoreinrichtung (32, 42), wodurch die zweite bzw. dritte harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Um­ wandlungseinrichtung (17) enthalten sind, jeweils synchron erfaßt werden; und
einer Einrichtung zum Steuern der Phasenmodulatoreinrichtung derart, daß das Verhältnis zwischen dem Ausgangssignal (V₂) der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32) und dem Ausgangssignal (V₃) der dritten Synchrondetektoreinrichtung (42) stets gleich einem voreingestellten Bezugswert ist.

2. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (12), die es Lichtwellen (19, 20) ermöglicht, den Lichtweg im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die Lichtwellen, die den Lichtweg passiert haben, zur Interferenz miteinander gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des Lichtwegs (16) in Kaskade geschaltet ist, um die beiden Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einem Fotodetektor (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes als ein elektrisches Signal;
einer ersten Synchrondetektoreinrichtung (31), durch die eine ungeradzahlige harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal des Fotodetektors enthalten ist, synchron erfaßt wird;
einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32), durch die eine geradzahlige harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal des Fotodetektors enthalten ist, synchron erfaßt wird; und
einer Steuereinrichtung, die auf ein von der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32) geliefertes Signal (V₂) anspricht, um eine Steuerung derart zu bewirken, daß ein Eingangssignal und ein Bezugssignal (f₀), die beide der ersten Synchrondetektoreinrichtung (31) zugeführt werden, im wesentlichen in gleiche Phase zueinander gebracht werden und ein Eingangssignal und ein Bezugssiganl (2f₀), die beide der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32) zugeführt werden, im wesentlichen um 90° hierzu in der Phase verschoben sind.

3. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (12), die es Lichtwellen ermöglicht, den Lichtweg (16) im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die Lichtwellen, welche den Lichtweg durchlaufen haben, miteinander zur Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des Lichtweges (16) in Kaskade geschaltet ist, um die beiden Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Signal;
einer ersten Synchrondetektoreinrichtung (22), durch die eine gewünschte ungeradzahlige harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal (V₁) der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten ist, synchron erfaßt wird;
einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung (23), durch die eine gewünschte geradzahlige harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal (V₁) der fotoelektrischen Umwand­ lungseinrichtung (17) enthalten ist, synchron erfaßt wird;
einer dritten Synchrondetektoreinrichtung (81) zum Erfassen des Ausgangssignals (V₁) der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) durch ein Bezugssignal (V _r₁ _b ), das um 90° gegenüber dem Bezugssignal (V _{r 1a} ) der ersten Synchrondetektoreinrichtung phasenverschoben ist;
einer vierten Synchrondetektoreinrichtung (82) zum Erfassen des Ausgangssignals (V₁) der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) durch ein Bezugssignal (V _r₂ _b), das gegenüber einem Bezugssignal (V _r₂ _a) der zweiten Syn­ chrondetektoreinrichtung (23) um 90° phasenverschoben ist;
einer ersten Phasendetektoreinrichtung (87), durch die eine Information über die Phasendifferenz zwischen dem Bezugsignal (V _r₁ _a) und der synchron erfaßten Komponente des Einzugssignals (V _i) der ersten Synchrondetektoreinrichtung (22) auf der Grundlage der Ausgangssignale (V₁ _a, V₁ _b) der ersten und dritten Synchrondetektoreinrichtung (22, 81) erhalten wird;
einer zweiten Phasendetektoreinrichtung (88), durch die eine Information über eine Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal (V _r₂ _a) und der synchron erfaßten Komponente des Eingangssignals (V₁) der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (23) auf der Grundlage der Ausgangssignale (V₂ _a, V₂ _b) der zweiten und vierten Synchrondetektoreinrichtung (23, 42) erhalten wird; und
einer Steuereinrichtung, die auf die Ausgangssignale (V _e₁, V _e2) der ersten und der zweiten Phasendetektoreinrichtung (87, 88) anspricht, um eine Steuerung derart zu bewirken, daß die Bezugssiganle (V _r₁ _a, V _r₂ _a) und die in der ersten und zweiten Synchrondetektoreinrichtung (22, 23) synchron erfaßten Komponenten stets gleichphasig zueinander sind.

4. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phasendetektoreinrichtung (87) eine Einrichtung zum Multiplizieren der Ausgangssignale (V₁ _a, V₁ _b) der ersten und dritten Synchrondetektoreinrichtung (22, 81) ist und die zweite Phasende­ tektoreinrichtung (88) eine Einrichtung zum Multiplzieren der Ausgangssignale (V₂ _a, V₂ _b) der zweiten und vierten Synchrondetektoreinrichtung (23, 82).

5. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phasendetektoreinrichtung eine Einrichtung zum Invertieren der Polarität des Ausgangssignals der dritten Synchrondetektoreinrichtung entsprechend der Polarität des Ausgangssignals der ersten Synchrondetektoreinrichtung ist und die zweite Pha­ sendetektoreinrichtung eine Einrichtung zum Invertieren der Polarität des Ausgangssignals der vierten Synchrondetektoreinrichtung entsprechend der Polarität des Ausgangssignals der zweiten Synchrondetektoreirnichtung ist.

6. Faseroptischer Kreisel nach einem der Ansprüche 3 bis 5, gekennzeichnet durch
eine erste Bereichsdetektoreinrichtung, um festzustellen, ob eine Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen abhängig von einer Eingangswinkelgeschwindigkeit, mit der der Lichtweg im Umfangsrichtung beaufschagt wird, im Bereich von annähernd ±π/4 um ±m π liegt (wobei m=0, 1, 2, . . .);
eine zweite Bereichsdetektoreinrichtung, um festzustellen, ob eine Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen im Bereich von annähernd ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 vorliegt (wobei m=0, 1, 2, . . .); und
eine Einrichtung, die auf das Ausgangssignal der ersten Bereichtsdetektoreinrichtung anspricht, um das Ausgangssignal der zweiten Phasendetektoreinrichtung der Steuereinrichtung zuzuführen und das auf das Ausgangssignal der zweiten Bereichsdetektoreinrichtung anspricht, um das Ausgangssignal der ersten Phasendetektoreinrichtung der Steuereinrichtung zuzuführen.

7. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (12), um es Lichtwellen (19, 20) zu ermöglichen, den Lichtweg (16) im Uhrzeigersinn und im Gegen­ uhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die Lichtwellen, die den Lichtweg durchlaufen haben, miteinander zur Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen die Interferenzeinrichtung (14) und ein Ende des Lichtweges (16) in Kaskade geschaltet ist, um die beiden Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektriches Signal;
einer ersten und einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung, durch die benachbarte ungeradzahlige harmonische Komponenten der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung synchron erfaßt werden, die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung enthalten sind;
einer dritten und einer vierten Synchrondetektoreinrichtung, durch die benachbarte geradzahlige harmonische Komponenten der Modulatorfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung synchron erfaßt werden, die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung enthalten sind;
einer Phasenmodulatorsteuereinrichtung, durch die eine an den Phasenmodulator (15) angelegte Spannung derart gesteuert wird, daß die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Synchrondetektoreinrichtung einander gleich werden; und
einer zweiten Phasenmodulatorsteuereinrichtung, durch die die an den Phasenmodulator angelegte Spannung derart gesteuert wird, daß das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der dritten und der vierten Synchrondetektoreinrichtung konstant wird.

8. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 7, ge­ kennzeichnet, durch eine dritte Phasenmodulator­ steuereinrichtung anstelle der ersten Phasenmodulator­ steuereinrichtung.

9. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung, um es den Lichtwellen zu ermöglichen, den Lichtweg im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung, durch die die Lichtwellen, die den Lichtweg durchlaufen haben, miteinander in Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung, die zwischen die Interferenzeinrichtung und ein Ende des Lichtweges in Kaskade geschaltet ist, um die beiden Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und Umwandeln in ein elektrisches Signal;
einer ersten Signaldetektoreinrichtung, durch die eine Sinuskomponente einer Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen, die den Lichtweg im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn durchlaufen haben und die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung enthalten ist, erfaßt wird;
einer zweiten Signaldetektoreinrichtung zum Erfassen einer Kosinuskomponente der Phasendifferenz;
einer Signalschalteinrichtung, die abhängig davon, ob die Phasendifferenz im Bereich von annährend ±π/4 um m π (wobei m=0, 1, 2, . . .) oder um (2m+1) · π/2 (wobei m=0, ±1, ±2, . . .) liegt, das von der ersten bzw. der zweiten Signaldetektoreinrichtung gelieferte Ausgangssignal durchläßt; und
einer Einrichtung, durch die eine Analogmenge in die die Anzahl der Schaltvorgänge zwischen den Ausgangssignalen der ersten und der ersten Signaldetektoreinrichtung umgewandelt wird und das Ausgangssignal der Signalschalteinrichtung addiert werden.

10. Faseroptischer Kreisel mit
einem kreisförmigen Lichtweg aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung, um es Lichtwellen zu ermöglichen, den Lichtweg im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn zu durchlaufen;
einer Interferenzeinrichtung, durch die die Lichtwellen, die den Lichtweg durchlaufen haben, in Interfernz zueinander gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung, die zwischen die Interferenzeinrichtung und ein Ende des Lichtweges in Kaskade geschaltet ist, um die beiden Lichtwellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Signal;
einer ersten, einer zweiten und einer dritten Syn­ chrondetektoreinrichtung, durch die eine erste, eine zweite und eine dritte harmonische Komponente der Modulatorfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung synchron erfaßt werden, die im elektrischen Signal das durch die fotoelektrische Umwandlungseinrichtung umgewandelt worden ist, enthalten sind;
einer Addiereinrichtung, durch die das von der dritten Synchrondetektoreinrichtung gelieferte Ausgangssignal auf einen Wert gesetzt wird, der etwa 2,2 mal größer ist als der Wert des Ausgangssignals von der ersten Synchronde­ tektoreinrichtung und der zu letzterer hinzuaddiert wird; und
einer Einrichtung, durch die die Ausgangssignale der Addiereinrichtung und einer elektrischen Schaltung, die an einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung vorgeschalteten Stufe vorgesehen ist oder die die fotoelektrische Um­ wandlungseinrichtung erreichende Lichtmenge so gesteuert werden, daß die Summe der quadrierten Werte der Ausgangssignale der zweiten Synchrondetektoreinrichtung und der Addiereinrichtung konstant wird.

11. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abweichung von der absoluten Menge des zusammengesetzten Vektors der Ausgangssignale der Addiereinrichtung und der zweiten Synchrondetektoreinrichtung von einem Bezugswert erfaßt und das Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels numerisch korrigiert wird.