DE3448185C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines dem Produkt von zwei Eingangssignalen mit einstellbarer Phasenbeziehung proportionalen Ausgangssignals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung, bei der beide Eingangssignale Analogsignale sind, ist bekannt (US-PS 41 31 847).

Wie bei einer anderen bekannten Schaltungsanordnung vergleichbarer Art (US-PS 42 75 349) wird bei der bekannten Schaltungsanordnung die gewünschte Phasenverschiebung unmittelbar am Eingangssignal vorgenommen, d. h. die Verschiebeschaltung, in Form eines Phasenschiebers, liegt am Eingang des Komparators, wirkt also auf das analoge Signal.

Aus mehreren Gründen, wie driftfreier Betrieb, geringere Störungsanfälligkeit und leichtere Verfügbarkeit von preiswerten Bauelementen, ist es vorzuziehen, soweit wie möglich mit digital arbeitenden Bauelementen zu arbeiten, bei den bekannten Schaltungsanordnungen ist das jedoch nicht oder nur mit unvertretbar hohem Aufwand möglich. Bei bekannten Schaltungsanordnungen der hier interessierenden Art wird prinzipiell mit Impulsbreiten-Modulation gearbeitet, wobei die Impulsbreite direkt proportional dem betreffenden Analogsignal ist, so daß eine Impulsflanke des impulsbreitenmodulierten Signals innerhalb des möglichen Bereiches zu jedem Zeitpunkt auftreten kann. Eine digitale Schaltung zur Einführung der gewünschten Verschiebung müßte also mit einer sehr hohen Frequenz arbeiten, um die notwendige Auflösung zu erhalten, so daß eventuelle digitale Schaltungen eine sehr große Anzahl von Stufen aufweisen müßten, was bei praktisch benötigten Meßbereichen nicht mehr zu realisieren ist.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, die eingangs genannte Schaltungsanordnung in der Weise weiterzubilden, daß mit digital arbeitenden Bauelementen für die Verschiebeschaltung gearbeitet werden kann.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 aufgeführten Maßnahmen gelöst. Entscheidend dabei ist, daß das modulierte Signal von einer taktgesteuerten bistabilen Schaltung erzeugt wird, so daß Impulsflanken nur zu wohldefinierten Zeitpunkten auftreten können und dementsprechend die Verschiebeschaltung mit dem gleichen oder sogar einem langsameren Takt arbeiten kann, so daß auch bei großen Meßbereichen mit einer praktisch verwirklichbaren Anzahl von Stufen gearbeitet werden kann.

Die digitale Verschiebetechnik des gegenständlichen Multiplizierers hat den für Digitalelektronik inhärenten Vorteil, daß sie relativ driftfrei und fehlerfrei ist. Weiterhin wird die Zeiteinstellung in einer Weise ausgeführt, die unabhängig von dem eingestellten Signal ist. Mit anderen Worten, sie hängt nicht von der Frequenz des Signales ab, das zeitlich eingestellt wird. Das in Fig. 9 dargestellte System erlaubt eine Phaseneinstellung in der Multiplikation von zwei Analogsignalen ohne die Verwendung von RC-Netzwerken und die zugehörigen Signalstörungen. Wenn delta-minus-sigma-Modulation bei der Multiplikation verwendet wird, braucht die Größe der verwendeten Schieberegister nicht unakzeptabel groß zu sein, und trotzdem wird ein hoher Genauigkeitsgrad erreicht.

Die wichtigste Anwendung einer Multiplizierschaltung mit einstellbarer Phasenbeziehung ist die Messung elektrischer Leistung. Bei der Messung elektrischer Leistung wird zunächst nur die Wirkleistung gemessen, häufig soll jedoch auch der Leistungsfaktor erfaßt werden; zu diesem Zweck werden die Blindleistung (VARS für Blind-Volt-Ampere) und Q gemessen. In beiden Fällen handelt es sich um Leistungsmessung proportional dem Produkt von Leitungsstrom und Spannung, wobei die Spannungsphase für die Blindleistung dem Strom um 90° nacheilt, während bei dem Maß Q diese Nacheilung 60° beträgt. Die eingangs genannten bekannten Schaltungsanordnungen sind für diesen Zweck gedacht. Ein weiterer Anwendungsbereich einer Multiplizierschaltung mit einstellbarer Phasenverschiebung ist die Kompensation von Verzögerungen, die durch das verzögerte Ansprechen von digitalen Bauelementen eingeführt werden. Solche Verzögerungen sind auf der Analogseite überhaupt nicht kompensierbar.

Während zur Erzeugung einer Phasennacheilung, wie sie bei der beschriebenen Leistungsmessung gefordert wird, die Verzögerungsschaltung an den Ausgang der bistabilen Schaltung angeschlossen wird, ist es zur Erzielung einer Phasenvoreilung, wie sie zur Kompensation von Schaltverzögerungen erforderlich sein kann, günstiger, die bistabile Schaltung an den Ausgang der Verzögerungsschaltung anzuschließen; beide Maßnahmen können selbstverständlich kombiniert werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung soll anhand der Zeichnung näher erläutert werden; es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild einer Meßschaltung zur Messung der Leistung auf einer Leitung;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild des ersten Modulatorteils der in Fig. 1 gezeigten Meßschaltung;

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild des ersten Ausgangskonverterteils der in Fig. 1 gezeigten Meßschaltung;

Fig. 4 eine Reihe von graphischen Darstellungen ausgewählter interner und Ausgangs-Signale, die im Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 bis 3 auftreten;

Fig. 5 eine Reihe von graphischen Darstellungen verschiedener interner und Ausgangs-Signale, die im Konverter nach Fig. 3 auftreten, und zwar während der Messung von Signalen unterschiedlicher Polaritäten;

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild eines Modulators, der für eine Phasenvoreilung im modulierten Ausgangs-Signal sorgt;

Fig. 7 eine Reihe von graphischen Darstellungen ausgewählter interner und Ausgangs-Signale, die im Modulator nach Fig. 6 auftreten;

Fig. 8 ein schematisches Blockschaltbild einer Meßschaltung zur Messung der Blindleistung und von Q;

Fig. 9 ein schematisches Schaltbild eines Signalmultiplizierers, der Digitalschaltungen zur Phaseneinstellung aufweist, um Blindleistungs- und Q-Messungen zu ermöglichen;

Fig. 10 eine Reihe von graphischen Darstellungen ausgewählter interner und Ausgangs-Signale, die im Multiplizierer nach Fig. 9 auftreten;

Fig. 11 weitere Details der digitalen Phaseneinstellschaltung nach Fig. 9; und

Fig. 12 eine Reihe von graphischen Darstellungen für eine ausgewählte Phaseneinstellung eines modulierten Signals, das mit dem Multiplizierer nach Fig. 9 erzeugt wird.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung zum Messen der elektrischen Leistung dargestellt, die auf einer Netzleitung 10 von einer Quelle 12 zu einem Verbraucher 14 geführt wird. Der Strom auf Leitung 10 ist allgemein mit I _L bezeichnet und die Spannung mit V _L . Das System weist eine Signal-Überwachungs- und Konditionier-Einrichtung auf, beispielsweise Transformatoren 16 und 18, um V _L bzw. I _L zu überwachen. Der Transformator 16 liefert ein erstes Analogsignal I _{A 1} porportional V _L auf Leitung 20. Der Transformator 18 liefert ein zweites Analogsignal I _{A 2} proportional I _L auf Leitung 22. Ein Nebenschlußwiderstand 24 liegt über der Sekundärwicklung des Transformators 18, wodurch der größte Teil des Stroms auf Leitung 22 fließt. Der Nebenschlußwiderstand 24 sorgt für einen Stromweg mit niedriger Impedanz und kann so ausgewählt werden, daß der Gesamtbereich des Stromsignals I _{A 2} auf Leitung 22 kontrolliert wird.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 arbeitet in der Weise, daß die beiden Analogsignale I _{A 1} und I _{A 2} auf den Leitungen 20 bzw. 22 miteinander multipliziert werden und dann das multiplizierte Produktsignal in eine geeignete Digitalform umgewandelt wird. Allgemein gesprochen wird das dadurch erreicht, daß eines der Signale moduliert wird und dann das andere der Signale gegattert oder geschaltet wird, um ein Komposit- oder Produktsignal zu erhalten, das einen Mittelwert proportional der Leistung hat. Es ist für den Fachmann ersichtlich, daß entweder Strom oder Spannung moduliert werden können und das resultierende modulierte Signal dazu verwendet werden kann, das andere der beiden Analogsignale zu gattern, um das Produktsignal zu erhalten. Dementsprechend könnte die Bezeichnung des ersten bzw. zweiten Analogsignals als Spannung- bzw. Stromsignal umgekehrt werden, ohne daß der fundamentale Betrieb der Meßschaltung gemäß Fig. 1 geändert würde.

Um die notwendige Multiplikation zu erhalten, wird das Spannungssignal I _{A 1} zunächst einer ersten Modulatorschaltung 30 zugeführt. Der Modulator 30 bildet eine Modulatoreinrichtung, mit der das analoge Spannungssignal I _{A 1} in ein erstes moduliertes Signal konvertiert wird, das sich zwischen zwei Pegeln bei vorgegebenen Taktintervallen ändern kann. Entsprechend den Prinzipien der delta-minus-sigma-Modulation hat der erste modulierte Signalausgang einen mittleren Pegel über irgendeinem ausreichenden Intervall, der proportional dem ersten Analogsignal ist, das dem Modulatoreingang 32 zugeführt wird.

Gemäß Fig. 2 wird das analoge (Spannungs-)Signal I _{A 1} einem Summationsknoten 36 durch eine Impedanz 38 zugeführt. Der Modulator 30 weist eine Modulator-Rückkopplungseinrichtung auf, um ein Rückkopplungssignal I _F zu erzeugen, das ebenfalls dem Summierknoten 36 zugeführt wird. I _F wird vom Modulatorausgang kontrolliert, der als erstes moduliertes Signal bezeichnet wird und auf Leitung 34 erscheint. Die eine oder die andere von zwei Referenzquellen V 1+ und V 1- wird alternierend mit dem Summationsknoten 36 durch eine Impedanz 40 verbunden, als Antwort auf Pegel des ersten modulierten Signals. Das Rückkopplungssignal I _F schaltet zwischen der positiven und negativen Referenzquelle in einer Weise um, die das erste Analogsignal I _{A 1} über der Zeit balanciert. Momentane Differenzen zwischen I _F und dem ersten Analogsignal resultieren in einem Differenzsignal I _diff aus dem Summationsknoten 36 heraus. Die momentane Differenz zwischen Eingangs- und Rückkopplungs- Signal, nämlich I _diff , wird mit einer Modulatormeßschaltung 42 integriert und gemessen. Die Meßschaltung 42 weist einen aktiven Integrator mit einem Kondensator 44 als Rückkopplungselement eines invertierenden Operationsverstärkers 46 auf. Das Signal am Verstärkerausgang 48 steigt oder fällt linear, je nach der Polarität von I _diff . Das integrierte Signal bei 48 wird mit einem Modulator- Schwellwertpegel mit einem Komparator 50 verglichen, der "hoch" steht, wenn das Signal über dem Modulator-Schwellwertpegel liegt, und "niedrig", wenn das Signal unter der Modulatorschwelle liegt.

Der Ausgang des Komparators 50 wird dem D-Eingang einer bistabilen Modulatorschaltung 52 zugeführt. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 ist das erste modulierte Signal. Die bistabile Schaltung 52 ändert sich nur bei vorgegebenen ersten Taktintervallen, die mit einem externen Takt bestimmt werden. Ein geeigneter Taktgeber für diesen Zweck wird durch einen konventionellen Oszillator 54 und eine Frequenzteilerschaltung 56 gebildet, die in Fig. 1 und 2 gezeigt sind. Der Einfachheit halber wird das Zeitintervall zwischen den vom Frequenzteiler 56 gelieferten Impulsen als der erste Takt bezeichnet. Die bistabile Schaltung 52 hat einen -Ausgang ebenso wie Q, wobei das inverse Signal zu Q ist. Sowohl der Ausgang als auch der Ausgang Q werden dazu verwendet, das Rückkopplungssignal I _F zu kontrollieren, indem zwei Schalter 58 bzw. 60 betätigt werden. Da Q und invers zueinander sind, wie erwähnt, wird hier nur das Q-Ausgangssignal als das erste modulierte Signal bezeichnet werden. Es dürfte jedoch klar sein, daß beide Ausgänge Q und , die mit dem Ausdruck "erstes moduliertes Signal" bezeichnete Information enthalten, und die Leitung 34 bezeichnet die Leitungen, die sowohl die Q- als auch die -Signale führen.

Da das erste modulierte Signal über bistabile Schaltung 52 abgegeben wird, kann sich das erste modulierte Signal auf Leitung 34 zwischen zwei Pegeln bei den vorgegebenen ersten Taktintervallen ändern. Wenn sich auch der Pegel nicht bei jedem Taktintervall zu ändern braucht, so sorgt doch die Modulatorschaltung dafür, daß, wenn sich der Pegel des ersten modulierten Signals tatsächlich ändert, diese Änderung nur zu den vorgegebenen ersten Taktintervallen erfolgt, und nicht zu anderen Zeiten. Änderungen zwischen dem hohen und niedrigen Pegel des ersten modulierten Signals sorgen für eine gleichzeitige Umschaltung der Schalter 58 und 60, und entsprechende Umkehrungen in der Polarität des Rückkopplungssignals I _F zum Summierknoten 36. Wenn das integrierte Differenzsignal über die Pegelschwelle des Komparators 50 steigt, oder unter diese fällt, werden Änderungen im Pegel des Komparatorausgangs hervorgerufen. Bei jedem Taktintervall bestimmt die bistabile Schaltung 52, ob sich der Ausgang des Komparators 50 geändert hat, und wenn das der Fall ist, sorgt er für eine entsprechende Änderung in den Ausgängen Q und . Die Größe des analogen Eingangssignals sorgt für eine direkt proportionale Änderung in der Zeitspanne, während der sich das erste modulierte Signal auf einem gegebenen Pegel befindet. Dementsprechend hat das erste modulierte Signal einen mittleren Pegel oder eine mittlere Amplitude, die entweder auf einem seiner beiden Pegel oder zwischen diesen liegt, und über ein ausreichend langes Intervall ist diese mittlere Amplitude proportional dem analogen Eingangssignal.

Als ein Beispiel für den Betrieb des Modulators 30, wenn das Eingangssignal am Eingang 32 Null ist, ist der Q-Ausgang des bistabilen Schalters 52 exakt für die gleiche Zeit hoch wie er tief ist, so daß ein mittlerer Pegel erzeugt wird, der genau in der Mitte zwischen dem hohen und niedrigen Pegel von Q liegt. Wenn das Eingangssignal am Eingang 32 einen positiven Wert hat, muß der positive Strom in den Summierknoten 36 durch einen größeren negativen Strom ausgeglichen werden, der von der negativen Referenz V 1- über Schalter 58 zum Summierknoten geliefert wird. Dementsprechend ist Q proportional länger tief als hoch und Schalter 58 ist für eine längere Zeit geschlossen und Schalter 60 offen, als umgekehrt. Wenn das Eingangssignal negativ ist, muß die positive Kopplungsreferenz für einen größeren Teil der Zeit geliefert werden, damit I _F das Eingangssignal ausgleichen kann, und Q ist mehr hoch als tief. Es ist ein Merkmal des Modulators 30, daß Q so lange hoch oder tief bleiben kann, wie I _F dazu braucht, das Eingangssignal am Summierknoten auszugleichen.

Um ein Stromsignal für die Multiplikation mit dem modulierten Spannungssignal zu erzeugen, weist das System Mittel auf, mit denen invertierte und nicht-invertierte Darstellungen des Leitungsstroms I _L erzeugt werden. Gemäß Fig. 1 wird das analoge Stromsignal I _{A 2} zunächst einem Verstärker 70 zugeführt, im Anschluß an den das Signal einer Signal-Inverterschaltung 72 zugeführt wird.

Die illustrierte Inverterschaltung weist einen Operationsverstärker 74 und Verstärkungseinstellwiderstände 76 und 78 auf. Das verstärkte Signal I _{A 2} wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers 74 zugeführt, der so konfiguriert ist, daß er eine Verstärkung von -1 hervorruft. Das invertierte Signal wird dann einem von zwei Schaltern zugeführt, die gemeinsam eine erste Gattereinrichtung 80 bilden. Das invertierte Signal geht zu Schalter 82, und eine zweite Leitung 84 führt das nicht-invertierte verstärkte Signal I _{A 2} dem Schalter 86 zu. Ersichtlich kann ein geeigneter Transformator mit Mittelanzapfung an Stelle des zweiten Transformators 18 verwendet werden, und in diesem Fall könnten die Signale für die Schaltung 82 und 86 direkt vom Transformator geliefert werden.

Die Ausgänge Q und der bistabilen Modulatorschaltung 52 werden dazu verwendet, die Schalter 82 und 86 zu betätigen, um das zweite Analogsignal I _{A 2} aufgrund des ersten modulierten Signals zu gattern. Da Q invers zu ist, werden die Schalter 82 und 86 in alternierender Weise geschaltet, derart, daß der Ausgang der Gattereinrichtung 80, bei 88, ein Analogsignal ist, das in einer modulierten Weise zwischen positiver und negativer Polarität umgeschaltet wird. Ein solcher Gatterbetrieb wird allgemein als Zeitteilung oder Amplituden-Markierungszwischenraum- Modulation bezeichnet. Die Schalter 82 und 86 führen die Multiplikation der beiden Analogsignale durch, die den Strom und die Spannung der auf Leitung 10 geführten Leistung repräsentieren. Das resultierende Signal, als Produktsignal bezeichnet, erscheint am ersten Gatterausgang 88 und ist proportional der auf Netzleitung 10 geführten Leistung.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, wird der Produktsignalausgang der ersten Gattereinrichtung einer ersten Konverterschaltung 90 zugeführt. Die Konverterschaltung konvertiert das Produktsignal in ein erstes Ausgangssignal auf Leitung 92, das bei vorgegebenen Konvertertaktintervallen in dem Produktsignal proportionaler Weise zwischen den beiden Pegeln änderbar ist. Der Konverter 90 arbeitet im wesentlichen als Tiefpaßfilter, der die Gleichkomponente oder den Mittelwert des Produktsignals extrahiert. Das resultierende erste Ausgangssignal ist proportional der auf Leitung 10 geführten Leistung.

Gemäß Fig. 3 ist der Konverter 90 im wesentlichen ein delta- minus-sigma-Modulator von einem Typ ähnlich Modulator 30, und ist so ausgelegt, daß getrennte modulierte Ausgangssignale proportional jeder Polarität des Eingangssignals geliefert werden. Um die Beschreibung zu vereinfachen, sollen der Konverter 90 und sein Betrieb zunächst mit Bezug auf eine erste Polarität des Betriebes beschrieben werden. Die Komponenten innerhalb des Blockes 94 umfassen alle Elemente, die bei Betrieb einer Polarität benutzt werden. Im folgenden Beispiel wird angenommen, daß das zu konvertierende Produktsignal überwiegend positiv ist, und es wird angenommen, daß das einem Leistungsfluß auf Leitung 10 von Quelle 12 zur Last 14 entspricht. Wie im Modulator 30 wird das Eingangssignal zum Konverter 90, mit I _R (Produktsignal) bezeichnet, anfänglich durch eine Impedanz 95 einem Summierknoten 96 zugeführt. Eine Rückkopplungseinrichtung liefert ein zweites Signal I₂ an den Summierknoten, und zwar von einer von mehreren Referenzquellen. Für Betrieb mit positiver Polarität alternieren die Referenzquellen zwischen einer negativen Referenzquelle 98 (VR-), die durch einen Schalter 100 eingespeist wird, und einer Erdverbindung 102 , die durch einen Schalter 104 eingespeist wird. Da nur positive Werte des Produktsignals betrachtet werden, reicht es aus, I₂ zwischen Erde und einem negativen Wert zu schalten, um das Produktsignal am Summierknoten 96 über die Zeit zu balancieren.

Wie für den Modulator 30 beschrieben worden ist, stellt jede Differenz zwischen dem Produktsignal I _p und I₂ ein Differenzsignal dar, das einer Meßschaltung 106 zugeführt wird. Die Meßschaltung integriert das Differenzsignal und vergleicht das Differenzsignal mit einer ersten Pegelschwelle. Die bevorzugte Ausführungsform einer Meßschaltung gemäß Fig. 3 weist einen aktiven Integrator 107 auf, der aus einem Verstärkerelement 108 und einem Kondensator 110 als Rückkopplungselement besteht. Die Spannung am Verstärkerausgang 112 steigt oder fällt, je nach Polarität des Differenzsignals am Summierknoten 96. Das integrierte Differenzsignal bei 112 wird einem ersten Komparator 114 zugeführt, dessen Schwelle auf eine erste gewählte Pegelschwelle eingestellt wird. Wenn das integrierte Differenzsignal bei 112 über der ersten Pegelschwelle liegt, ist der Ausgang des Komparators 114 hoch. Wenn das integrierte Differenzsignal unter der ersten Pegelschwelle liegt, ist der Ausgang des Komparators 114 tief.

Der Komparatorausgang, als erstes Kontrollsignal bezeichnet, wird dem D-Eingang einer bistabilen Schaltung 118 über Leitung 116 zugeführt. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 118 kann sich nur bei vorgegebenen Konvertertaktintervallen ändern, die vorzugsweise länger sind als die ersten Taktintervalle für den Modulator 30. Die Konvertertaktintervalle können dadurch erzeugt werden, daß ein zweiter Frequenzteiler 120 dem ersten Taktgeber 56 hinzugefügt wird. Die Zeitintervalle zwischen den vom Frequenzteiler 120 erzeugten Impulsen werden als Konvertertaktintervalle bezeichnet, und der Frequenzteiler wird als Konvertertakt bezeichnet. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 118 ist das erste Ausgangssignal, das die Schalter 100 und 104 kontrolliert, um den Betrieb des Rückkopplungssystems zu bestimmen, das das zweite Signal I₂ und den Summierknoten 96 liefert. Der Schalter 104 wird durch ein Gatter 122 betätigt, das ein hohes Signal abgibt, um den Schalter zu schließen, nur wenn beide Eingänge 124 und 126 tief sind. Gatter 122, wie dargestellt, ist ein konventionelles negatives UND-Gatter. Während Perioden mit positiven Produktsignalen bleibt Eingang 126 tief, wie später beschrieben wird. Dementsprechend ist der Schalter 100 geschlossen, so daß VR- mit dem Summierknoten 96 verbunden wird, wenn immer Q hoch ist, und wenn Q tief ist, ist der Schalter 100 offen und der Schalter 104 geschlossen.

Der Betrieb soll jetzt in Verbindung mit Fig. 1 bis 4 beschrieben werden. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß die Leistung auf Leitung 10 überwiegend in der positiven Richtung fließt. Die Spannung auf Leitung 10 ist in Fig. 4a als sinusförmiger Wechselspannungsverlauf dargestellt. Der Strom I _L ist in Fig. 4f als ansteigender Wert, repräsentiert durch Kurve 128, dargestellt. Der erste Schritt besteht darin, daß die Transformatoren 16 und 18 die Strom- und Spannungssignale überwachen und analoge Signale I _{A 1} und I _{A 2} liefern, die proportional der Leitungsspannung bzw. dem Leitungsstrom sind. Eines der analogen Signale, Spannungssignal I _{A 1} in der bevorzugten Ausführungsform, wird dann dem ersten Modulator 30 zugeführt. Fig. 4c zeigt das integrierte Differenzsignal, das im Modulator 30 mit der oben beschriebenen delta-minus-sigma-Modulations-Technik erzeugt wird. Das integrierte Differenzsignal wird der Meßschaltung 42 zugeführt. Fig. 4b illustriert die ersten Taktintervalle, die mit dem ersten Takt 56 erzeugt werden. Ersichtlich ändert sich die Neigung des integrierten Differenzsignals in Fig. 4c nur an den vorgegebenen Taktintervallen, die durch das erste Taktsignal bestimmt sind. Da die bistabile Schaltung 52 an der voreilenden Flanke jedes sich aufwärts bewegenden Impulses taktet, sind die vorgegebenen ersten Taktintervalle so dargestellt, daß sie an den mit a, b, c, d, usw. in Fig. 4b bezeichneten Punkten beginnen. Das integrierte Differenzsignal wird dann dem Komparator 50 zugeführt. Linie 130 in Fig. 4c repräsentiert die Modulatorpegelschwelle in Komparator 50. Es ist zu beachten, daß das integrierte Differenzsignal am Beginn jedes Taktintervalls nach Überkreuzung der Schwelle 130 die Neigung umkehrt. Der Ausgang des Komparators 50 ist in Fig. 4d dargestellt. Wann immer das integrierte Differenzsignal sich unter der Schwelle 130 befindet, ist der Komparatorausgang hoch. Der Komparatorausgang wird dann dem D-Eingang der bistabilen Schaltung 52 zugeführt, der Q, oder das erste modulierte Ausgangssignal, liefert, wie in Fig. 4e dargestellt. Der Q-Ausgang ist das Resultat der Modulation des Spannungssignals und kann sich zwischen zwei Pegeln an den vorgegebenen ersten Taktintervallen ändern.

Da sich die bistabile Schaltung nur an den vorgegebenen Taktintervallen gemäß Fig. 4b ändern kann, eilen die Änderungen in Q leicht den Änderungen im Komparatorausgang Fig. 4d nach. Je nach dem geforderten Genauigkeitsgrad kann es erwünscht sein, die leichte Verzögerung im modulierten Signal, die durch die bistabile Schaltung 52 eingeführt wird, zu kompensieren. Ein delta-minus- sigma-Modulator mit digitaler Phasenvoreilschaltung, der für diese Kompensation geeignet ist, wird später beschrieben. Die eingeführte Phasenjustierung, bei der es sich um einen Bruchteil eines ersten Taktintervalls handelt, sollte der Mittelwert der Verzögerung sein, die durch die Nacheilung von Q relativ zum Komparatorausgang induziert wird.

Fig. 4f illustriert gleiche und entgegengesetzte Analogsignale proportional dem Leitungsstrom I _L . Kurve 128 repräsentiert ein wachsendes Stromsignal und Kurve 129 ist das inverse Signal, das mit Inverter 72 erzeugt wird. Der nächste Schritt besteht darin, das analoge Stromsignal unter Verwendung der Gattereinrichtung 80 zu gattern. Der Ausgang der Gattereinrichtung 80 ist das Produktsignal, Kurve 131, das in Fig. 4g gezeigt ist. Die Kurve 131 wird dadurch erzeugt, daß zwischen Signalen 128 und 129 umgeschaltet wird, entsprechend dem ersten modulierten Signal, das in Fig. 4e gezeigt ist. Der mittlere Pegel oder die Gleichkomponente der Kurve 131 wird durch die Kurve 132 in Fig. 4g repräsentiert.

In dem gegebenen Beispiel wird angenommen, daß Leistung überwiegend in einer Richtung fließt, in den Verbraucher 14. Dementsprechend hat das Produktsignal 131, das in Fig. 4g gezeigt ist, überwiegend positive Polarität, wie durch Leitung 132 angegeben ist. Für Zwecke der Beschreibung des Betriebes des Konverters 90 im folgenden wird angenommen werden, daß das Produktsignal einen überwiegenden und mittleren Wert hat, der positiv ist. Wenn auch die tatsächliche Polarität des Produktsignals vom Konstrukteur gewählt werden kann, so hat doch das Produktsignal überwiegend eine erste Polarität, wenn die Leistung auf Leitung 10 die erste Polarität hat, mit Leistungsfluß in einer Richtung, und hat überwiegend eine zweite Polarität, wenn die Leistung auf Leitung 10 die zweite oder entgegengesetzte Polarität hat, wobei die Leistung in der anderen Richtung fließt.

Der nächste Schritt besteht darin, das Produktsignal I _p in ein erstes Ausgangssignal umzuwandeln, das sich zu vorgegebenen Intervallen zwischen zwei Pegeln ändern kann, und zwar proportional zu I _p . Dazu wird auf Fig. 3, 4 und 5 Bezug genommen. Das Produktsignal I _p gemäß Fig. 4g wird dem Konverter 90 zugeführt. Sowohl I _p als auch das zweite Signal I₂ werden dem Summierknoten 96 zugeführt, wo die momentane Differenz in einen Integrator 106 integriert wird. Die Zeitkonstante des Integrators 106 ist so ausgewählt, daß sie lang im Vergleich zur Schaltungsfrequenz des ersten Modulators 30 ist. Der Konverter 90 kann deshalb als Tiefpaßfilter wirken und nur auf die Gleichkomponente oder den Mittelwert des Produktsignals I _p ansprechen. Aus diesem Grund ist I _p in Fig. 5a als stufenfreie analoge Kurve dargestellt, obwohl dieser Wert tatsächlich auf die in Fig. 4g dargestellte Weise variiert. Fig. 5a zeigt nur den Mittelwert von I _p . Die Zeitskala in Fig. 5a ist im Vergleich mit der Zeitskala in Fig. 4g beträchtlich komprimiert. Für die Zwecke der Illustration wird angenommen, daß das Intervall 134 in Fig. 5a äquivalent der gesamten Länge der Kurve 132 in Fig. 4g ist. Fig. 5a zeigt die mit dem Takt 120 erzeugten Konvertertaktintervalle.

Wenn nur positiver Leistungsfluß betrachtet wird, der in Fig. 5a zwischen t₀ und t₁ dargestellt ist, liefert Integrator 106 am Ausgang ein integriertes Differenzsignal (IDS) gemäß Fig. 5c. Das integrierte Differenzsignal steigt und fällt um die erste Pegelschwelle TL 1 des Komparators 114 herum. Das integrierte Differenzsignal (IDS) wird dem Komparator 114 zugeführt, wo es mit der ersten Pegelschwelle TL 1 verglichen wird. Der Komparator 114 gibt ein Kontrollsignal 133 auf Leitung 116 ab, wie in Fig. 5d dargestellt. Das als nächstes erzeugte Signal ist das erste Ausgangssignal, das in Fig. 5e dargestellt ist, und das durch die bistabile Schaltung 118 abgegeben wird. Das Kontrollsignal 133 ändert seinen Pegel je nach dem Pegel des integrierten Differenzsignals relativ zur Schwelle TL 1. Wenn IDS über TL 1 liegt, ist das Signal 133 hoch, und wenn IDS unter TL 1 liegt, ist Signal 133 tief. Der nächste Schritt besteht darin, das erste Ausgangssignal gemäß Fig. 5e durch die erste bistabile Schaltung 118 abzugeben. Der erste Ausgang hat einen mittleren Pegel proportional einer ersten Polarität der Leistung auf Leitung 10 über irgendein ausreichendes Intervall. Er kann nur zu den vorgegebenen Konvertertaktintervallen sich ändern, die als w, x, y und z in Fig. 5b dargestellt sind.

Betrieb des Konverters 90 mit einer Polarität schließt das Schalten des Rückkopplungssignals I₂ zwischen der ersten Referenzquelle 98 und einer zweiten Referenzquelle 102 ein, je nach dem Pegel des ersten Ausgangssignals (Fig. 5e). Da die zweite Referenzquelle 102 eine Erdverbindung ist, kann der bisher beschriebene Teil des Konverters 90 negativen Leistungsfluß auf der Leitung 10 nicht berücksichtigen. Wenn der Leistungsfluß (I _p ) negativ wird, wie das zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂ in Fig. 5a der Fall ist, wird eine zusätzliche Schaltung im Konverter 90 verwendet. Gemäß Fig. 3 weist der Konverter 90 einen zweiten Komparator 140 auf, der den Ausgang vom Integrator 107 erhält. Der Komparator 140 hat eine zweite Pegelschwelle TL 2, die sich von der ersten Pegelschwelle des Komparators 114 unterscheidet. Die Pegelschwellen sollen weit genug auseinander liegen, um die größten zu erwartenden Variationen im integrierten Differenzsignalausgang vom Integrator 107 zu berücksichtigen, ohne daß die Pegelschwellen beider Komparatoren gleichzeitig überkreuzt werden. Das integrierte Differenzsignal wird dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 114 zugeführt und dem invertierenden Eingang des Komparators 140, so daß die Ausgänge entgegengesetzte Polarität haben. Der Ausgang des Komparators 140 geht hoch, wenn das integrierte Differenzsignal sich unter der zweiten Pegelschwelle im Komparator 140 befindet und geht tief, wenn das integrierte Differenzsignal sich über der zweiten Pegelschwelle im Komparator 140 befindet.

Der Ausgang des Komparators 140 wird dem D-Eingang einer zweiten bistabilen Schaltung 142 zugeführt. Die zweite bistabile Schaltung 142 gibt ein zweites Ausgangssignal am Q-Ausgang ab. Das zweite Ausgangssignal befindet sich auf einem von zwei Pegeln, je nach dem Pegel des integrierten Differenzsignals relativ zur zweiten Pegelschwelle an jedem der Konvertertaktintervalle. Das zweite Ausgangssignal wird dem Eingang 126 eines negativen UND-Gatters 122 und einem Schalter 146 zugeführt, um eine dritte Referenzquelle VR+ mit dem Summierknoten 96 zu verbinden. Das Rückkopplungssignal I₂ wird damit vom Pegel des zweiten Ausgangssignals beherrscht, der einen mittleren Pegel proportional der Leistung der zweiten Polarität hat, die auf Leitung 10 geführt wird.

Der Betrieb des Konverters 90 mit der zweiten Polarität wird mit Bezug auf Fig. 3 und 5 beschrieben. Nach der Zeit t₁ kehrt sich die Richtung des Leistungsflusses um, und das Produktsignal I _p beginnt, Ladung vom Summierknoten 96 zu ziehen. Gemäß Fig. 5c ist das integrierte Differenzsignal gerade kurz vor t₁ fallend, und das bedeutet, daß die negative Referenzquelle VR- über Schalter 100 mit dem Summierknoten verbunden ist. Beim Taktimpuls, der der Überkreuzung der ersten Pegelschwelle TL 1 folgt, öffnet der Schalter 100 und der Schalter 104 schließt, so daß der Summierknoten mit Erde verbunden wird. Da das Produktsignal I _p nach dem Zeitpunkt t₁ negativ ist, integriert das integrierte Differenzsignal weiterhin nach unten, bis die zweite Pegelschwelle TL 2 des Komparators 140 erreicht wird, und zu diesem Zeitpunkt geht Ausgang 135 hoch (vgl. Fig. 5g). Beim nächsten Komparatortaktintervall, nach dem der Konverter 140 hoch geht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 142 (das zweite Ausgangssignal) hoch, wie in Fig. 5h gezeigt. Wenn das zweite Ausgangssignal hoch geht, wird ein Schalter 146 geschlossen, der mit der dritten Referenzquelle 148 (VR+) verbunden ist. Die dritte Referenzquelle liefert einen positiven Strom I₂ an den Summierknoten 96, um das negative Produktsignal I _p auszugleichen und IDS über TL 2 zurückzutreiben. Wenn TL 2 überkreuzt wird, geht Signal 135 wieder tief, so daß das zweite Ausgangssignal beim nächsten Taktintervall tief geht. Während des Betriebes mit zweiter Polarität bleibt das erste Ausgangssignal (Fig. 5e) tief, und wann immer das zweite Ausgangssignal (Fig. 5h) tief ist, sind beide Eingänge des Gatters 122 tief, und sein Ausgang geht hoch. Wenn der Ausgang des Gatters 122 hoch geht, wird Schalter 104 geschlossen und die Erdverbindung, Bezugsquelle 102, wird mit dem Summierknoten 96 verbunden. Wenn der Schalter 104 geschlossen ist, darf IDS in der anderen Richtung über TL 2 kreuzen. In der Zwischenzeit zwischen den Zeiten t₁ und t₂, wenn der Leistungsfluß negativ ist, wird das integrierte Differenzsignal in der Nähe der zweiten Pegelschwelle TL 2 gehalten. Der in Fig. 3 gezeigte Konverter 90 ist mit drei verschiedenen Referenzquellen ausgestattet, deren zweite eine Verbindung mit der gemeinsamen Erde für die Meßschaltung ist. Wegen der Konfiguration der Schaltungselemente wird die Masseverbindung immer verwendet, wenn das integrierte Differenzsignal sich im Bereich zwischen den beiden Schwellen TL 1 und TL 2 befindet. Es ist nicht notwendig, daß die zweite Referenzquelle eine Masseverbindung ist. Getrennte positive und negative Referenzquellen können für jede Betriebspolarität verwendet werden, wenn das gewünscht wird. In einem solchen Falle würden die erste und zweite Referenzquelle dazu verwendet werden, das zweite Signal I₂ an den Summierknoten 96 zu liefern, wenn das Produktsignal I _p keine erste Polarität hat, und getrennte dritte und vierte Referenzquellen könnten dann dazu verwendet werden, das zweite Signal I₂ an den Summierknoten 96 zu liefern, wenn das Produktsignal I _p die andere Polarität hat. In der Praxis wird die Auswahl der Werte für die Referenzquellen durch die Notwendigkeit diktiert, das integrierte Differenzsignal in der Nachbarschaft des Pegelschwellwertes des gerade in Gebrauch befindlichen Komparators zu halten. Die Größen und Polaritäten der Referenzquellen sind im übrigen vom Konstrukteur frei wählbar.

Die Verwendung von Referenzquellen im Konverter 90, zu denen wenigstens eine Erd- oder Masseverbindung gehört, verbessert die über-alles-Genauigkeit des abgegebenen modulierten Signals. Es können zwar Variationen in den positiven und negativen Spannungs- Referenzquellen auftreten, die Masseverbindung bleibt jedoch fest. Wenn die positive und/oder die negative Referenzquelle über oder unter dem korrekten Wert liegt, liegt eine Abweichung vor insoweit als ein Pegel etwas länger oder kürzer ist als es der Fall sein sollte, da während der Zeit, in der die Spannungs-Referenzquelle das Rückkopplungssignal liefert, etwas zu viel oder zu wenig Strom geliefert wird. Je enger das Eingangssignal an Masse (Null) liegt, um so kleiner ist der Fehler. Entgegengesetzte gleiche Referenzquellen, wie sie im Rückkopplungssystem des Modulators 30 verwendet werden, haben ein größeres Fehlerpotential, wenn eine Fehlanpassung zwischen den Referenzspanungen V 1+ und V 1- vorliegt. Da das Rückkopplungssystem des Modulators 30 immer zwischen V 1+ und V 1- umschaltet, neigt ein von einer Referenzspannungs-Fehlanpassung resultierender Fehler dazu, das modulierte Ausgangssignal eine unkorrekte Zeitspanne lang auf dem einen oder anderen Pegel zu halten, unabhängig von der Größe des Eingangssignals. Im Falle des Modulators 30 stellt das kein Problem dar, weil dieser das Leitungsspannungssignal moduliert, das sich allgemein nur um einen kleinen Betrag ändert. Genauigkeit braucht deshalb nur über einen geringen Bereich aufrechterhalten zu werden. Der Konverter 90 erfordert jedoch eine höhere Genauigkeit wegen der breiten Variationen im Produktsignal, das die Leitungsleistung repräsentiert. Aus diesem Grunde hat die Trennung der Konverterbetriebe zwischen positiven und negativen Polaritäten der Leistung deutliche Vorteile. Da jeweils nur eine Polarität von jedem Komparator gemessen wird, können Referenzquellen eine Masseverbindung benutzen, um das Rückkopplungssignal zu schaffen, so daß die Konvertergenauigkeit über alles verbessert wird. Die über den Leistungsfluß bei jeder Polarität gelieferte Information ist auch erwünscht, weil sie zusätzliche Daten über die Natur des Verbrauchers und seiner Leistungsanforderungen liefert.

Die beiden Ausgangssignale, die auf Leitungen 92 und 144 vom Konverter 90 (vgl. Fig. 1) abgegeben werden, können sich bei den Konvertertaktintervallen zwischen zwei Werten ändern. Um einen geeigneten digitalisierten Ausgang zu erhalten, in dem die Impulsdichte proportional dem Leistungsfluß ist, ist ein System vorgesehen, um die Ausgangssignale in Impulszüge umzuwandeln. Gemäß Fig. 1 und 5 werden die beiden Ausgangssignale an zwei UND-Gatter 150 und 152 geliefert. Ein zweiter Eingang für die UND-Gatter kommt vom Konvertertakt 120. Fig. 5f zeigt den Impulszug, der für Leistung erster Polarität vom UND- Gatter 150 geliefert wird. Der Impulszug hat eine Impulsdichte proportional der Größe des Leistungsflusses in einer Richtung auf Leitung 10. In ähnlicher Weise zeigt Fig. 5i für Leistungsfluß in der entgegengesetzten Richtung einen Impulszug für Leistung zweiter Polarität vom UND-Gatter 152. Es sind verschiedene Einrichtungen verfügbar, um die beiden digitalen Ausgangssignale gemäß Fig. 5f bzw. 5i zu verarbeiten. Beispielsweise wäre es zweckmäßig, die Digitalsignale an eine Zähleinrichtung zu liefern, um die Impulse für die positive bzw. die negative Polarität zu zählen. Der Zähler könnte dann eine Anzeige ausgeben oder den Gesamtleistungsverbrauch aufzeichnen. Ein Zähler 154 illustriert ein solches Anzeigekonzept. Wenn zusätzlich ein Gattersignal zum Zähler 154 geliefert wird, können Leistungsmessungen in entsprechenden Einheiten, beispielsweise Kilowatt, leicht erhalten werden. Getrennte Ablesungen für Leistungsfluß in jeder Richtung können ebenfalls erhalten werden.

Wie oben erwähnt, wird in das modulierte Ausgangssignal eine leichte Verzögerung eingeführt, da die bistabile Schaltung 52 (Fig. 2) nur bei vorgegebenen Taktintervallen umschaltbar ist. Fig. 6 zeigt einen neuartigen delta-minus-sigma-Modulator 30′ mit digitaler Phasenvoreilschaltung, um die Phasennacheilung zu kompensieren. Gleiche Elemente in den Modulatoren nach Fig. 2 und 6 sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Es ist zu erwähnen, daß diese digitale Phasenvoreilschaltung auch in anderen Fällen als in Leistungsmeßsystemen verwendbar ist. Gewünschtenfalls kann darüber hinaus eine Phasenvoreilschaltung verfügbar gemacht werden, die mehr als ausreichend ist, um die Phasennacheilung zu kompensieren, die durch die bistabile Schaltung 52 am Ausgang gemäß Fig. 2 verursacht wird.

Der modifizierte Modulator 30′ nach Fig. 6 weist, wie der Modulator nach Fig. 2, eine bistabile Schaltung 52 auf, die eine Quelle für Rückkopplungsstrom I _F über Schalter 58 und 60 kontrolliert. Ein Summationsknoten 36 erhält das Eingangssignal I _{A 1} über Eingangswiderstand 38. Momentane Differenzen zwischen dem Rückkopplungs- und dem Eingangs-Signal werden durch I _diff repräsentiert, und dieses Differenzsignal wird mit Meßschaltung 42 gemessen. Das Ausgangs-Kontrollsignal vom Komparator 50 ist hoch, wenn das integrierte Differenzsignal über der Schwelle des Komparators liegt, und tief, wenn das integrierte Differenzsignal unter dieser Schwelle liegt.

Der Modulator 30′ unterscheidet sich vom Modulator 30 nach Fig. 2 darin, daß er eine digitale Verschiebung zwischen der Meßschaltung 42 und der bistabilen Schaltung 52 enthält. Die digitale Verschiebung führt eine zeitliche Verzögerung in das vom Komparator 50 abgegebene Kontrollsignal ein. In Fig. 6 ist der Digitalverschieber eine bistabile Schaltung 59, die das Kontrollsignal erhält, das vom Komparator an dessen D-Eingang abgegeben wird. Für die Zwecke des folgenden Beispiels wird die bistabile Schaltung 59 mit der gleichen Rate getaktet wie die bistabile Schaltung 52, jedoch um ein halbes Taktintervall phasenversetzt.

Der Betrieb des Modulators nach Fig. 6 zur Erzielung einer Phasenvoreilung im modulierten Ausgangssignal wird in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben. Das Eingangssignal I _{A 1} des Modulators 30′ ist in Fig. 7a gezeigt. Der Ausgang des ersten Taktes 56 ist in Fig. 7b gezeigt. Der erste Takt 56 liefert auch ein Signal an die bistabile Schaltung 59 über einen Inverter 57, und das zweite Taktsignal ist in Fig. 7c gezeigt. Wenn I _{A 1} am Taktimpuls a positiv ist und der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52, in Fig. 7g gezeigt, anfänglich hoch ist, ist I _F in den Summierknoten 36 positiv. Das ergibt einen positiven I _diff , der dem invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers 46 zugeführt wird, so daß dafür gesorgt wird, daß das integrierte Differenzsignal am Punkt 47 anfänglich fällt, bei 21 in Fig. 7d. Die Linie 22 in Fig. 7d repräsentiert die Schwelle des Komparators 50. Wenn das integrierte Differenzsignal die Schwelle 22 überkreuzt, geht das Kontrollsignal, gezeigt in Fig. 7e, von hoch auf tief über. Wenn angenommen wird, daß die bistabile Schaltung 59 bei aufwärts gehenden Impulsen a′, b′, c′, d′, e′ etc, taktet, geht der Ausgang der bistabilen Schaltung 59 am Taktimpuls a′ von hoch auf tief. Der Ausgang der bistabilen Schaltung 59 (Q′) wird hier als das verzögerte Kontrollsignal bezeichnet, das anschließend an den D-Eingang der bistabilen Schaltung 52 geliefert wird. Fig. 7f zeigt das verzögerte Kontrollsignal, und Fig. 7g zeigt den Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52. Wenn Q′ von hoch auf tief übergeht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 bei seinem nächsten Taktimpuls b von hoch zu tief. Die Änderung in Q öffnet den Schalter 60 und schließt Schalter 58, so daß I _F veranlaßt wird, negativ zu werden. Das integrierte Differenzsignal wird dann steigen und kreuzt die Komparatorschwelle 22 und veranlaßt wieder das Kontrollsignal hoch zu gehen. Am Taktimpuls d′ des zweiten Taktes geht der Q′-Ausgang der bistabilen Schaltung 59 wieder hoch. Das veranlaßt wieder den Q-Ausgang der ersten bistabilen Schaltung 52 beim folgenden Taktimpuls e hoch zu gehen.

Der beschriebene Prozeß läuft weiter, wobei der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 die Signale zur Kontrolle der Rückkopplungsschleife des Modulators liefert. Angenommen, die durch den von der bistabilen Schaltung 59 repräsentierten Digitalverschieber eingeführte Zeitverzögerung ist nicht groß genug, um eine Instabilität in der Rückkopplungsschleife zu erzeugen, liefert der Modulator 30′ ein moduliertes Signal, das äquivalent, aber nicht identisch zu dem ist, das vom Modulator 30 abgegeben wird. Unter Äquivalenz wird hier verstanden, daß der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 ein moduliertes Signal ist, das an vorgegebenen ersten Taktintervallen sich in einer Weise ändert, die proportional dem Signaleingang des Modulators ist. Der Q′-Ausgang der bistabilen Schaltung 59 eilt dem Q-Ausgang der ersten bistabilen Schaltung 52 um einen Betrag vor, der von den Differenzen in den Taktsignalen abhängt, die den beiden bistabilen Schaltungen zugeführt werden. Diese Voreilung tritt als natürliche Konsequenz der Tatsache auf, daß der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 sich nur am nächsten Taktimpuls anschließend an eine Änderung im Q′-Ausgang der bistabilen Schaltung 59 ändert. Der Q′-Ausgang ist deshalb ein echtes "voreilendes" Signal für den Q -Ausgang.

Das Ausgangssignal auf Leitung 34 hat dann eine Phasenvoreilung gleich ein Halb des ersten Taktintervalls, verglichen mit den Q- und -Ausgängen der bistabilen Schaltung 52. Da die an die bistabile Schaltung 59 und die bistabile Schaltung 52 gelieferten Taktintervalle die gleichen sind, kann sich das verzögerte Kontrollsignal, das auf Leitungen 34 abgegeben wird, nur bei den gleichen Intervallen wie die Q- und -Ausgänge der bistabilen Schaltung 52 ändern und ähnelt im übrigen jedem anderen delta-minus-sigma-modulierten Signal. Das an die bistabile Schaltung 59 gelieferte Taktsignal wird im Effekt das bestimmende Taktsignal, das Änderungen im Ausgang des Modulators beherrscht. Es wäre möglich, einen anderen Typ eines Digitalverschiebers einzusetzen, beispielsweise ein vielstufiges Schieberegister, an Stelle der bistabilen Schaltung 59, wenn die eingeführte Verzögerung nicht so lang ist, um die Rückkopplungsschleife zu destabilisieren. Der verwendete Digitalverschieber kann auch mit einer anderen Rate als die erste bistabile Schaltung 52 getaktet werden, obwohl das die Charakteristiken des verzögerten Kontrollsignals ändern würde. Wenn beispielsweise ein vielstufiges Schieberegister, das mit einer hohen Rate getaktet wird, an Stelle der bistabilen Schaltung 59 eingesetzt würde, würde es das Kontrollsignal um eine gewählte Anzahl von kurzen Intervallen verzögern. Der Ausgang eines solchen Schieberegisters wäre ein verzögertes Kontrollsignal, das sich mit der höheren Taktrate ändern könnte. Es könnte auch ein Schieberegister verwendet werden, das verschiedene Stufen hat, die mit unterschiedlichen Raten getaktet werden. Bei einer solchen Konfiguration würde das längste Taktintervall, das zum Takt irgendeiner der Stufen verwendet würde, die Intervalle bestimmen, bei denen das endgültige verzögerte Kontrollsignal änderbar wäre. Jedes System zur Verzögerung des Kontrollsignals sollte wenigstens eine bistabile Schaltung enthalten, die zu diskreten Intervallen getaktet wird, damit der modulierte Ausgang des Modulators (das verzögerte Kontrollsignal) bei diesen diskreten Intervallen änderbar wird.

Die im Modulator 30′ hervorgerufene Phasenvoreilung kann gewählt werden. Diese Wahl wird dadurch durchgeführt, daß die Taktsignale eingestellt werden, die an die bistabilen Schaltungen 52 und 59 geliefert werden. Unter der Annahme, daß ein erstes Taktsignal, das Impulse bei ersten Taktintervallen liefert, der bistabilen Schaltung 52 zugeführt wird, und ein zweites Taktsignal, das Impulse an zweiten Taktintervallen liefert, dem digitalen Verschieber (bistabile Schaltung 59) zugeführt wird, und beide Taktintervalle gleich sind, bestimmt der Phasenversatz zwischen den Taktsignalen die Größe der Voreilung im Modulatorausgang. In dem in Verbindung mit Fig. 7 diskutierten Beispiel war der zweite Takt das Inverse des ersten Taktes, und der gesamte Versatz war gleich der Hälfte eines Taktinvervalls. Wenn die Taktimpulse, die von dem zweiten Takt an die bistabile Schaltung 59 geliefert werden, drei Viertel eines Taktinvervalls vor den Impulsen wären, die der bistabilen Schaltung 52 zugeführt werden, würde eine Phasenvoreilung von drei Vierteln eines Taktintervalls erzeugt. Es ist der Betrag der Verzögerung zwischen einer Änderung des Q′-Ausgangs der bistabilen Schaltung 59 und des Q-Ausgangs der bistabilen Schaltung 52, der den Betrag der Voreilzeit in dem Signal bestimmt, das auf Leitungen 34 abgegeben wird.

Der Betrag der Phasenvoreilung, der durch den Modulator nach Fig. 6 erreicht werden kann, hängt von dem Grad der Verzögerung ab, die in die Rückkopplungsschleife des delta-minus-sigma-Modulators eingeführt werden kann, ohne eine Destabilisierung zu verursachen. Es ist jedoch bekannt, daß eine Verzögerung von einem Bruchteil eines Taktimpulses in der im obigen Beispiel beschriebenen Weise funktioniert und die Phasenvoreilung im modulierten Signal liefert, wie beschrieben.

Fig. 8 zeigt ein Leistung-Meßsystem gemäß einem Ausführungsbeipiel der Erfindung, das eine Wirkleistungsmessung und zusätzlich eine Messung entweder der Blindleistung oder Q liefert. Die Blindleistung bzw. Q stellen Leistungsmaße dar, bei denen eine spezifizierte Phasenbeziehung zwischen den Strom- und Spannungs-Signalen eingeführt ist. Die Blindleistung wird dadurch erhalten, daß der Strom mit einem Spannungssignal multipliziert wird, das um 90° nacheilt; Q wird dadurch erhalten, daß der Strom mit einem Spannungssignal multipliziert wird, das um 60° nacheilt. Bei dem Meßsystem nach dieser Ausführungsform der Erfindung kann die Blindleistung, Q oder irgendein anderer Leistungswert mit einer gewünschten Phasenbeziehung leicht dadurch erhalten werden, daß der Ausgang des Modulators 30 um einen gewählten Betrag verzögert wird. Die Verzögerung kann bequem in der Weise hervorgerufen werden, daß Zeitverzögerungseinrichtungen verwendet werden, beispielsweise ein Schieberegister, wie es im Folgenden beschrieben wird.

Der Q-Ausgang des Modulators 30 in der Ausführungsform nach Fig. 8 wird sowohl einer Gattereinrichtung 80 als auch einem Schieberegister 160 zugeführt. Das Schieberegister 160 verzögert den Ausgang des Modulators 30 um ein gewähltes Verzögerungsintervall. Der Betrag der Verzögerung hängt von der gewählten Phasenbeziehung des gewünschten Leistungswertes (Blindleistung oder Q) ab, sowie von der Frequenz der zu messenden Wechselspannung (50 oder 60 Hz). Um die Schaltung zu vereinfachen, wird nur der Q-Ausgang des Modulators 30 dem Schieberegister 160 zugeführt. Der zeitlich verzögerte Ausgang des Schieberegisters wird dann einem Inverter 161 zugeführt, und sowohl das invertierte als auch das nicht-invertierte Signal werden als das zeitlich verzögerte Signal auf Leitung 162 bezeichnet. Hier und im folgenden wird der Ausdruck "zeitlich verzögertes Signal" gleichwertig mit "phasenmodifiziertes Signal" verwendet, und das Ganze ist in dem Sinne zu verstehen, daß die eingeführte Phasenmodifikation mittels einer in das Signal eingeführten Zeitverzögerung verwirklicht ist.

Die weitere Verarbeitung des zeitlich verzögerten modulierten Signals ist genau die gleiche wie die des ersten modulierten Signals der Schaltung nach Fig. 1. Das zeitlich verzögerte modulierte Signal wird einer zweiten Gattereinrichtung 164 zugeführt, die zwei Schalter 166 und 168 enthält, die mit dem zeitlich verzögerten modulierten Signal gesteuert werden. Das invertierte und das nicht-invertierte analoge Stromsignal I _{A 2} wird den Schaltern 166 und 168 zugeführt. Das phasenmodifizierte modulierte Signal schließt abwechselnd die Schalter 166 und 168, um die Strom- und Spannungssignale zusammen zu multiplizieren und ein zweites Produktsignal bei 170 zu liefern. Das zweite Produktsignal wird dann dem Eingang eines VARS-(Blindleistungs-)/Q- Konverters 172 zugeführt, der exakt gleich dem Konverter 90 ist, der in Fig. 3 dargestellt ist. Der VARS-/Q-Konverter 172 gibt zwei Ausgangssignale ab, je nach der Polarität der Leistung auf Leitung 10, exakt auf die gleiche Weise wie der Konverter 90. Die Ausgänge des Konverters 172 sind zwei Ausgangssignale, die sich zwischen zwei Pegeln an den Konvertertaktintervallen in einer Weile ändern können, die proportional dem zweiten Produktsignal ist und der gewählten Phasenbeziehung des Leistungswertes (Blindleistung (VARS) oder Q, 50 oder 60 Hz) der Leistung auf Leitung 10. Eine anschließende Verarbeitung der beiden Ausgangssignale vom VARS-/Q-Konverter 172 ist exakt die gleiche wie für die Ausgänge vom Konverter 90 gemäß Fig. 1, einschließlich Verwendung von Zähleinrichtungen, die dazu geeignet sind, gewählte Leistungswerte abzugeben.

Ein nicht dargestellter Wähler kann vorgesehen werden, um entweder Blindleistung oder Q als zweiten Ausgang des Meßsystems zu wählen. Der Wähler justiert das Schieberegister 160 ein, um die Spannungsnacheilung hervorzurufen, die zur Erzeugung der gewählten Phasenbeziehung benötigt wird, und um gleichzeitig eine geeignete Verzögerung auszuwählen.

Die neuartige digitale Phasenelektionstechnik, die als Beispiel in Fig. 8 veranschaulicht ist, ist nicht auf Leistungsmesser- Anwendungsfälle begrenzt. Die Technik kann in jeder Anwendung von Signalmultiplikation verwendet werden, wo die Phasenbeziehung zwischen Eingangssignalen eingestellt werden kann, um gewählte Phasenbeziehungsproduktwerte zu messen.

Fig. 9 zeigt einen Multiplizierer ähnlich dem Multiplizierer, der in dem Leistungsmeßsystem nach Fig. 8 verwendet wird. Gleiche Elemente sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. I _{A 1} und I _{A 2} sind die zu multiplizierenden Signale und werden als periodische Spannungsverläufe angenommen, nicht notwendigerweise sinusförmig, die eine vorgegebene Phasenbeziehung zueinander haben. Wie im Falle des Leistungsmeßsystems nach Fig. 8 wird die Multiplikation durch die als Zeitteilung oder Markierungszwischenraum-Multiplikation bezeichnete Technik durchgeführt, bei der eines der Signale I _{A 2} moduliert wird und dann dazu verwendet wird, das andere Signal I _{A 1} zu gattern oder dessen Polarität umzukehren, um ein Produktsignal zu erhalten. Das Signal I _{A 2} wird einer Gattereinrichtung sowohl in invertierter als auch in nicht-invertierter Form zugeführt. Ein konventioneller Inverter 72 liefert das Signal zum Schalter 82. Das nicht-invertierte Signal wird dem Schalter 65 zugeführt. Das modulierte Signal zum Steuern der Schalter 65 und 66 wird über Leitung 34 der Gattereinrichtung zugeführt.

Der Modulator 30 nach Fig. 9 ist in Aufbau und Betrieb äquivalent dem entsprechenden Modulator 30 gemäß Fig. 1 und 2. Um eine gewählte Phasenbeziehung zwischen Signal I _{A 1} und I _{A 2} zu erhalten, wird ein Digitalverschieber 160 verwendet, der eine gewählte Verzögerung in den Ausgang des Modulators 30 einführt. Der Digitalverschieber 160 kann verschiedene Formen haben, eine einfache Version wird in Element 198 in Fig. 11 illustriert. Der Betrieb eines Schieberegisters kann einfach in der Weise illustriert werden, daß eine Reihe von Stufen, die aus bistabilen Schaltungen 200 bis 204 bestehen, so verbunden sind, daß der Q-Ausgang einer bistabilen Schaltung dem D-Eingang der benachbarten bistabilen Schaltung zugeführt wird. Ein Taktsignal, das über Leitung 196 an jede der bistabilen Schaltungen geliefert wird, sorgt dafür, daß alle Stufen gleichzeitig getaktet werden. Ein Digitalimpuls auf Leitung 53 in das Schieberegister 198, der entweder von tief zu hoch oder von hoch zu tief geht, wird von jeder bistabilen Schaltung, durch die es durchläuft, um ein Eingangstaktintervall verzögert. Wenn beispielsweise das Signal auf Leitung 53 von tief nach hoch geht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 200 beim nächsten Taktimpuls von tief nach hoch. Wenn Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 200 von tief nach hoch geht und dieses Signal dem D-Eingang der bistabilen Schaltung 201 zugeführt wird, muß wegen der inhärenten Schaltverzögerungen dessen Q-Ausgang auf den nächstfolgenden Taktimpuls warten, um hoch zu gehen. Auf diese Weise können Digitalsignale in bequemer Weise um jede beliebige Anzahl von diskreten Intervallen verzögert werden, einfach indem genügend Verzögerungsstufen in dem Schieberegister vorgesehen werden. Üblicherweise sind Schieberegister mit einer Vielzahl von Ausgangsleistungen 206 ausgestattet, an denen das Signal extrahiert werden kann. Die Lage des Stiftes bestimmt die eingeführte Gesamtverzögerung, als Funktion der Taktfrequenz.

Die digitale Zeitverzögerungseinrichtung 160 des Multipliziersystems gemäß Fig. 9 wird als konventionelles Schieberegister angenommen, beispielsweise Schieberegister 198 in Fig. 11. Das Multipliziersystem fordert, daß die Einführung einer gewählten Zeiteinstellung in eines der multiplizierten Signale unter Verwendung eines Digitalverschiebers eine Verzögerung einführt, die eine gewählte Anzahl von diskreten Intervallen ist. Das Schieberegister 198 ist ein geeigneter Digitalverschieber zur Erzeugung einer solchen Verzögerung. Unter Bezugnahme auf Fig. 10 soll jetzt angenommen werden, daß Signale I _{A 1} und I _{A 2} zusammen multipliziert werden sollen und daß eine 90°- Phasennacheilung in Signal I _{A 2} eingeführt wird. Fig. 10a zeigt als Beispiel ein erstes Eingangssignal I _{A 1} (V _L ) und Fig. 10g zeigt als Beispiel ein zweites Eingangssignal I _{A 2}, die zusammen multipliziert werden sollen. Fig. 10b zeigt das vom Takt 56 gelieferte Taktsignal und Fig. 10c zeigt das Ausgangssignal des Integrators 42, der von Eingangssignal I _{A 1} resultiert. Fig. 10d zeigt den resultierenden Ausgang des Komparators 50. Der Ausgang des Modulators 30 ist ins Fig. 10e dargestellt und wird auf Leitung 53 von Fig. 9 und 11 geführt. Das Taktsignal vom Modulatortakt 56 wird dem Schieberegister 198 über Leitung 196 zugeführt. Im gegebenen Beispiel sind die in Fig. 10b gezeigten Taktintervalle das vierundzwanzigfache der Frequenz des Signals I _{A 2}. Eine Phasennacheilung von 90° erfordert deshalb eine Verzögerung von sechs Taktintervallen. Unter der Annahme, daß Stift 206′ des Schieberegisters 198 der sechste Stift ist, wird also das Signal I _{A 2} nach Modulation und Verzögerung um 90° insgesamt um sechs Taktintervalle verzögert sein, die vom Takt 56 abgegeben werden. Das Ausgangssignal am Stift 206′ des Schieberegisters 198 ist in Fig. 10f gezeigt. Das verzögerte modulierte Signal, das in Fig. 10f gezeigt ist, ist eine exakte Wiedergabe des modulierten Q-Ausgangs des Modulators 30, gezeigt in Fig. 10e, um sechs Taktinvervalle nach rechts verschoben.

Die Signalmultiplikation wird dadurch verwirklicht, daß das verzögerte modulierte Signal gemäß Fig. 10f an die Signalgattereinrichtung über Leitung 34 gegeben wird. Die Leitung 34 enthält sowohl invertierte als auch nicht-invertierte Versionen des verzögerten modulierten Signals, indem das Signal einem konventionellen digitalen Inverter 161 zugeführt wird. Das Signal I _{A 1} ist das in Fig. 10g gezeigte, sowohl in invertierter als auch nicht-invertierter Form. Die Multiplikation wird mittels der Schalter 82 und 86 ausgeführt, die gegeneinander alternierend geöffnet und geschlossen werden, wobei Punkt 88 in Fig. 9 zwischen der nicht-invertierten und der invertierten Version des Signals I _{A 1} umgeschaltet wird. Das resultierende Signal ist in Fig. 10h gezeigt. Das Signal in Fig. 10h kann dann durch ein geeignetes Tiefpaßfilter 90 geschickt werden, um einen gemittelten oder Gleichstromwert zu liefern, wie in Kurve 132 in Fig. 10h dargestellt. Die Kurve 132 repräsentiert ein Produktsignal proportional dem Produktwert von I _{A 1} und I _{A 2}, wobei in I _{A 2} eine Phasennacheilung von 90° eingeführt ist. Wenn beispielsweise Signal I _{A 1} proportional dem Strom auf einer Netzleitung ist und Signal I _{A 2} proportional der Leitungsspannung ist, würde das mit Kurve 132 in Fig. 10h repräsentierte Produktsignal proportional der Blindleistung sein.

Ein spezieller Vorteil der Verwendung eines delta-minus-sigma- Modulators 30, in Verbindung mit dem gegenständlichen Multiplizierer besteht darin, daß das modulierte Signal nur an den vorgegebenen Taktintervallen änderbar ist. Digitale Zeitverzögerungstechniken unterteilen notwendigerweise ein ankommendes Signal in diskrete Einheiten oder Intervalle. Die Länge oder Dauer dieser Intervalle wird vom Konstrukteur gewählt. Digitale Signale übertragen Informattion an den Impulsflanken, wenn das Signal von tief auf hoch oder von hoch auf tief geht. Ein Schieberegister aus einer Reihe von bistabilen Schaltungen "prüft" auf solche Impulsflanken jedes Mal, wenn es getaktet wird. Je höher die Taktfrequenz ist, um so häufiger wird das ankommende Signal auf eine Impulsflanke abgefragt. Da die in ein Signal bei jeder Stufe eines Schieberegisters eingeführte Verzögerung von der Taktfrequenz abhängt, erfordern Schieberegister, die mit hoher Frequenz getaktet werden, mehr Stufen, um eine bestimmte Verzögerung zu erreichen, als Schieberegister, die mit einer niedrigen Frequenz getaktet werden. Takten eines Schieberegisters mit einer niedrigen Frequenz bedeutet natürlich, daß das ankommende Signal weniger oft auf Impulsflanken abgefragt wird, und das kann von Nachteil sein, wenn die Lage der Impulsflanken unbekannt ist, wie das bei konventionellen Signalen der Fall ist, die Impulsbreite moduliert sind. Der Modulator 30 gibt ein Signal mit Impulsflanken ab, die nur zu vorgegebenen Taktintervallen auftreten. Wenn die Taktsignale, die an den Modulator und an das Schieberegister 198 angelegt werden, synchronisiert sind, "prüft" das Schieberegister nur zu den erforderlichen Zeiten auf Impulsflanken. Das bedeutet, daß weniger Schieberegisterstufen benötigt werden, um eine bestimmte Verzögerung in ein moduliertes Signal einzuführen, als der Fall wäre, wenn die Lage der Impulsflanken nicht präzise bekannt wäre. Tatsächlich kann in dem oben beschriebenen Beispiel das Schieberegister mit der gleichen Rate getaktet werden wie der Modulator 30, ohne daß irgendwelche Information verloren geht. Es ist deshalb möglich, ein preiswertes Schieberegister zu verwenden, das relativ wenige Stufen aufweist, um eine bestimmte Verzögerung in einem delta-minus-sigma-modulierten Signal hervorzurufen, während ein wesentlich größeres Schieberegister benötigt würde, um eine vergleichbare Verzögerung in einem Signal hervorzurufen, das Impulsflanken an beliebig verteilten Stellen haben kann. Selbst wenn ein Schieberegister mit relativ hoher Frequenz verwendet würde, um ein mit erheblich niederer Frequenz stochastisch moduliertes Signal zu verzögern, so würde doch ein gewisser Informationsverlust eintreten, wenn immer eine Impulsflanke nicht präzise mit dem Schieberegistertakt synchronisiert wäre. In der oben beschriebenen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung tritt kein solcher Informationsverlust auf, da der Modulator und das Schieberegister miteinander synchronisiert sind und die Impulsflanken deshalb nicht versetzt werden.

Die Taktintervalle, mit denen das Schieberegister getaktet wird, brauchen nicht exakt die gleichen sein wie die ersten Taktintervalle des Modulators 30. Es ist jedoch vorzuziehen, daß der Schieberegistertakt mit dem Modulatortakt synchronisiert ist. Um Informationsverlust zu vermeiden, sollte der Schieberegistertakt bei einer Frequenz arbeiten, die nicht niederer ist als die des Modulators, kann jedoch mit höheren Raten arbeiten, um praktisch jede beliebige Zeitverzögerung zu erhalten. Eine bequeme Möglichkeit, die Frequenz des Schieberegistertaktes zu erhöhen, während gleichzeitig die Synchronisierung mit den ersten Taktintervallen des Modulators beibehalten wird, besteht darin, einen Frequenzteiler für den Modulatortakt zu verwenden. Während im oben beschriebenen Beispiel die gewünschte Zeitverzögerung im modulierten Signal mit einer ganzzahligen Anzahl von ersten Taktintervallen korrespondierte, so braucht das doch nicht immer der Fall zu sein. Um eine zusätzliche Flexibilität bei der Auswahl einer Zeitverzögerung zu erhalten, kann es erwünscht sein, entweder ein zweites Schieberegister oder zusätzliche Stufen innerhalb eines einzigen Schieberegisters zu verwenden, die mit einer höheren Frequenz getaktet werden und die deshalb inkrementale Verzögerungen in das modulierte Signal einführen. Die Schieberegisterzustände im Element 212 nach Fig. 11 illustrieren eine Technik zur Erzielung einer weiteren Wahlmöglichkeit in der digitalen Zeiteinstellung nach der Erfindung. Bei diesem Beispiel wird der verzögerte Signalausgang von irgendeiner ausgewählten Stufe des Schieberegisters 198 an eine zweite Gruppe von Schieberegisterstufen gegeben, die in Fig. 11 als ein zweites Schieberegister 212 dargestellt sind. Eine Anzahl bistabiler Schaltungen 216 bilden das Schieberegister 212. Das verzögerte Signal vom Schieberegister 198 wird dem Eingang 214 des Schieberegisters 102 zugeführt. Ein Taktsignal auf Leitung 208, das vorzugsweise eine höhere Frequenz hat als der erste Takt 56, wird den bistabilen Schaltungen zugeführt, die das Schieberegister 212 bilden. Die höhere Taktfrequenz kann in bequemer Weise mittels eines Oszillators 220 erhalten werden, der mit einer höheren Frequenz arbeitet als der erste Takt 56. Durch die Verwendung eines geeigneten Frequenzverteilers 212 können Taktsignale unterschiedlicher Frequenzen an die verschiedenen Schieberegisterstufen angelegt werden, ebenso wie an den Modulator 30, falls das gewünscht wird.

Hier bezieht sich der Ausdruck "erste Taktintervalle" allgemein auf die Taktsignale, die vom ersten Takt 56 kommen, und zweite Taktintervalle sollen diejenigen sein, die vom zweiten Taktgeber 220 abgegeben werden. Zusätzlich können die Schieberegisterstufen, die in Fig. 11 illustriert sind, entweder als ein erstes Schieberegister 198 und zweites Schieberegister 212 angesehen werden, oder diese können als einziges Schieberegister mit einer Vielzahl von Stufen angesehen werden, die mit verschiedenen ausgewählten Frequenzen getaktet werden. Sowohl mit Verwendung getrennter Oszillatoren als auch Verwendung eines einzelnen Oszillators mit einem Frequenzteiler erhöht das Vorhandensein unterschiedlicher Taktsignale die Flexibilität der digitalen Verschiebetechniken, die in der Erfindung verwendet werden. Verzögerung eines Signals mit einem Schieberegister mit einer Anzahl von Stufen, die alle mit der gleichen Rate getaktet werden, erlaubt es, das Signal um irgendeine Anzahl von diskreten Intervallen zu verzögern, bis hinauf zu der maximalen Stufenzahl im Schieberegister. Dadurch, daß zusätzliche Stufen vorgesehen sind, die mit einem anderen Taktsignal getaktet werden, können zusätzliche ausgewählte Verzögerungsintervalle geschaffen werden. Ein Signal kann durch ein erstes Schieberegister hindurch geschickt und um eine gewisse Anzahl von ersten Intervallen verzögert werden, und dann durch einen zweiten Satz Schieberegisterstufen geschickt und um eine zusätzliche Anzahl zweiter Intervalle verzögert werden. Es kann damit eine Verzögerung von praktisch allen gewünschten ganzzahligen und fraktionellen Inkrementen der ersten Intervalle vorgesehen werden. Eine ähnliche Flexibilität von Signalverzögerungen mit digitalen Mitteln kann dadurch erhalten werden, daß ein zweiter Takt verwendet wird, der mit der gleichen Frequenz arbeitet wie der erste Takt, zeitlich jedoch um einen gewählten Betrag versetzt ist. Wenn beispielsweise also ein Signal durch ein erstes Schieberegister geschickt wird, das bei ersten Intervallen getaktet wird, und dann einer zweiten Stufe zugeführt wird, die mit dem Inversen des Taktsignals für das erste Intervall gespeist wird, wird eine zusätzliche Verzögerung von einer Hälfte eines ersten Taktintervalls eingeführt. Je nach dem Versatz zwischen den Taktsignalen, die an die erste bzw. zweite Gruppe von Schieberegisterstufen gelegt werden, kann praktisch jeder Verzögerungsbetrag eingeführt werden.

Ein Beispiel für den Betrieb des Modulators und der digitalen Zeitverzögerungseinrichtung nach Fig. 9 und 11 ist in Fig. 12 dargestellt. Wenn angenommen wird, daß ein erstes Taktsignal, das vom Taktgeber 56 kommt, das in Fig. 12b gezeigte ist, und ein zweites Taktsignal, das vom zweiten Taktgeber 220 geliefert wird, das in Fig. 10a gezeigte ist, so wird ein in das Schieberegister eingegebenes moduliertes Signal auf die im Folgenden beschriebene Weise verzögert. In diesem Beispiel ist der zweite Takt 220 genau das Doppelte der Frequenz des ersten Taktes 56. Wenn beispielsweise eine Verzögerung im modulierten Signal von zweieinhalb ersten Taktintervallen gewünscht wird, wird das Schieberegister so konfiguriert, daß Ausgangsstift 206″ mit dem Eingang 214 des zweiten Schieberegisters verbunden wird. Auf diese Weise läuft ein über Leitung 53 eingegebenes moduliertes Signal durch zwei Schieberegisterstufen 200 und 201 und in die erste Stufe des zweiten Schieberegisters 212, und danach wird das Signal an Stift 218 abgegeben. Mit einer solchen Anordnung wird das Signal um zwei volle erste Taktintervalle und ein zusätzliches zweites Taktintervall verzögert. Unter der Annahme, daß ein moduliertes Signal, wie es in Fig. 12c erscheint, an die oben beschriebene Konfiguration angelegt wird, ergibt sich als Ausgang am Stift 218 das in Fig. 12d dargestellte Signal. Das verzögerte modulierte Signal, das in Fig. 12d gezeigt ist, ist exakt das gleiche wie das modulierte Signal, das in Fig. 12c gezeigt ist, verzögert um zweieinhalb erste Taktintervalle.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines dem Produkt von zwei Eingangssignalen mit einstellbarer Phasenbeziehung proportionalen Ausgangssignals, wobei wenigstens eines der Eingangssignale ein Analogsignal ist, mit einer Verschiebeschaltung für das Analogsignal oder eines der beiden Analogsignale und einem Komparator zur Erzeugung eines diesem Analogsignal proportional modulierten Signals, das zwischen zwei Pegeln schaltet, und einer Multiplizierschaltung, an der das modulierte Signal und das andere Signal anstehen und die ein Produktsignal liefert, dadurch gekennzeichnet, daß eine taktgesteuerte bistabile Schaltung (52) vorgesehen ist, die vom modulierten Signal nur taktgesteuert umschaltbar ist, und daß die Verschiebeschaltung (59, 160) ebenfalls taktgesteuert ist und zwischen dem Ausgang des Komparators (50 ) und der Multiplizierschaltung (82, 86; 166, 168) liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verschiebeschaltung ein Schieberegister (160) aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuertakte für die bistabile Schaltung (52) und die Verschiebeschaltung (59, 160) synchron sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktintervalle für die bistabile Schaltung (52) wenigstens so lang sind wie die für die Verschiebeschaltung (59, 160).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktintervalle für die bistabile Schaltung (52) und die für die Verschiebeschaltung (59, 160) gleich sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktintervalle für die Verschiebeschaltung (59, 160) kürzer sind als die für die bistabile Schaltung (52).

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verschiebeschaltung (59, 160) zwei mehrstufige Schieberegister (198, 212) aufweist, die mit unterschiedlichen Steuertakten (196, 208) taktgesteuert sind.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rückkopplung (I _F ) des modulierten Signals zum Eingang des Komparators (50) vorgesehen ist, derart, daß das rückgekoppelte Signal das Analogsignal so anhebt, daß die momentane Differenz zwischen Analogsignal und rückgekoppeltem Signal am Komparator (50) ansteht.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Schaltung (52) an den Ausgang der Verschiebeschaltung (59, 160) angeschlossen ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Integrator (44, 46) vor dem Eingang des Komparators (50) liegt.