DE2832222C2 - Vorrichtung zum Simulieren von Bezugssignalen eines ILS-Gleitweg- oder Kurssenders - Google Patents

Description

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20 gnals der Frequenz f\ seitens der einen Kette die andere Kette gleichzeitig ein Modulationssignal der Frequenz /·> bildet, und umgekehrt,

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen digitalen Phasenschieber (21) mit Steuereingängen (22), der zwischen den beiden Ketten geschaltet ist und ausgehend vom Durchlauf der Phase bei Null Grad des von einem der Generatoren (5,6) erzeugten Sinusmodi'lationssignals das andere Sinusmodulationssignal mit einer veränderlichen Verzögerung initialisieren kann.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (21) aus einem digitalen Zähler mit programmierbaren Zählungswerten besteht

8. Vorrichtung nach den Ansprüchen 5 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (21) einerseits die Impulse zählt, die ihm von einem dritten, mit einem der Generatoren verbundenen Teiler (23) zugeführt werden, und zwei den Teilern der Ketten gleiche Teilungsangaben bietet, und andererseits von einem vierten Teiler (25) gesteuert wird, der an einen der Teiler der Ketten angeschlossen ist, wobei die Teilungsangaben des dritten und vierten Teilers gleichzeitig untereinander gleich und von der Teilerangabe des Teilers der Kette entgegengesetzt sind, von der sie ihre Informationen erhalten.

durchflossen werden, daß jeder der Widerstände (ro, η, Γ2,... r_n-/; Äo, Ru Ri,-■■ R_n-1) an einem bistabilen jo Umschalter (C₀, Q, Ci... C_n) liegt und daß in der zweiten StelL/ig (19) eines jeden Schalters zusätzlich ein Nebenstrom -^- angelegt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch ', dadurch gekennzeichnet, daß der an dem vom Strom k> durchflossenen Widerstand (Ro) liegende Umschalter (C₀) in seiner die Verbindung zur ersten Klemme (17) herstellenden Stellung gehalten wird, während die anderen Umschalter (C\ ... C_n) in der Stellung (17 oder 19) liegen, in der vom Strom-Spannungs-Umformer die V + Δ V bzw. V-AV entsprechenden Spannungen erzeugt werden, wobei Δ V durch Umschalten bestimmter anderer Umschalter verändert werden kann.

3. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Digital-Analog-Wandler (7,8) der beiden Ketten (3, 5, 7 und 4, 6,8) an einen Addierer (2) angeschlossen sind.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ketten (3, S, 7 und 4,6,8) von einem gemeinsamen Steueroszillator (1) parallel gesteuert werden, dessen Frequenz dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Niederfrequcnzen f\ und h beider Sinusmodulationssignale und der Anzahl N der Synthesepunkte pro Periode der Signale entspricht, und daß in jeder Kette dem digitalen Generator (5, 6) ein digitaler Teiler (3, 4) vorgeschaltet ist, durch den diesem die ihm entsprechende Frequenz Nf\ oder Nk zugeführt wird.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Teiler (3, 4) zwei Teilungsangaben enthält, so daß jede Kette (3, 4, 5 und 4, 6, 8) die eine oder die andere der Niederfrequenz /) oder /j nach der Maßgabe erzeugen kann, daß bei Bildung des Modulationssi-Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Simulieren von Bezugssignalen eines ILS-Gleitweg- oder Kurssenders gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Vorrichtung dient zum Testen der Bordgeräte z. B. eines Flugzeuges, von denen die von einem ILS-Kurssender abgegebenen Signale empfangen und genutzt werden können, um die Position des Flugzeuges zum Kurssender zu bedimmen. Aus der DE-OS 22 41 810 ist ein digitaler Sinusfunktionsgenerator zur Erzeugung eines analogen sinusförmigen Signals bekannt, der aus einem digitalen Generator und einem nachgeschalteten digitalen Analogwandler besteht. Der Einsatz bei einer Simuliervorrichtung der eingangs genannten Art ergibt sich hieraus nicht.

Es ist bei der Bestimmung der Position eines Flugzeuges gegenüber der Längsachse einer Landepiste bekannt, daß ein ILS-Kurssender ein Antennensystem aufweist, dessen Strahlungsdiagramm zwei längliche, gegenüber der Pistenachse symmetrische Keulen besitzt, von denen die eine einem mit 90 Hz und die andere einem mit 150Hz modulierten sinusförmigen Hochfrequenzsignal entspricht. Die Sendeleistungen beider Keulen sind gleich. Demzufolge ist je nachdem, ob sich das Flugzeug links oder rechts von der Pistenachse befindet, die Amplitude des einen der vom Flugzeug empfangenen Modulationssignale größer als das andere der Signale, und umgekehrt. Befindet sich das Flugzeug genau auf der Mittellinie der Landebahn, sind die Amplituden dieser Modulationssignale gleich. Es ist demnach leicht verständlich, daß ein derartiger Kurssender sich besonders gut zur Landung eines Flugzeuges eignet.

Demzufolge ist es besonders wichtig, daß die Bordgeräte des Flugzeuges mit der größten Genauigkeit, insbesondere in der Amplitude, getestet werden.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe

besteht darin, eine [LS-Bezugssignalsimuliervorrichtung zu schaffen, durch die aufgrund ihres Aufbaus eine derartige Überprüfung und Einregelung mit strenger Amplitudengenauigkeit durchgeführt werden kann.

Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch ι die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale. Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Somit ist es aufgrund einer derartigen, großenteils digitalen Bauwe'ie möglich, die Amplitude der Sinusmo- m dulationssignale mit Genauigkeit zu steuern.

Vorzugsweise entsprechen die Generatoren der in der französischen Patentschrift 23 98 313 beschriebenen Art, d. h. diese Generatoren weisen, wenn sie zum Erzeugen eines Sinussignals der Frequenz /mittels der r> Synthese von /V Punkten pro Periode verwendet werden, jeweils einen Zähler-Rückzähler, die von einem Taktgeber ein Signal von einer Frequenz empfangen, die mindestens annähernd N ■ f ist, und ihren Zustand an einen Speicher übertragen, in dem jedem dieser :o Zustände gemäß der Notwendigkeit, den vorhergehenden summierten Wert zu inkrerncntieren oder nicht, ein logischer Pegel 1 oder 0 entspricht, um Su der zu synthetisierenden Funktion genau zu folgen, einen zweiten summierenden Zähler-Rückzähler, der die > > logischen Pegel empfängt, und eine Logikschaltung auf, durch die der erste und zweite Zähler-Rückzähler bei der Zählung bzw. Rückzählung gesteuert wird. Der erste

Zähler-Rückzähler zählt dabei alternierend die-^-ersten

Taktimpulse und zählt die folgenden -j- Taktimpulse rückwärts, so daß in einer Folge von N Taktimpulsen

der zweite Zähler-Rückzähler während der — ersten _v.

4 Jj

V
Taktimpulse aufwärts zählt, während der 2. —folgenden

Taktimpulse rückwärts zählt und erneut während der

iV JV

— folgenden Taktimpulse diese 2. — Impulse aufwärts

zählt.

Das Inkrement, um das der vorhergehende summierte Wert heraufgesetzt werden muß oder nicht, kann den erwähnten logischen Pegel 1 oder 0 darstellen.

Die Anordnung zum Erzeugen der Bezugsspannungen für die Digital-Analog-Wandler weisen zweckmäßig ein Widerstandsnetzwerk auf, das an einer Versorgungsspannung liegt und η parallel geschaltete Widerstände aufweist, die jeweils von Strömen der Stärke Vi

in τ'

durchflossen werden und die jeweils an bistabilen Umschaltern liegen die an der einen oder anderen — einer ersten oder zweiten Ausgangsklemme gegebenenfalls über Stromstärke/Spannungs-Umformer gesteuert werden, wobei die zweite Ausgargsklemme darüber

hinaus einen zusätzlichen Strom -77 empfängt.

Somit können der Umschalter, der an dem vom Strom /0 durchflossenen Widerstand liegt, und die anderen Umschalter, die in die eine oder in die andere Stellung gelegt sind, Spannungen führen, die V+ Δ Voder V-AV entsprechen, wobei die Veränderung Δ V durch Umschaltung anderer Umschalter eingestellt werden kann.

Die Ausgänge der Digital-Analog-Wandler der beiden Ketten liegen an Einern Addieren Es ist dabei

60 zweckmäßig, daß die beiden Ketten durch eine gemeinsame Oszillatorsteuerung parallel gesteuert werden, dessen Frequenz gleich ist dem Produkt des kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Niederfrequenzen f\ und /2 der beiden Sinusmodulationssignale und der Zahl N der Synthesepunkte je Periodendauer der Signale.

In diesem Fall ist es unerläßlich, in jeder Kette vor jedem Generator einen digitalen Teiler zu schalten, der an den Generator die ihm entsprechende Frequenz N ■ f\ oder N ■ h liefern kann.

Da jedoch die beschriebene Anordnung die Spannungen V+Δ V und V— Δ V liefert, um sowohl den Fall, in dem die Amplitude des Modulationssignals der größeren Frequenz über der Amplitude des Modulationssignals der kleineren Frequenz liegt, als auch den Fall, zu simulieren, in dem die Amplitude des Signals der kleineren Frequenz über der Amplitude des Signals der größeren Frequenz liegt, ist es unbedingt erforderlich, daß jeder Teiler zwei Teilungsangaben enthält, so daß jede Kette die eine oder die andere f.--( Niederfrequenzen /1 oder /2 erzeugen kann, so daß, fails die eine Kette das Modulationsrignal der Frequenz /i erzeugt, die andere Kette gleichzeitig das Modulationssignal der Frequenz h erzeugt und umgekehrt

Um eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Sinusmodulationssignalen simulieren zu können, weist die Vorrichtung nach der Erfindung einen digitalen Phasenschieber mit Steuereingängen auf, der zwischen den beiden Ketten liegt und ausgehend vom Durchla.ufen der Phase bei 0 Grad des von einem der Generatoren erzeugten Sinusmodulationssignal das andere Sinusmodulationssignal mit einer variablen Verzögerung initialisieren kann. Zweckmäßigerweise besteht ein derartiger Phasenschieber aus einem digitalen Zähler mit programmierbarer Zählung.

Ein derartiger Zähler zählt einerseits die Impulse, die ihm von einem dritten Teiler zugeführt werden, der an einem der Generatoren liegt und zur Wahl zwei Teilungsangaben anbietet, die denen der Kettenteiler entsprechen, und wird andererseits von einem vierten Teiler gesteuert, der an einem der Kettenteiler ließt, wobei die Teilungsangaben des dritten und des vierten Teilers gleichzeitig untereinander gleich und entgegengesetzt der Teilungsangabe von der Kette sind, von der sie ihre Informationen beziehen.

Die Erfindung wird anhand der folgenden Beschreibung einer in den Zeichnungen dargestellten bevorzugten Ausführungsform näher erläutert: Hierbei zeigen

F i g. I ein Blockschaltbild des Aufbaus einer ILS-Simulierungsvorrichtung nach der Erfindung; und

F i g. 2 ein Schaltschema eines Digital-Analog-Wandlers zur Veränderung der Amplitude der Modulatiom;-signaK

Der in Fig. 1 dargestellte ILS-Simulator ermöglicht die Erzeugung von zwei Sinussignalen von 90 bzw. 150 Hz, deren relative Amplituden sehr genau aufgrund der Tatsache geregelt werden können, daß der Simulator im wesentlichen eine digitale Bauweise aufweist. Darüber hinaus kann durch den Simulator die Phase dieser beiden Sinussignale gegenüber ihren gemeinsamen Subharmonischen bei 30 Hz geregelt werden.

Der der Erfindung zugrunde liegende Gedanke besteht darin, die beiden Sinussignale insbesondere mittels digitaler Generatoren zu erzeugen, wodurch mittels einer an den Bezugseingang der den Generatoren nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler eeleeten

Gleichspannung der Pegel dieser Signale sehr genau gesteuert werden kann.

Dazu weist der Simulator der Fig. I zwischen einem Steueroszillator 1 hoher Frequenz und einem als Addierer geschalteten Funktionsverstärker 2 zwei parallel geschaltete erzeugende Ketten auf. wobei der Oszillator 1 und der Addierer 2 beiden Ketten gemeinsam sind.

Jede Kette weist einen programmierbaren Teiler 3 bzw. 4. der die Impulse vom Steueroszillator I empfängt, einen digitalen Generator 5 bzw. 6 für das Sinussignal, der vom Teiler 3 bzw. 4 gesteuert wird, und einen Digital-Analog-Wandler 7 bzw. 8 auf. der die Signale des Generators 5 bzw. 6 empfängt und seine eigenen Analogsignale dem Addierer 2 zuführt, an dessen Ausgang 9 ein Signal erscheint, das das von einem II.S-Kurssender simuliert. Zwischen beiden Ketten 3, 5,

7 und 4, 6, 8 liegt eine Vorrichtung IO zur

Amnllhirlencloiipriina rlprpn Aiicoänop M um) 17 f ·—-..-.- — -. _Ci — ■ _{c o} - - - —

Bezugssignale empfangen und deren Ausgänge 13 und 14 die Bezugseingänge der Wandler 7 und 8 steuern.

Der Steueroszillator 1 erzeugt ein der Frequenz 3600x450 Hz entsprechendes Signal für den Fall, daß zur Krzeugung der Sinussignale eine Synthese zehnten Grades erwünscht ist. wobei diese Frequenz 3600mal das kleinste gemeinsame Vielfache von 90 und 150 Hz ist Das Oszillatorsignal wird an die Teiler 3 und 4 gegeben. Diese programmierbaren Teiler sind baugleich und können nach den auf ihre Steuereingänge 15 und 16 gegebenen Befehlen die Frequenz des Oszillators 1 durch 3 oder 5 teilen. Nur die (nicht dargestellte) Steuerung der programmierbaren Teiler 3 und 4 ist derart geschaltet, daß bei Teilung des Teilers 3 durch 3 der Teiler 4 durch 5 teilt, während bei einer Teilung des Teilers 3 durch 5 der Teiler 4 durch 3 teilt.

Somit empfangen die Generatoren 5 und 6 Signale, deren Frequenz 3600 χ 90 bzw. 3600 χ 150 ist, so daß der eine die erste und der andere die zweite Frequenz und umgekehrt empfängt. Nach der Darlegung in der französischen Patentschrift ergibt sich hieraus, daß der Generator 5 ein digitales Sinussigna! von 150Hz erzeugt, wenn der Generator 6 ein digitales Sinussignals von 90 Hz erzeugt und umgekehrt.

Diese Sinussignale werden durch die Wandler 7 bzw.

8 in analoge Signale umgewandelt und ihre Summe erscheint am Ausgang 9.

Die Vorrichtung 10 dient dazu, die Amplitude der Modulationssignaie von 90 oder 150 Hz in einen Bereich zu verändern, für den die Amplituden gleich sind, um so eine gegenüber der Mittellinie der Landebahn dezentnene Stellung He.s Flugzeugs zu simulieren.

Die F i g. 2 zeigt eine Ausführungsform der Einrichtung 10 zur Ampliludensteuerung der Signale von 90 und 150 Hz. Diese Einrichtung kann an ihren Ausgängen 13 und 14 Steuerspannungen V + ΔV und V — AV erzeugen, die an die Bezugseingänge der Digital-Ana- !og-Wandler 7 und 8 gegeben w erden.

Zu diesem Zweck weist die Einrichtung 10 ein Widerstandsnetzwerk zum -τ Vielfachen mit π Widerständen Rr, bis Rr-:- die parallel geschaltet sind, und mit π Widerständen r-, bis r~ _.· auf. die jeweils zu zweit an einem ihrer Enden die Widerstände R,_: bis Rr-zwischen sich nehmen, wobei der Widerstand n-, das gesamte Netzwerk mit dem Anschluß 11 verbindet. Am gegenüberliegenden Ende der Widerstände Ro bis R-,-; liegen die Widersiäiide Rr bis R_r-r an den bistabilen Umschai-er C-,bis C-- >.

Eine der Stellungen der Umschalter C-, bis C--· liegt an einem F.ingang 17 eines Funktionsverstärkers 18. der als Strom/Spannungs-Umformer arbeitet, während die andere Stellung aller Kommutatoren Cn bis C_{n (} am Eingang 19 eines Funktionsverstärkers 20 liegt, der ebenfalls als Strom/Spannungs-Umformer arbeitet. Die Ausgänge der Funktionsverstärker 18 und 20 liegen bei 13 und 14 der Vorrichtung 10, während der Eingang 19 des Funktionsverstärkers 20 an der Eingangsklemme 12 liegt.

Das Widerstandsnetzwerk Rn-R_n ,· und rn — r_r ,ist derart beschaffen, daß bei Anlegen einer angemessenen Bezugsspannung an die Klemme oder den Anschluß 11 der Widerstand Mi von einem Strom ί·. der Widerstand

R- von einem Strom —- , tier Widerstand von R· von

einem Strom -'— , usw. und schließlich der Widerstand ι

R \on einem Strom ----- durchlaufen wird. Darüber

hinaus wird an die Klemme 12 ein zusätzliches Bezugssignal gelegt, wodurch ein Strom der Stärke

--entsteht.der zum F.ingang 19 läuft.

Somit empfängt der Funktionsverstärker 18. wenn die verschiedenen Kommutatoren Cu bis C_n ι die in der F i g. 2 dargestellten Stellungen einnehmen (d. h. daß der Umschalter C-. den Widerstand M₁ mit dem Eingang 17 des Fr.'ktionsverstärkers 18 verbindet, während alle anderen Umschalter C< bis Cn , die Widerstände R· bis R- mit dem Eingang 19 des Funktionsverstärkers 20 verbinden), einen in entsprechenden F.ingangsstrom. wogegen der Funktionsverstärher 20 einen F.ingangsstrom Λ nach der Formel

Ii

empfängt, in der die Summe A aus dem Netzteil K, bis M- · und der Ausdruck B von der Bcz.ugsklemme 12 stammt.

Es ist leicht zu überprüfen, daß die Summe A + B gleich L ist. d. h. daß Λ = *,.

Demzufolge ist für die Stellungen der Umschalter G bis C- ■ (der F i g. 2) i-, = /; = k Es ergibt sich hieraus, daß die an den Ausgängen 13 und 14 erscheinenden Steuerspannungen untereinander gleich sind und einem gemeinsamen Wert ^entsprechen.

Demgegenüber, falls man ausgehend von den in der F ι g. 2 dargestellten Stellungen der Umschalte· einen oder mehrere Umschalter C bis C_n-i umschaltet, wobei der Umschalter C, stets in der dargestellten Stellung bleibt, so ist leicht zu erkennen, daß der Eingangsstrom /■ des Funktionsverstärkers 18 i\ = k + Ai wird, während der Eingangsstrom /2 des Funktionsverstärkers 20 /> = in — 4/wird. Die Spannungen an den Ausgangsklemmen 13 und 14 entsprechen nun jeweils V + Δ V und V-AV. Selbstverständlich hängt die Amplitude von /l/und demzufolge die von A V von der Anzahl und dem Rang der beiden oder desjenigen Umschalters G bis C_n-; ab, der bzw. die gegenüber den in Fig. 2 dargestellten Stellungen umgeschaltet wurden.

Somit sind die von der Vorrichtung 10 ausgearbeiteten Steuerspannungen, die an ihren Klemmen 13 und/bzTs,-. i4 erscheinen, derart beschaffen, daß ihre Summe konstant (gleich 2 Δ V? und ihre Differenz {2 AV) direkt proportional ist dem vom Netzwerk Ro R-,-j und

ro — /·.,-. / gelieferten digital-Wert, wobei der Wert Δ V stets Null oder positiv ist.

Der Digital-Analog-Wandler 7, der vom digitalen Generator 5 ein Sinussignal ι.. B. von Cos o>i f empfängt, wobei ο)ι = 2,t f\, und /ι gleich 150 oder 90 Hz ist, liefert demnach an seinem Ausgang ein Signal von

υ + ziv;cosw. /.

Gleichermaßen liefert der Digital-Analog-Wandler 8, der vom Generator 6 ein Sinussignal z. B. von Cos o)j t empfängt, wobei ω₂ - 2 π /j und Λ gleich 90 oder 1 50 Hz ist. an seinem Ausgang ein Signal von

(V-Δ Κ;Cos ο), t.

Am Ausgang 9 läßt sich somit ein ILS-Simulationssignal von

abnehmen.

Von beiden Spannungen V+ /1 V ist die erste stets gleich der zweiten oder größer als sie. Demzufolge ist auch das an dem Ausgang des Wandlers 7 erscheinende Sinussignal stets von gleicher oder größerer Amplitude gegenüber dem am Ausgang des Wandlers 8 erscheinenden Sinussignal. Wenn somit die Kette .3, 5, 7 fest an die Erzeugung eines Signals von 150 Hz und die Kette 4, 6, 8 fest an die Erzeugung eines Signals von 90 Hz gebunden ist, so wird das Signal von 150 Hz stets eine übe^r dem Signal von 90 Hz liegende Amplitude aulweisen.

Um aber auch den umgekehrten Fall simulieren zu können, in dem das Signal von 90 Hz eine über dem Signal von 150Hz liegende Amplitude hat. hat man vorgesehen, daß die Teiler 3 und 4 jeweils zwei Teilungsangaben haben, nämlich 3 und 5. Somit kann die Kette 3, 5, 7 das Signal von 90 (oder 150) Hz mit einer größeren oder gleichen Amplitude erzeugen, während die Kette 4,6,8 gleichzeitig das Signal von 150 (oder 90) Hz mit einer kleineren oder gleichen Amplitude erzeugen kann, und zwar je nach der Wahl der Teilungsangaben der Teiler 3 oder 4. Durch einfache Umkehrung dieser Teilungsangaben ist es somit möglich, entweder den Fall zu bekommen, in dem die Amplitude des Signals von 90 Hz größer oder gleich ist als das Signal von 150Hz. oder aber auch den umgekehrten Fall.

Die simulierte Stellung eines Flugzeuges läßt sich nicht nur einzig und allein ausdrücken durch eine Amplitudendifferenz zwischen den Signalen von 90 Hz und 150Hz sondern auch durch eine Phasenverschiebung θ eines Signals zum anderen. Demgemäß ist die Phasensteuerung in dem Simulator nach der Erfindung mit einem digitalen Phasenschieber ausgebildet, der aus einem Wertzähler mit programmierter Zählung besteht, an dessen Eingang 22 die Phasenverschiebungen θ eingeführt werden können, so daß das in der Tat am Ausgang des Wandlers S erscheinende Signal dem Ausdruck

und nicht nur dem obenerwähnten Ausdruck

(V+ Δ V) cosQfef entspricht Das simulierte ILS-Signal am Ausgang §

entspricht demnach der Formel

( V +■ Λ V) cos 1,I₁I +(V-JK) cos iu)_:i + (■))

Der Phasenschieber 21 erzeugt eine Verzögerung θ zwischen dem Durchlaufimpuls auf der Phase bei Null Grad des Sinussignals größerer Amplitude (das von der Kette 3, 5, 7 erzeugte Signal) und dem Initialisierungsimpuls auf der Phase bei Null Grad des Sinussignals kleinerer Amplitude (das von der Kette 4,6, 8 gebildete Signal).

Um den Wert der Phasenverschiebung θ von der Teilungsangabc (3 oder 5) des Teilers 3 unabhängig zu halten, ist es erforderlich, für die Phasenverschiebung nur einen einzigen Impuls alle dreißigstel Sekunden (30 ist der größte gemeinsame Teiler von 150 und 90) einzubeziehen. Demzufolge ist ein Teiler 23 vorgesehen, dessen Teillingsangabe nach dem Wert der Teilungsangabe des Teilers 3 entweder 3 oder 5 ist, wobei jedesmal das Produkt der Teilungsangaben gleich 15 ist, d. h. daß bei einer Teilungsangabe 3 des Teilers 3 der Teiler 23 bei 5 liegt, und umgekehrt. Die Wahl der Teilungsangabe des Teilers 23 wird über die Steuerklemme 24 betrieben. Darüber hinaus muß der Phasenschieber 21 von einem Taktgeber synchronisiert werden, dessen Frequenz bei 3600 χ 30 Hz liegen sollte, so daß die Phase um zehntel Grad zur gemeinsamen Subharmonischen von 30 I Iz gesteuert werden kann. Dies wird mittels eines Teilers 25 mit zwei Teilungsangaben 3 oder 5 erreicht, die von einer Steuerklemme 26 abgewählt werden können. Ist die Teilungsangabe des Teilers 3 gleich 3 so ist die des Teilers 25 gleich 5 und umgekehrt.

Somit weist die Steuervorrichtung der Phasenverschiebung einerseits den Phasenschieber 21, der den Generator 6 steuert und selbst vom Teiler 23 gesteuert wird, der vom Generator 5 einen Nulldurchlaufirnpuls des von ihm erzeugten Sinussignals empfängt, und andererseits einen Teiler 25 auf, der das Ausgangssignal des Teilers 3 empfängt und die Funktion des Phasenschiebers 211 synchronisiert.

Es ist zu erkennen, daß es durch Umschaltung zwischen den Frequenzen von 90 Hz und 150 Hz auf drv Erzeugungsebene möglich ist, in der Vorrichtung 10 das starke Gewicht (Widerstand Ro- Kommutator G>) des numerischen Ausarbeitungssignals beider Steuerspannungen V + Δ V und V - Δ V zu halten, das an den Eingang 17 des Furiktionsverstärkers 18 gegeben wurde.

Somit läßt sich durch bauliche Anordnung eine strenge Gleichheit zwischen den Modulationsdifferenzen für die über oder unter der Amplitude des Signals von 150 Hz liegenden Amplitude des Signals von 90 Hz erreichen. Darüber hinaus werden in der Nähe des Nullwertes von Δ V, wo von einem ILS-Simulator eine bedeutende Genauigkeit gefordert wird, nur die schwächeren Gewichte (Widerstände R\ bis A_n-; Umschalter Q bis C_n- j) verwendet Man kann zu diesem Zweck einen Digital-Analog-Wandler 10 verwenden, dessen Genauigkeit ziemlich unter seinem Auflösungsvermögen liegt was dementsprechend kostensparend ist

Darüber hinaus ist zu bemerken, daß mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung die Summe der Amplituden beider Sinussignale unbeachtet des gewählten Werts der Amplitudendifferenz konstant bleibt und durch Einwirken auf die an die Steuerklemmen 11 und 12 der Vorrichtung 10 gelegten Bezugssignale veränderbsrsst

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   I. Vorrichtung zum Simulieren von Bezugssignalen eines ILS-Gleitweg- oder Kurssenders, bestehend aus einem Antennensystem mit einem aus zwei Keulen bestehenden Strahlungsdiagramm, die zu einer Längsachse symmetrisch sind und von denen jede einem Signal mit einem hochfrequenten Träger und einem niederfrequenten sinusförmigen ModulationssignaJ entspricht, wobei die niederen Frequenzen voneinander verschieden und für die ihnen entsprechende Keule spezifisch sind, und aus zwei parallel geschalteten Zweigen zum Erzeugen der Simulationssignale, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Zweig (3, 5, 7 und 4, 6, 8) einen digitalen Generator (5, 6) zum Erzeugen eines der Signale, einen Digital-Analog-Wandler (7, 8), der von einer Bezugsspannung gesteuert wird, und eine zumindest zum Teil digital arbeitende Einrichtung 10 zum Erzeugtai dieser Bezugsspannungen und ein Netz von Widerständen aufweist, das an einer Speisespannung liegt und η Darallel geschaltete Widerstände umfaßt, die von Strömen