DE3448183C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Modulator zum Konvertieren eines analogen Eingangssignals in einen Impulszug nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein solcher Modulator ist bekannt (US-PS 38 59 654).

Bei solchen Modulatoren, ebenso wie bei allen Schaltungen, die Operations­ verstärker enthalten, treten sogenannte Versatzfehler auf. Der Ausdruck "Spannungsversatz" wird allgemein als die Spannungsdifferenz zwischen zwei Eingängen an ein aktives Schaltungselement definiert, beispielsweise eben ein Operationsverstärker, wenn der Ausgang Null ist. Es handelt sich um eine Fehlanpassung zwischen den Verstärkereingängen, und für eine fehler­ freie Konversion des analogen Eingangssignals in einen Impulszug ist es erforderlich, diesen Fehler zu eliminieren, oder wenigstens zu kompensie­ ren, insbesondere dann, wenn über einen großen Dynamikbereich gearbeitet werden soll.

Eine bekannte Versatzkompensationsschaltung (US-PS 38 95 376) weist einen Rückkopplungsweg vom Ausgang zum Eingang des betroffenen Verstärkers auf, der seinerseits einen Verstärker aufweist und der ein Speicherelement an einem Eingang des zu kompensierenden Verstärkers speist; dieser Rück­ kopplungszweig wird alternierend geöffnet und geschlossen, so daß alternie­ rend der Verstärker in einer Betriebsart "Nullen" und einer Betriebsart "Messen" arbeitet. Ein Rückkopplungsweg, der einen Verstärker enthält, neigt prinzipiell zu Instabilität; außerdem ist diese bekannte Schaltung für den eingangs genannten Modulator nicht geeignet, weil bei diesem be­ kannten Modulator die Integrierschaltung zwischen einen Eingang des Differenzverstärkers und Masse geschaltet ist, so daß auch der andere Eingang des Differenzverstärkers auf Masse geschaltet sein muß, d. h. mit "virtueller Erde" gearbeitet wird, und bei der Versatzkompensationsschal­ tung das Speicherelement für die Versatzkompensation zwischen einem Ein­ gang des Differenzverstärkers und Masse liegt, so daß die Arbeitsweise "virtuelle Erde" nicht möglich ist.

Eine weitere bekannte Versatzkompensationsschaltung (US-PS 43 22 687) weist ebenfalls ein Speicherelement auf, das mit einem Eingang des zu kompensierenden Differenzverstärkers verbunden ist, sowie eine Transfer­ schaltung, mit der eine Versatzspannung auf das Speicherelement übertra­ gen wird und die eine Steuerung aufweist, mit der der Differenzverstärker alternierend in eine Betriebsart "Nullen", in der der zweite Anschluß des Speicherelementes mit Massen verbunden ist und ein Rückkopplungsweg zwi­ schen dem Ausgang und einem Eingang des Differenzverstärkers geschlossen ist, und eine Betriebsart "Messen" geschaltet wird, in der der Rückkopp­ lungsweg offen ist. Diese bekannte Versatzkompensationsschaltung weist zwar kein Verstärkerelement im Rückkopplungsweg auf, so daß keine Stabili­ tätsprobleme zu befürchten sind, bei dieser bekannten Schaltung ist es jedoch ebenfalls nicht möglich, den Differenzverstärker mit "virtueller Erde" zu betreiben, d. h. einen Eingang mit gemeinsamer Masse zu verbin­ den, so daß auch diese bekannte Versatzkompensationsschaltung für den Modulator der eingangs genannten Art nicht geeignet ist.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen Modulator der ein­ gangs genannten Art mit einer Versatzkompensationsschaltung verfügbar zu machen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichenteil des An­ spruchs 1 aufgeführten Maßnahmen gelöst.

Spezielle Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen 2 bis 6.

Die Erfindung soll anhand der Zeichnung näher erläutert werden; es zeigt

Fig. 1 schematisch einen Modulator;

Fig. 2 verschiedene Signalverläufe im Modulator nach Fig. 1;

Fig. 3 den Modulator nach Fig. 1 mit einer Spannungsversatzkompensations­ schaltung;

Fig. 4 ein Zeitdiagramm der Steuersignale zum Betrieb der Spannungs­ versatzschaltung nach Fig. 3;

Fig. 5 einen Modulator mit einer erweiterten Spannungsversatz­ kompensationsschaltung nach der Erfindung;

Fig. 6 ein Zeitdiagramm der Steuersignale der Versatzkompensations­ schaltung nach Fig. 5;

Fig. 7 eine andere Ausführungsform eines Modulators nach Fig. 1; und

Fig. 8 verschiedene Spannungsverläufe im Modulator nach Fig. 7.

Fig. 1 zeigt die wesentlichen Elemente eines Modulators.

Ein analoges Signal I _{A 1} am Eingang 32 wird einem Summationsknoten 36 über eine Impedanz 38 zugeführt. Der Modulator 30 weist eine Modulator- Rückkopplungseinrichtung auf, um ein Rückkopplungssignal I _F zu erzeugen, das ebenfalls dem Summierknoten 36 zugeführt wird. I _F wird vom Modulator­ ausgang kontrolliert, der auf Leitung 34 erscheint. Die eine oder die andere von zwei Referenzspannungsquellen V 1+ und V 1- ist mit dem Summations­ knoten 36 durch eine Impedanz 40 verbunden, als Antwort auf den Pegel des Modulatorausgangssignals. Das Rückkopplungssignal I _F schaltet zwischen der positiven und negativen Referenzquelle in einer Weise um die das analoge Signal I _{A 1} über der Zeit balanciert. Momentane Differenzen zwischen I _F und dem Eingangssignal resultieren in einem Differenzsignal I _diff aus dem Summationsknoten 36 heraus. Die momentane Differenz zwischen Eingangs- und Rückkopplungs-Signal, nämlich I _diff , wird mit einer Modulatormeßschaltung integriert und gemessen. Die Meßschaltung weist einen Integrator mit einem Kondensator 44 als Speicherelement und einen invertierenden Operationsver­ stärker 50 auf. Das Signal am Verstärkerausgang geht hoch, wenn das Signal positiv ist, und niedrig, wenn das Signal niedrig ist, bezogen auf Masse am nicht-invertierenden Eingang.

Der Ausgang des Verstärkers 50 wird dem D-Eingang einer bistabilen Modulatorschaltung 52 als erstes Kontrollsignal zugeführt. Die bi­ stabile Schaltung 52 ändert sich nur bei vorgegebenen ersten Taktinter­ vallen, die mit einem externen Takt bestimmt werden. Ein geeigneter Taktgeber für diesen Zweck wird durch einen konventionellen Oszillator 54 und eine Frequenzteilerschaltung 56 gebildet. Der Einfachheit halber wird das Zeitintervall zwischen den vom Frequenzteiler 56 gelieferten Impulsen als der erste Takt bezeichnet. Die bistabile Schaltung 52 hat einen -Ausgang ebenso wie Q, wobei das inverse Signal zu Q ist. Sowohl der Ausgang als auch der Ausgang Q werden dazu verwendet, das Rückkopplungssignal I _F zu kontrollieren, indem zwei Schalter 58 bzw. 60 be­ tätigt werden. Da Q und invers zueinander sind, wie erwähnt, wird hier nur das Q-Ausgangssignal als das erste modulierte Si­ gnal bezeichnet werden. Es dürfte jedoch klar sein, daß beide Ausgänge Q und , die mit dem Ausdruck "erstes moduliertes Signal" bezeichnete Information enthalten, und die Leitung 34 bezeichnet die Leitungen, die sowohl die Q- als auch die -Signale führen.

Da das erste modulierte Signal über die bistabile Schaltung 52 abge­ geben wird, kann sich das erste modulierte Signal auf Leitung 34 zwischen zwei Pegeln bei den vorgegebenen ersten Taktintervallen ändern. Wenn sich auch der Pegel nicht bei jedem Taktintervall zu ändern braucht, so sorgt doch die Modulatorschaltung dafür, daß, wenn sich der Pegel des ersten modulierten Signals tatsäch­ lich ändert, diese Änderung nur zu den vorgegebenen ersten Takt­ intervallen erfolgt, und nicht zu anderen Zeiten. Änderungen zwi­ schen dem hohen und niedrigen Pegel des ersten modulierten Signals sorgen für eine gleichzeitige Umschaltung der Schalter 58 und 60, und entsprechende Umkehrungen in der Polarität des Rückkopplungs­ signals I _F zum Summierknoten 36. Wenn das integrierte Differenz­ signal über die Pegelschwelle des Komparators 50 steigt, oder unter diese fällt, werden Änderungen im Pegel des Komparatoraus­ gangs hervorgerufen. Bei jedem Taktintervall bestimmt die bistabi­ le Schaltung 52, ob sich der Ausgang des Komparators 50 geändert hat, und wenn das der Fall ist, sorgt sie für eine entsprechende Änderung in den Ausgängen Q und . Die Größe des analogen Eingangs­ signals sorgt für eine direkt proportionale Änderung in der Zeit­ spanne, während der sich das erste modulierte Signal auf einem gege­ benen Pegel befindet. Dementsprechend hat das erste modulierte Si­ gnal einen mittleren Pegel oder eine mittlere Amplitude, die ent­ weder auf einem seiner beiden Pegel oder zwischen diesen liegt, und über ein ausreichend langes Intervall ist diese mittlere Amplitude proportional dem analogen Eingangssignal.

Als ein Beispiel für den Betrieb des Modulators 30, wenn das Eingangs­ signal am Eingang 32 Null ist, ist der Q-Ausgang des bistabilen Schal­ ters 52 exakt für die gleiche Zeit hoch wie er tief ist, so daß ein mittlerer Pegel erzeugt wird, der genau in der Mitte zwischen dem hohen und niedrigen Pegel von Q liegt. Wenn das Eingangssignal am Eingang 32 einen positiven Wert hat, muß der positive Strom in den Summierknoten 36 durch einen größeren negativen Strom ausgegli­ chen werden, der von der negativen Referenz V 1- über Schalter 58 zum Summierknoten geliefert wird. Dementsprechend ist Q proportio­ nal länger tief als hoch und Schalter 58 ist für eine längere Zeit geschlossen und Schalter 60 offen, als umgekehrt. Wenn das Ein­ gangssignal negativ ist, muß die positive Rückkopplungsreferenz für einen größeren Teil der Zeit geliefert werden, damit I _F das Ein­ gangssignal ausgleichen kann, und Q ist mehr hoch als tief. Es ist ein Merkmal des dargestellten Modulators, daß Q so lange hoch oder tief bleiben kann, wie I _F dazu braucht, das Eingangssignal am Summierknoten auszugleichen.

Fig. 2 illustriert verschiedene Signale, die in dem Modulator nach Fig. 1 auftreten. Das Eingangssignal I _{A 1} ist in Fig. 2a repräsen­ tiert. Natürlich ist bei der Messung von Wechselstromleistung I _{A 1} sinusförmig. Es wird angenommen, daß der Schalter 58 anfänglich geschlossen ist, und ein negativer Referenzstrom über Widerstand 40 an den Summationsknoten 36 gelegt wird. Die Werte von V 1- und Wider­ stand 40 werden so gewählt, daß ein Strom I _F erzeugt wird, der groß relativ zum Eingangssignal I _{A 1} ist. I _diff hat deshalb einen negativen Nettowert, wobei Strom vom Kondensator 44 gezogen wird. Dementsprechend fällt das integrierte Differenzspannungssignal anfänglich, wie in Fig. 2c gezeigt.

Der Takt 56 gibt ein Signal gemäß Fig. 2b ab. Die bistabile Schaltung 52 taktet an der voreilenden Flanke jedes aufwärts gerichteten Impulses. Zum Taktimpuls a hat das integrierte Dif­ ferenzsignal nach Fig. 2c noch nicht die Schwelle des Komparators 50 überquert, und damit bleiben Q tief und KQ hoch, und das Dif­ ferenzsignal integriert weiterhin abwärts. Da das Differenzsignal dem invertierenden Eingang des Komparators 50 zugeführt wird, schalter der Komparatorausgang von tief auf hoch, wenn das Signal die Schwelle überkreuzt. Das in Fig. 2d gezeigte Kontrollsignal repräsentiert den Ausgang des Komparators 50. Dementsprechend ändert die bistabile Schaltung 52 zum Taktimpuls b den Zustand und Q geht von tief auf hoch. Wenn Q hoch ist, geht KQ tief und Schalter 60 wird geschlossen und Schalter 58 geöffnet. Ein positives Referenzssignal wird dann dem Summationsknoten 36 zuge­ führt, so daß der integrierte I _diff wächst, bis zum nächsten Taktimpuls bei c. Zwischen den Taktimpulsen b und c kreuzt das integrierte Differenzsignal wieder den Pegelschwellwert des Komparators 50, so daß das erste Kontrollsignal tief geht. Q geht dann beim nächsten Taktimpuls tief, so daß das an den Summations­ knoten 36 gelegte Referenzsignal wieder negativ geht. Wenn I _{A 1} steigt, ändert sich die Neigung des Differenzsignals und sein Wert fällt, bis die Pegelschwelle wieder überkreuzt wird. Q bleibt tief, bis eine Änderung im ersten Kontrollsignal zum Taktimpuls f detektiert wird. Q geht dann hoch, so daß das Referenzsignal wie­ der von negativ auf positiv geschaltet wird.

Die beschriebene Schaltung arbeitet als Delta-minus-sigma-Konverter, wobei nur die Differenz zwischen dem Eingang und den Referenzsignalen integriert und ge­ messen wird. Die Schaltung hält das integrierte Differenzsignal immer um die Pegelschwelle des Komparators 50 herum. Der Q- Ausgang der bistabilen Schaltung 52 wird als erstes Ausgangs­ signal gewählt, das einen mittleren Pegel oder eine Amplitude über der Zeit hat, proportional der Größe von I _{A 1} ist.

Fig. 3 zeigt eine Modulatorschaltung wie Fig. 1, die ein Versatzkompensationssystem enthält. Bei dieser Ausführungsform ist der Komparator 50, der ein Operationsver­ stärkerelement ist, mit Kompensationseinrichtungen ausgestattet, mit denen praktisch irgendeine Versatzabweichung eliminiert wird, die von einem Spannungsversatz resultiert, der zwischen den Ver­ stärkereingängen 306 und 308 existieren kann. Wie oben beschrie­ ben worden ist, wird ein Spannungsversatz allgemein als die Spannung definiert, die zwischen den Eingängen eines Verstärkers erforder­ lich ist, um Ausgang Null zu erzeugen. Idealerweise ist der Span­ nungsversatz Null, aber in den meisten wirklich verfügbaren Operations­ verstärkern ist gewöhnlich ein Versatz mit unbekanntem Wert vorhan­ den. Erfindungsgemäß ist ein erstes Speicherelement, beispielswei­ se ein Kondensator 302, mit einem der Verstärkereingänge verbunden, und eine Versatzspannung im wesentlichen gleich dem Spannungsver­ satz des Verstärkers ist in dem Speicherelement gespeichert, um den Spannungsversatz zu kompensieren. Bei dem in Fig. 3 gezeigten Bei­ spiel ist der Kondensator 302 in dem elektrischen Weg zwischen dem Summationsknoten 36 und dem invertierenden Verstärkereingang 306 an­ geordnet. Es ist zu erwähnen, daß der Kondensator 302, wie der Kon­ densator 44 und die anderen Speicherelemente, die in den später be­ schriebenen Ausführungsformen verwendet werden, einen Typ eines Speicherelementes repräsentieren, der verwendet werden kann, und daß andere Typen von Schaltungselementen, wie Register mit D/A- Konvertern und dergleichen für die verschiedenen Speicherelemente der Erfindung verwendet werden könnten.

Das Versatzkompensationssystem weist auch eine Rückkopplungsschleife 300 auf, die intermittierend um den Verstärker 50 herum geschaltet ist, und zwar zwischen den invertierenden Eingang 306 und den Verstärker­ ausgang, über einen Schalter C. Wenn der Schalter C geschlossen ist, erscheint der Spannungsversatz bei einer niedrigen Impedanz am Eingang 306. Um die durch die Rückkopplungsschleife produzier­ te Spannung auf dem Kondensator 302 zu speichern, sind Schalter A und B vorgesehen, um ein Ende des Kondensators vom Summations­ knoten 36 zu trennen und es mit Masse 305 zu verbinden.

Die Einrichtung zur Steuerung des in Fig. 3 gezeigten Versatz­ kompensationssystems ist der Takt 56, und Fig. 4 illustriert die Steuerfunktion. Die bistabile Schaltung 52 taktet bei der voreilenden Flanke jedes Taktzyklus, wie durch Pfeile 312 angedeu­ tet. Jeder nach oben gehende Impuls repräsentiert einen Taktim­ puls. Gerade wenn das Taktsignal beginnt, von tief auf hoch zu ge­ hen, sind die Schalter B und C aus und der Schalter A ist ein, was bedeutet, daß die Rückkopplungsschleife um den Verstärker 50 geöffnet ist und der Kondensator 302 mit dem Summationsknoten 36 verbunden ist. Sobald der Taktimpuls beginnt, schalten die Schalter B und C ein und Schalter A schaltet aus, so daß die Rückkopplungsschleife um den Verstärker geschlossen wird und ein Anschluß des Kondensators 302 mit Masse verbunden wird. Während dieser Periode, die als nul­ lende Periode bezeichnet wird, erscheint der Spannungsversatz +V _Versatz des Verstärkers 50 am Eingang 306. Da der Kondensator 302 zwischen Eingang 306 und Masse geschaltet ist, wird die Spannung +V _Versatz auf dem Kondensator gespeichert. Während der letzten Hälfte des Taktzyklus, die als Meßperiode bezeichnet wird, schalten die Schalter B und C wieder ab und Schalter A schaltet ein. Wenn der nicht-invertierende Eingang 308 mit Masse verbunden ist, ist die Abweichung am invertierenden Eingang 306 der negative Wert des Span­ nungsversatzes -V _Versatz . Dementsprechend ist das Signal, das mit der Pegelschwelle vom Komparator 50 verglichen wird, wenn A geschlos­ sen ist und B und C offen sind, die Spannung am Summationsknoten 36, das integrierte Differenzsignal plus +V _Versatz plus -V _Versatz . Der Spannungsversatz des Komparators 50 wird damit ausgelöscht, und die Abweichung, die er sonst in der Schwellenmessung produzieren würde, ist praktisch eliminiert.

Eine andere Ausführungsform eines Modulators, bei dem ein Versatz­ kompensationssystem verwendet wird, ist in Fig. 5 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform hat eine Meßeinrichtung 298 zwei Verstär­ kerelemente 328 bzw. 336, die als Komparatoren dienen und die alternativ zwischen den Summationsknoten 36 und die bistabile Schaltung 52 geschaltet werden. Der erste Verstärker 328 ist mit einer schaltbaren Rückkopplungsschleife 324 versehen, die den Ausgang 330 über den Schalter D mit dem invertierenden Eingang 326 verbindet. Ein erstes Speicherelement in Form eines Kondensators 316 ist in den elektrischen Weg zwischen Summationsknoten 36 und invertieren­ den Eingang 320 über Schalter E geschaltet. Zwischen einem Anschluß 318 des Kondensators 316 und Masse ist ein Weg über Schalter F vorge­ sehen. Das zweite Verstärkerelement 336 weist ebenfalls eine schalt­ bare Rückkopplungsschleife 332 auf, die zwischen Ausgang 338 und invertierenden Eingang 334 über Schalter G geschaltet ist, und ein Speicherelement, wie Kondensator 320, liegt im elektrischen Weg zwi­ schen dem invertierenden Eingang 334 und dem Summationsknoten 36, und zwar über Schalter H. Ein Weg zwischen einem Anschluß 322 des Kon­ densators 320 und Masse ist durch Schalter J vorgesehen.

Die Ausführungsform nach Fig. 5 ist so entworfen, daß zwei paral­ lele versatzkompensierte Komparatorschaltungen gebildet werden, um das integrierte Differenzsignal am Summationsknoten 36 zu messen. Wenn die Schalter E und K geschlossen sind, liefert das erste Ver­ stärkerelement 328 das erste Kontrollsignal an die bistabile Schal­ tung 52, und wenn die Schalter H und L geschlossen sind, liefert das zweite Verstärkerelement 336 das erste Kontrollsignal an die bistabile Schaltung 52. Durch Schließen der Schalter E, G, J und K und Öffnen der Schalter D, F, H und L ist das erste Verstärker­ element 328 in einem Meß-Modus, wobei das Kontrollsignal an die bi­ stabile Schaltung 52 geliefert wird und das zweite Verstärkerele­ ment 336 befindet sich in einem nullenden Modus, bei dem der Spannungsversatz des Verstärkerelementes 336 auf Kondensator 320 gespeichert wird. Die Speicherung von V _Versatz auf den Kondensatoren 316 und 320 wird in exakt der gleichen Weise verwirklicht wie bei dem Verstärkerelement 50 und Kondensator 302 bei der Ausführungsform nach Fig. 3. Durch Umkehrung aller Schalter, das heißt Schließen der Schalter D, F, H und L und Öffnen der Schalter E, G, J und K kommt der Verstärker 328 in den nullenden Modus und der Ver­ stärker 336 in den Meß-Modus, wobei das integrierte Differenz­ signal am Summationsknoten 36 an den invertierenden Eingang 334 über Kondensator 320 geliefert wird, wobei der Spannungsversatz des Verstärkers 336 kompensiert wird und ein fehlerfreies erstes Kontrollsignal an den D-Eingang der bistabilen Schaltung 52 gelie­ fert wird.

Ein Vorteil der in Fig. 21 gezeigten Ausführungsform gegenüber der in Fig. 3 gezeigten besteht darin, daß jederzeit ein versatz­ kompensierter Verstärker im Meß-Modus verfügbar ist. Weiterhin erfolgt das Umschalten zwischen dem Meß- und Null-Modus bei der Ausführungsform nach Fig. 3 mit der Taktfrequenz des Taktes 56. Wenn die Abfragefrequenz, wie sie durch die Frequenz des Taktes 56 festgelegt ist, ausreichend hoch ist, sind die Verstärkerelemente, die als Komparatoren dienen, nicht in der Lage, nach jeder nullen­ den Periode zu stabilisieren und es werden Fehler eingeführt. Die Ausführungsform nach Fig. 5, bei der eine konventionelle Steuer­ logik zum Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J und L verwendet wird, repräsentiert durch Element 340, kann mit einer Frequenz betrieben werden, die sich von der des Taktes 56 unterscheidet. Ein konventioneller Frequenzteiler kann beispielsweise dazu verwen­ det werden, die Frequenz der Steueroperationen zu reduzieren.

Um zu gewährleisten, daß bei der Ausführungsform nach Fig. 5 eine adäquate Zeit dafür vorgesehen ist, daß die Verstärker sich nach jeder nullenden Periode stabilisieren, verlängert die Kontrollogik 340, die als Kontrolleinrichtung zum Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J, K und L dient, die Meßperiode für jedes Verstärker­ element um Zeit für die Stabilisierung zur Verfügung zu stellen. Fig. 6 zeigt das Zeitdiagramm für den Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J, K und L durch die Kontroll-Logik 340. Die Schalter K und L, die die Ausgänge des ersten bzw. zweiten Verstärkerelementes mit der bistabilen Schaltung 52 verbinden, werden phasenversetzt zueinander betrieben. Der Schalter K ist die halbe Zeit ein, und die halbe Zeit aus, und der Schalter L ist aus, wenn der Schalter K ein ist, und umgekehrt. Zusätzlich zur Kontrolle der Schalter, die die Verstärker mit der bistabilen Schaltung 52 verbinden, kontrolliert die Kontroll-Logik 340 auch die Schalter, die die nullenden und Meß-Perioden der Verstärker 328 und 336 bestimmen. Die Schalter D, E und F dienen dazu, eine Rückkopplungsschleife um den Verstärker 328 zu schließen und den einen Anschluß 318 des Kondensators 316 mit Masse zu verbinden, in exakt der gleichen Weise wie bei der Ausführungs­ form nach Fig. 3. Die Schalter G, H und J erfüllen die glei­ che Funktion für den Verstärker 336. Wie aus Fig. 6 erkenn­ bar ist, sind die Verstärker Null- und Meß-Perioden jedes Ver­ stärkerelementes nicht von gleicher Dauer. Die nullende Perio­ de für den ersten Verstärker 328 beispielsweise beginnt, wenn der Schalter K abschaltet und endet, ehe Schalter K wieder ein­ schaltet. In ähnlicher Weise beginnt die nullende Periode für den zweiten Verstärker 336, wenn der Schalter L abschaltet und endet, ehe der Schalter L wieder einschaltet. Dementsprechend ist die nullende Periode für jeden Verstärker kürzer als die Meß-Periode und zwar um ein vorgegebenes Intervall. Das wird gemacht, um den Verstärkern Zeit zu geben sich zu stabilisieren, ehe sie mit der bistabilen Schaltung verbunden werden.

Es ist zu erwähnen, daß, zusätzlich dazu, daß die Kontroll-Logik extra Zeit für die Verstärkerstabilisierung zuläßt, ehe sie den ersten oder zweiten Verstärker mit der bistabilen Schaltung ver­ bindet, die Kontroll-Logik inhärent langsamer als Takt 56 arbei­ tet. Wie aus Fig. 6 erkennbar ist, arbeitet das Taktsignal, das nicht maßstabsgerecht gezeichnet ist, mit einer erheblich höheren Frequenz als irgendeiner der Schalter in Fig. 5. Die Kontroll- Logik 340 weist zu diesem Zweck vorzugsweise einen Frequenzteiler auf. Die in Fig. 5 gezeigte Ausführungsform kann damit einen relativ hochfrequenten Takt verwenden, beispielsweise 10 kHz, um eine häufige Abfrage und relativ hohe Auflösung des Eingangssignals zu erhalten, während Nullen- und Versatzkompensation der Verstärker­ elemente bei einer Frequenz erfolgen, die tief genug ist, um Fehler durch langsames Ansprechen der Verstärker zu minimieren.

Der Betrieb der Ausführungsform nach Fig. 5 liefert die in Fig. 2 illustrierten Resultate. Angenommen I _{A 1} verläuft wie in Fig. 2a gezeigt, so hat das integrierte Differenzsignal, das am Summations­ knoten 36 erscheint, die in Fig. 2c gezeigte Form. Sowohl das erste Kontrollsignal nach Fig. 2d und der Q-Ausgang nach Fig. 2e werden durch den intermittierenden Betrieb und die zyklischen Null- und Meß-Perioden der Verstärker 328 und 336 nicht beeinträchtigt. Die Ausführungsform nach Fig. 5 sorgt für eine höhere Genauig­ keit bei höheren Taktfrequenzen, ist jedoch im übrigen funktionell identisch der Ausführungsform nach Fig. 3.

Der Modulator 30 der bei dem Meßsystem nach Fig. 1 verwendet wird, kann in anderen Anwendungsfällen verwendet werden. Wenn es notwendig ist, modulierte Ausgangssignale zu erhalten, die die Polarität des Eingangssignals anzeigen, kann eine alternative Ausführungsform eines Modulators gemäß Fig. 23 verwendet werden. Das Ein­ gangssignal I _{A 1} wird wieder über einen Widerstand 38 einem Summationsknoten 36 zugeführt. Eines der beiden Referenzsignale, die vorzugsweise gleiche Größe und ent­ gegengesetzte Polarität haben, wird auch über Widerstand 40 an den Summationsknoten gelegt. Die Referenzspannungen V 1- und V 1+ werden über Schalter 58 bzw. 60 mit dem Summations­ knoten verbunden, die vom Modulatorausgang kontrolliert wer­ den. Momentane Differenzen zwischen Eingangsstrom I _{A 1} und Rück­ kopplungsstrom I _F am Knoten 36 werden einem Integrator zugeführt, der eine steigende oder fallende Sägezahnspannung liefert. Das integrierte Signal wird dann mit einem Komparator 50 mit einer Pegelschwelle verglichen, die ein Kontrollsignal abgibt, das an­ zeigt, ob der Ausgang des Integrators über oder unter der Pegel­ schwelle liegt. Der Ausgang des Komparators 50 wird einer bi­ stabilen Schaltung zugeführt, beispielsweise einem Flip-Flop 52.

Die bistabile Schaltung ändert ihren Zustand nur zu vorgegebenen Taktintervallen, wie sie durch den Takt 56 bestimmt werden. Wenn das integrierte Signal die Pegelschwelle des Komparators 50 über­ kreuzt, kehrt der Ausgang der bistabilen Schaltung 52 seinen Zustand am nächsten Taktimpuls um. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52, bei dem es sich wieder um das erste modulierte Signal handelt, kontrolliert den Schalter 60, der die positive Referenz­ spannung V 1+ mit dem Summationsknoten 36 verbindet. Der -Ausgang, der immer das Inverse des Q-Ausganges ist, betätigt den Schalter 58, so daß die negative Referenzspannung V 1- mit dem Summationskno­ ten 36 verbunden wird. Die Schalter 58 und 60 werden immer alternie­ rend betätigt, was bedeutet, daß immer das eine oder das andere der Referenzsignale dem Summationsknoten 36 zugeführt wird.

Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 ist mit dem D-Eingang einer zweiten bistabilen Schaltung 53 verbunden und beide erhalten Taktsignale vom gleichen Takt 56. Wegen Gatterverzögerungen folgen Änderungen im Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 53 immer Änderungen im Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 mit einer Verzögerung von einem Taktimpuls. Ein UND-Gatter 350 ist ebenfalls vorgesehen, um die Q-Ausgänge von beiden bistabilen Schaltungen 52 und 53 aufzunehmen, sowie ein Takt­ signal vom Takt 56. Das UND-Gatter dient als Mittel zur Ausgabe eines ersten Digitalsignals, das proportional der Größe einer Polarität des Eingangssignals ist.

Fig. 8 illustriert den Betrieb der oben beschriebenen Schal­ tungselemente. Zur Illustration soll angenommen werden, daß der Spannungsverlauf auf Knoten 32, der an diesem Modulator nach der alternativen Ausführungsform geliefert wird, die in Fig. 8a dargestellte Form hat, wird das Signal zunächst in ein erstes moduliertes Signal am Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 in der oben beschriebenen Weise konvertiert. Fer­ ner wird angenommen, daß der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 in der oben beschriebenen Weise konvertiert. Fer­ ner wird angenommen, daß der Q-Ausgang der bistabilen Schal­ tung 52 den in Fig. 8d gezeigten Verlauf hat. Der Ausgang des Taktes 56 ist durch den Spannungsverlauf in Fig. 8b dargestellt. Der Ausgang der zweiten bistabilen Schaltung 53 wird als "ver­ zögert Q" bezeichnet und durch den Spannungsverlauf in Fig. 8e veranschaulicht. Verzögert Q ist im wesentlichen gleich Q, je­ doch zeitlich um ein Taktintervall verzögert. Die Erfindung fordert, daß Q, verzögert Q und ein Taktsignal in einem UND- Gatter 350 kombiniert werden (vgl. Fig. 23).

Für tatsächlich ausführbare Komponenten ist es vorzuziehen, zwischen Takt 56 und UND-Gatter 350 einen Inverter 57 anzuord­ nen, wenn das auch für idealisierte Schaltungen nicht notwendig ist, in denen Komponentenverzögerungen nicht vorhanden sind. Der Inverter 57 invertiert das Taktsignal, um ein invertier­ tes Taktsignal gemäß Fig. 8c zu erhalten. Der Grund dafür, ein invertiertes Taktsignal an das UND-Gatter zu liefern, besteht da­ rin, daß Fortpflanzungsverzögerungen in den bistabilen Schaltun­ gen 52 und 53 dazu neigen, dafür zu sorgen, daß deren Aus­ gänge leicht hinter dem Ausgang des Taktes 56 hinterherhinkt, so daß kurze, gleichzeitige "Hoch-Bedingungen" in allen drei Signalen zum falschen Zeitpunkt erscheinen. Wenn der Takt nicht invertiert wird, ergibt sich deshalb ein extra Spitzen­ ausgang vom UND-Gatter 350, der einen Fehlerimpuls darstellen würde. Aus diesem Grunde ist der Inverter 57 in Fig. 7 vorge­ sehen. Der resultierende Ausgangsspannungsverlauf vom UND- Gatter 350 ist in Fig. 8f dargestellt.

Der Spannungsverlauf in Fig. 8f ist im wesentlichen eine digi­ tale Repräsentation des Betrages, um den die Zeit, in der Q hoch ist, die Zeit übersteigt, um die Q tief ist. Bei dem Bei­ spiel nach Fig. 8 enthält der Spannungsverlauf Fig. 8f nur zwei Impulse, die nacheinander erzeugt werden, und die auf der rech­ ten Seite der Darstellung erscheinen. Diese beiden Impulse koinzidieren grob gesprochen mit dem Bereich, in dem der Eingang Fig. 8a am stärksten negativ ist. Vorzugsweise übersteigt die Frequenz des Taktes erheblich die Variationen des analogen Eingangs­ signals, um höhere Auflösungen zu erhalten als sie in Fig. 8 dargestellt sind. Das Arbeitsprinzip ist jedoch exakt das gleiche. Im Prinzip liefert die Kombination eines verzögerten modulierten Signals mit dem ursprünglichen modulierten Signal an einem UND- Gatter ein Ausgangssignal, das nur dann hoch geht, wenn Q für wenigstens zwei aufeinander folgende Taktimpulse hoch bleibt. Das Taktsignal sorgt dafür, daß der UND-Gatter-Ausgang ein Impuls­ zug ist, mit Impulsen in Intervallen von nicht weniger als den Taktintervallen des Taktsignals. Bei dem soeben beschriebenen Beispiel gibt das UND-Gatter Impulse nur dann ab, wenn alle ange­ legten Signale hoch sind. Wenn Q für zwei oder mehr aufeinander folgende Taktimpulse tief ist, hat es keinen Einfluß auf den Ausgang des UND-Gatters 350, da nur hohe Eingänge gemessen wer­ den. Der Ausgang des UND-Gatters ist also eine Repräsentation der Größe nur einer Polarität des Eingangssignals. Der Ausgang ist also effektiv ein einfach gleichgerichtetes Signal, digital dargestellt.

Um einen digitalen Ausgang proportional der anderen Polarität des Eingangsspannungsverlaufs zu erhalten, verwendet der Mo­ dulator nach der alternativen Ausführungsform die Q-Ausgänge der bistabilen Schaltungen 52 und 53 als erstes bzw. zweites invertiertes moduliertes Signal. Unter Annahme des gleichen Eingangssignals und der gleichen Takte wie in Fig. 8, hat Q einen Verlauf wie in Fig. 8g gezeigt. Die bistabile Schal­ tung 53 liefert ein verzögert Q-Signal wie in Fig. 8h darge­ stellt. Beide Signale werden einem zweiten UND-Gatter 352 (Fig. 7) zugeführt, zusammen mit dem invertierten Taktsignal, das in Fig. 8c gezeigt ist. Der Ausgang des zweiten UND- Gatters 352 ist im Spannungsverlauf in Fig. 8i gezeigt und wird als zweites Digitalsignal bezeichnet. Das zweite UND- Gatter dient als Mittel zur Abgabe eines zweiten Digitalsignals, das Impulse proportional dem Betrag der Zeit enthält, in der ein Pegel des ersten invertierenden modulierten Signales den an­ deren Pegel übersteigt. Wenn alle drei Eingänge des UND-Gat­ ters hoch sind, werden Impulse bei Intervallen von nicht weni­ ger als den Taktintervallen des Taktes 120 produziert. Im vorliegenden Beispiel repräsentiert der Spannungsverlauf 24 i die Komponente positiver Polarität des Eingangssignals. Er­ sichtlich entsprechen die Stellen der Impulse grob den Berei­ chen, wo das Eingangssignal Fig. 8a hoch ist. Der Spannungs­ verlauf Fig. 8i bildet eine digitale Repräsentation der Größe der positiven Halbwellenkomponenten des Eingangssignals.

In Fig. 7 ist noch gezeigt, daß die Erfindung weiter dazu verwen­ det werden kann, ein Digitalsignal proportional der Größe des vol­ len Spannungsverlaufs des Eingangssignals zu produzieren. Das wird dadurch verwirklicht, daß der erste digitale Signalausgang des UND-Gatters 350 und der zweite digitale Signalausgang des UND-Gatters 352 an ein ODER-Gatter 351 geliefert werden, das als Gattereinrichtung dient, mit der die Digitalsignale kombiniert werden, um ein digitales Summationssignal auszugeben, wie in Fig. 8j dargestellt. Der Spannungsverlauf gemäß Fig. 8j ist proportional der Größe des vollen Eingangssignals ein­ schließlich beider Polaritäten, was hier als "absolute Größe" bezeichnet wird. Die Ausgänge der UND-Gatter 350 und 352 sind mit Aufwärts- und Abwärts-Eingängen eines Auf/Ab-Zählers 354 verbunden, so daß die Anzahl der posi­ tiven und negativen Impulse über irgendein ausgewähltes Zeitintervall verglichen werden kann.

Claims (7)

1. Modulator zum Konvertieren eines analogen Eingangssignals in einen Impulszug, dessen zeitlich gemittelter Pegel proportional dem Ein­ gangssignal ist, bestehend aus

• - einem Summationsknoten am Signaleingang,
• - wenigstens zwei Referenzspannungen, insbesondere zwei gleich großen mit entgegengesetzter Polarität,
• - wenigstens einem Schalter, mit dem wahlweise eine der Referenz­ spannungen an den Summationsknoten gelegt wird,
• - einer Integrierschaltung am Summationsknoten,
• - einem Differenzverstärker, dessen einer Eingang mit der Integrier­ schaltung und dessen anderer Eingang mit Masse verbunden ist,
• - einem Taktgeber,
• - einer bistabilen Schaltung am Verstärkerausgang, die ihren Zustand bei Auftreten eines Taktimpulses ändert, sofern das in der Integrier­ schaltung integrierte Signal während des vorangegangenen Taktintervalls eine Pegelschwelle gekreuzt hat, und an die der Schalter angeschlossen ist, derart, daß in einem Zustand der bistabilen Schaltung eine der Referenzspannungen an den Summationsknoten gelegt wird und im anderen Zustand eine andere, so daß im zeitlichen Mittel die Referenzspannungen das Eingangssignal am Summationsknoten ausbalanzieren,

dadurch gekennzeichnet, daß

• - eine an sich bekannte Versatzkompensationsschaltung vorgesehen ist, bestehend aus
  • -- einem Speicherelement (302), das mit einem Eingang (306) des Differenzverstärkers (50) verbunden ist,
  • -- einer Transferschaltung (A, B, C, 300), mit der eine Versatzspannung auf das Speicherelement (302) übertragen wird und die eine Steuerung (A, B, C) aufweist, mit der der Differenzverstärker (50) alternie­ rend in eine Betriebsart "Nullen", in der der zweite Anschluß des Speicherelementes (302) mit Masse verbunden ist und ein Rückkopplungs­ weg (300) zwischen dem Ausgang und einem Eingang (306) des Differenz­ verstärkers (50) geschlossen ist, und eine Betriebsart "Messen" ge­ schaltet wird, in der der Rückkopplungsweg (300) offen ist,
• - und daß
  • -- der Rückkopplungsweg (300) und der Summationsknoten (36) an den gleichen Eingang (306) des Differenzverstärkers (50) angeschlossen sind und
  • -- in der Betriebsart "Messen" der zweite Anschluß des Speicherelementes (302) mit dem Summationsknoten (36) verbunden ist.

2. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Transferschal­ tung (A, B, C, 300) mit dem Taktgeber (56) derart synchronisiert ist, daß der Differenzverstärker (50) während eines Teils jedes Taktintervalls in der Betriebsart "Nullen" ist und in die Betriebsart "Messen" umgeschaltet wird, wenn ein Taktimpuls auftritt.

3. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Differenzverstärker (328, 336) mit je einem Speicherelement (316, 320) an einem Eingang und zugehörige Transferschaltungen (D, E, F, 324; G, H, J, 332) vorgesehen sind, und die Steuerung (340) derart eingestellt ist, daß jeweils einer der beiden Differenzverstärker (328, 336) in der Betriebsart "Messen" ist, wenn der andere in der Betriebsart "Nullen" ist.

4. Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung (340) derart eingestellt ist, daß jeder Differenzverstärker (328, 336) für kürzere Zeit in der Betriebsart "Nullen" als in der Betriebsart "Messen" ist und die Betriebsart "Nullen" jeweils vor dem Ende der Be­ triebsart "Messen" des jeweils anderen Differenzverstärkers (328, 336) endet.

5. Modulator nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß der Summationsknoten (36) an einen invertierenden Eingang des Differenz­ verstärkers (50) angeschlossen ist und der nicht invertierende Eingang an Masse angeschlossen ist.

6. Modulator nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Differenzverstärkers (46) ein Komparator (50) an­ geschlossen ist, in dem das Überkreuzen der Pegelschwelle festgestellt wird und dessen Ausgang mit der bistabilen Schaltung (52) verbunden ist.