DE2642397B2 - Analog-Frequenzwandler - Google Patents
Analog-FrequenzwandlerInfo
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Description
K | Z | P |
0 | 0 | X |
0 | 1 | I |
1 | 0 | 0 |
1 | 1 | X |
aufweist, wobei K das Signal am ersten Eingang (11),
Z das Signal am zweiten Eingang (12), P das Signal am Ausgang (13) der Kippstufe (10) und X den
vorherigen Zustand bedeutet, und daß der erste Eingang (11) der Kippstufe (10) mit dem Ausgang
des Schwellenschalters (9) und der zweite Eingang (12) mit dem Referenzoszillator (21) bzw. über eine
Untersetzerstufe (14) mit dem Ausgang (28) des Analog-Frequenzwandlers (2) verbunden ist und daß
ferner der Schwellenschalter (9) ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert (U1,) ist.
7. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung
(5') eine Untersetzerstufe (29) und ein D-Flipflop (30) aufweist, daß der Ausgang des Schwellenschalters
(9') mit dem Eingang der Untersetzerstufe (29) und mit dem Takteingang des D-Flipflops (30) verbunden
und der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an den D-Eingang des D-Flipflops (30) angeschlossen ist
und daß ferner der Schwellenschalter (9') ein Schmitt-Trigger mit einem oberen Schwellenwert
(Uo) und einem unteren Schwellenwert (Uu) ist.
8. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingänge
(11; 12) und der Ausgang (13) der Kippstufe (10) an drei Eingänge eines ersten UND-Tores(15) sowie an
drei invertierende Eingänge eines zweiten UND-Tores (16) angeschlossen sind und daß das eine
UND-Tor (15) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor
(16) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers
(6) geschaltet ist.
9. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des
Schwellenschalters (9') mit einem Eingang eines ersten UND-Tores (31) und einem invertierenden
Eingang eines zweiten UND-Tores (32) verbunden ist, daß der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an
einen weiteren Eingang des ersten UND-Tores (31) und der Ausgang des D-Flipflops (30) an einen
weiteren invertierenden Eingang des zweiten UND-Tores (32) angeschlossen ist und daß das eine
UND-Tor (31) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor
(32) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers
(6) geschaltet ist.
10. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch I oder einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß der Kompensationsladungsgeber (6) je eine Konstantstromquelle (24; 25) für
positive und für negative Ladungsimpulse und einen Zeitbasisoszillator (21) aufweist, wobei die Konstantstromquelle
(24; 25) über ein Flipflop (19; 20) und einen von diesem gesteuerten Schalter (22; 23)
jeweils für eine oder mehrere Periodendauern des Zeitbasisoszillators (21) einschaltbar ist.
11. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Bildung einer proportionalen Ausgangsfrequenz sowohl bei positivem als auch
bei negativem Meßsignal (Im) zwei weitere dem Integrator (4) nachgeschaltete Schwellenschalter
(33; 34) vorgesehen sind, daß die Ausgänge der beiden weiteren Schwellenschalter (33; 34) über ein
ODER-Tor (35) an eine Kippstufe (36) angeschlossen sind, deren Ausgangssignal (E) die Polarität des
Meßsignals (IM) anzeigt und das Polaritätssignal (P)
über ein EXKLUSIVE-ODER-Tor (39) zusätzlich steuert und daß die beiden weiteren Schwellenschalter
(33; 34) im angesprochenen Zustand jeweils eine Stromquelle (24; 25) zur teilweisen Entladung des
Kondensators (8) des Integrators (4) einschalten.
Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Frequenzwandler der im Oberbegriff des Patentanspruchs
genannten Art.
Analog-Frequenzwandler sind in mannigfaltigen Ausführungsformen bekannt. Bei hohen Anforderungen
an die Genauigkeit, ζ. B. für Anwendungen in statischen
Elektrizitätszählern, werden heute das Ladungsmengenkompensationsverfahr-in
und das Umladeverfahren vor anderen Methoden bevorzugt.
Beim Ladungsmengenkompensationsverfahren (z. B.
bekannt aus Landis & Gyr-Mitteilungen, 19 [1972], 1, S. 13) wird der Meßstrom in einem Integrator integriert,
und jeweils beim Erreichen einer bestimmten Integratorspannung wird dem Integrator eine konstante
Kompensationsladung entzogen. Es stellt sich ein Gleichgewicht zwischen der zugeführten und der
entzogenen Ladung ein, wobei die Anzahl Kompensationsladungen je Zeiteinheit zum Meßstrom proportional
ist. Der Ladungsinhalt der einzelnen Kompensationsimpulse stellt eine Meßkonstante dar und kann mit
einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit konstant gehalten werden. Hingegen sind besondere Maßnahmen
erforderlich, um einen Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers zu verhindern.
Beim Umladeverfahren (z. B. bekannt aus DE-OS 19 46 245) wird der Meßstrom ebenfalls in einem
Integrator integriert; jeweils beim Erreichen eines bestimmten oberen Schwellenwertes und eines bestimmten
unteren Schwellenwertes der Integratorspannung wird der Meßstrom umgepolt und dadurch die
Integrationsrichtung umgekehrt. Die Anzahl Umladungen je Zeiteinheit ist zum Meßstrom proportional. Die
Kapazität des Integratorkondensators sowie die Differenz zwischen dem oberen und dem unteren Schwellenwert
stellen beim Umladeverfahren Meßkonstanten dar, die nur schwer mit der erforderlichen Langzeitstabilität
konstant gehalten werden können. Dagegen wird ein Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers selbsttätig
verhindert. Beim Einsatz eines solchen Analog-Frequenzwandlers in einem statischen Elektrizitätszähler
können von der Polaritätsumschaltung unabhängige Fehlerströme durch die periodische Polaritätsumschaltung
teilweise kompensiert und dadurch der Meßbereich erweitert werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Vorteile des Ladungskompensationsverfahrens und des
Umladeverfahrens zu vereinigen und somit einen Analog-Frequenzwandler zu schaffen, dessen Meßkonstante
durch den Ladungsinhalt von Kompensationsimpulsen gegeben ist und bei dem Fehlerströme
kompensiert werden sowie ein Leerlauf selbsttätig verhindert wird.
Die Erfindung besteht in den im Kennzeichen des Patentanspruchs bezeichneten Merkmalen. Weitere
Ausbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild eines statischen Leistungsmessers
mit einem Analog-Frequenzwandler,
Fig.2 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers
nach der Fig. 1,
F i g. 3 eine Variante einer Steuerschaltung,
Fig.4 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers
nach der Fig. 1 mit der Steuerschaltung nach der F i g. 3 und
F i g. 5 ein Schaltbild einer Zusatzeinrichtung.
In der Fig. 1 bedeutet 1 einen Multiplikator, der einen Meßstrom Im an den Eingang eines Analog-Frequenzwandlers
2 abgibt. Der Meßstrom Im ist dem Produkt aus einer Spannung U und einem Strom /
proportional. Der Multiplikator 1 weist einen Steuereingang 3 auf, an den ein Polaritätssignal /^angelegt ist. Mit
ι >
diesem Polaritätssignal kann das Vorzeichen der Multiplikation und damit die Polarität des Meßstromes
Iu umgeschaltet werden. Die Polaritätsumschaltung kam in bekannter Weise z. B. durch Umpolung der
Spannung Uoder des Stromes /oder durch eine digitale
Signalinversion im Multiplikator 1 erfolgen.
Der Analog-Frequenzwandler 2 besteht im wesentlichen
aus einem Integrator 4, einer Steuerschaltung 5 und einem Kompensationsladungsgeber 6. Der Integrator
4 ist im dargestellten Beispiel durch einen Verstärker 7 und einen in dessen Rückkopplungskreis geschalteten
Kondensator gebildet.
Der Ausgang des Integrators 4 ist an einen Schwellenschalter 9 angeschlossen, der einerseits in
bekannter Weise zur Auslösung der Ladungskompensationsimpulse dient und andererseits Bestandteil der das
Polaritätssignal Perzeugenden Steuerschaltung 5 ist. Im
Beispiel der Fig. 1 ist der Schwellenschalter 9 ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert
(J0.
Die Steuerschaltung 5 enthält ferner eine Kippstufe 10 mit zwei Eingängen 11,12 und einem Ausgang 13. Für
diese Kippstufe, die aus einem ffS-Flipflop und zwei
gegenseitig verknüpften Eingangstoren aufgebaut sein kann, gilt die Wahrheitstabelle
A' | 7. | /' |
0 | 0 | V |
0 | 1 | I |
] | 0 | 0 |
I | I | X |
wobei K das Signal am Eingang 11, Z das Signal am Eingang 12, Pdas Polaritätssignal am Ausgang 13 und X
den vorherigen Zustand bedeutet. Der Eingang 11 der Kippstufe 10 ist mit dem Ausgang des Schwellenschalters
9 und der Eingang 12 mit dem Ausgang einer Untersetzerstufe 14 verbunden. Das Teilerverhältnis N
der Untersetzerstufe 14 ist geradzahlig und gleich oder größer als zwei.
Aus den Signalen K, Z und P werden mit zwei UND-Toren 13, 16 zwei Signale L und M gebildet.
Hierzu sind die beiden Eingänge 11,12 und der Ausgang 13 der Kippstufe 10 an drei Eingänge des UND-Tores 15
sowie an drei invertierende Eingänge des UND-Tores 16 angeschlossen. Das UND-Tor 15 ist an einen
Auslöseeingang 17 für positive Ladungsimpulse und das UND-Tor 16 an einen Auslöseeingang 18 für negative
Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers 6 geschaltet.
Die Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensationsladungsgebers 6 führen zu je einem />Eingang eines
Z>Flipflops 19 und 20, deren Takteingänge mit einem vorzugsweise quarzstabilisierten Zeitbasisoszillator 21
verbunden sind. Am Ausgang des Flipflops 19 bzw. 20 entsteht ein Signal /+ bzw. /-, das über einen Schalter 22
bzw. 23 eine Konstantstromquelle 24 bzw. 25 schaltet. Die Konstantstromquelle 24 liefert einen positiven
Referenzstrom Ir+ und die die Konstantstromquelle 25
einen negativen Referenzstrom Ir- an den Eingang des
Integrators 4.
Die Ausgänge der Flipflop 19, 20 sind ferner an ein ODER-Tor 26 geschaltet. Ein UND-Tor 27 ist
eingangsseitig mit den Ausgängen des Zeitbasisoszillators 21 und des ODER-Tores 26 verbunden. Das
UND-Tor 27 liefert ein Ausgangssignal F an einen Ausgang 28 des Analog-Freciuenzwandlers 2.
Wie in der Fig. I angedeutet, kann der das Signal F
führende Ausgang 28 mit dem Eingang der Untersetzerstufe 14 verbunden werden. Ferner ist es möglich, die
Untersetzerstufe 14 mit dem Referenzsignal R des Zeitbasisoszillators 21 oder mit einer anderen konstan- ·-,
ten Frequenz zu steuern. Schließlich kann die Untersetzerstufe 14 weggelassen und das Signal Z mit
geeignet gewählter konstanter Frequenz von außen her in die Steuerschaltung 5 eingespeist werden.
Im folgenden wird anhand der F i g. 2 die Arbeitswei- κι
se des beschriebenen Analog-Frequenzwandlers für den Fall erläutert, daß das Signal Fin die Untersetzerstufe
14 eingespeist wird und N = 4 ist. Die F i g. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung UA des
Integrators 4 sowie der digitalen Signale R, K, Z, P, L, M, /+, /- und Fbei konstantem Meßstrom lM.
Ein Umschaltzyklus ist durch die Periode des Polaritätssignals Pgegeben, die im Zeitpunkt fo beginnt
und im Zeitpunkt iio endet. In der ersten Halbperiode ίο
bis /5 ist der Meßstrom Im negativ und in der zweiten >
<i Halbperiode f5 bis tl0 positiv. Nach dem durch das
Polaritätssignal P bewirkten Polaritätswechsel im Zeitpunkt i0 steigt die Ausgangsspannung UA infolge des
negativen Meßstromes Im vorerst kurzzeitig an, so daß
die Signale K und L den logischen Wert 1 aufweisen, bis 2 j
im Zeitpunkt ii die nächste Anstiegsflanke des Referenzsignals R das Flipflop 19 kippt, der Schalter 22
schließt und die positive Konstantstromquelle 24 eingeschaltet wird. Von diesem Zeitpunkt t\ an sinkt die
Ausgangsspannung Ua infolge des gegenüber dem μ
negativen Meßstrom /«dominierenden positiven Referenzstromes Ir+; beim Unterschreiten des Schwellenwertes
Uo gehen die Signale K und L auf logisch 0, was
sich vorerst nicht weiter auswirkt. Im Zeitpunkt /2 wird
durch die nächste Anstiegsflanke des Referenzsignals R j-,
das Flipflop 19 in die Ruhelage gekippt und dadurch die Konstantstromquelle 24 wieder abgeschaltet. Das Ein-
und Abschalten der Konstantstromquelle 24 (Signal /+) wiederholt sich nochmals zum Zeitpunkt ia und U.
Während des bis hierher beschriebenen Arbeitsablaufs
wurden jeweils während der Impulsüberlappungszeit der Signale R und /+ zwei Ausgangsimpulse
(Signal F) an den Ausgang 28 sowie an die Untersetzerstufe 14 abgegeben. Beim Verschwinden des
zweiten Ausgangsimpulses geht das Signal Z am y,
Ausgang der Untersetzerstufe 14 auf logisch 0. Dies bewirkt, daß bei der nächsten Überschreitung der
Schwellenspannung U0 im Zeitpunkt fs die Kippschaltung
10 sofort kippt, das Polaritätssignal P auf logisch 0 geht und der Meßstrom IM in der Folge umgepolt, d. h.
positiv wird. Während der zweiten Halbperiode des Polaritätssignals P wiederholt sich der geschilderte
Ablauf mit positivem Meßstrom Im und negativem
Referenzstrom Ir'.
Aus dem Diagramm der F i g. 2 ist leicht ersichtlich, daß das Polaritätssignal P, das die Polarität des
Meßstromes Im sowie des Referenzstromes /«+ bzw. Irdes
Kompensationsladungsgebers 6 steuert, seinen logischen Wert immer beim gleichen Pegel U0 der
Ausgangsspannung UA wechselt und somit die Ladungs- ho
bilanz der durch den Meßstrom Im zufließenden und durch den Referenzstrom Ir abfließenden Ladung nach
jeder Halbperiode des Polaritätssignals Pgenau stimmt. Dadurch ist gewährleistet, daß durch die periodische
Polaritätsumschaltung kein Meßfehler durch Ladungs- b5
Verluste auftreten kann.
Die Polaritätsumschaltung bewirkt eine selbsttätige Lcerlaufunterdrückung. Wenn nämlich der Meßstrom
Im unter den Wert eines zum Integrator 4 fließenden polaritätsunabhängigen Fehlerstromes sinkt, wird der
Integrator 4 spätestens nach der nächsten Polaritätsumschaltung in die Sättigung getrieben.
Durch die periodische Polaritätsumschaltung wird der Einfluß eines dem Meßstrom Im überlagerten
Fehlerstromes auf die Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers 2 weitgehend kompensiert. Eine
vollständige Kompensation tritt allerdings bei der durch die Ausgangsfrequenz gesteuerten Polaritätsumschaltung
nicht auf, weil die Halbperioden des Polaritätssignals P durch den Fehlerstrom ungleich lang werden.
Der relative Meßfehler Frci beträgt hierbei
wobei Ifden Fehlerstrom bedeutet.
Eine vollständige Kompensation des Einflusses des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes auf die Ausgangsfrequenz
kann erzielt werden, wenn die Polaritätsumschaltung zwar von einer konstanten Frequenz
abgeleitet, jedoch mit der Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers synchronisiert wird. Dabei
muß die Frequenz der Polaritätsumschaltung kleiner als die kleinste auftretende Ausgangsfrequenz sein. Durch
die Synchronisierung unterliegen die Halbperioden der Polaritätsumschaltung einer statistischen Streuung
gleich der Periodendauer der Ausgangsfrequenz. Über eine genügend lange Meßperiode wird aber der
Mittelwert der beiden Halbperioden der Polaritätsumschaltung gleich und damit der Einfluß des Fehlerstromes
vollständig kompensiert.
Eine solche Arbeitsweise wird erzielt, wenn die konstante Frequenz eines Referenzoszillators in die
Untersetzerstufe 14 eingegeben wird. Das zugehörige Impulsdiagramm dieser Alternative unterscheidet sich
von jenem der F i g. 2 nur dadurch, daß das Signal Z völlig unabhängig vom Signal F ist und die Anzahl
Ausgangsimpulse je Halbperiode des Polaritätssignals P nicht immer gleich groß sein muß.
Anstelle des Signals F kann auch das Polaritätssignal P als Ausgangssignal des Analog-Frequenzwandlers
verwendet werden.
Die Frequenz des Polaritätssignals Pist im Gegensatz
zu jener des Signals Fkeinen kurzzeitigen Schwankungen durch die Synchronisierung mit dem Referenzsignal
R unterworfen, hat aber trotzdem eine feste Beziehung zur streuenden Frequenz des Signals F.
Die F i g. 3 zeigt eine Steuerschaltung 5', die anstelle der Steuerschaltung 5 in der Anordnung nach der F i g. 1
eingesetzt werden kann. Als Schwellenschalter 9' ist in der Steuerschaltung 5' ein Schmitt-Trigger mit einem
oberen und einem unteren Schwellenwert vorgesehen. Die Steuerschaltung 5' enthält ferner eine Uniersetzerstufe
29, deren Teilerverhältnis mit N'bezeichnet ist, ein DFlipflop 30 und zwei UND-Tore 31,32. Der Ausgang
des Schwellenschalters 9' ist mit dem Eingang der Untersetzerstufe 29 und mit dem Takteingang des
DFlipflops 30 verbunden, dessen DEingang an den Ausgang der Untersetzerstufe 29 angeschlossen ist. Das
Signal am Ausgang des Schwellenschalters 9' ist wiederum mit 5 bezeichnet. Am Ausgang der Untersetzerstufe
29 entsteht ein Signal A und am Ausgang des DFlipflops 30 das Polaritätssignal P. Die Untersetzerstufe
29 spricht auf abfallende Flanken des Signals Sund das DFlipflop 30 auf ansteigende Flanken des Signals S
an.
Der Ausgang des Schwellenschalters 9' ist auch mit einem Eingang des UND-Tores 3! und einem
invertierenden Eingang des UND-Tores 32 verbunden. Ferner ist der Ausgang der Untersetzerstufe 29 an einen
weiteren Eingang des UND-Tores 31 und der Ausgang ■;
des D-FIipflops 30 an einen weiteren invertierenden
Eingang des UND-Tores 32 angeschlossen. An den Ausgängen der beiden UND-Tore 31, 32, die an die
Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensationsladungsgebers 6 (Fig. I) geschaltet werden, treten die Signale L
und Mauf.
In der Fig.4 ist das zugehörige Impulsdiagramm für
den Fall N' = 4 dargestellt. Die Hysterese, d. h. die Differenz zwischen dem oberen Schwellenwert U0 und
dem unteren Schwellenwert U11 des Schwellenschalters η
9' ist mit Δυ bezeichnet. Die Polaritätsumschaltung
erfolgt immer genau dann, wenn die Ausgangsspannung Ua des Integrators 7 den oberen Schwellenwert U0
erreicht. Beim Erreichen des Schwellenwertes U0 bzw.
Uu wird ferner die Konstantstromquelle 24 bzw. 25 eingeschaltet und dadurch die Ausgangsspannung des
Integrators 4 innerhalb der Hysterese Δ Ugehalten. Das
Ein- und Abschalten der Konstantstromquellen 24,25 ist mit dem Referenzsignal R synchronisiert und deshalb im
Mittel um eine halbe Periodendauer des Referenzsignals verzögert, weshalb die Frequenz des Referenzsignals
genügend groß sein soll gegenüber jener des Polaritätssignals P. Im Impulsdiagramm sind das Referenzsignal R
und das Ausgangssignal F durch schraffierte Felder
angedeutet, um damit die hohe Frequenz des Referenzsignals zum Ausdruck zu bringen.
Im einzelnen ergibt sich folgender Zeitablauf während einer Periode des Polaritätssignals Λ Vom
Zeitpunkt to an, wenn die Polarität gerade umgeschaltet
und mit vernachlässigbarer Verzögerung die negative Konstantstromquelle 25 abgeschaltet und die positive
Konstantstromquelle 24 eingeschaltet wurde, wird der Integrator 4 mit dem jetzt dominierenden Referenzstrom
Ir+ geladen. Die Ausgangsspannung Ua sinkt, bis
im Zeitpunkt ft der untere Schwellenwert Uu des Schwellenschalters 9' erreicht und die Konstantstromquelle
24 wieder abgeschaltet wird. Im Zeitintervall ίο bis t\ wird ein lückenloses Paket konstanter Kompensationsladungen
an den Integrator 4 und eine gleiche Anzahl Ausgangsimpulse (Signal F) zn den Ausgang 28
des Analog-Frequenzwandlers 2 abgegeben. Vom Zeitpunkt t\ an steigt die Ausgangsspannung Ua wieder,
weil jetzt nur der negative Meßstrom Im zum Integrator
4 fließt Zum Zeitpunkt fe wird die positive Konstantstromquelle 24 erneut eingeschaltet und zum Zeitpunkt
<3 erneut abgeschaltet. Die Untersetzerstufe 29 kippt im Zeitpunkt r* wodurch das D-Flipflop 30 zum Kippen
vorbereitet wird. Sobald die Ausgangsspannung Ua im Zeitpunkt U den oberen Schwellenwert U0 des Schwellenschalters
9' erreicht, wird das D-Flipflop 30 sofort gekippt, das Polaritätssignal P gewechselt und der
Meßstrom Im umgepolt. Durch den jetzt positiven
Meßstrom Im wird der Integrator 4 gegen den unteren
Schwellenwert Uu des Schwellenschalters 9' gesteuert.
In den Zeitintervallen k bis k und fr bis Is ist die negative βο
Konstantstromquelle 25 eingeschaltet, wodurch die Ausgangsspannung Ua gegen den oberen Schwellenwert
LZ0 getrieben wird. Im Zeitpunkt h wechselt das
Polaritätssignal P erneut, so daß eine neue Periode beginnt.
Das Untersetzungsverhältnis N'der Untersetzerstufe 29 muß ebenfalls geradzahlig und gleich oder größer als
zwei sein. Durch die Wahl dieses Untersetzungsverhältnisses wird die Anzahl Kompensationsladungspakete je
Umschaltperiode des Polaritätssignals P festgelegt. Ein genauer Zusammenhang zwischen der Frequenz des
Polaritätssignals P und jener des Ausgangssignals /■'
besteht nicht.
Die beschriebenen Analog-Frequenzwandler nach der F i g. 1 sowie nach den F i g. 1 und 3 können mit
einfachen zusätzlichen Mitteln derart modifiziert werden, daß sie sowohl positive als auch negative
Meßströme Im (d. h. im dargestellten Beispiel positive
und negative Werte des Produktes U.I) verarbeiten können. Die Fig.5 zeigt ein Beispiel einer hierzu
geeigneten Zusatzeinrichtung. Zwei Schwellenschalter in Form von Schmitt-Triggern 33,34 sind eingangsseitig
an den Integrator 4 (F i g. 1) und ausgangsseitig über ein ODER-Tor 35 an eine Kippstufe 36 angeschlossen. Die
Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 33 liegen über und die Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 34 unter
dem Schwellenwert des Schwellenschalters 9 bzw. 9'. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 33 bzw. 34 ist mit
einem Eingang eines ODER-Tores 37 bzw. 38 verbunden, welches in die den Schalter 22 bzw. 23
steuernde, das Signal /+ bzw. /- führende Leitung geschaltet ist. Der Ausgang der Kippstufe 36 ist an ein in
den Steuereingang 3 des Multiplikators 1 geschaltetes EXKLUSI VE-ODER-Tor 39 angeschlossen.
Bei einem nicht durch das Polaritätssignal P verursachten Stromrichtungswechsel des Meßstromes
Im steigt oder sinkt die Ausgangsspannung UA so lange,
bis einer der Schmitt-Trigger 33 oder 34 anspricht. Dadurch wird die zugeordnete Konstantstromquelle 24
bzw. 25 eingeschaltet, der Kondensator 8 des Integrators 4 teilweise entladen und die Ausgangsspannung UA
in die Nähe des normalen Arbeitsbereiches zurückgeführt. Beim Zurückschalten des betreffenden Schmitt-Triggers
33 bzw. 34 wird die Kippstufe 36 gekippt und das Polaritätssignal P' am Steuereingang 3 und damit
auch die Polarität des Meßstromes Im zusätzlich
gewechselt. Das Signal £am Ausgang der Kippstufe 36 zeigt die von der Polaritätsumschaltung unabhängige
Richtung des Meßstromes /Man.
Der beschriebene Analog-Frequenzwandler weist gegenüber den bekannten Lösungen, die nach dem
gewöhnlichen Ladungskompensationsverfahren ohne Polaritätsumschaltung arbeiten, den Vorteil auf, daß
polaritätsunabhängige Fehlerströme kompensiert werden und dadurch eine größere Meßgenauigkeit und eine
größere Dynamik erreicht wird. Ferner wird ein Leerlauf selbsttätig verhindert. Bei der zuletzt beschriebenen,
für positive und negative Meßströme geeigneten Variante wird eine vollkommene Symmetrie für beide
Stromrichtungen auch dann erzielt, wenn die Ströme /«+ und Ir- der beiden Konstantstromquellen 24, 25
z.B. infolge von Alterungserscheinungen nicht genau gleich groß sind.
Gegenüber bekannten, nach dem Umladeverfahren arbeitenden Lösungen zeichnet sich der beschriebene
Analog-Frequenzwandler durch den Vorteil aus, daß die Meßkonstante durch den Ladungsinhalt von Kompensationsimpulsen
gegeben ist; dieser Ladungsinhalt kann mit einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit und
Langzeitstabilität konstant gehalten werden. Ferner ergibt sich gegenüber dem Umladeverfahren eine
größere Dimensionierungsfreiheit, wenn eine hohe Ausgangsfrequenz verlangt wird. Schließlich besteht die
gezeigte Möglichkeit, den Einfluß des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes vollkommen zu kompensieren.
809 540/400
Claims (6)
1. Analog-Frequenzwandler zur Bildung einer einem Meßstrom oder einer Meßspannung proportionalen
Ausgangsfrequenz nach dem Ladungsmengenkompensationsverfahren, mit einem Integrator,
einem diesem nachgeschalteten Schwellenschalter und einem Kompensationsladungsgeber, der einem
Kondensator des Integrators jeweils beim Ansprechen des Schwellenschalters eine konstante Kompensationsladung
zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerschaltung (5; 5') zur
Erzeugung eines periodischen Polaritätssignals (P) vorgesehen ist, das die Polarität des Meßstromes
(Im) bzw. der Meßspannung sowie des Kompensationsladungsgebers (6) steuert und seinen logischen
Wert immer beim gleichen P2gel (U0) der Ausgangsspannung
(Ua) des Integrators (4) wechselt.
2. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenschalter
(9; 9') Bestandteil der Steuerschaltung (5; 5') ist, wobei ausgewählte Signalwechsel des Schwellenschalters
(9; 9') einen Wechsel des logischen Wertes des Polaritätssignals f/^hervorrufen.
3. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des
Polaritätssignals (P)avtrc\\ die Ausgangsfrequenz des
Analog-Frequenzwandlers (2) bestimmt ist und deren /V-ten Teil entspricht, wobei N eine gerade
Zahl und gleich oder größer als zwei ist.
4. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des
Polaritätssignals (P) durch einen Referenzoszillator (21) bestimmt ist.
5. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des
Polaritätssignals (P)a\irc\\ die Ausgangsfrequenz des
Schwellenschalters (9') bestimmt ist und deren N-ten Teil entspricht, wobei Λ/eint- gerade Zahl und gleich
oder größer als zwei ist.
6. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung
(5') eine Kippstufe (10) mit der Wahrheitstabelle
Applications Claiming Priority (1)
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