DE19934795B4

DE19934795B4 - Integrationsverfahren und Integrationsschaltung, die ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis bieten, und spannungsgesteuerter Oszillator und Frequenz-Spannungswandler, der eine Integrationsschaltung verwendet

Info

Publication number: DE19934795B4
Application number: DE19934795A
Authority: DE
Inventors: Yuji Kawasaki Segawa; Kunihiko Kawasaki Gotoh
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Socionext Inc
Priority date: 1998-07-31
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2019-07-29
Also published as: FR2781942B1; FR2781942A1; US6211746B1; JP2000048113A; JP3567747B2; DE19934795A1

Abstract

Integrationsverfahren mit einem Ladungsschritt zum Laden eines Integrierkondensators innerhalb einer Integrationsperiode und einem Spannungsdetektionsschritt zum Detektieren einer am Integrationskondensator entwickelten Spannung,
worin der Ladungsschritt umfaßt:
einen Stromzufuhrschritt zum Zuführen eines Stroms zum Integrierkondensator; und
einen Stoppschritt zum Stoppen einer Ladung des Integrierkondensators während einer vorbestimmten Periode basierend auf einem Taktsignal.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Integrationsverfahren und eine Integrationsschaltung, die für elektronische Schaltungen weithin übernommen wurden, und einen für elektronische Schaltungen weithin übernommenen spannungsgesteuerten Oszillator und auf einen die Integrationsschaltung verwendenden Frequenz-Spannungs-Wandler. Diese Erfindung befaßt sich insbesondere mit einem Integrationsverfahren und einer Integrationsschaltung, die für Anwendungen geeignet sind, in denen eine Variation in einem für ein Laden oder Entladen eines Integrierkondensators relevanter Faktor in einen vorbestimmten schmalen Bereich fällt. Diese Erfindung befaßt sich auch mit einem spannungsgesteuerten Oszillator und einem die Integrationsschaltung verwendenden Frequenz-Spannungs-Wandler.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Eine Integrationsschaltung ist als Teil einer elektronischen Schaltung weithin übernommen. Wenn eine Zufuhr von Gleichstrom zu einem Integrierkondensator gestartet wird, steigt eine Anschlußspannung oder eine an einem Anschluß der Integrationsschaltung entwickelte Spannung im Verlauf der Zeit an. Unter der Annahme, daß ein Strom I ist, die Anschlußspannung Vc ist, die Kapazität des Integrierkondensators C ist und eine Integrationszeit T ist, ist die Beziehung Vc = (I/C) × T eingerichtet. C ist hierin einfestgelegter Wert.
Wenn die Integrationsschaltung als Teil einer elektronischen Schaltung verwendet wird, wird die obige Beziehung genutzt. Eine von I, T und Vc wird auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, und eine and andere davon wird variiert. Eine Variation in der verbleibenden wird detektiert. Zum Beispiel kann die Integrationsschaltung als Teil eines spannungsgesteuerten Oszillators verwendet werden. In diesem Fall werden zwei Re ferenzspannungen bestimmt, und der Strom I wird proportional zu einer Spannung zum Induzieren einer Ladung variiert. Wenn Vc eine erste (höhere) Referenzspannung erreicht, wird ein Ausgangssignal variiert. Zur gleichen Zeit wird der Strom I zum Induzieren einer Entladung variiert. Wenn Vc die zweite (niedrigere) Referenzspannung erreicht, wird das Ausgangssignal variiert. Der Strom I wird zum Induzieren einer Ladung wieder variiert. Folglich oszilliert das Ausgangssignal bei einer von einer Spannung abhängigen Frequenz.
In dieser Art eines spannungsgesteuerten Oszillators kann z.B. Rauschen auf einer Referenzspannung überlagert werden. In diesem Fall wird eine Entladungsperiode, während der ein Integrierkondensator entladen wird, instabil. Dies verursacht ein Schwanken oder Zittern im Ausgangssignal und wirft ein Problem insofern auf, als ein oszillierendes Signal mit hoher Präzision nicht erzeugt werden kann. Solange die Größe des Rauschens nicht geändert wird, bezieht sich das Zittern auf das Verhältnis des Stroms I zur Kapazität C, I/C. Um das Zittern zu reduzieren, muß das Verhältnis I/C erhöht werden, und eine Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung der Integralkapazität einen Übergang macht, muß erhöht werden. Die Integrationszeit ist jedoch mit dem Zyklus des oszillierenden Signals bestimmt. Eine Differenz zwischen den beiden Referenzspannungen kann nicht vergrößert werden. Folglich ist es unmöglich, das Verhältnis I/C zu erhöhen.
Außerdem verwendet ein Frequenz-Spannungs-Wandler die Integrationsschaltung als Teil einer elektronischen Schaltung. Ein Eingangssignal ist z.B. ein Nulldurchgangssignal. Wenn das Eingangssignal einen Nullpegel kreuzt, wird ein pulsierendes Signal erzeugt. Das pulsierende Signal wird verwendet, um die Integrationsschaltung zurückzusetzen. Eine Anschlußspannung oder eine an einem Anschluß der Integrationsschaltung entwickelte Spannung wird abgetastet und gehalten. Auf der Basis der Anschlußspannung wird dann ein Ausgangssignal erzeugt.
Falls eine Änderungsrate, bei der sich die Frequenz eines Eingangssignals ändert, niedrig ist, ist in dem Frequenz-Spannungs-Wandler eine Änderungsrate, bei der sich der Spannungspegel eines Ausgangssignals ändert, auch niedrig. Dies wirft ein Problem insofern auf, als das Ausgangssignal für Rauschen anfällig ist und der Frequenz-Spannungs-Wandler hinsichtlich des Ausgangssignals an einem schlechten Signal-Rausch-Verhältnis leidet. Um dieses Problem zu lösen, sollte das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapazität C erhöht werden, und die Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators einen Übergang macht, sollte erhöht werden. Wenn I/C erhöht wird, übersteigt Vc einen Spannungspegel, der abgetastet und gehalten werden kann. Dies ist ein Problem, und I/C kann daher nicht angehoben werden.
Wie oben erwähnt wurde, wird, soweit eine die Integrationsschaltung verwendende Schaltung betroffen ist, bevorzugt, das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität zum Minimieren des Einflusses von Rauschen zu erhöhen. In der Praxis gibt es jedoch eine Schwierigkeit beim Erhöhen von I/C.

Die Druckschrift US 4,806,880 zeigt eine Integrationsschaltung, bei der ein Integrierkondensator über Stromquellen geladen wird. Die Schaltung umfasst Schaltmittel, wobei durch das Öffnen der Schaltmittel die Ladung des Integrierkondensators unterbrochen werden kann.

Die Druckschrift US 4,871,985 offenbart einen Relaxationsoszillator mit einer Rückkopplungsschaltung, mit der das Laden bzw. Entladen eines Kondensators gesteuert wird. Die Rückkopplungsschaltung verwendet zur Steuerung zwei Transistoren.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Integrationsverfahren und eine Integrationsschaltung zu realisieren, die das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität wesentlich erhöhen können. Außerdem besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, einen die Integrationsschaltung verwendenden spannungsgesteuerten Oszillator zum Reduzieren von Zittern und einen ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis bietenden Frequenz-Spannungs-Wandler zu realisieren.

In dem Integrationsverfahren und der Integrationsschaltung der vorliegenden Erfindung ist eine Integration basierend auf einem Taktsignal ausgesetzt oder suspendiert (suspended). Der vorliegende Erfinder hat seine/ihre Aufmerksamkeit auf die Tatsache gerichtet, daß für eine Ladung oder Entladung der Integrationsschaltung relevante Faktoren, d.h. ein Lade- oder Entladestrom, eine Referenzspannung oder Detektionsspannung und eine Zeit, innerhalb eines beschränkten Bereichs variieren. Eine Periode, während der eine Integration suspendiert ist, fällt in einen Bereich von Variationen in der Zeit, die von einer Integration benötigt wird. Falls das Ende einer Integration detektiert werden kann, obgleich eine Integration suspendiert ist, können notwendige Aktionen ausgeführt werden. Außerdem ist eine Integrationszeit wesentlich verkürzt. Folglich kann das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität im wesentlichen erhöht werden.

Mit anderen Worten, ein Integrationsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Ladungsschritt, bei dem ein Integrierkondensator geladen wird, und einen Spannungsdetektionsschritt, bei dem eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung detektiert wird. Der Ladungsschritt enthält einen Stromzufuhrschritt, bei dem dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird, und einen Stoppschritt, bei dem eine Ladung des Integrierkondensators während einer vorbestimmten Periode basierend auf einem Taktsignal gestoppt ist.

Eine Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Stromquelle, einen Schalter, eine Detektionsschaltung und eine Steuerschaltung. Die Stromquelle liefert Strom an den Integrierkondensator. Der Schalter ist auf einem Weg installiert, entlang dem von der Stromquelle dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird. Die Detektionsschaltung detektiert eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung. Die Steuerschaltung steuert den Schalter, so daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während einer Integrationsperiode Strom zugeführt wird. Die Integrationsperiode zerfällt in eine Stromzufuhrperiode und eine Stopperiode. Die Steuerschaltung steuert den Schalter basierend auf einem Taktsignal, so daß während der Stromzufuhrperiode dem Integrierkondensator von der Stromquelle Strom zugeführt wird und während der Stopperiode von der Stromquelle dem Integrierkondensator kein Strom zugeführt wird.

Die Stopperiode, während der eine Stromzufuhr gestoppt ist, kann in der Mitte der Integrationsperiode oder an ihrem Beginn eingestellt sein. Es ist jedoch erforderlich, daß das Ende einer Integration detektiert werden kann. Außerdem muß die Stopperiode, während der eine Stromzufuhr gestoppt ist, exakt konstant sein, kann aber variabel sein.

Ein spannungsgesteuerter Oszillator gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Ladungs/Entladungsschaltung, eine Referenzpegelquelle, eine Vergleichsschaltung und eine Steuerschaltung. Die Ladungs/Entladungsschaltung lädt oder entlädt den Integrierkondensator unter Verwendung eines Stroms, der dem Spannungspegel eines Eingangssignals proportional ist. Die Referenzspegelquelle gibt selektiv einen ersten Referenzpegel und einen zweiten Referenzpegel ab. Die Vergleichsschaltung vergleicht eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung mit einem Referenzpegel, der von der Referenzpegelquelle abgegeben wurde, und gibt die Ergebnisse eines Vergleichs in Form eines oszillierenden Signals aus. Die Steuerschaltung steuert eine Ladung und Entladung des Integrierkondensators durch die Ladungs/Entladungsschaltung. Die Referenzpegelquelle gibt als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd die ersten und zweiten Referenzpegel ab. Die Steuerschaltung schaltet als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd Ladung und Entladung des Integrierkondensators um. Die Steuerschaltung steuert die Ladungs/Entladungsschaltung, so daß während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode die Ladungs/Entladungsschaltung eine Ladung basierend auf einem Taktsignal stoppen wird und während der gleichen vorbestimmten Periode innerhalb einer Entladungsperiode die Ladungs/Entladungsschaltung eine Entladung basierend auf einem Taktsignal stoppen wird.

Soweit es einen tatsächlichen spannungsgesteuerten Oszillator betrifft, ist es selten, daß die Spannung eines Eingangssignals innerhalb eines weiten Bereichs variiert. Normalerweise variiert das Eingangssignal innerhalb eines beschränkten Bereichs. Der spannungsgesteuerte Oszillator der vorliegenden Erfindung behandelt das Eingangssignal, dessen Spannungsvariation beschränkt ist, und erzeugt ein oszillierendes Signal, das wenig Zittern zeigt. Da die Spannungsvariation im Eingangssignal beschränkt ist, ist eine Variation in der Frequenz klein, bei der das Ausgangssignal oszilliert. Folglich ist eine Variation in der Integrationsperiode klein. Selbst wenn eine Integration während einer vorbestimmten Zeit, die kürzer als die untere Grenze der Integrationsperiode ist, gestoppt wird, kann der Spannungssteueroszillator ähnlich einem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator wirken. Ein proportional zur Spannung des Eingangssignals erzeugter Strom und zwei Referenzpegel müssen hierin jedoch richtig bestimmt sein. Da die Integrationsperiode im wesentlichen kurz ist, selbst wenn der gleiche Integrierkondensator und die gleichen Referenzpegel wie diejenigen, die herkömmlicherweise übernommen wurden, verwendet werden, kann außerdem das Verhältnis I/C des Stroms zu einer Kapazität erhöht werden. Außerdem kann der Einfluß eines Rauschens minimiert werden. Folglich kann Zittern minimiert werden.

Ein Frequenz-Spannungs-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Rücksetzschaltung, eine Konstantstromquelle, eine Ladungssteuerschaltung und eine Abtast- und Halteschaltung. Die Rücksetzschaltung stellt eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung in Intervallen von einem Zyklus eines oszillierenden Signals zurück. Die Konstantstromquelle lädt den Integrierkondensator mit einem Konstantstrom. Die Ladungssteuerschaltung dehnt eine Steuerung aus, so daß eine Ladung während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode basierend auf einem Taktsignal gestoppt wird, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird. Die Abtast- und Halteschaltung tastet die am Integrierkondensator entwickelte Spannung am Ende der Ladungsperiode ab, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird, und hält sie.

In einem tatsächlichen Frequenz-Spannungs-Wandler ist es selten, daß die Frequenz eines Eingangssignals innerhalb eines weiten Bereichs variiert. Normalerweise ist die Frequenzvariation im Eingangssignal beschränkt. Der Frequenz-Spannungs-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet das Eingangssignal, von welchem eine Frequenzvariation beschränkt ist, und erzeugt eine genaue Spannung, wobei der Einfluß von Rauschen minimiert ist. Da die Frequenzvariation im Eingangssignal beschränkt ist, ist eine Variation in einer Integrationsperiode klein. Selbst wenn eine Integration während einer vorbestimmten Periode, die kürzer als die untere Grenze der Integrationsperiode ist, gestoppt wird, kann der Frequenz-Spannungs-Wandler ähnlich einem herkömmlichen Frequenz-Spannungs-Wandler wirken. Der von der Konstantstromquelle zuzuführende Strom muß hierin richtig eingestellt sein. Da die Integrationsperiode im wesentlichen kurz ist, obgleich der gleiche Integrierkondensator wie der herkömmlicherweise verwendete enthalten ist, kann außerdem das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität erhöht werden. Außerdem kann der Einfluß von Rauschen minimiert werden. Schließlich kann eine Ausgangsspannung mit hoher Präzision bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis erzeugt werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorliegende Erfindung wird klarer aus der Beschreibung verstanden, wie sie unten mit Verweis auf die Zeichnungen dargelegt ist, worin:

1 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel herkömmlicher Integrationsschaltungen zeigt;

2A und 2B die Beziehung zwischen der Aktion der in 1 gezeigten herkömmlichen Integrationsschaltung und Faktoren zeigen;

3 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillatoren zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden;

4 Aktionen anzeigt, die im in 3 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführt werden;

5 die Aktion einer Schalteinheit, die in dem in 3 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillator enthalten ist, und den Einfluß von Rauschen anzeigt;

6 ein Beispiel herkömmlicher Frequenz-Spannungs-Wandler zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden;

7 Aktionen anzeigt, die in dem in 6 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler durchgeführt werden;

8 die Grundkonfiguration einer Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;

9A und 9B die Aktion der Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen;

10 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines spannungsgesteuerten Oszillators der ersten Ausführungsform zeigt, der die Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;

11 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung zeigt, die in der ersten Ausführungsform verwendet wird;

12 ein Schaltungsdiagramm ist, das Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung ausgeführt werden;

13 Aktionen anzeigt, die in dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der ersten Ausführungsform ausgeführt werden;

14 ein erläuterndes Diagramm ist, das eine Differenz im Auftreten von Zittern zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausführungsform und dem der verwandten Technik betrifft;

15 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines Frequenz-Spannungs-Wandlers der zweiten Ausführungsform zeigt, der die Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;

16 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer in der zweiten Ausführungsform verwendeten Stoppuls-Erzeugungsschaltung zeigt;

17 Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung ausgeführt werden;

18 Aktionen anzeigt, die in dem Frequenz-Spannungs-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform durchgeführt werden;

19 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung mit variabler Pulsdauer zum Erzeugen eines Pulses zeigt, dessen Dauer variabel ist; und

20 Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung mit variabler Pulsdauer ausgeführt werden.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Bevor mit einer ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen weitergemacht wird, werden mit Verweis auf die darauf bezogenen beiliegenden Zeichnungen für ein klareres Verständnis der Unterschiede zwischen der herkömmlichen Technik und der vorliegenden Erfindung ein herkömmliches Integrationsverfahren und eine herkömmliche Integrationsschaltung, ein herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillator und ein herkömmlicher Frequenz-Spannungs-Wandler beschrieben.

Eine Integrationsschaltung ist weithin als Teil einer elektronischen Schaltung übernommen. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel herkömmlicher Integrationsschaltungen zeigt. Bezugnehmend auf 1 bietet ein Integrierkondensator 1 eine Kapazität C an, und eine Stromquelle 2 führt dem Integrierkondensator 1 Gleichstrom zu. Eine Steuerschaltung 3 führt der Stromquelle 2 ein Integrationssignal IS zu, um die Stromquelle zu steuern. Eine Detektionsschaltung 4 detektiert eine Anschlußspannung Vc oder eine an einem Anschluß des Integrierkondensators 1 entwickelte Spannung. Wenn das Integrationssignal IS von der Steuerschaltung 3 ab gegeben wird, liefert die Stromquelle 2 einen Gleichstrom an den Integrierkondensator 1. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators steigt mit dem Verlauf der Zeit gemäß dem Strom I an, der von der Stromquelle 2 zugeführt wird. Die Anschlußspannung Vc, die Kapazität C des Integrierkondensators und eine Integrationszeit T weisen die Beziehung Vc = (I/C) × T auf. Die Detektionsschaltung 4 ist z.B. einem Komparator zum Vergleichen der Anschlußspannung Vc mit einer Referenzspannung oder einer Abtast- und Halteschaltung zum Abtasten und Halten der Anschlußspannung Vc äquivalent.

In der Integrationsschaltung ist C konstant. Eine beliebige von I, T und Vc ist gemäß der obigen Beziehung auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, und eine andere davon wird variiert. Eine Änderung in der verbleibenden wird detektiert. Zum Beispiel zeigt 2A den variierten Strom I, der von der Stromquelle zugeführt wird, in Beziehung zu der Zeit t, die erforderlich ist, bis die Anschlußspannung Vc die vorbestimmte Spannung Vt erreicht. Die Zeit t, die erforderlich ist, bis Vc Vt erreicht, variiert in Abhängigkeit vom Strom I. Außerdem zeigt 2B die variierte Zeit t in einer Beziehung zur Anschlußspannung Vc mit dem auf einen vorbestimmten Wert eingestellten Strom I. Beispiele von die Integrationsschaltung verwendenden Schaltungen werden unten beschrieben.

3 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillatoren zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden. Bezugnehmend auf 3 empfängt ein Spannungs-Strom-Wandler 5 eine Eingangsspannung Vin (Steuerspannung). Ein Widerstand 6 bestimmt einen Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers 5. Ströme, die von stromgesteuerten Stromquellen 7 und 8 zugeführt werden sollen, werden gemäß dem Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers 5 gesteuert. Unter der Annahme, daß ein durch den Widerstand 6 angebotener Widerstand R ist, ist die Beziehung I = Vin/R eingerichtet. Ein Integrierkondensator 9 und ein Komparator 10 sind gezeigt. Der Komparator 10 gibt die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 durch seinen invertierenden Eingangsanschluß 10A ein. Eine Referenzspannung V_RH oder V_RL (< V_RH) wird durch seinen nicht-invertierenden Eingangsan schluß 10B eingegeben. Ein oszillierendes Signal (VCO-Ausgabe) Sout, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator abgegeben wird, wird an seinem Ausgangsanschluß entwickelt. Ein Schalter 11 weist dessen Ein- und Aus-Zustände auf, die auf der Grundlage des oszillierenden Signals Sout gesteuert werden. Wenn das oszillierende Signal Sout hoch ist, ist der Schalter 11 eingeschaltet. wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, ist der Schalter 11 ausgeschaltet. Der Inverter 12 invertiert das oszillierende Signal Sout. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 13 werden auf der Basis einer Ausgabe des Inverters 12 gesteuert. Wenn die Ausgabe des Inverters 12 hoch ist, ist der Schalter 13 eingeschaltet. Wenn die Ausgabe des Inverters 12 niedrig ist, ist der Schalter 13 ausgeschaltet. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 14 werden auf der Grundlage des oszillierenden Signals Sout gesteuert. Die Referenzspannung V_RH wird an einen Eingangsanschluß 14A des Schalters 14 angelegt, während das Referenzsignal V_RL an dessen Eingangsanschluß 14B angelegt wird. Dessen Ausgangsanschluß 14C ist mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß 10B des Komparators 10 verbunden. Wenn das oszillierende Signal Sout hoch ist, ist der Eingangsanschluß 14A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 14C verbunden. Wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, ist der Eingangsanschluß 14B mit dem Ausgangsanschluß 14C verbunden. Der in 3 gezeigte spannungsgesteuerte Oszillator nutzt die Integrationsschaltung zum Detektieren der Zeit, die erforderlich ist, bis die Anschlußspannung Vc die vorbestimmte Spannung V_RH oder V_RL erreicht, wenn der Strom wie in 2 angezeigt variiert wird.

4 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen anzeigt, die in dem in 3 gezeigten herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführt werden. Wie veranschaulicht, ist der Eingangsanschluß 14B des Schalters 14 in dem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator, beispielsweise wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, mit seinem Ausgangsanschluß 14C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 10B des Komparators 10 angelegt. Der Schalter 11 wird ausgeschaltet. Die Ausgabe des Inverters 12 wird hoch getrieben oder gesteuert. Der Schalter 13 wird eingeschaltet. Folglich fließt vom Integrierkondensa tor 9 ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Gleichstrom zur stromgesteuerten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit. Wenn die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenzspannung V_RL erreicht, wird das oszillierende Signal Sout hoch gesteuert.

Folglich wird der Eingangsanschluß 14A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 14C verbunden. Die Referenzspannung V_RH wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 10B des Komparators 10 angelegt. Der Schalter 11 wird eingeschaltet. Die Ausgabe des Inverters 12 wird niedrig gesteuert. Der Schalter 13 wird ausgeschaltet. Folglich fließt von der stromgesteuerten Stromquelle 7 ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Gleichstrom zum Integrierkondensator 9. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 steigt mit dem Verlauf der Zeit an. Wenn die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenzspannung V_RH übersteigt, wird das oszillierende Signal Sout niedrig gesteuert. Danach werden die ähnlichen Aktionen wiederholt. Das oszillierende Signal Sout wird schließlich bei einer von der Eingangsspannung Vin abhängigen Frequenz abgegeben. Der Zyklus T des oszillierenden Signals Sout wird als T = (C/I) × (V_RH – V_RL) ausgedrückt, wo C die Kapazität des Integrierkondensators 9 bezeichnet. Da die Beziehung I = Vin/R eingerichtet ist, wird der Zyklus T als T = (RC/Vin) × (V_RH – V_RL) ausgedrückt . Wie in 4 gezeigt ist, ist der Strom I klein und der Zyklus T lang, wenn die Eingangsspannung Vin niedrig ist. Der Zyklus des Signals Sout ist nämlich lang. Wenn die Eingangsspannung Vin hoch ist, ist der Strom I groß, und der Zyklus T ist kurz. Der Zyklus eines Signals Sout' ist nämlich kurz.

5 zeigt Aktionen, die während eines Zyklus des Signals Sout im in 3 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführt werden. Eine Flanke 17 der Spannung Vc, bei der das Signal Sout einen Übergang macht, ist vergrößert und in einer Einfügung 16 dargestellt, die mit abwechselnden langen und zwei kurzen Strichen eingeschlossen ist. Zum Beispiel nimmt man an, daß ein Rauschen einer Spannung ΔV auf der Referenzspannung V_RL überlagert ist. Eine Entladungsperiode, während der der Integrierkondensator 9 entladen wird, wird nach einem Zeitintervall instabil, das als ΔT = (C/I) × ΔV ausgedrückt wird, das in der mit abwechselnden langen und zwei kurzen Strichen eingeschlossenen Einfügung 16 in 5 geschrieben ist. Dies verursacht in dem oszillierenden Signal Sout Zittern. Folglich kann kein oszillierendes Signal mit hoher Präzision erzeugt werden. Dies ist ein Problem. Das gleiche findet auf den Fall Anwendung, in welchem ein Rauschen auf der Referenzspannung V_RH überlagert ist. Zum Reduzieren von Zittern muß das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapazität C erhöht werden. Eine Änderungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 einen Übergang macht, muß in solch einem Maß erhöht werden, daß die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenzspannung nicht überschreiten wird. Die in 3 gezeigte Schaltung führt jedoch eine Integration während eines Zeitintervalls aus, das mit einem Zyklus des oszillierenden Signals Vout zusammenfällt. Die Anschlußspannung Vc ist der Integrationszeit proportional. Wenn das Verhältnis I/C erhöht wird, überschreitet die Spannung Vc die Referenzspannung. Das Verhältnis I/C muß daher hinsichtlich eines Bereichs, innerhalb dem die Integrationszeit variiert, d.h. eines Bereichs, innerhalb dem der Zyklus des oszillierenden Signals variiert, und einer Differenz zwischen den Referenzspannungen, V_RH – V_RL, bestimmt werden. Das Verhältnis I/C kann daher nicht auf einen großen Wert eingestellt werden.

6 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel eines eine Integrationsschaltung verwendenden herkömmlichen Frequenz-Spannungs-Wandlers zeigt. Bezugnehmend auf 6 teilt ein Komparator 19 die Wellenform eines Eingangssignals Sin in bezug auf eine Erdungsspannung 0V auf, und gibt ein Rechteckwellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal Si ab. Das Eingangssignal Si ist an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß 19A des Komparators 19 angelegt, und die Erdungsspannung 0V ist an einen invertierenden Eingangsanschluß 19B davon angelegt. Außerdem detektiert eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 die Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Eine Verzögerungsschaltung 21 verzögert den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 22 werden auf der Grundlage des verzögerten Flankenpulses Prd gesteuert, der von der Verzögerungsschaltung 21 abgegeben wird. Der Schalter 22 wird eingeschaltet, wenn der verzögerte Flankenpuls Prd zugeführt wird. Wenn der verzögerte Flankenpuls Prd nicht zugeführt wird, ist der Schalter 22 ausgeschaltet. Außerdem führt eine Konstantstromquelle 24 einem Integrierkondensator 23 Gleichstrom zu. Eine Abtast- und Halteschaltung 25 tastet unter Verwendung des verzögerten Flankenpulses Prd als Abtastsignal eine Anschlußspannung Vc oder eine an einem Anschluß des Integrierkondensators 23 entwickelte Spannung ab und hält sie. Der in 6 gezeigte Frequenz-Spannungs-Wandler nutzt die Integrationsschaltung zum Detektieren der Anschlußspannung Vc, deren Werte während einer variierenden Zeit (Zyklus eines Eingangssignals) mit dem konstant gehaltenen Strom I integriert werden.

7 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen zeigt, die in dem in 6 gezeigten herkömmlichen Frequenz-Spannungs-Wandler ausgeführt werden. Eine Spannung Vout ist eine Ausgangsspannung der Abtast- und Halteschaltung 25 (Ausgangsspannung des Frequenz-Spannungs-Wandlers). Wenn z.B. ein Eingangssignal Sin wie das veranschaulichte eingegeben wird, teilt der Komparator 19 die Wellenform des Eingangssignals Sin in bezug auf die Erdungsspannung 0V auf. Der Komparator 19 gibt ein Rechteckwellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal Sin ab. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 detektiert die Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Die Abtast- und Halteschaltung 25 tastet die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 unter Verwendung des Flankenpulses Pr als Abtastsignal ab und hält sie.

Andererseits verzögert die Verzögerungsschaltung 21 den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Folglich wird der Schalter 22 eingeschaltet. Dies bewirkt, daß ein von der Konstantstromquelle 24 abgegebener Gleichstrom in eine Erdung fließt. Der Integrierkondensator 23 wird entladen, und die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 wird auf 0V zurückgesetzt. Wenn eine Anwendung des verzögerten Flankenpulses Prd auf den Schalter 22 beendet wird, wird der Schalter 22 ausgeschaltet. von der Konstantstromquelle 24 wird dann dem Integrierkondensator 23 Gleichstrom zugeführt. Eine Integration wird dann ausgeführt.

Die vorhergehenden Aktionen zur Integration werden in Intervallen von einem Zyklus des Eingangssignals Sin ausgeführt. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 variiert wie veranschaulicht. Die Ausgangsspannung Vout der Abtast- und Halteschaltung 25 ist, wie veranschaulicht, dem Zyklus des Eingangssignals Sin proportional.

In dem in 6 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler ist die Ausgangsspannung Vout dem Zyklus des Eingangssignals Sin proportional. Wenn eine Änderungsrate Δf, mit der sich die Frequenz des Eingangssignals Sin ändert, niedrig ist, ist auch eine Änderungsrate ΔV niedrig, in der die Ausgangsspannung Vout einen Übergang macht. Die Ausgangsspannung ist daher für Rauschen anfällig. Dies wirft insofern ein Problem auf, als der Frequenz-Spannungs-Wandler hinsichtlich der Ausgangsspannung Vout an einem schlechten Signal-Rausch-Verhältnis leidet. Das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapazität C sollte daher erhöht werden. Eine Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 einen Übergang macht, sollte auf solch ein Maß erhöht werden, daß die Anschlußspannung Vc eine Spannung nicht überschreiten wird, die abgetastet und gehalten werden kann. Somit wird die Ausgangsspannung Vout ein Hochpräzisionssignal, das bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis abzugeben ist. Soweit die in 6 gezeigte Schaltung betroffen ist, wird jedoch eine Integration über ein Zeitintervall ausgeführt, das mit einem Zyklus des Eingangssignals Sin zusammenfällt. Falls das Verhältnis I/C erhöht würde, würde die Spannung Vc die Spannung überschreiten, die abgetastet und gehalten werden kann. Das Verhältnis I/C muß daher hinsichtlich eines Bereichs bestimmt werden, innerhalb dem die Integrationszeit variiert, d.h. eines Bereichs, innerhalb dem der Zyklus des Eingangssignals variiert, und eines Bereichs von Spannungen, die abgetastet und gehalten werden können. Das Verhältnis I/C kann nämlich nicht erhöht werden.

Wie oben erwähnt wurde, sollte, soweit eine eine Integrationsschaltung verwendende Schaltung betroffen ist, das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität vorzugsweise hoch genug sein, um den Einfluß von Rauschen zu minimieren. Das I/C kann jedoch nicht erhöht werden, weil die Anschlußspannung des Integrierkondensators dessen Grenzwert überschreitet.

8 zeigt die Grundkonfiguration einer Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie veranschaulicht, umfaßt die Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zusätzlich zu den Komponenten der in 1 gezeigten herkömmlichen Integrationsschaltung einen Schalter 31 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30. Der Schalter 31 ist auf einem Weg installiert, entlang dem dem Integrierkondensator 1 von der Stromquelle 2 Strom zugeführt wird. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30 erzeugt den Stoppuls Px unter Verwendung des von der Steuerschaltung 3 gesendeten Integrationssignals IS und führt ihn dem Schalter 31 zu. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30 erzeugt den Stoppuls Px, der während einer vorbestimmten Periode aktiv ist, unter Verwendung des Integrationssignals IS. Demgemäß ist während der vorbestimmten Periode der Schalter 31 geöffnet.
9A und 9B zeigen Aktionen an, die in der in 8 gezeigten Integrationsschaltung ausgeführt werden. Wie in 9A gezeigt ist, steigt der Stoppuls Px in einer Zeit TP an, nachdem das Integrationssignal IS ansteigt. Der Stoppuls Px ist während einer vorbestimmten Periode T0 aktiv-hoch. Daher ist der Stoppuls Px nicht aktiviert (niedrig gesteuert). Selbst wenn eine Integrationsperiode T variiert, soll die Summe der Zeiten TP und T0 kleiner als die Periode T sein. Unter der Annahme, daß die untere Grenze der Integrationsperiode T TS ist, wird die Beziehung TP + T0 < TS eingerichtet. Die Stromquelle 2 führt während der Integrationsperiode T Strom zu. Während der Stoppuls Px hoch ist, ist jedoch der Schalter 31 geöffnet. Ein Strom wird daher nur während eines Zeitintervalls T-T0 dem Integrierkondensator 1 zugeführt. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 1 steigt während des Zeitintervalls T-T0 proportional dem Strom I an. Die am Ende der Integrationsperiode T erreichte Anschlußspannung Vce wird als (I/C) × (T-T0) ausgedrückt.
Wie oben erwähnt wurde, wird in der Integrationsschaltung der vorliegenden Erfindung eine Periode, während der eine Integration ausgeführt wird, als T-T0 ausgedrückt. Solange die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 1 einen Bereich detektierbarer Spannungen nicht überschreitet, kann das I/C erhöht werden. Außerdem kann die Änderungsrate erhöht werden, mit der die Anschlußspannung Vc einen Übergang macht.
In dem in 9A gezeigten Beispiel steigt der Stoppuls Px in der Zeit TP nach dem Start der Integrationsperiode an. Alternativ dazu kann der Stoppuls Px, wie in 9B gezeigt ist, gleichzeitig mit dem Beginn der Integrationsperiode ansteigen. In diesem Fall müssen die Zeiten T0 und TS die Beziehung T0 < TS aufweisen.
Als nächstes wird eine Beschreibung der ersten Ausführungsform vorgenommen, in der die in 8 gezeigte Integrationsschaltung an einen spannungsgesteuerten Oszillator angepaßt ist.
10 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der spannungsgesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform hat die gleichen Komponenten wie der in 3 gezeigte herkömmliche spannungsgesteuerte Oszillator. Ein Unterschied gegenüber dem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator liegt in einem Punkt, daß ein Schalter 47, eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 14 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 enthalten sind. Der Schalter 44 ist auf einem Weg installiert, entlang dem ein Strom in den Integrierkondensator 9 fließt. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 41 und die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 werden verwendet, um einen Stoppuls Px zu erzeugen, mit dem der Schalter 47 gesteuert wird. Wenn ein Hochpegelsignal zugeführt wird, ist der Schalter 47 geschlossen. Ein Inverter invertiert den Stoppuls Px und führt einen resultierenden Puls dem Schalter 47 zu. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 41 enthält einen Inverter 42 zum Verzögern und Invertieren des oszillierenden Signals Sout, das vom Komparator 10 abgegeben wurde, und ein Exklusiv-ODER-Gatter 43, das das oszillierende Signal Sout und eine Ausgabe des Inverters 42 eingibt. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 42 erzeugt einen Flankenpuls EP, dessen Dauer kurz genug ist, um mit der Übergangsflanke des oszillierenden Signals Sout zu synchronisieren.
11 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 zeigt. D-Flipflops 50 bis 53 sind hintereinander in Reihe geschaltet, so daß ein Positive-Phase-Ausgangsanschluß Q auf einer vorhergehenden Stufe mit einem Dateneingangsanschluß D auf einer nachfolgenden Stufe verbunden sein wird. Ein Dateneingangsanschluß Q eines D-Flipflops 54 ist mit einem Entgegengesetzte-Phase-Ausgangsanschluß/Q des letzten D-Flipflops 53 verbunden. Ein Takt CLK wird in Takteingangsanschlüsse C der D-Flipflops 50 bis 54 eingegeben. Ein von der Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 41 abgegebener Flankenpuls EP wird an deren Rücksetzanschlüsse R angelegt. Außerdem ist der Dateneingangsanschluß D des ersten D-Flipflops 50 mit einer VCC-Netzleitung 55 verbunden. Ein Hochpegel-Logikpegel-Signal wird an den Dateneingangsanschluß D angelegt.
12 zeigt die Aktionen, die in der in 11 gezeigten Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 ausgeführt werden. Die D-Flipflops 50 bis 54 werden als Antwort auf den Flankenpuls EP zurückgesetzt. Positive-Phase-Ausgaben Q1, Q2 und Q3 der D-Flipflops 50 bis 52 werden niedrig gesteuert, und eine Negative-Phase-Ausgabe/Q4 des D-Flipflops 53 wird hoch gesteuert. Der Stoppuls Px, der eine Positive-Phase-Ausgabe des D-Flipflops 54 ist, wird niedrig gesteuert. Wenn der Takt CLK ansteigt, wird daher die Positive-Phase-Ausgabe Q1 des D-Flipflops 50 hoch gesteuert, und der Stoppuls Px wird hoch gesteuert. Danach machen jedesmal, wenn der Takt ansteigt, die Ausgaben Q2, Q3 und/Q4 sukzessiv einen Übergang. Wenn die mit vier Zyklen des Taktes übereinstimmende Zeit verstreicht, geht Px niedrig. Der Takt wird durch Nutzen eines Kristalloszillators oder dergleichen erzeugt. Der Zyklus des Taktes ist exakt konstant. Die Periode, während der Px hoch bleibt, ist exakt konstant.
13 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen zeigt, die im spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausführungsform ausgeführt werden. Beispielsweise nehme man an, daß das oszillierende Signal Sout und der Stoppuls Px niedrig sind. Der Eingangsanschluß 42B des Schalters 14 ist mit dessen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 angelegt. Der Schalter 11 wird geöffnet, und der Schalter 13 wird geschlossen. Ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Strom fließt vom Integrierkondensator 9 zur stromgesteuerten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit.
Wenn die Anschlußspannung Vc auf die Referenzspannung V_RL fällt, wird das oszillierende Signal Sout hoch gesteuert, und der Flankenpuls EP wird erzeugt. Demgemäß wird der Eingangsanschluß 42A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RH wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 angelegt. Der Schalter 11 wird geschlossen, und der Schalter 13 wird geöffnet. Außerdem bleibt der Stoppuls Px während der Zeit von dem Moment an, in dem der Flankenpuls EP in die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 eingegeben wird, bis zu dem Moment niedrig, in dem der Takt CLK ansteigt. Der Schalter 47 wird geschlossen. Ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Strom fließt von der stromgesteuerten Stromquelle 7 zum Integrierkondensator 9. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 steigt mit dem Verlauf der Zeit an.
Wenn der Takt CLK ansteigt, wird der von der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 abgegebene Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 47 wird geöffnet. Eine Ladung des Integrierkondensators 9 durch die stromgesteuerte Stromquelle wird gestoppt. Die Anschlußspannung Vc bleibt intakt.
Wenn die mit vier Zyklen des Taktes übereinstimmende Zeit verstreicht, wird danach der Stoppuls Px hoch -gesteuert. Der Schalter 47 wird wieder geschlossen. Demgemäß wird eine Ladung des Integrierkondensators 9 durch die stromgesteuerte Stromquelle 7 erneut gestartet. Die Anschlußspannung Vc steigt mit dem Verlauf der Zeit an. Wenn die Anschlußspannung Vc bis zur Referenzspannung V_RH ansteigt, wird hierin das oszillierende Signal Sout niedrig gesteuert, und der Flankenpuls EP wird erzeugt. Demgemäß wird der Eingangsanschluß 42B des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 angelegt. Der Schalter 11 wird geöffnet, und der Schalter 13 wird geschlossen. Desgleichen bleibt der Stoppuls Px während der Zeit von dem Moment an, in dem der Flankenpuls EP in die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 eingegeben wird, bis zu dem Moment niedrig, in dem der Takt CLK ansteigt. Der Schalter 47 wird geschlossen. Folglich fließt ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Strom von dem Integrierkondensator 9 zur stromgesteuerten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit.
Wenn der Takt CLK ansteigt, wird gleichfalls der von der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 abgegebene Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 47 wird geöffnet. Folglich wird eine Entladung des Integrierkondensators 9 zur spannungsgesteuerten Stromquelle 8 gestoppt, und die Anschlußspannung Vc bleibt intakt. Wenn die mit vier Zyklen des Taktes übereinstimmende Zeit verstreicht, wird der Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 47 wird wieder geschlossen. Die obige Folge von Aktionen wird danach wiederholt.
Wie oben erwähnt wurde, wird die Zeit, während der der Integrierkondensator tatsächlich geladen wird, innerhalb einer Ladungszeit als Tc-T0 ausgedrückt. Die Zeit, während der der Integrierkondensator 9 tatsächlich entladen wird, innerhalb einer Entladungszeit wird als Td-T0 ausgedrückt. Die Ladungszeit, während der der Integrierkondensator 9 geladen wird, ist hierin Tc, die Entladungszeit, während der der Integrierkondensator 9 entladen wird, ist Td, und die Dauer des Pulses Px ist T0. Eine Periode, während der eine Integration tatsächlich ausgeführt wird, innerhalb eines Zyklus des oszillierenden Signals wird als T-2T0 ausgedrückt. Folglich ist in dem spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausführungsform die Beziehung (T-2T0) = 2(RC/Vin) × (V_RH – V_RL) eingerichtet.
14 ist ein erläuterndes Diagramm, das den Einfluß betrifft, der auf die Entladungszeit, während der der Integrierkondensator 9 entladen wird, ausgeübt wird, wenn Rauschen einer Spannung ΔV auf der Referenzspannung V_RL überlagert wird. Eine durchgezogene Linie Vc1 zeigt den Einfluß an, der in dieser Ausführungsform ausgeübt wird, während eine ge strichelte Linie Vc3 den Einfluß anzeigt, der in der in 3 gezeigten verwandten Technik ausgeübt wird. Außerdem repräsentiert ΔT1 die Instabilität der Entladungszeit, während der der in dieser Ausführungsform verwendete Integrierkondensator 9 entladen wird. ΔT2 bezeichnet die Instabilität der Entladungszeit, während der der in der verwandten Technik verwendete Integrierkondensator 9 entladen wird. Wie veranschaulicht, wird die Instabilität ΔT ausgedrückt als (C/I) × ΔV. Je niedriger das Verhältnis C/I ist, desto höher ist die Änderungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc einen Übergang macht. Die Instabilität ΔT verschwindet im Verhältnis. Das Verhältnis C/I in dieser Ausführungsform ist niedriger als dasjenige in der verwandten Technik. Die Änderungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc in dieser Ausführungsform einen Übergang macht, ist höher. Falls das Rauschen ΔV auf der Referenzspannung überlagert wird, ist die Instabilität ΔT1 in dieser Ausführungsform kleiner als die Instabilität ΔT2 in der verwandten Technik. Die Instabilität ΔT bezieht sich auf den Zyklus des oszillierenden Signals Sout und verursacht Zittern. Aus diesem Grund ist das in dieser Ausführungsform auftretende Zittern kleiner.
Die Dauer des Stoppulses wird gemäß den Bedingungen zur Verwendung des spannungsgesteuerten Oszillators bestimmt. Jede andere Bedingung, z.B. das Verhältnis I/C, wird gemäß der Pulsdauer bestimmt. Der spannungsgesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform ist z.B. an einen Oszillator zum Erzeugen eines Trägers mit 455 kHz mit einer Abweichung von 3 kHz angepaßt. Diese Anpassung wird diskutiert. Da die Frequenz des Trägers 455 kHz ist, ist dessen Zyklus T ungefähr 2,2 μs. Da die Frequenz die Abweichung von 3 kHz enthält, ist die Variation im Zyklus T ungefähr 15 ns. Von diesem Gesichtspunkt aus sollte die Periode, während der eine Ladung oder Entladung tatsächlich ausgeführt wird, auf höchstens etwa 50 ns eingestellt werden. Die mit 97,5 % des Zyklus T übereinstimmende Zeit kann als eine Stopperiode betrachtet werden. In diesem Fall kann, es sein denn, eine Bedingung der Spannung wird geändert, das Verhältnis I/C auf einen etwa vierzigmal so großen Wert eingestellt werden. Dementsprechend kann Zittern reduziert werden.
Als nächstes wird eine Beschreibung der zweiten Ausführungsform vorgenommen, in der die in 8 gezeigte Integrationsschaltung an einen Frequenz-Spannungs-Wandler angepaßt ist.
15 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration des Frequenz-Spannungs-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Frequenz-Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungsform hat die gleichen Komponenten wie der in 6 gezeigte herkömmliche Frequenz-Spannungs-Wandler. Ein Unterschied gegenüber dem herkömmlichen Frequenz-Spannungs-Wandler liegt in einem Punkt, daß ein Schalter 63 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 enthalten sind. Der Schalter 63 ist auf einem Weg installiert, entlang dem ein Strom in den Integrierkondensator 23 fließt. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 erzeugt einen Stoppuls Px, mit dem der Schalter 63 gesteuert wird. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 besteht, wie veranschaulicht ist, aus einem Inverter 60 und einem UND-Gatter 61. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 erzeugt einen kurzen Puls Pr an der Vorderflanke des Signals Sp. Bei Zufuhr eines Hochpegelsignals wird der Schalter 63 geöffnet.
16 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 zeigt. 17 zeigt Aktionen, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 ausgeführt werden. Wie veranschaulicht ist, ist die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 der in 11 gezeigten Schaltung analog, außer daß die Zahl von Stufen von Flipflops verschieden ist. Die Beschreibung der Konfiguration wird daher weggelassen.
18 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen anzeigt, die in dem in 15 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungsform ausgeführt werden. Wenn ein Eingangssignal Sin wie das veranschaulichte eingegeben wird, teilt der Komparator 19 die Wellenform des Eingangssignals Sin in bezug auf eine Erdungsspannung 0V auf. Der Komparator 19 gibt dann ein Rechteckwellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal Sin ab. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 detektiert die Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Die Abtast- und Halteschaltung 25 tastet die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 unter Verwendung des Flankenpulses PR als Abtastsignal ab und hält sie.
Die Verzögerungsschaltung 21 verzögert andererseits den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Folglich wird der Schalter 22 eingeschaltet. Dies läßt einen von der Konstantstromquelle 24 abgegebenen Gleichstrom in die Erdung fließen. Der Integrierkondensator 23 wird entladen, und die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 wird auf 0V zurückgesetzt. Wenn eine Zufuhr des verzögerten Flankenpulses Prd zum Schalter 22 geändert wird, wird der Schalter 22 beendet oder abgeschaltet. Zu dieser Zeit ist der Stoppuls Px niedrig. Der Schalter 63 wird geschlossen. Daher wird von der Konstantstromquelle 24 dem Integrierkondensator 23 Gleichstrom zugeführt. Aktionen zur Integration werden ausgeführt.
Nachdem der verzögerte Flankenpuls Prd von der Verzögerungsschaltung 21 der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 zugeführt ist, wird, wenn der Takt CLK zuerst ansteigt, der Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 63 wird geöffnet. Folglich wird eine Zufuhr eines Stroms von der Konstantstromquelle 24 zum Integrierkondensator 23 gestoppt, und die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 wird bei der zu dieser Zeit erreichten Spannung gehalten.
Wenn der Takt CLK zweimal ansteigt, wird danach das Stoppulssignal Px niedrig gesteuert, und der Schalter 63 wird wieder geschlossen. Eine Zufuhr eines Stroms von der Konstantstromquelle 24 zum Integrierkondensator 23 wird erneut gestartet. Wenn der Flankenpuls Pr durch die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 erzeugt wird, tastet die Abtast- und Halteschaltung 25 die Anschlußspannung Vc ab und hält sie. Die vorhergehenden Aktionen werden danach wiederholt.
Eine Ausgangsspannung Vout der Abtast- und Halteschaltung 25 variiert in Abhängigkeit vom Zyklus des Eingangssignals Sin. Insbesondere wird die Ausgangsspannung Vout ausgedrückt als (I/C) × (T-T0-Te) = (I/C) × T + Konstante. Der Zyklus des Eingangssignals Sin ist hierin T, die Dauer des Flankenpulses ist Te, die Dauer des Stoppulses Px ist T0, der von der Stromquelle 24 zugeführte Strom ist I, und die Kapazität des Integrierkondensators ist C.
In dem Frequenz-Spannungs-Wandler dieser Ausführungsform kann, ohne die Notwendigkeit, die Ausgangsspannung Vout zu erhöhen, die Änderungsrate erhöht werden, mit der die Ausgangsspannung Vout einen Übergang macht. Folglich kann eine Umwandlung mit hoher Präzision bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis erreicht werden.
Die Dauer des in den ersten und zweiten Ausführungsformen verwendeten Stoppulses sollte auf einen vorbestimmten Wert eingestellt sein, kann aber variabel sein. Wenn die Pulsdauer variabel ist, wird, soweit der spannungsgesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform betroffen ist, ein Bereich von Frequenzen erweitert, bei denen Oszillation stattfindet. Soweit der Frequenz-Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungsform betroffen ist, wird ein Bereich von Frequenzen erweitert, bei denen ein Eingangssignal empfangen wird.
19 zeigt ein Beispiel von Konfigurationen einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Stoppulses Px, dessen Dauer variabel ist. 20 zeigt Aktionen, die in der in 19 gezeigten Stoppuls-Erzeugungsschaltung mit variabler Pulsdauer ausgeführt werden. Wie veranschaulicht ist, sind mehrere D-Flipflops 73 bis 78 hintereinander in Reihe geschaltet, so daß ein Positive-Phase-Ausgangsanschluß Q auf einer vorhergehende Stufe mit einem Dateneingangsanschluß D auf einer nachfolgenden Stufe verbunden sein wird. Dateneingangsanschlüsse D von D-Flipflops 79 bis 82 sind mit Entgegengesetzte-Phase-Ausgangsanschlüssen/Q der D-Flipflops 75, 76, 77 und 78 verbunden. Die D-Flipflops 79 bis 82 erzeugen Stoppulse Px1 bis Px4. Nachdem der Flankenpuls EP eingegeben ist, werden die Stoppulse Px1 bis Px4 an der ersten Vorderflanke des Taktes CLK hoch gesteuert. Danach werden die Stoppulse Px1 bis Px4 an den dritten bis sechsten Vorderflanken des Taktes CLK niedrig gesteuert. Ein Selektor 83 wählt gemäß einem Auswahlsignal einen der Stoppulse Px1 bis Px4 aus und gibt den ausgewählten als Puls Px ab. Die Dauer des Pulses Px kann somit variabel gemacht werden.
Wie oben beschrieben wurde, wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Periode, während der eine Integration tatsächlich ausgeführt wird, innerhalb einer Integrationsperiode als [Integrationsperiode-Stopperiode] ausgedrückt. Ein Verhältnis I/C kann erhöht werden, und eine Änderungsrate kann erhöht werden, bei der eine Anschlußspannung einen Übergang macht. Folglich kann z.B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator auftretendes Zittern minimiert werden, und ein durch einen Frequenz-Spannungs-Wandler angebotenes Signal-Rausch-Verhältnis kann verbessert werden.

Claims

Integrationsverfahren mit einem Ladungsschritt zum Laden eines Integrierkondensators innerhalb einer Integrationsperiode und einem Spannungsdetektionsschritt zum Detektieren einer am Integrationskondensator entwickelten Spannung, worin der Ladungsschritt umfaßt: einen Stromzufuhrschritt zum Zuführen eines Stroms zum Integrierkondensator; und einen Stoppschritt zum Stoppen einer Ladung des Integrierkondensators während einer vorbestimmten Periode basierend auf einem Taktsignal.
Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin ein Strom, mit dem der Integrierkondensator beim Stromzufuhrschritt geladen wird, ein bezeichneter Strom ist und der Zeitablauf, gemäß dem die am Integrierkondensator entwickelte Spannung eine vorbestimmte Spannung erreicht, wenn der Integrierkondensator mit dem bezeichneten Strom geladen wird, beim Spannungsdetektionsschritt detektiert wird.
Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin ein Strom, mit dem der Integrierkondensator beim Stromzufuhrschritt geladen wird, ein vorbestimmter Strom ist, die Integrationsperiode eine bezeichnete Periode ist und beim Spannungsdetektionsschritt die Spannung detektiert wird, die am Integrierkondensator entwickelt wird, wenn der Integrierkondensator mit dem vorbestimmten Strom während einer Periode geladen wird, die übrigbleibt, nachdem die beim Stoppschritt eingestellte Periode von der Integrationsperiode substrahiert ist.
Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin der Stromzufuhrschritt in einen dem Stoppschritt vorausgehenden ersten Stromzufuhrschritt und in einen dem Stoppschritt folgenden zweiten Stromzufuhrschritt zerfällt.
Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin die vorbestimmte Periode, während der eine Ladung des Integrierkondensators gestoppt ist, variabel ist.
Integrationsschaltung, aufweisend: einen Integrierkondensator; eine Stromquelle zum Zuführen eines Stroms zum Integrierkondensator; einen Schalter, der auf einem Weg installiert ist, entlang dem von der Stromquelle dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird; eine Detektionsschaltung zum Detektieren einer beim Integrierkondensator entwickelten Spannung; und eine Steuerschaltung zum Steuern des Schalters, so daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während einer Integrationsperiode ein Strom zugeführt wird, worin die Integrationsperiode in eine Stromzufuhrperiode und eine Stopperiode zerfällt; und die Steuerschaltung den Schalter basierend auf einem Taktsignal so steuert, daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stromzufuhrperiode ein Strom zugeführt wird und von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stopperiode kein Strom zugeführt wird.
Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin der von der Stromquelle zuzuführende Strom ein bezeichneter Strom ist und die Detektionsschaltung den Zeitablauf detektiert, gemäß dem die am Integrierkondensator entwickelte Spannung die vorbestimmte Spannung erreicht, wenn der Integrierkondensator mit dem bezeichneten Strom geladen wird.
Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin der von der Stromquelle zuzuführende Strom ein vorbestimmter Strom ist, die Integrationsperiode eine bezeichnete Periode ist und die Detektionsschaltung die Spannung detektiert, die am Integrierkondensator entwickelt wird, wenn der Integrierkondensator mit dem vorbestimmten Strom während einer Periode geladen wird, die übrig bleibt, nachdem die beim Stoppschritt eingestellte Periode von der Integrationsperiode subtrahiert ist.
Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin die Stromzufuhrperiode in eine dem Stoppschritt vorausgehende erste Stromzufuhrperiode und eine dem Stoppschritt folgende zweite Stromzufuhrperiode zerfällt.
Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin die vorbestimmte Periode, während der eine Ladung des Integrierkondensators gestoppt ist, variabel ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator zum Abgeben eines oszillierenden Signals, dessen Frequenz in Abhängigkeit vom Spannungspegel eines Eingangssignals variiert, aufweisend: einen Integrierkondensator; eine Ladungs/Entladungsschaltung zum Laden oder Entladen des Integrierkondensators mit einem dem Spannungspegel des Eingangssignals proportionalen Strom; eine Referenzpegelquelle zum selektiven Abgeben eines ersten Referenzpegels und eines zweiten Referenzpegels; eine Vergleichsschaltung zum Vergleichen einer am Integrierkondensator entwickelten Spannung mit einem von der Referenzpegelquelle abgegebenen Referenzpegel und Ausgeben der Ergebnisse eines Vergleichs in Form des oszillierenden Signals; und eine Steuerschaltung zum Steuern einer Ladung und Entladung des Integrierkondensators durch die Ladungs/Entladungsschaltung, worin die Referenzpegelquelle die ersten und zweiten Referenzpegel als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd abgibt; und die Steuerschaltung die Ladungs/Entladungsschaltung so steuert, daß die Ladungs/Entladungsschaltung eine Ladung und Entladung des Integrierkondensators als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd schalten, eine Ladung während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode basierend auf einem Taktsignal stoppen und eine Entladung während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Entladungsperiode basierend auf einem Taktsignal stoppen wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, worin die Ladungs/Entladungsschaltung eine erste Stromquelle zum Zuführen des dem Spannungspegel des Eingangssignals proportionalen Stroms zum Integrierkondensator und eine zweite Stromquelle aufweist, um zu veranlassen, daß der dem Spannungspegel des Eingangssignals proportionale Strom vom Integrierkondensator fließt.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 12, worin die Steuerschaltung einen Stoppschalter aufweist, der auf einem Weg installiert ist, entlang dem ein Strom zum Laden oder Entladen des Integrierkondensators fließt, einen zwischen der ersten Stromquelle und dem Stoppschalter angeordneten ersten Schalter, einen zweiten Schalter, der zwischen der zweiten Stromquelle und dem Stoppschalter angeordnet ist und in Verbindung mit Phasen abwechselnd geschlossen und geöffnet wird, die entgegengesetzt zu Phasen sind, mit denen der erste Schalter geschlossen und geöffnet wird, und eine Stoppsignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Stoppsignals, das während der vorbestimmten Periode aktiv wird, als Antwort auf das oszillierende Signal; und der Stoppschalter als Antwort auf das Stoppsignal geöffnet wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 13, worin die Stoppsignal-Erzeugungsschaltung eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Flankenpulses durch Detektieren der Übergangsflanke des oszillierenden Signals und eine Schaltsignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen des Stoppsignals aus dem Flankenpuls und einem Takt aufweist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 14, worin die Schaltsignal-Erzeugungsschaltung einen ersten D-Flipflop zum Eingeben eines ersten logischen Pegels durch einen Dateneingangsanschluß davon, mehrere D-Flipflops, die mit dem ersten D-Flipflop als dem Flipflop der ersten Stufe hintereinander geschaltet sind, so daß jedes D-Flipflop über seinen Dateneingangsanschluß eine Positive-Phase-Ausgabe eines D-Flipflops der vorgehenden Stufe eingeben wird, und ein letztes D-Flipflop aufweist, um eine Entgegengesetzte-Phase-Ausgabe des letzten D-Flipflops der mehreren D-Flipflops durch einen Dateneingangsanschluß davon einzugeben; und der Takt an die Takteingangsanschlüsse des ersten D-Flipflops, der mehreren D-Flipflops und des letzten D-Flipflops angelegt wird und der Flankenpuls an deren Rücksetzanschlüsse angelegt wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, worin die vorbestimmte Periode innerhalb der Ladungsperiode, während der eine Ladung gestoppt ist, und die vorbestimmte Periode innerhalb der Entladungsperiode, während der eine Entladung gestoppt ist, variabel sind.
Frequenz-Spannungs-Wandler zum Erzeugen einer von der Frequenz eines oszillierenden Eingangssignals abhängigen Spannung, aufweisend: einen Integrierkondensator; eine Rücksetzschaltung zum Zurücksetzen der Anschlußspannung des Integrierkondensators bei Intervallen von einem Zyklus des oszillierenden Signals; eine Konstantstromquelle zum Laden des Integrierkondensators mit einem Konstantstrom; eine Ladungssteuerschaltung zum Steuern einer Ladung, so daß eine Ladung basierend auf einem Taktsignal während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode gestoppt wird, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird; und eine Abtast- und Halteschaltung zum Abtasten einer Spannung und Halten dieser, die am Integrierkondensator am Ende der Ladungsperiode, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird, entwickelt ist.
Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 17, worin die Rücksetzschaltung eine Recktecksignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Rechteckwellensignals durch Vergleichen des Eingangssignals mit einer vorbestimmten Spannung, eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Flankenpulses durch Detektieren der Vorderflanke oder Rückflanke des Rechteckwellensignals, eine Verzögerungsschaltung zum Verzögern des Flankenpulses und Abgeben eines verzögerten Flankenpulses und einen Rücksetzschalter aufweist, der zwischen dem Integrierkondensator und einer Rücksetzspannungsquelle angeordnet ist und als Antwort auf den verzögerten Flankenpuls geschlossen wird.
Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 18, worin die Ladungssteuerschaltung eine Stoppsignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Stoppsignals, das während der vorbestimmten Periode, während der eine Ladung gestoppt ist, aktiv wird, aus dem verzögerten Flankenpuls und einem Takt und einen Schalter aufweist, der zwischen dem Integrierkondensator und einer Konstantstromquelle angeordnet ist und als Antwort auf das Stoppsignal geöffnet wird.
Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 19, worin die Stoppsignal-Erzeugungsschaltung ein erstes D-Flipflop zum Eingeben eines ersten logischen Pegels durch einen Dateneingangsanschluß davon, mehrere D-Flipflops, die mit dem ersten D-Flipflop als einem Flipflop der ersten Stufe hintereinander geschaltet sind, so daß jedes D-Flipflop eine Positive-Phase-Ausgabe eines D-Flipflops der vorhergehenden Stufe durch einen Dateneingangsanschluß davon eingeben wird, und ein letztes D-Flipflop aufweist, um eine Entgegengesetzte-Phase-Ausgabe des letzten D-Flipflop der mehreren D-Flipflops durch einen Dateneingangsanschluß davon einzugeben; und ein Takt an die Takteingangsanschlüsse des ersten D-Flipflops, der mehre ren D-Flipflops und des letzten D-Flipflops angelegt wird und der Flankenpuls an deren Rücksetzanschlüsse angelegt wird.
Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 17, worin die vorbestimmte Periode innerhalb der Ladungsperiode, während der eine Ladung gestoppt ist, und die vorbestimmte Periode innerhalb der Entladungsperiode, während der eine Entladung gestoppt ist, variabel sind.