DE19934795A1

DE19934795A1 - Integrationsverfahren und Integrationsschaltung, die ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis bieten, und spannungsgesteuerter Oszillator und Frequenz-Spannungswandler, der eine Integrationsschaltung verwendet

Info

Publication number: DE19934795A1
Application number: DE19934795A
Authority: DE
Inventors: Yuji Segawa; Kunihiko Gotoh
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Socionext Inc
Priority date: 1998-07-31
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2000-03-23
Anticipated expiration: 2019-07-29
Also published as: JP3567747B2; US6211746B1; DE19934795B4; FR2781942B1; FR2781942A1; JP2000048113A

Abstract

Offenbart werden eine Integrationsschaltung, die das Verhältnis eines Stroms zu einer Kapazität, I/C, wesentlich erhöhen kann, und ein spannungsgesteuerter Oszillator und ein Frequenz-Spannungs-Wandler, welche die Integrationsschaltung verwenden. Die Integrationsschaltung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Stromquelle, einen Schalter, eine Detektionsschaltung und eine Steuerschaltung. Die Stromquelle führt dem Integrierkondensator Strom zu. Der Schalter ist auf einem Weg installiert, entlang dem von der Stromquelle dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird. Die Detektionsschaltung detektiert eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung. Die Steuerschaltung steuert den Schalter, so daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während einer Integrationsperiode Strom zugeführt wird. Die Integrationsperiode zerfällt in eine Stromzufuhrperiode und eine Stopperiode. Die Steuerschaltung steuert den Schalter, so daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stromzufuhrperiode Strom zugeführt wird und von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stopperiode kein Strom zugeführt wird.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Integrati onsverfahren und eine Integrationsschaltung, die für elektro nische Schaltungen weithin übernommen wurden, und einen für elektronische Schaltungen weithin übernommenen spannungsge steuerten Oszillator und auf einen die Integrationsschaltung verwendenden Frequenz-Spannungs-Wandler. Diese Erfindung be faßt sich insbesondere mit einem Integrationsverfahren und einer Integrationsschaltung, die für Anwendungen geeignet sind, in denen eine Variation in einem für ein Laden oder Entladen eines Integrierkondensators relevanter Faktor in ei nen vorbestimmten schmalen Bereich fällt. Diese Erfindung be faßt sich auch mit einem spannungsgesteuerten Oszillator und einem die Integrationsschaltung verwendenden Frequenz- Spannungs-Wandler.

2. Beschreibung der verwandten Technik

Eine Integrationsschaltung ist als Teil einer elektroni schen Schaltung weithin übernommen. Wenn eine Zufuhr von Gleichstrom zu einem Integrierkondensator gestartet wird, steigt eine Anschlußspannung oder eine an einem Anschluß der Integrationsschaltung entwickelte Spannung im Verlauf der Zeit an. Unter der Annahme, daß ein Strom I ist, die An schlußspannung Vc ist, die Kapazität des Integrierkondensa tors C ist und eine Integrationszeit T ist, ist die Beziehung Vc = (I/C)×T eingerichtet. C ist hierin ein festgelegter Wert.

Wenn die Integrationsschaltung als Teil einer elektroni schen Schaltung verwendet wird, wird die obige Beziehung ge nutzt. Eine von I, T und Vc wird auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, und eine andere davon wird variiert. Eine Varia tion in der verbleibenden wird detektiert. Zum Beispiel kann die Integrationsschaltung als Teil eines spannungsgesteuerten Oszillators verwendet werden. In diesem Fall werden zwei Re ferenzspannungen bestimmt, und der Strom I wird proportional zu einer Spannung zum Induzieren einer Ladung variiert. Wenn Vc eine erste (höhere) Referenzspannung erreicht, wird ein Ausgangssignal variiert. Zur gleichen Zeit wird der Strom I zum Induzieren einer Entladung variiert. Wenn Vc die zweite (niedrigere) Referenzspannung erreicht, wird das Ausgangs signal variiert. Der Strom I wird zum Induzieren einer Ladung wieder variiert. Folglich oszilliert das Ausgangssignal bei einer von einer Spannung abhängigen Frequenz.

In dieser Art eines spannungsgesteuerten Oszillators kann z. B. Rauschen auf einer Referenzspannung überlagert werden. In diesem Fall wird eine Entladungsperiode, während der ein Integrierkondensator entladen wird, instabil. Dies verursacht ein Schwanken oder Zittern im Ausgangssignal und wirft ein Problem insofern auf, als ein oszillierendes Signal mit hoher Präzision nicht erzeugt werden kann. Solange die Größe des Rauschens nicht geändert wird, bezieht sich das Zittern auf das Verhältnis des Stroms I zur Kapazität C, I/C. Um das Zit tern zu reduzieren, muß das Verhältnis I/C erhöht werden, und eine Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung der Inte gralkapazität einen Übergang macht, muß erhöht werden. Die Integrationszeit ist jedoch mit dem Zyklus des oszillierenden Signals bestimmt. Eine Differenz zwischen den beiden Refe renzspannungen kann nicht vergrößert werden. Folglich ist es unmöglich, das Verhältnis I/C zu erhöhen.

Außerdem verwendet ein Frequenz-Spannungs-Wandler die In tegrationsschaltung als Teil einer elektronischen Schaltung. Ein Eingangssignal ist z. B. ein Nulldurchgangssignal. Wenn das Eingangssignal einen Nullpegel kreuzt, wird ein pulsie rendes Signal erzeugt. Das pulsierende Signal wird verwendet, um die Integrationsschaltung zurückzusetzen. Eine Anschluß spannung oder eine an einem Anschluß der Integrationsschal tung entwickelte Spannung wird abgetastet und gehalten. Auf der Basis der Anschlußspannung wird dann ein Ausgangssignal erzeugt.

Falls eine Änderungsrate, bei der sich die Frequenz eines Eingangssignals ändert, niedrig ist, ist in dem Frequenz- Spannungs-Wandler eine Änderungsrate, bei der sich der Span nungspegel eines Ausgangssignals ändert, auch niedrig. Dies wirft ein Problem insofern auf, als das Ausgangssignal für Rauschen anfällig ist und der Frequenz-Spannungs-Wandler hin sichtlich des Ausgangssignals an einem schlechten Signal-Rausch-Verhältnis leidet. Um dieses Problem zu lösen, sollte das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapazität C erhöht wer den, und die Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators einen Übergang macht, sollte erhöht werden. Wenn I/C erhöht wird, übersteigt Vc einen Spannungs pegel, der abgetastet und gehalten werden kann. Dies ist ein Problem, und I/C kann daher nicht angehoben werden.

Wie oben erwähnt wurde, wird, soweit eine die Integrati onsschaltung verwendende Schaltung betroffen ist, bevorzugt, das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität zum Mini mieren des Einflusses von Rauschen zu erhöhen. In der Praxis gibt es jedoch eine Schwierigkeit beim Erhöhen von I/C.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Integrationsverfahren und eine Integrationsschaltung zu realisieren, die das Verhältnis I/C eines Stroms zu einer Ka pazität wesentlich erhöhen können. Außerdem besteht eine Auf gabe der vorliegenden Erfindung darin, einen die Integrati onsschaltung verwendenden spannungsgesteuerten Oszillator zum Reduzieren von Zittern und einen ein hohes Signal-Rausch-Ver hältnis bietenden Frequenz-Spannungs-Wandler zu realisie ren.

In dem Integrationsverfahren und der Integrationsschal tung der vorliegenden Erfindung ist eine Integration ausge setzt oder suspendiert (suspended). Der vorliegende Erfinder hat seine/ihre Aufmerksamkeit auf die Tatsache gerichtet, daß für eine Ladung oder Entladung der Integrationsschaltung re levante Faktoren, d. h. ein Lade- oder Entladestrom, eine Re ferenzspannung oder Detektionsspannung und eine Zeit, inner halb eines beschränkten Bereichs variieren. Eine Periode, während der eine Integration suspendiert ist, fällt in einen Bereich von Variationen in der Zeit, die von einer Integrati on benötigt wird. Falls das Ende einer Integration detektiert werden kann, obgleich eine Integration suspendiert ist, kön nen notwendige Aktionen ausgeführt werden. Außerdem ist eine Integrationszeit wesentlich verkürzt. Folglich kann das Ver hältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität im wesentlichen erhöht werden.

Mit anderen Worten, ein Integrationsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen Ladungsschritt, bei dem ein Integrierkondensator geladen wird, und einen Spannungsde tektionsschritt, bei dem eine am Integrierkondensator entwic kelte Spannung detektiert wird. Der Ladungsschritt enthält einen Stromzufuhrschritt, bei dem dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird, und einen Stoppschritt, bei dem eine Ladung des Integrierkondensators während einer vorbestimmten Periode gestoppt ist.

Eine Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfin dung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Stromquelle, ei nen Schalter, eine Detektionsschaltung und eine Steuerschal tung. Die Stromquelle liefert Strom an den Integrierkonden sator. Der Schalter ist auf einem Weg installiert, entlang dem von der Stromquelle dem Integrierkondensator Strom zuge führt wird. Die Detektionsschaltung detektiert eine am Inte grierkondensator entwickelte Spannung. Die Steuerschaltung steuert den Schalter, so daß von der Stromquelle dem Inte grierkondensator während einer Integrationsperiode Strom zu geführt wird. Die Integrationsperiode zerfällt in eine Strom zufuhrperiode und eine Stopperiode. Die Steuerschaltung steu ert den Schalter, so daß während der Stromzufuhrperiode dem Integrierkondensator von der Stromquelle Strom zugeführt wird und während der Stopperiode von der Stromquelle dem Inte grierkondensator kein Strom zugeführt wird.

Die Stopperiode, während der eine Stromzufuhr gestoppt ist, kann in der Mitte der Integrationsperiode oder an ihrem Beginn eingestellt sein. Es ist jedoch erforderlich, daß das Ende einer Integration detektiert werden kann. Außerdem muß die Stopperiode, während der eine Stromzufuhr gestoppt ist, exakt konstant sein, kann aber variabel sein.

Ein spannungsgesteuerter Oszillator gemäß der vorliegen den Erfindung umfaßt einen Integrierkondensator, eine La dungs/Entladungsschaltung, eine Referenzpegelquelle, eine Vergleichsschaltung und eine Steuerschaltung. Die Ladungs/Ent ladungsschaltung lädt oder entlädt den Integrierkondensator unter Verwendung eines Stroms, der dem Spannungspegel eines Eingangssignals proportional ist. Die Referenzpegelquelle gibt selektiv einen ersten Referenzpegel und einen zweiten Referenzpegel ab. Die Vergleichsschaltung vergleicht eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung mit einem Referenz pegel, der von der Referenzpegelquelle abgegeben wurde, und gibt die Ergebnisse eines Vergleichs in Form eines oszillie renden Signals aus. Die Steuerschaltung steuert eine Ladung und Entladung des Integrierkondensators durch die La dungs/Entladungsschaltung. Die Referenzpegelquelle gibt als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd die ersten und zweiten Referenzpegel ab. Die Steuerschaltung schaltet als Antwort auf das oszillierende Signal abwechselnd Ladung und Entladung des Integrierkondensators um. Die Steuerschal tung steuert die Ladungs/Entladungsschaltung, so daß während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode die Ladungs/Entladungsschaltung eine Ladung stoppen wird und während der gleichen vorbestimmten Periode innerhalb einer Entladungsperiode die Ladungs/Entladungsschaltung eine Entla dung stoppen wird.

Soweit es einen tatsächlichen spannungsgesteuerten Oszil lator betrifft, ist es selten, daß die Spannung eines Ein gangssignals innerhalb eines weiten Bereichs variiert. Nor malerweise variiert das Eingangssignal innerhalb eines be schränkten Bereichs. Der spannungsgesteuerte Oszillator der vorliegenden Erfindung behandelt das Eingangssignal, dessen Spannungsvariation beschränkt ist, und erzeugt ein oszillie rendes Signal, das wenig Zittern zeigt. Da die Spannungsva riation im Eingangssignal beschränkt ist, ist eine Variation in der Frequenz klein, bei der das Ausgangssignal oszilliert. Folglich ist eine Variation in der Integrationsperiode klein. Selbst wenn eine Integration während einer vorbestimmten Zeit, die kürzer als die untere Grenze der Integrationsperi ode ist, gestoppt wird, kann der Spannungssteueroszillator ähnlich einem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator wirken. Ein proportional zur Spannung des Eingangssignals er zeugter Strom und zwei Referenzpegel müssen hierin jedoch richtig bestimmt sein. Da die Integrationsperiode im wesent lichen kurz ist, selbst wenn der gleiche Integrierkondensator und die gleichen Referenzpegel wie diejenigen, die herkömmli cherweise übernommen wurden, verwendet werden, kann außerdem das Verhältnis I/C des Stroms zu einer Kapazität erhöht wer den. Außerdem kann der Einfluß eines Rauschens minimiert wer den. Folglich kann Zittern minimiert werden.

Ein Frequenz-Spannungs-Wandler gemäß der vorliegenden Er findung umfaßt einen Integrierkondensator, eine Rücksetz schaltung, eine Konstantstromquelle, eine Ladungssteuerschal tung und eine Abtast- und Halteschaltung. Die Rücksetzschal tung stellt eine am Integrierkondensator entwickelte Spannung in Intervallen von einem Zyklus eines oszillierenden Signals zurück. Die Konstantstromquelle lädt den Integrierkondensator mit einem Konstantstrom. Die Ladungssteuerschaltung dehnt ei ne Steuerung aus, so daß eine Ladung während einer vorbe stimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode gestoppt wird, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird. Die Abtast- und Halteschaltung tastet die am Integrierkonden sator entwickelte Spannung am Ende der Ladungsperiode ab, in nerhalb der der Integrierkondensator geladen wird, und hält sie.

In einem tatsächlichen Frequenz-Spannungs-Wandler ist es selten, daß die Frequenz eines Eingangssignals innerhalb ei nes weiten Bereichs variiert. Normalerweise ist die Frequenz variation im Eingangssignal beschränkt. Der Frequenz- Spannungs-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung verarbei tet das Eingangssignal, von welchem eine Frequenzvariation beschränkt ist, und erzeugt eine genaue Spannung, wobei der Einfluß von Rauschen minimiert ist. Da die Frequenzvariation im Eingangssignal beschränkt ist, ist eine Variation in einer Integrationsperiode klein. Selbst wenn eine Integration wäh rend einer vorbestimmten Periode, die kürzer als die untere Grenze der Integrationsperiode ist, gestoppt wird, kann der Frequenz -Spannungs-Wandler ähnlich einem herkömmlichen Fre quenz-Spannungs-Wandler wirken. Der von der Konstantstrom quelle zuzuführende Strom muß hierin richtig eingestellt sein. Da die Integrationsperiode im wesentlichen kurz ist, obgleich der gleiche Integrierkondensator wie der herkömmli cherweise verwendete enthalten ist, kann außerdem das Ver hältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität erhöht werden. Außerdem kann der Einfluß von Rauschen minimiert werden. Schließlich kann eine Ausgangsspannung mit hoher Präzision bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis erzeugt werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorliegende Erfindung wird klarer aus der Beschrei bung verstanden, wie sie unten mit Verweis auf die Zeichnun gen dargelegt ist, worin:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel her kömmlicher Integrationsschaltungen zeigt;

Fig. 2A und Fig. 2B die Beziehung zwischen der Aktion der in Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Integrationsschaltung und Faktoren zeigen;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel her kömmlicher spannungsgesteuerter Oszillatoren zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden;

Fig. 4 Aktionen anzeigt, die im in Fig. 3 gezeigten span nungsgesteuerten Oszillator ausgeführt werden;

Fig. 5 die Aktion einer Schalteinheit, die in dem in Fig. 3 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillator enthalten ist, und den Einfluß von Rauschen anzeigt;

Fig. 6 ein Beispiel herkömmlicher Frequenz-Spannungs-Wandler zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden;

Fig. 7 Aktionen anzeigt, die in dem in Fig. 6 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler durchgeführt werden;

Fig. 8 die Grundkonfiguration einer Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 9A und Fig. 9B die Aktion der Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen;

Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines spannungsgesteuerten Oszillators der ersten Ausfüh rungsform zeigt, der die Integrationsschaltung gemäß der vor liegenden Erfindung verwendet;

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung zeigt, die in der ersten Ausführungsform verwendet wird;

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm ist, das Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung ausgeführt werden;

Fig. 13 Aktionen anzeigt, die in dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der ersten Ausführungsform ausgeführt wer den;

Fig. 14 ein erläuterndes Diagramm ist, das eine Differenz im Auftreten von Zittern zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausführungsform und dem der verwandten Technik betrifft;

Fig. 15 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines Frequenz-Spannungs-Wandlers der zweiten Ausführungsform zeigt, der die Integrationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;

Fig. 16 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer in der zweiten Ausführungsform verwendeten Stoppuls-Er zeugungsschaltung zeigt;

Fig. 17 Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeugungs schaltung ausgeführt werden;

Fig. 18 Aktionen anzeigt, die in dem Frequenz-Spannungs-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform durchgeführt wer den;

Fig. 19 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung mit variabler Pulsdauer zum Erzeugen eines Pulses zeigt, dessen Dauer variabel ist; und

Fig. 20 Aktionen anzeigt, die in der Stoppuls-Erzeu gungsschaltung mit variabler Pulsdauer ausgeführt werden.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Bevor mit einer ausführlichen Beschreibung der bevorzug ten Ausführungsformen weitergemacht wird, werden mit Verweis auf die darauf bezogenen beiliegenden Zeichnungen für ein klareres Verständnis der Unterschiede zwischen der herkömmli chen Technik und der vorliegenden Erfindung ein herkömmliches Integrationsverfahren und eine herkömmliche Integrations schaltung, ein herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillator und ein herkömmlicher Frequenz-Spannungs-Wandler beschrieben.

Eine Integrationsschaltung ist weithin als Teil einer elektronischen Schaltung übernommen. Fig. 1 ist ein Schal tungsdiagramm, das ein Beispiel herkömmlicher Integrations schaltungen zeigt. Bezugnehmend auf Fig. 1 bietet ein Inte grierkondensator 1 eine Kapazität C an, und eine Stromquelle 2 führt dem Integrierkondensator 1 Gleichstrom zu. Eine Steu erschaltung 3 führt der Stromquelle 2 ein Integrationssignal IS zu, um die Stromquelle zu steuern. Eine Detektionsschal tung 4 detektiert eine Anschlußspannung Vc oder eine an einem Anschluß des Integrierkondensators 1 entwickelte Spannung. Wenn das Integrationssignal IS von der Steuerschaltung 3 ab gegeben wird, liefert die Stromquelle 2 einen Gleichstrom an den Integrierkondensator 1. Die Anschlußspannung Vc des Inte grierkondensators steigt mit dem Verlauf der Zeit gemäß dem Strom I an, der von der Stromquelle 2 zugeführt wird. Die An schlußspannung Vc, die Kapazität C des Integrierkondensators und eine Integrationszeit T weisen die Beziehung Vc = (I/C)×T auf. Die Detektionsschaltung 4 ist z. B. einem Komparator zum Vergleichen der Anschlußspannung Vc mit einer Referenz spannung oder einer Abtast- und Halteschaltung zum Abtasten und Halten der Anschlußspannung Vc äquivalent.

In der Integrationsschaltung ist C konstant. Eine belie bige von I, T und Vc ist gemäß der obigen Beziehung auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, und eine andere davon wird variiert. Eine Änderung in der verbleibenden wird detektiert. Zum Beispiel zeigt Fig. 2A den variierten Strom I, der von der Stromquelle zugeführt wird, in Beziehung zu der Zeit t, die erforderlich ist, bis die Anschlußspannung Vc die vorbe stimmte Spannung Vt erreicht. Die Zeit t, die erforderlich ist, bis Vc Vt erreicht, variiert in Abhängigkeit vom Strom I. Außerdem zeigt Fig. 2B die variierte Zeit t in einer Be ziehung zur Anschlußspannung Vc mit dem auf einen vorbestimm ten Wert eingestellten Strom I. Beispiele von die Integrati onsschaltung verwendenden Schaltungen werden unten beschrie ben.

Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel her kömmlicher spannungsgesteuerter Oszillatoren zeigt, die eine Integrationsschaltung verwenden. Bezugnehmend auf Fig. 3 emp fängt ein Spannungs-Strom-Wandler 5 eine Eingangsspannung Vin (Steuerspannung). Ein Widerstand 6 bestimmt einen Ausgangs strom des Spannungs-Strom-Wandlers 5. Ströme, die von strom gesteuerten Stromquellen 7 und 8 zugeführt werden sollen, werden gemäß dem Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers 5 gesteuert. Unter der Annahme, daß ein durch den Widerstand 6 angebotener Widerstand R ist, ist die Beziehung I = Vin/R eingerichtet. Ein Integrierkondensator 9 und ein Komparator 10 sind gezeigt. Der Komparator 10 gibt die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 durch seinen invertierenden Eingangsanschluß 10A ein. Eine Referenzspannung V_RH oder V_RL (< V_RH) wird durch seinen nicht-invertierenden Eingangsan schluß 10B eingegeben. Ein oszillierendes Signal (VCO-Aus gabe) Sout, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator abge geben wird, wird an seinem Ausgangsanschluß entwickelt. Ein Schalter 11 weist dessen Ein- und Aus-Zustände auf, die auf der Grundlage des oszillierenden Signals Sout gesteuert wer den. Wenn das oszillierende Signal Sout hoch ist, ist der Schalter 11 eingeschaltet. Wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, ist der Schalter 11 ausgeschaltet. Der Inverter 12 invertiert das oszillierende Signal Sout. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 13 werden auf der Basis einer Ausgabe des Inverters 12 gesteuert. Wenn die Ausgabe des In verters 12 hoch ist, ist der Schalter 13 eingeschaltet. Wenn die Ausgabe des Inverters 12 niedrig ist, ist der Schalter 13 ausgeschaltet. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 14 werden auf der Grundlage des oszillierenden Signals Sout ge steuert. Die Referenzspannung V_RH wird an einen Eingangsan schluß 14A des Schalters 14 angelegt, während das Referenzsi gnal V_RL an dessen Eingangsanschluß 14B angelegt wird. Dessen Ausgangsanschluß 14C ist mit dem nicht-invertierenden Ein gangsanschluß 10B des Komparators 10 verbunden. Wenn das os zillierende Signal Sout hoch ist, ist der Eingangsanschluß 14A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 14C verbun den. Wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, ist der Eingangsanschluß 14B mit dem Ausgangsanschluß 14C verbunden. Der in Fig. 3 gezeigte spannungsgesteuerte Oszillator nutzt die Integrationsschaltung zum Detektieren der Zeit, die er forderlich ist, bis die Anschlußspannung Vc die vorbestimmte Spannung V_RH oder V_RL erreicht, wenn der Strom wie in Fig. 2 angezeigt variiert wird.

Fig. 4 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen anzeigt, die in dem in Fig. 3 gezeigten herkömmlichen spannungsgesteu erten Oszillator ausgeführt werden. Wie veranschaulicht, ist der Eingangsanschluß 14B des Schalters 14 in dem herkömmli chen spannungsgesteuerten Oszillator, beispielsweise wenn das oszillierende Signal Sout niedrig ist, mit seinem Ausgangs anschluß 14C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 10B des Komparators 10 angelegt. Der Schalter 11 wird ausgeschaltet. Die Ausgabe des Inverters 12 wird hoch getrieben oder gesteuert. Der Schalter 13 wird eingeschaltet. Folglich fließt vom Integrierkondensa tor 9 ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Gleichstrom zur stromgesteuerten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit. Wenn die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenzspannung V_RL erreicht, wird das oszillierende Signal Sout hoch gesteuert.

Folglich wird der Eingangsanschluß 14A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 14C verbunden. Die Referenzspan nung V_RH wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 10B des Komparators 10 angelegt. Der Schalter 11 wird einge schaltet. Die Ausgabe des Inverters 12 wird niedrig gesteu ert. Der Schalter 13 wird ausgeschaltet. Folglich fließt von der stromgesteuerten Stromquelle 7 ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Gleichstrom zum Integrierkondensator 9. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 steigt mit dem Verlauf der Zeit an. Wenn die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenzspannung V_RH übersteigt, wird das oszillierende Signal Sout niedrig gesteuert. Danach werden die ähnlichen Aktionen wiederholt. Das oszillierende Signal Sout wird schließlich bei einer von der Eingangsspan nung Vin abhängigen Frequenz abgegeben. Der Zyklus T des os zillierenden Signals Sout wird als T = (C/I)×(V_RH-V_RL) ausgedrückt, wo C die Kapazität des Integrierkondensators 9 bezeichnet. Da die Beziehung I = Vin/R eingerichtet ist, wird der Zyklus T als T = (RC/Vin)×(V_RH-V_RL) ausgedrückt. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, ist der Strom I klein und der Zyklus T lang, wenn die Eingangsspannung Vin niedrig ist. Der Zyklus des Signals Sout ist nämlich lang. Wenn die Eingangsspannung Vin hoch ist, ist der Strom I groß, und der Zyklus T ist kurz. Der Zyklus eines Signals Sout' ist nämlich kurz.

Fig. 5 zeigt Aktionen, die während eines Zyklus des Si gnals Sout im in Fig. 3 gezeigten spannungsgesteuerten Oszil lator ausgeführt werden. Eine Flanke 17 der Spannung Vc, bei der das Signal Sout einen Übergang macht, ist vergrößert und in einer Einfügung 16 dargestellt, die mit abwechselnden lan gen und zwei kurzen Strichen eingeschlossen ist. Zum Beispiel nimmt man an, daß ein Rauschen einer Spannung ΔV auf der Re ferenzspannung V_RL überlagert ist. Eine Entladungsperiode, während der der Integrierkondensator 9 entladen wird, wird nach einem Zeitintervall instabil, das als ΔT = (C/I)×ΔV ausgedrückt wird, das in der mit abwechselnden langen und zwei kurzen Strichen eingeschlossenen Einfügung 16 in Fig. 5 geschrieben ist. Dies verursacht in dem oszillierenden Signal Sout Zittern. Folglich kann kein oszillierendes Signal mit hoher Präzision erzeugt werden. Dies ist ein Problem. Das gleiche findet auf den Fall Anwendung, in welchem ein Rau schen auf der Referenzspannung V_RH überlagert ist. Zum Redu zieren von Zittern muß das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapazität C erhöht werden. Eine Änderungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 einen Über gang macht, muß in solch einem Maß erhöht werden, daß die An schlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 die Referenz spannung nicht überschreiten wird. Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung führt jedoch eine Integration während eines Zeit intervalls aus, das mit einem Zyklus des oszillierenden Si gnals Vout zusammenfällt. Die Anschlußspannung Vc ist der In tegrationszeit proportional. Wenn das Verhältnis I/C erhöht wird, überschreitet die Spannung Vc die Referenzspannung. Das Verhältnis I/C muß daher hinsichtlich eines Bereichs, inner halb dem die Integrationszeit variiert, d. h. eines Bereichs, innerhalb dem der Zyklus des oszillierenden Signals variiert, und einer Differenz zwischen den Referenzspannungen, V_RH-V_RL, bestimmt werden. Das Verhältnis I/C kann daher nicht auf einen großen Wert eingestellt werden.

Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel eines eine Integrationsschaltung verwendenden herkömmlichen Fre quenz-Spannungs-Wandlers zeigt. Bezugnehmend auf Fig. 6 teilt ein Komparator 19 die Wellenform eines Eingangssignals Sin in bezug auf eine Erdungsspannung 0 V auf, und gibt ein Rechteck wellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangs signal Si ab. Das Eingangssignal Si ist an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß 19A des Komparators 19 ange legt, und die Erdungsspannung 0 V ist an einen invertierenden Eingangsanschluß 19B davon angelegt. Außerdem detektiert eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 die Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorder flanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Ei ne Verzögerungsschaltung 21 verzögert den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Die Ein- und Aus-Zustände eines Schalters 22 werden auf der Grundlage des ver zögerten Flankenpulses Prd gesteuert, der von der Verzöge rungsschaltung 21 abgegeben wird. Der Schalter 22 wird einge schaltet, wenn der verzögerte Flankenpuls Prd zugeführt wird. Wenn der verzögerte Flankenpuls Prd nicht zugeführt wird, ist der Schalter 22 ausgeschaltet. Außerdem führt eine Konstant stromquelle 24 einem Integrierkondensator 23 Gleichstrom zu. Eine Abtast- und Halteschaltung 25 tastet unter Verwendung des verzögerten Flankenpulses Prd als Abtastsignal eine An schlußspannung Vc oder eine an einem Anschluß des Integrier kondensators 23 entwickelte Spannung ab und hält sie. Der in Fig. 6 gezeigte Frequenz-Spannungs-Wandler nutzt die Integra tionsschaltung zum Detektieren der Anschlußspannung Vc, deren Werte während einer variierenden Zeit (Zyklus eines Eingangs signals) mit dem konstant gehaltenen Strom I integriert wer den.

Fig. 7 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen zeigt, die in dem in Fig. 6 gezeigten herkömmlichen Frequenz- Spannungs-Wandler ausgeführt werden. Eine Spannung Vout ist eine Ausgangsspannung der Abtast- und Halteschaltung 25 (Ausgangsspannung des Frequenz-Spannungs-Wandlers). Wenn z. B. ein Eingangssignal Sin wie das veranschaulichte eingegeben wird, teilt der Komparator 19 die Wellenform des Eingangs signals Sin in bezug auf die Erdungsspannung 0 V auf. Der Kom parator 19 gibt ein Rechteckwellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal Sin ab. Die Flankenpuls-Er zeugungsschaltung 20 detektiert die Vorderflanke des Recht eckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Die Ab tast- und Halteschaltung 25 tastet die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 unter Verwendung des Flankenpul ses Pr als Abtastsignal ab und hält sie.

Andererseits verzögert die Verzögerungsschaltung 21 den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Folglich wird der Schalter 22 eingeschaltet. Dies bewirkt, daß ein von der Konstantstromquelle 24 abgegebener Gleich strom in eine Erdung fließt. Der Integrierkondensator 23 wird entladen, und die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensa tors 23 wird auf 0 V zurückgesetzt. Wenn eine Anwendung des verzögerten Flankenpulses Prd auf den Schalter 22 beendet wird, wird der Schalter 22 ausgeschaltet. Von der Konstant stromquelle 24 wird dann dem Integrierkondensator 23 Gleich strom zugeführt. Eine Integration wird dann ausgeführt.

Die vorhergehenden Aktionen zur Integration werden in In tervallen von einem Zyklus des Eingangssignals Sin ausge führt. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 variiert wie veranschaulicht. Die Ausgangsspannung Vout der Abtast- und Halteschaltung 25 ist, wie veranschaulicht, dem Zyklus des Eingangssignals Sin proportional.

In dem in Fig. 6 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler ist die Ausgangsspannung Vout dem Zyklus des Eingangssignals Sin proportional. Wenn eine Änderungsrate Δf, mit der sich die Frequenz des Eingangssignals Sin ändert, niedrig ist, ist auch eine Änderungsrate ΔV niedrig, in der die Ausgangsspan nung Vout einen Übergang macht. Die Ausgangsspannung ist da her für Rauschen anfällig. Dies wirft insofern ein Problem auf, als der Frequenz-Spannungs-Wandler hinsichtlich der Aus gangsspannung Vout an einem schlechten Signal-Rausch-Ver hältnis leidet. Das Verhältnis I/C des Stroms I zur Kapa zität C sollte daher erhöht werden. Eine Änderungsrate, bei der die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 ei nen Übergang macht, sollte auf solch ein Maß erhöht werden, daß die Anschlußspannung Vc eine Spannung nicht überschreiten wird, die abgetastet und gehalten werden kann. Somit wird die Ausgangsspannung Vout ein Hochpräzisionssignal, das bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis abzugeben ist. Soweit die in Fig. 6 gezeigte Schaltung betroffen ist, wird jedoch eine In tegration über ein Zeitintervall ausgeführt, das mit einem Zyklus des Eingangssignals Sin zusammenfällt. Falls das Ver hältnis I/C erhöht würde, würde die Spannung Vc die Spannung überschreiten, die abgetastet und gehalten werden kann. Das Verhältnis I/C muß daher hinsichtlich eines Bereichs bestimmt werden, innerhalb dem die Integrationszeit variiert, d. h. ei nes Bereichs, innerhalb dem der Zyklus des Eingangssignals variiert, und eines Bereichs von Spannungen, die abgetastet und gehalten werden können. Das Verhältnis I/C kann nämlich nicht erhöht werden.

Wie oben erwähnt wurde, sollte, soweit eine eine Integra tionsschaltung verwendende Schaltung betroffen ist, das Ver hältnis I/C eines Stroms zu einer Kapazität vorzugsweise hoch genug sein, um den Einfluß von Rauschen zu minimieren. Das I/C kann jedoch nicht erhöht werden, weil die Anschlußspan nung des Integrierkondensators dessen Grenzwert überschrei tet.

Fig. 8 zeigt die Grundkonfiguration einer Integrations schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Wie veranschaulicht, umfaßt die Integrationsschaltung ge mäß der vorliegenden Erfindung zusätzlich zu den Komponenten der in Fig. 1 gezeigten herkömmlichen Integrationsschaltung einen Schalter 31 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30. Der Schalter 31 ist auf einem Weg installiert, entlang dem dem Integrierkondensator 1 von der Stromquelle 2 Strom zuge führt wird. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30 erzeugt den Stoppuls Px unter Verwendung des von der Steuerschaltung 3 gesendeten Integrationssignals IS und führt ihn dem Schalter 31 zu. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 30 erzeugt den Stoppuls Px, der während einer vorbestimmten Periode aktiv ist, unter Verwendung des Integrationssignals IS. Demgemäß ist während der vorbestimmten Periode der Schalter 31 geöff net.

Fig. 9A und Fig. 9B zeigen Aktionen an, die in der in Fig. 8 gezeigten Integrationsschaltung ausgeführt werden. Wie in Fig. 9A gezeigt ist, steigt der Stoppuls Px in einer Zeit TP an, nachdem das Integrationssignal IS ansteigt. Der Stoppuls Px ist während einer vorbestimmten Periode T0 aktiv hoch. Daher ist der Stoppuls Px nicht aktiviert (niedrig ge steuert). Selbst wenn eine Integrationsperiode T variiert, soll die Summe der Zeiten TP und T0 kleiner als die Periode T sein. Unter der Annahme, daß die untere Grenze der Integrati onsperiode T TS ist, wird die Beziehung TP + T0 < TS einge richtet. Die Stromquelle 2 führt während der Integrationspe riode T Strom zu. Während der Stoppuls Px hoch ist, ist je doch der Schalter 31 geöffnet. Ein Strom wird daher nur wäh rend eines Zeitintervalls T-T0 dem Integrierkondensator 1 zu geführt. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 1 steigt während des Zeitintervalls T-T0 proportional dem Strom I an. Die am Ende der Integrationsperiode T erreichte An schlußspannung Vce wird als (I/C)×(T-T0) ausgedrückt.

Wie oben erwähnt wurde, wird in der Integrationsschaltung der vorliegenden Erfindung eine Periode, während der eine In tegration ausgeführt wird, als T-T0 ausgedrückt. Solange die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 1 einen Bereich detektierbarer Spannungen nicht überschreitet, kann das I/C erhöht werden. Außerdem kann die Änderungsrate erhöht werden, mit der die Anschlußspannung Vc einen Übergang macht.

In dem in Fig. 9A gezeigten Beispiel steigt der Stoppuls Px in der Zeit TP nach dem Start der Integrationsperiode an. Alternativ dazu kann der Stoppuls Px, wie in Fig. 9B gezeigt ist, gleichzeitig mit dem Beginn der Integrationsperiode an steigen. In diesem Fall müssen die Zeiten T0 und TS die Be ziehung T0 < TS aufweisen.

Als nächstes wird eine Beschreibung der ersten Ausfüh rungsform vorgenommen, in der die in Fig. 8 gezeigte Integra tionsschaltung an einen spannungsgesteuerten Oszillator ange paßt ist.

Fig. 10 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der ersten Aus führungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der spannungs gesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform hat die gleichen Komponenten wie der in Fig. 3 gezeigte herkömmliche spannungsgesteuerte Oszillator. Ein Unterschied gegenüber dem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator liegt in einem Punkt, daß ein Schalter 47, eine Flankenpuls-Erzeugungsschal tung 14 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 enthalten sind. Der Schalter 44 ist auf einem Weg installiert, entlang dem ein Strom in den Integrierkondensator 9 fließt. Die Flan kenpuls-Erzeugungsschaltung 41 und die Stoppuls-Erzeugungs schaltung 44 werden verwendet, um einen Stoppuls Px zu erzeu gen, mit dem der Schalter 47 gesteuert wird. Wenn ein Hochpe gelsignal zugeführt wird, ist der Schalter 47 geschlossen. Ein Inverter invertiert den Stoppuls Px und führt einen re sultierenden Puls dem Schalter 47 zu. Die Flankenpuls-Erzeu gungsschaltung 41 enthält einen Inverter 42 zum Verzögern und Invertieren des oszillierenden Signals Sout, das vom Kompara tor 10 abgegeben wurde, und ein Exklusiv-ODER-Gatter 43, das das oszillierende Signal Sout und eine Ausgabe des Inverters 42 eingibt. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 42 erzeugt einen Flankenpuls EP, dessen Dauer kurz genug ist, um mit der Übergangsflanke des oszillierenden Signals Sout zu synchroni sieren.

Fig. 11 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 zeigt. D-Flipflops 50 bis 53 sind hintereinander in Reihe geschaltet, so daß ein Posi tive-Phase-Ausgangsanschluß Q auf einer vorhergehenden Stufe mit einem Dateneingangsanschluß D auf einer nachfolgenden Stufe verbunden sein wird. Ein Dateneingangsanschluß Q eines D-Flipflops 54 ist mit einem Entgegengesetzte-Phase-Ausgangs anschluß /Q des letzten D-Flipflops 53 verbunden. Ein Takt CLK wird in Takteingangsanschlüsse C der D-Flipflops 50 bis 54 eingegeben. Ein von der Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 41 abgegebener Flankenpuls EP wird an deren Rücksetzanschlüsse R angelegt. Außerdem ist der Dateneingangsanschluß D des ersten D-Flipflops 50 mit einer VCC-Netzleitung 55 verbunden. Ein Hochpegel-Logikpegel-Signal wird an den Dateneingangsanschluß D angelegt.

Fig. 12 zeigt die Aktionen, die in der in Fig. 11 gezeig ten Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 ausgeführt werden. Die D-Flipflops 50 bis 54 werden als Antwort auf den Flankenpuls EP zurückgesetzt. Positive-Phase-Ausgaben Q1, Q2 und Q3 der D-Flipflops 50 bis 52 werden niedrig gesteuert, und eine Nega tive-Phase-Ausgabe/Q4 des D-Flipflops 53 wird hoch gesteu ert. Der Stoppuls Px, der eine Positive-Phase-Ausgabe des D-Flipflops 54 ist, wird niedrig gesteuert. Wenn der Takt CLK ansteigt, wird daher die Positive-Phase-Ausgabe Q1 des D-Flipflops 50 hoch gesteuert, und der Stoppuls Px wird hoch gesteuert. Danach machen jedesmal, wenn der Takt ansteigt, die Ausgaben Q2, Q3 und/Q4 sukzessiv einen Übergang. Wenn die mit vier Zyklen des Taktes übereinstimmende Zeit verstreicht, geht Px niedrig. Der Takt wird durch Nutzen eines Kristallos zillators oder dergleichen erzeugt. Der Zyklus des Taktes ist exakt konstant. Die Periode, während der Px hoch bleibt, ist exakt konstant.

Fig. 13 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen zeigt, die im spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausfüh rungsform ausgeführt werden. Beispielsweise nehme man an, daß das oszillierende Signal Sout und der Stoppuls Px niedrig sind. Der Eingangsanschluß 42B des Schalters 14 ist mit des sen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 angelegt. Der Schalter 11 wird geöffnet, und der Schalter 13 wird geschlossen. Ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Strom fließt vom Integrierkondensator 9 zur stromgesteuerten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit.

Wenn die Anschlußspannung Vc auf die Referenzspannung V_RL fällt, wird das oszillierende Signal Sout doch gesteuert, und der Flankenpuls EP wird erzeugt. Demgemäß wird der Eingangs anschluß 42A des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RH wird an den nicht invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 ange legt. Der Schalter 11 wird geschlossen, und der Schalter 13 wird geöffnet. Außerdem bleibt der Stoppuls Px während der Zeit von dem Moment an, in dem der Flankenpuls EP in die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 eingegeben wird, bis zu dem Moment niedrig, in dem der Takt CLK ansteigt. Der Schalter 47 wird geschlossen. Ein der Eingangsspannung Vin proportionaler Strom fließt von der stromgesteuerten Stromquelle 7 zum Inte grierkondensator 9. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkon densators 9 steigt mit dem Verlauf der Zeit an.

Wenn der Takt CLK ansteigt, wird der von der Stoppuls-Er zeugungsschaltung 44 abgegebene Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 47 wird geöffnet. Eine Ladung des Integrierkon densators 9 durch die stromgesteuerte Stromquelle wird ge stoppt. Die Anschlußspannung Vc bleibt intakt.

Wenn die mit vier Zyklen des Taktes übereinstimmende Zeit verstreicht, wird danach der Stoppuls Px hoch-gesteuert. Der Schalter 47 wird wieder geschlossen. Demgemäß wird eine La dung des Integrierkondensators 9 durch die stromgesteuerte Stromquelle 7 erneut gestartet. Die Anschlußspannung Vc steigt mit dem Verlauf der Zeit an. Wenn die Anschlußspannung Vc bis zur Referenzspannung V_RH ansteigt, wird hierin das os zillierende Signal Sout niedrig gesteuert, und der Flanken puls EP wird erzeugt. Demgemäß wird der Eingangsanschluß 42B des Schalters 14 mit dessen Ausgangsanschluß 42C verbunden. Die Referenzspannung V_RL wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 38B des Komparators 38 angelegt. Der Schal ter 11 wird geöffnet, und der Schalter 13 wird geschlossen. Desgleichen bleibt der Stoppuls Px während der Zeit von dem Moment an, in dem der Flankenpuls EP in die Stoppuls-Erzeu gungsschaltung 44 eingegeben wird, bis zu dem Moment niedrig, in dem der Takt CLK ansteigt. Der Schalter 47 wird geschlos sen. Folglich fließt ein der Eingangsspannung Vin proportio naler Strom von dem Integrierkondensator 9 zur stromgesteuer ten Stromquelle 8. Die Anschlußspannung Vc des Integrierkon densators 9 fällt mit dem Verlauf der Zeit.

Wenn der Takt CLK ansteigt, wird gleichfalls der von der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 44 abgegebene Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 47 wird geöffnet. Folglich wird eine Entladung des Integrierkondensators 9 zur spannungsgesteuer ten Stromquelle 8 gestoppt, und die Anschlußspannung Vc bleibt intakt. Wenn die mit vier Zyklen des Taktes überein stimmende Zeit verstreicht, wird der Stoppuls Px hoch gesteu ert. Der Schalter 47 wird wieder geschlossen. Die obige Folge von Aktionen wird danach wiederholt.

Wie oben erwähnt wurde, wird die Zeit, während der der Integrierkondensator tatsächlich geladen wird, innerhalb ei ner Ladungszeit als Tc-T0 ausgedrückt. Die Zeit, während der der Integrierkondensator 9 tatsächlich entladen wird, inner halb einer Entladungszeit wird als Td-T0 ausgedrückt. Die La dungszeit, während der der Integrierkondensator 9 geladen wird, ist hierin Tc, die Entladungszeit, während der der In tegrierkondensator 9 entladen wird, ist Td, und die Dauer des Pulses Px ist T0. Eine Periode, während der eine Integration tatsächlich ausgeführt wird, innerhalb eines Zyklus des os zillierenden Signals wird als T-2T0 ausgedrückt. Folglich ist in dem spannungsgesteuerten Oszillator der ersten Ausfüh rungsform die Beziehung (T-2T0) = 2(RC/Vin)×(V_RH-V_RL) ein gerichtet.

Fig. 14 ist ein erläuterndes Diagramm, das den Einfluß betrifft, der auf die Entladungszeit, während der der Inte grierkondensator 9 entladen wird, ausgeübt wird, wenn Rau schen einer Spannung ΔV auf der Referenzspannung V_RL überla gert wird. Eine durchgezogene Linie Vc1 zeigt den Einfluß an, der in dieser Ausführungsform ausgeübt wird, während eine ge strichelte Linie Vc3 den Einfluß anzeigt, der in der in Fig. 3 gezeigten verwandten Technik ausgeübt wird. Außerdem reprä sentiert ΔT1 die Instabilität der Entladungszeit, während der der in dieser Ausführungsform verwendete Integrierkondensator 9 entladen wird. ΔT2 bezeichnet die Instabilität der Entla dungszeit, während der der in der verwandten Technik verwen dete Integrierkondensator 9 entladen wird. Wie veranschau licht, wird die Instabilität ΔT ausgedrückt als (C/1)×ΔV. Je niedriger das Verhältnis C/I ist, desto höher ist die Än derungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc einen Übergang macht. Die Instabilität ΔT verschwindet im Verhältnis. Das Verhältnis C/I in dieser Ausführungsform ist niedriger als dasjenige in der verwandten Technik. Die Änderungsrate, mit der die Anschlußspannung Vc in dieser Ausführungsform einen Übergang macht, ist höher. Falls das Rauschen ΔV auf der Re ferenzspannung überlagert wird, ist die Instabilität ΔT1 in dieser Ausführungsform kleiner als die Instabilität ΔT2 in der verwandten Technik. Die Instabilität ΔT bezieht sich auf den Zyklus des oszillierenden Signals Sout und verursacht Zittern. Aus diesem Grund ist das in dieser Ausführungsform auftretende Zittern kleiner.

Die Dauer des Stoppulses wird gemäß den Bedingungen zur Verwendung des spannungsgesteuerten Oszillators bestimmt. Je de andere Bedingung, z. B. das Verhältnis I/C, wird gemäß der Pulsdauer bestimmt. Der spannungsgesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform ist z. B. an einen Oszillator zum Er zeugen eines Trägers mit 455 kHz mit einer Abweichung von 3 kHz angepaßt. Diese Anpassung wird diskutiert. Da die Fre quenz des Trägers 455 kHz ist, ist dessen Zyklus T ungefähr 2,2 µs. Da die Frequenz die Abweichung von 3 kHz enthält, ist die Variation im Zyklus T ungefähr 15 ns. Von diesem Ge sichtspunkt aus sollte die Periode, während der eine Ladung oder Entladung tatsächlich ausgeführt wird, auf höchstens et wa 50 ns eingestellt werden. Die mit 97,5% des Zyklus T übereinstimmende Zeit kann als eine Stopperiode betrachtet werden. In diesem Fall kann, es sein denn, eine Bedingung der Spannung wird geändert, das Verhältnis I/C auf einen etwa vierzigmal so großen Wert eingestellt werden. Dementsprechend kann Zittern reduziert werden.

Als nächstes wird eine Beschreibung der zweiten Ausfüh rungsform vorgenommen, in der die in Fig. 8 gezeigte Integra tionsschaltung an einen Frequenz-Spannungs-Wandler angepaßt ist.

Fig. 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration des Frequenz-Spannungs-Wandlers gemäß der zweiten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Frequenz- Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungsform hat die glei chen Komponenten wie der in Fig. 6 gezeigte herkömmliche Fre quenz-Spannungs-Wandler. Ein Unterschied gegenüber dem her kömmlichen Frequenz-Spannungs-Wandler liegt in einem Punkt, daß ein Schalter 63 und eine Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 enthalten sind. Der Schalter 63 ist auf einem Weg instal liert, entlang dem ein Strom in den Integrierkondensator 23 fließt. Die Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 erzeugt einen Stoppuls Px, mit dem der Schalter 63 gesteuert wird. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 besteht, wie veranschau licht ist, aus einem Inverter 60 und einem UND-Gatter 61. Die Flankenpuls-Erzeugungsschaltung 20 erzeugt einen kurzen Puls Pr an der Vorderflanke des Signals Sp. Bei Zufuhr eines Hoch pegelsignals wird der Schalter 63 geöffnet.

Fig. 16 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 zeigt. Fig. 17 zeigt Ak tionen, die in der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 ausgeführt werden. Wie veranschaulicht ist, ist die Stoppuls-Erzeugungs schaltung 62 der in Fig. 11 gezeigten Schaltung analog, außer daß die Zahl von Stufen von Flipflops verschieden ist. Die Beschreibung der Konfiguration wird daher weggelassen.

Fig. 18 ist ein Wellenformdiagramm, das Aktionen anzeigt, die in dem in Fig. 15 gezeigten Frequenz-Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungsform ausgeführt werden. Wenn ein Ein gangssignal Sin wie das veranschaulichte eingegeben wird, teilt der Komparator 19 die Wellenform des Eingangssignals Sin in bezug auf eine Erdungsspannung 0 V auf. Der Komparator 19 gibt dann ein Rechteckwellensignal Sp mit der gleichen Frequenz wie das Eingangssignal Sin ab. Die Flankenpuls-Er zeugungsschaltung 20 detektiert die Vorderflanke des Recht eckwellensignals Sp und erzeugt synchron mit der Vorderflanke des Rechteckwellensignals Sp einen Flankenpuls Pr. Die Ab tast- und Halteschaltung 25 tastet die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 unter Verwendung des Flankenpul ses PR als Abtastsignal ab und hält sie.

Die Verzögerungsschaltung 21 verzögert andererseits den Flankenpuls Pr und gibt einen verzögerten Flankenpuls Prd ab. Folglich wird der Schalter 22 eingeschaltet. Dies läßt einen von der Konstantstromquelle 24 abgegebenen Gleichstrom in die Erdung fließen. Der Integrierkondensator 23 wird entladen, und die Anschlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 wird auf 0 V zurückgesetzt. Wenn eine Zufuhr des verzögerten Flan kenpulses Prd zum Schalter 22 geändert wird, wird der Schal ter 22 beendet oder abgeschaltet. Zu dieser Zeit ist der Stoppuls Px niedrig. Der Schalter 63 wird geschlossen. Daher wird von der Konstantstromquelle 24 dem Integrierkondensator 23 Gleichstrom zugeführt. Aktionen zur Integration werden ausgeführt.

Nachdem der verzögerte Flankenpuls Prd von der Verzöge rungsschaltung 21 der Stoppuls-Erzeugungsschaltung 62 zuge führt ist, wird, wenn der Takt CLK zuerst ansteigt, der Stoppuls Px hoch gesteuert. Der Schalter 63 wird geöffnet. Folglich wird eine Zufuhr eines Stroms von der Konstantstrom quelle 24 zum Integrierkondensator 23 gestoppt, und die An schlußspannung Vc des Integrierkondensators 23 wird bei der zu dieser Zeit erreichten Spannung gehalten.

Wenn der Takt CLK zweimal ansteigt, wird danach das Stoppulssignal Px niedrig gesteuert, und der Schalter 63 wird wieder geschlossen. Eine Zufuhr eines Stroms von der Kon stantstromquelle 24 zum Integrierkondensator 23 wird erneut gestartet. Wenn der Flankenpuls Pr durch die Flankenpuls-Er zeugungsschaltung 20 erzeugt wird, tastet die Abtast- und Halteschaltung 25 die Anschlußspannung Vc ab und hält sie. Die vorhergehenden Aktionen werden danach wiederholt.

Eine Ausgangsspannung Vout der Abtast- und Halteschaltung 25 variiert in Abhängigkeit vom Zyklus des Eingangssignals Sin. Insbesondere wird die Ausgangsspannung Vout ausgedrückt als (I/C)×(T-T0-Te) = (I/C)×T + Konstante. Der Zyklus des Eingangssignals Sin ist hierin T, die Dauer des Flankenpulses ist Te, die Dauer des Stoppulses Px ist T0, der von der Stromquelle 24 zugeführte Strom ist I, und die Kapazität des Integrierkondensators ist C.

In dem Frequenz-Spannungs-Wandler dieser Ausführungsform kann, ohne die Notwendigkeit, die Ausgangsspannung Vout zu erhöhen, die Änderungsrate erhöht werden, mit der die Aus gangsspannung Vout einen Übergang macht. Folglich kann eine Umwandlung mit hoher Präzision bei einem hohen Signal-Rausch-Ver hältnis erreicht werden.

Die Dauer des in den ersten und zweiten Ausführungsformen verwendeten Stoppulses sollte auf einen vorbestimmten Wert eingestellt sein, kann aber variabel sein. Wenn die Pulsdauer variabel ist, wird, soweit der spannungsgesteuerte Oszillator der ersten Ausführungsform betroffen ist, ein Bereich von Frequenzen erweitert, bei denen Oszillation stattfindet. So weit der Frequenz-Spannungs-Wandler der zweiten Ausführungs form betroffen ist, wird ein Bereich von Frequenzen erwei tert, bei denen ein Eingangssignal empfangen wird.

Fig. 19 zeigt ein Beispiel von Konfigurationen einer Stoppuls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Stoppulses Px, dessen Dauer variabel ist. Fig. 20 zeigt Aktionen, die in der in Fig. 19 gezeigten Stoppuls-Erzeugungsschaltung mit va riabler Pulsdauer ausgeführt werden. Wie veranschaulicht ist, sind mehrere D-Flipflops 73 bis 78 hintereinander in Reihe geschaltet, so daß ein Positive-Phase-Ausgangsanschluß Q auf einer vorhergehende Stufe mit einem Dateneingangsanschluß D auf einer nachfolgenden Stufe verbunden sein wird. Datenein gangsanschlüsse D von D-Flipflops 79 bis 82 sind mit Entge gengesetzte-Phase-Ausgangsanschlüssen/Q der D-Flipflops 75, 76, 77 und 78 verbunden. Die D-Flipflops 79 bis 82 erzeugen Stoppulse Px1 bis Px4. Nachdem der Flankenpuls EP eingegeben ist, werden die Stoppulse Px1 bis Px4 an der ersten Vorder flanke des Taktes CLK hoch gesteuert. Danach werden die Stoppulse Px1 bis Px4 an den dritten bis sechsten Vorderflan ken des Taktes CLK niedrig gesteuert. Ein Selektor 83 wählt gemäß einem Auswahlsignal einen der Stoppulse Px1 bis Px4 aus und gibt den ausgewählten als Puls Px ab. Die Dauer des Pul ses Px kann somit variabel gemacht werden.

Wie oben beschrieben wurde, wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Periode, während der eine Integration tatsäch lich ausgeführt wird, innerhalb einer Integrationsperiode als [Integrationsperiode-Stopperiode] ausgedrückt. Ein Verhältnis I/C kann erhöht werden, und eine Änderungsrate kann erhöht werden, bei der eine Anschlußspannung einen Übergang macht. Folglich kann z. B. in einem spannungsgesteuerten Oszillator auftretendes Zittern minimiert werden, und ein durch einen Frequenz Spannungs-Wandler angebotenes Signal-Rausch-Ver hältnis kann verbessert werden.

Claims

1. Integrationsverfahren mit einem Ladungsschritt zum La den eines Integrierkondensators innerhalb einer Integrations periode und einem Spannungsdetektionsschritt zum Detektieren einer am Integrationskondensator entwickelten Spannung, worin der Ladungsschritt umfaßt:
einen Stromzufuhrschritt zum Zuführen eines Stroms zum Integrierkondensator; und
einen Stoppschritt zum Stoppen einer Ladung des Inte grierkondensators während einer vorbestimmten Periode.

2. Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin ein Strom, mit dem der Integrierkondensator beim Stromzufuhr schritt geladen wird, ein bezeichneter Strom ist und der Zeitablauf, gemäß dem die am Integrierkondensator entwickelte Spannung eine vorbestimmte Spannung erreicht, wenn der Inte grierkondensator mit dem bezeichneten Strom geladen wird, beim Spannungsdetektionsschritt detektiert wird.

3. Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin ein Strom, mit dem der Integrierkondensator beim Stromzufuhr schritt geladen wird, ein vorbestimmter Strom ist, die Inte grationsperiode eine bezeichnete Periode ist und beim Span nungsdetektionsschritt die Spannung detektiert wird, die am Integrierkondensator entwickelt wird, wenn der Integrierkon densator mit dem vorbestimmten Strom während einer Periode geladen wird, die übrigbleibt, nachdem die beim Stoppschritt eingestellte Periode von der Integrationsperiode substrahiert ist.

4. Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin der Stromzufuhrschritt in einen dem Stoppschritt vorausgehenden ersten Stromzufuhrschritt und in einen dem Stoppschritt fol genden zweiten Stromzufuhrschritt zerfällt.

5. Integrationsverfahren nach Anspruch 1, worin die vor bestimmte Periode, während der eine Ladung des Integrierkon densators gestoppt ist, variabel ist.

6. Integrationsschaltung, aufweisend:
einen Integrierkondensator;
eine Stromquelle zum Zuführen eines Stroms zum Integrier kondensator;
einen Schalter, der auf einem Weg installiert ist, ent lang dem von der Stromquelle dem Integrierkondensator Strom zugeführt wird;
eine Detektionsschaltung zum Detektieren einer beim Inte grierkondensator entwickelten Spannung; und
eine Steuerschaltung zum Steuern des Schalters, so daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während einer Integrationsperiode ein Strom zugeführt wird,
worin die Integrationsperiode in eine Stromzufuhrperiode und eine Stopperiode zerfällt; und
die Steuerschaltung den Schalter so steuert, daß von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stromzufuhr periode ein Strom zugeführt wird und von der Stromquelle dem Integrierkondensator während der Stopperiode kein Strom zuge führt wird.

7. Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin der von der Stromquelle zuzuführende Strom ein bezeichneter Strom ist und die Detektionsschaltung den Zeitablauf detektiert, gemäß dem die am Integrierkondensator entwickelte Spannung die vor bestimmte Spannung erreicht, wenn der Integrierkondensator mit dem bezeichneten Strom geladen wird.

8. Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin der von der Stromquelle zuzuführende Strom ein vorbestimmter Strom ist, die Integrationsperiode eine bezeichnete Periode ist und die Detektionsschaltung die Spannung detektiert, die am Inte grierkondensator entwickelt wird, wenn der Integrierkondensa tor mit dem vorbestimmten Strom während einer Periode geladen wird, die übrig bleibt, nachdem die beim Stoppschritt einge stellte Periode von der Integrationsperiode subtrahiert ist.

9. Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin die Stromzufuhrperiode in eine dem Stoppschritt vorausgehende er ste Stromzufuhrperiode und eine dem Stoppschritt folgende zweite Stromzufuhrperiode zerfällt.

10. Integrationsschaltung nach Anspruch 6, worin die vor bestimmte Periode, während der eine Ladung des Integrierkon densators gestoppt ist, variabel ist.

11. Spannungsgesteuerter Oszillator zum Abgeben eines os zillierenden Signals, dessen Frequenz in Abhängigkeit vom Spannungspegel eines Eingangssignals variiert, aufweisend:
einen Integrierkondensator;
eine Ladungs/Entladungsschaltung zum Laden oder Entladen des Integrierkondensators mit einem dem Spannungspegel des Eingangssignals proportionalen Strom;
eine Referenzpegelquelle zum selektiven Abgeben eines er sten Referenzpegels und eines zweiten Referenzpegels;
eine Vergleichsschaltung zum Vergleichen einer am Inte grierkondensator entwickelten Spannung mit einem von der Re ferenzpegelquelle abgegebenen Referenzpegel und Ausgeben der Ergebnisse eines Vergleichs in Form des oszillierenden Si gnals; und
eine Steuerschaltung zum Steuern einer Ladung und Entla dung des Integrierkondensators durch die Ladungs/Entladungs schaltung,
worin die Referenzpegelquelle die ersten und zweiten Re ferenzpegel als Antwort auf das oszillierende Signal abwech selnd abgibt; und
die Steuerschaltung die Ladungs/Entladungsschaltung so steuert, daß die Ladungs/Entladungsschaltung eine Ladung und Entladung des Integrierkondensators als Antwort auf das os zillierende Signal abwechselnd schalten, eine Ladung während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode stoppen und eine Entladung während einer vorbestimmten Peri ode innerhalb einer Entladungsperiode stoppen wird.

12. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, worin die Ladungs/Entladungsschaltung eine erste Stromquelle zum Zuführen des dem Spannungspegel des Eingangssignals pro portionalen Stroms zum Integrierkondensator und eine zweite Stromquelle aufweist, um zu veranlassen, daß der dem Span nungspegel des Eingangssignals proportionale Strom vom Inte grierkondensator fließt.

13. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 12, worin die Steuerschaltung einen Stoppschalter aufweist, der auf einem Weg installiert ist, entlang dem ein Strom zum La den oder Entladen des Integrierkondensators fließt, einen zwischen der ersten Stromquelle und dem Stoppschalter ange ordneten ersten Schalter, einen zweiten Schalter, der zwi schen der zweiten Stromquelle und dem Stoppschalter angeord net ist und in Verbindung mit Phasen abwechselnd geschlossen und geöffnet wird, die entgegengesetzt zu Phasen sind, mit denen der erste Schalter geschlossen und geöffnet wird, und eine Stoppsignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Stoppsignals, das während der vorbestimmten Periode aktiv wird, als Antwort auf das oszillierende Signal; und der Stoppschalter als Antwort auf das Stoppsignal geöffnet wird.

14. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 13, worin die Stoppsignal-Erzeugungsschaltung eine Flanken puls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Flankenpulses durch Detektieren der Übergangsflanke des oszillierenden Signals und eine Schaltsignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen des Stoppsignals aus dem Flankenpuls und einem Takt aufweist.

15. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 14, worin die Schaltsignal-Erzeugungsschaltung einen ersten D-Flipflop zum Eingeben eines ersten logischen Pegels durch ei nen Dateneingangsanschluß davon, mehrere D-Flipflops, die mit dem ersten D-Flipflop als dem Flipflop der ersten Stufe hin tereinander geschaltet sind, so daß jedes D-Flipflop über seinen Dateneingangsanschluß eine Positive-Phase-Ausgabe ei nes D-Flipflops der vorgehenden Stufe eingeben wird, und ein letztes D-Flipflop aufweist, um eine Entgegengesetzte-Phase-Aus gabe des letzten D-Flipflops der mehreren D-Flipflops durch einen Dateneingangsanschluß davon einzugeben; und der Takt an die Takteingangsanschlüsse des ersten D-Flipflops, der mehreren D-Flipflops und des letzten D-Flipflops angelegt wird und der Flankenpuls an deren Rücksetzanschlüsse angelegt wird.

16. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, worin die vorbestimmte Periode innerhalb der Ladungsperiode, während der eine Ladung gestoppt ist, und die vorbestimmte Periode innerhalb der Entladungsperiode, während der eine Entladung gestoppt ist, variabel sind.

17. Frequenz-Spannungs-Wandler zum Erzeugen einer von der Frequenz eines oszillierenden Eingangssignals abhängigen Spannung, aufweisend:
einen Integrierkondensator;
eine Rücksetzschaltung zum Zurücksetzen der Anschlußspan nung des Integrierkondensators bei Intervallen von einem Zy klus des oszillierenden Signals;
eine Konstantstromquelle zum Laden des Integrierkondensa tors mit einem Konstantstrom;
eine Ladungssteuerschaltung zum Steuern einer Ladung, so daß eine Ladung während einer vorbestimmten Periode innerhalb einer Ladungsperiode gestoppt wird, innerhalb der der Inte grierkondensator geladen wird; und
eine Abtast- und Halteschaltung zum Abtasten einer Span nung und Halten dieser, die am Integrierkondensator am Ende der Ladungsperiode, innerhalb der der Integrierkondensator geladen wird, entwickelt ist.

18. Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 17, worin die Rücksetzschaltung eine Recktecksignal-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Rechteckwellensignals durch Vergleichen des Eingangssignals mit einer vorbestimmten Spannung, eine Flankenpuls-Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Flanken pulses durch Detektieren der Vorderflanke oder Rückflanke des Rechteckwellensignals, eine Verzögerungsschaltung zum Verzö gern des Flankenpulses und Abgeben eines verzögerten Flanken pulses und einen Rücksetzschalter aufweist, der zwischen dem Integrierkondensator und einer Rücksetzspannungsquelle ange ordnet ist und als Antwort auf den verzögerten Flankenpuls geschlossen wird.

19. Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 18, worin die Ladungssteuerschaltung eine Stoppsignal-Erzeugungs schaltung zum Erzeugen eines Stoppsignals, das während der vorbestimmten Periode, während der eine Ladung gestoppt ist, aktiv wird, aus dem verzögerten Flankenpuls und einem Takt und einen Schalter aufweist, der zwischen dem Integrierkon densator und einer Konstantstromquelle angeordnet ist und als Antwort auf das Stoppsignal geöffnet wird.

20. Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 19, worin die Stoppsignal-Erzeugungsschaltung ein erstes D-Flipflop zum Eingeben eines ersten logischen Pegels durch einen Datenein gangsanschluß davon, mehrere D-Flipflops, die mit dem ersten D-Flipflop als einem Flipflop der ersten Stufe hintereinander geschaltet sind, so daß jedes D-Flipflop eine Positive-Phase-Aus gabe eines D-Flipflops der vorhergehenden Stufe durch ei nen Dateneingangsanschluß davon eingeben wird, und ein letz tes D-Flipflop aufweist, um eine Entgegengesetzte-Phase-Aus gabe des letzten D-Flipflop der mehreren D-Flipflops durch einen Dateneingangsanschluß davon einzugeben; und ein Takt an die Takteingangsanschlüsse des ersten D-Flipflops, der mehre ren D-Flipflops und des letzten D-Flipflops angelegt wird und der Flankenpuls an deren Rücksetzanschlüsse angelegt wird.

21. Frequenz-Spannungs-Wandler nach Anspruch 17, worin die vorbestimmte Periode innerhalb der Ladungsperiode, wäh rend der eine Ladung gestoppt ist, und die vorbestimmte Peri ode innerhalb der Entladungsperiode, während der eine Entla dung gestoppt ist, variabel sind.