DE19520948A1

DE19520948A1 - Elektrostatischer Kapazitätssensor

Info

Publication number: DE19520948A1
Application number: DE19520948A
Authority: DE
Inventors: Kazunori Kawashima; Hajime Oda; Takahiro Miyajima
Original assignee: Seikosha KK
Current assignee: Seiko Precision Inc
Priority date: 1994-06-08
Filing date: 1995-06-08
Publication date: 1995-12-14
Anticipated expiration: 2015-06-09
Also published as: GB9511576D0; JPH07332917A; DE19520948C2; US5554973A; JP2784396B2; FR2721104A1; GB2290148A; GB2290148B; FR2721104B1

Description

[Genaue Beschreibung der Erfindung] [Gebiet der Erfindung]

Die Vorrichtung betrifft die Verbesserung eines elektrostati schen Kapazitätsnäherungssensors zur Erkennung der Nähe von menschlichen Körpern oder verschiedenen anderen Körpern.

[Stand der Technik]

Übliche elektrostatische Kapazitätsnäherungssensoren, wie sie beispielsweise im offengelegten japanischen Gebrauchsmuster Nr. Sho. 63-36246 beschrieben sind, bestehen aus einer Puls erzeugungsschaltung, deren Ausgangssignal sich in zwei und zwei Verzögerungsschaltungen aufteilt zur Verzögerung jedes der Ausgangssignale der Pulserzeugungsschaltung, wobei dann bei diesen Ausgangssignalen der zwei Verzögerungsschaltungen ein Phasenvergleich durchgeführt wird.

Wie in Fig. 7 gezeigt, wird der Puls, der von der Pulserzeu gungsschaltung 71 erzeugt wurde, in die Integratorschaltungen 72 und 73 eingegeben, die aus einem Widerstand und einer elektrostatischen Kapazität bestehen. Die Integratorschaltung 72 ist mit einer Detektorelektrode 77 verbunden, um Verände rungen in der elektrostatischen Kapazität fest zustellen, wenn ein menschlicher Körper etc. näherkommt und wird dann verbun den mit der Integratorschaltung 72. Die Detektorelektrode 77 ist ein elektrostatischer Kapazitätsänderungskonverter, bei dem sich die elektrostatische Kapazität ändert, wenn ein Kör per näher kommt, wobei die elektrostatische Kapazität als Cx bezeichnet ist. Die Integratorschaltung 73 ist eine Schaltung zur Erzeugung einer Referenzzeitverzögerung. Wenn das Aus gangssignal jeder Integratorschaltung durch die Binärschal tungen 74 und 75 in ein Binärsignal umgewandelt wird, wobei die Binärschaltungen Ausgangssignale erzeugen, wenn die Aus gangssignale jeder Integratorschaltung einen bestimmten Pegel überschreiten (der als Schwellwertspannung Vth bezeichnet wird) und es wird durch die Phasendetektorschaltung 76 fest gestellt, ob die elektrostatische Kapazität an der Detektor elektrode 77 gestiegen ist oder nicht.

Zu dieser Zeit kann, wie in Fig. 6 gezeigt, das Ausgangssi gnal, beispielsweise der Integratorschaltung 72, als eine Ex ponentialfunktion wie in Gleichung 1 dargestellt werden.

VA′ = E{1-exp(-T/RC)} (1)

Hierbei ist E die Energieversorgungsspannung, R ein Wider stand, C die elektrostatische Kapazität und T der Betrag der vergangenen Zeit.

Die Zeitdauer TA′ bis die Spannung VA′ die Schwellwertspan nung Vth übersteigt (das heißt, die durch die Verzögerungs schaltung verursachte Verzögerungszeit) ist durch Gleichung (2) gegeben.

TA′ = -RCln {(E-Vth)/E} (2)

Rauschen beeinträchtigt jedoch die Integratorschaltung, wenn die Impedanz auf einen hohen Wert gebracht wird.

Man nimmt einen Fall an, bei dem die ansteigende Kante des vom Pulsgenerator erzeugten Pulses als Bezugsgröße genommen wird und das Ausgangssignal der Intergratorschaltung 72 zu einer Zeit T0 durch das Rauschen um den Betrag DE steigt oder fällt. In diesem Fall, wenn man annimmt, daß die entsprechen den Zeiten, die die Ausgangssignale der Integratorschaltungen 72 brauchen, um eine Schwellwertspannung Vth zu erreichen, TB′ und TC′ sind, werden die Zeiten TB′ und TC′ durch die Gleichung (3) beziehungsweise die Gleichung (4) gegeben. Hier bezeichnet E0 die Ausgangsspannung der Integratorschaltung 72 zur Zeit T0.

OTB′=T0 -RCln{(E-Vth)/(E-E0-DE)} (3)

TC′=T0 -RCln{(E-Vth)/(E-E0+DE)} (4)

In Fig. 6 zeigt VB′ den Fall, bei dem das Ausgangssignal der Integratorschaltung 72 um den Betrag DE während der Zeit T0 ansteigt und VC′ zeigt den Fall, bei dem das Ausgangssignal der Integratorschaltung 72 um DE fällt. Wenn die Zeit TC′-TB′ als DT genommen wird, so variiert die Zeitverzögerung in ei ner unregelmäßigen Weise abhängig von der Zeit T0, zu der Rauschen auftritt, was durch die Höhe von DT und durch die gepunktete Linie in Fig. 4 angegeben ist und es verschiebt sich der Phasendifferenzpegel.

[Aufgaben, die diese Erfindung sich vornimmt zu lösen]

Bei elektrostatischen Sensoren, die die Phasendifferenz von zwei Verzögerungsschaltungen feststellen, um die Annäherung eines Körpers zu erkennen, ist es notwendig, um die Erken nungsdistanz zu vergrößern, die Phasendifferenz ziemlich klein zu halten, um die Phasendifferenz unter normalen Bedin gungen zu stabilisieren (wenn sich kein Körper in der Nähe befindet). Mit üblichen elektrostatischen Kapazitätssensoren variiert jedoch die Zeitverzögerung in einer unregelmäßigen Weise durch das Auftreten von Rauschen und es verschiebt sich der Phasendifferenzpegel.

Bei der Herstellung des Näherungssensors muß die Phasendiffe renz zwischen einer Integratorschaltung, die eine Körperer kennungselektrode aufweist und einer Integratorschaltung, die als Referenz dient, von Anfang an genügend groß sein, um ein schlechtes Funktionieren, verursacht durch Rauschen, zu ver hindern. Die Änderungen in der elektrostatischen Kapazität auf der Seite, die die Körper entdeckt, werden groß gemacht, das heißt, ein Körper muß dicht an die Erkennungselektrode herangehen (die Erkennungsdistanz ist klein).

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,dafür zu sorgen, daß die Variationen in der Zeitverzögerung regelmäßig und fest sind und nicht abhängen von Rauschen und die so aus geglichen sind, daß der Phasendifferenzpegel sich nicht zu verschieben scheint.

[Vorrichtung zur Lösung der Aufgaben]

Um die obige Aufgabe zu lösen, umfaßt ein elektrostatischer Kapazitätssensor gemäß der vorliegenden Erfindung Folgendes: eine Pulserzeugungsschaltung; erste und zweite Verzögerungs schaltungen, die entsprechend mit dem Ausgang der Pulser zeugungsschaltung verbunden sind; einen elektrostatischen Kapa zitätskonverter, der mit dem Ausgang mindestens einer der Verzögerungsschaltungen verbunden ist und eine Phasendetek torschaltung zur Feststellung der Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Verzögerungs schaltung, wobei Konstantstromquellen vorgesehen sind zum La den und Entladen der elektrostatischen Kapazität mit einem nahezu konstanten Strom, so daß die Ausgangssignal formen der zwei Integratorschaltungen, die konstruktive Elemente der zwei Verzögerungsschaltungen darstellen, zu geraden Linien werden.

[Ausführungsformen]

Das folgende ist eine genaue Beschreibung der vorliegenden Erfindung mit Bezugnahme auf bevorzugte, in den zugehörigen Zeichnungen gezeigte Ausführungsformen. Fig. 1 zeigt eine Beispielschaltung und Fig. 2 zeigt ein Zeitdiagramm der Si gnalformen der wesentlichen Teile der Schaltung in Fig. 1.

In Fig. 1 bezeichnet die Zahl 1 einen Pulsgenerator zur Er zeugung der Rechteckwellenform, die in Fig. 2 mit Pa bezeich net ist. Die Zahl 2 bezeichnet eine erste Verzögerungsschal tung, mit der eine Detektorelektrode 7 verbunden ist zum Er kennen, wenn ein Körper nahe ist. Die Zahl 3 zeigt eine zwei te Verzögerungsschaltung, die als Referenz dient. Die Zahlen 4 und 5 zeigen Binärschaltungen, die Schmitt Trigger etc. aufweisen, zur Umwandlung der Ausgangssignale der Verzöge rungsschaltungen in eine binäre Form. Die Zahl 6 bezeichnet eine Phasendetektorschaltung zur Feststellung welches der Ausgangssignale der beiden Schmittrigger die größere Verzöge rung aufweist. Die Zahlen 9 und 10 zeigen Konstantstromschal tungen zum Laden eines Kondensators 16 der zweiten Verzöge rungsschaltung und eines elektrostatischen Kondensator 15, der in der Detektorelektrode 7 enthalten ist, mit einem an nähernd konstanten Strom, wenn der Pulsausgang Pa sich auf hohem Potential befindet (was hier später mit "H" bezeichnet wird). Die Detektorelektrode 7 umfaßt einen elektrostatischen Kapazitätsänderungskonverter und den elektrostatischen Kon densator 15. Die Zahlen 10 und 12 bezeichnen Schaltschaltun gen, die angeschaltet werden, wenn der Puls Pa sich auf nie derem Potential befindet (was hier später mit "L" bezeichnet wird) und die elektrische Ladung entladen, die auf dem elek trostatischen Kondensator 15 und dem Kondensator 16 gespei chert wurde, über die Widerstände 13 und 14. Die Zahl S be zeichnet einen Invertierer.

Unter normalen Bedingungen (Zeitdauern Tn in Fig. 2) wird die Verzögerung des Ausgangssignals Pb der ersten Verzögerungs schaltung so eingestellt, daß sie kleiner ist als die Verzö gerung des Ausgangssignals Pd der zweiten Verzögerungsschal tung, wobei das Ausgangssignal Pe der Binärschaltung leicht langsamer als Pc ist. Das Ausgangssignal Pf der Phasendetek torschaltung ist zur dieser Zeit "L".

Wenn ein Körper dicht an die Detektorelektrode 7 kommt (die Zeitdauer Tk in Fig. 2), wird das binäre Ausgangssignal Pc langsamer als Pe, da der Betrag der Verzögerung der ersten Verzögerungsschaltung größer wird als der Betrag der Verzöge rung des Ausgangssignals Pd der zweiten Verzögerungsschal tung. Das Ausgangssignal Pf der Phasendetektorschaltung wird daher "H".

Wenn der Kondensator für den elektrostatischen Kondensator C durch einen konstanten Strom I geladen wird, so wird die Aus gangsspannung durch Gleichung (5) dargestellt, wie das in Fig. 3 gezeigt ist.

VA = IT/C (5)

Wenn man nun die ansteigende Kante des durch den Pulsgenera tor erzeugten Pulses als Referenz nimmt, so nehmen, wenn das Ausgangssignal der Integratorschaltung 2, bedingt durch Rau schen, zur Zeit T0 um DE zunimmt oder abnimmt, die Ausgangs signale der Integratorschaltung 2 den Wert VB beziehungsweise VC an. Wenn die Zeiten, die VB und VC brauchen, um die Schwellwertspannung Vth der Binärschaltung zu erreichen als TB und TC bezeichnet werden, so sind TB und TC durch die Gleichungen (6) beziehungsweise (7) gegeben.

TB = C(Vth - DE)/I (6)

TC = C(Vth + DE)/I (7),

das heißt TB und TC werden nur durch die Schwellwertspannung der Binärschaltung und die Rauschspannung bestimmt und zeigen keine Abhängigkeit gegenüber dem Erscheinungszeitpunkt des Rauschens.

Daher kann, wenn man die Zeit TC-TB als DT bezeichnet, das Ausgangssignal Pc der Binärschaltung im Erscheinungszeitpunkt des Rauschens auf den Bereich DT = TC-TB eingeschränkt wer den.

Fig. 4 zeigt wie bei einem konventionellen Ausführungsbei spiel die Ausgangssignale der Binärschaltungen sich bei Rau schen derselben Amplitude unterscheiden.

Sowohl bei der konventionellen Ausführungsform als auch bei der vorliegenden Ausführungsform, werden die Energieversor gungsspannung E=5 V, die Größe des Rauschens DE= +/- 0,5 V und die Integrationszeitkonstante so heraufgesetzt, daß die Zei ten Ta und TA, die die Spannungen Va und VA der Integrator schaltung benötigen, um die Digitalisierungsschwellwertspan nung Vth (3,5 V) zu erreichen, wenn kein Rauschen aufgetreten ist, beide 1,2 ms betragen.

In Fig. 4 zeigt die horizontale Achse die Zeit T0, zu der Rauschen auftritt, wobei die ansteigende Kante des vom Puls generator erzeugten Pulses als Bezugsgröße genommen wird, und die vertikale Achse zeigt den Umfang (Dt und DT) der Varia tionen des Ausgangssignals der Binärschaltung. Hier variiert Dt (im konventionellen Ausführungsbeispiel), abhängig von T0 wohingegen DT fest ist, mit Dt < DT für T0 = 0,5 ms oder mehr.

Wenn der Zeitpunkt, zu dem Rauschen auftritt, nicht fest ist, er möge zum Beispiel bei T0 = 0,92 ms liegen, so wird unter normalen Bedingungen im konventionellen Ausführungsbeispiel eine Verzögerung bezüglich des Ausgangssignals Pb der ersten Verzögerungsschaltung von mindestens 0,51 ms oder mehr für das Ausgangssignal Pd der zweiten Verzögerungsschaltung not wendig sein. In der vorliegenden Ausführungsform genügt je doch eine Verzögerung von 0,34 ms oder mehr, so daß die Kör pererkennungsdistanz damit ausgeweitet werden kann. Anders ausgedrückt, es wird somit möglich, einen Sensor zu bauen, bei dem eine durch Rauschen verursachte Fehlfunktion weniger wahrscheinlich wird, wenn ein elektrostatischer Sen sor zur Erzielung einer festen Erkennungsdistanz hergestellt wird.

In der Ausführungsform der Fig. 1 wird die Integratorschal tung durch die ansteigende Kante des Pulses Pa geladen, aber es ist genauso möglich, die elektrostatischen Kondensatoren 15 und 16 zu laden, wenn der Puls Pa auf einem hohen Pegel ist und sie dann mit einem konstanten Strom durch die fallen de Kante des Pulses Pa zu entladen. Weiterhin ist nur ein elektrostatischer Kondensator 15 für den elektrostatischen Kapazitätskonverter bei der ersten Verzögerungsschaltung ge zeigt, aber es kann der Betrag der Verzögerung durch Paral lelschalten eines getrennten Kondensators eingestellt werden.

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform, die ein Entlade verfahren mit konstantem Strom verwendet. Die Bezugszahl 51 bezeichnet eine Oszillatorschaltung zur Erzeugung eines Rechteckpulses, die Schmittrigger 58 und 59, einen Kondensa tor C1 und einen Widerstand R1 enthält. Der Puls wird in die Anoden der Dioden D1 und D2 eingegeben und lädt den elektro statischen Kondensator C3, der durch die Detektorelektrode 57 und den Kondensator C4 gebildet wird, der als Referenzwert während der "H" Zeitdauer dient. Ein elektrostatischer Kapa zitätskonverter besteht aus einer Detektorelektrode 57 und einer elektrostatischen Kapazität C3. Wenn der Puls auf "L" geht, so wird die elektrische Ladung, mit der der elektrosta tische Kondensator C3 und der Kondensator C4 geladen wurden über die Konstantstromschaltungen 52 beziehungsweise 53 ent laden.

Die Konstantstromschaltung 52 besteht aus einem Transistor TR1, einem Widerstand R3 und einem Widerstand R2 und einer Diode D3, die mit der Basis von TR1 verbunden ist. Die Kon stantstromschaltung 53 besteht aus einem Transistor TR2, ei nem Widerstand R4, einem variablen Widerstand VR1 und einem Widerstand R2 und einer Diode D3, die mit der Basis von TR2 verbunden ist.

Die erste Verzögerungsschaltung besteht aus einer Konstant stromschaltung 52, einem elektrostatischen Kondensator C3 und einem invertierenden Schmittrigger 54, und die zweite Verzö gerungsschaltung besteht aus einer Konstantstromschaltung 53, einem Kondensator C4 und einem invertierenden Schmittrigger 55. Der Betrag der Verzögerung entspricht der Größe der elek trostatischen Kondensatoren C3 und C4, deren Eingangssignale dann zum Datenterminal D des D-Flip-Flops 56 und zum Zeit terminal C gesandt werden. Gewöhnlich ist das Ausgangssignal PO des D-Flip-Flops "L", so daß der Betrag der Verzögerung, die durch die zweite Verzögerungsschaltung geliefert wird, größer ist als der Betrag der Verzögerung, die durch die er ste Verzögerungsschaltung geliefert wird, aber wenn sich ein Körper nahe der Detektionselektrode 57 befindet, das heißt, wenn die elektrostatische Kapazität C3 zunimmt, so nimmt der Betrag der Verzögerung, die durch die zweite Verzögerungs schaltung geliefert wird, zu und wird größer als der Betrag der Verzögerung, die durch die erste Verzögerungsschaltung geliefert wird. Das Ausgangssignal P0 des D-Flip-Flops 56 nimmt dann einen "H"-Pegel an und so kann die Nähe eines Kör pers festgestellt werden. Der variable Widerstand VR1 dient zur Einstellung des Betrags der Verzögerung der zweiten Ver zögerungsschaltung.

Um die Konstantstromschaltung zu ergänzen, neigen, wenn ein Konstantstrom aus den Emittern der Transistoren TR1 und TR2 gezogen wird, die Kollektoren der Transistoren TR1 und TR2 dazu, einen konstanten Strom zu erzwingen, der durch sie hin durchfließt. Dieser Strom entlädt die elektrische Ladung, die auf der elektrostatischen Kapazität C3 der Detektorelektrode 57 und dem Kondensator C4 der zweiten Verzögerungsschaltung gespeichert ist. Da diese Konstantstromkreise 52 und 53 eine Stromrückkopplung aufweisen, liefern sie einen stabilen Kon stantstrom. Wenn das Entladen der elektrischen Ladung auf dem Kondensator C4 und der elektrostatischen Kapazität C3 beendet ist, wird der Betrag des Rückkopplungsstromes so gesteuert, daß dieses Potential gehalten wird. Weiterhin wird die Tempe raturdrift des Potentials zwischen den Emittern und Basen der Transistoren TR1 und TR2 durch die ansteigende Potential-Tem peraturcharakteristik der Diode D3 ausgeglichen.

In Fig. 5 ist ein Filter gezeigt, das aus einem Widerstand R4, einem Kondensator C2 und einem invertierenden Schmittrig ger 60 besteht und ein Ausgangsschaltungsteil, das aus den Widerständen R5 und R6 und einem Transistor TR3 besteht.

In der vorher erwähnten Ausführungsform wurde ein Kondensator als elektrostatische Kapazität als Bezugsgröße einer Verzöge rungsschaltung verwendet, was aber nicht auf diese Ausfüh rungsform beschränkt sein muß, und die Verzögerungsschaltung, die als Bezugsgröße verwendet wurde kann auch als Elektrode verwendet werden in der gleichen Art wie die Detektorelek trode, deren elektrostatische Kapazität dann als Bezugsgröße verwendet werden kann.

[Auswirkungen der Erfindung]

Da die Integratorschaltungen, die die Zeitverzögerungen be wirken, durch einen Konstantstrom geladen werden, sind Unre gelmäßigkeiten bei der Verzögerungszeit konstant, unabhängig davon zu welcher Zeit ein Rauschen während der Integration auftritt. Es ist daher möglich, unter normalen Bedingungen ei ne kleinere Phasendifferenz bei den zwei Verzögerungsschal tungen festzusetzen, als das bei konventionellen Ausführungs formen möglich war, was es ermöglicht, die Erkennungsdistanz zu vergrößern.

Weiterhin ist es möglich einen Sensor zu bauen, der stabil ist und dessen durch Rauschen verursachte Fehlfunktionen we niger oft auftreten als bei konventionellen Sensoren, wenn die Erkennung über eine vergleichsweise kurze Distanz er folgt.

[Kurze Beschreibung der Zeichnungen]

Fig. 1 ist ein Blockschaltplan eines elektrostatischen Kapa zitätssensors gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm derselben Ausführungsform;

Fig. 3 ist ein Signaldiagramm, das die Ausgangssignale der Integratorschaltungen dieser Ausführungsform zeigt;

Fig. 4 ist eine Kurve, die die Schwankungen in den Beträgen der Verzögerungen verursacht durch Rauschen für diese Erfin dung zeigt;

Fig. 5 ist ein Schaltplan einer weiteren Ausführungsform;

Fig. 6 ist ein Signaldiagramm, das die Ausgangssignale einer Integratorschaltung nach konventioneller Bauart zeigt; und

Fig. 7 ist ein Strukturdiagramm eines konventionellen elek trostatischen Kapazitätssensors.

Claims

Elektrostatischer Kapazitätssensor mit:
einer Pulserzeugungsschaltung;
ersten und zweiten Verzögerungsschaltungen, die mit einem Ausgang der Pulserzeugungsschaltung verbunden sind;
einem elektrostatischen Kapazitätsänderungskonverter, der mit einem Ausgang mindestens einer der Verzögerungsschaltungen verbunden ist; und
einer Phasendetektorschaltung zum Feststellen der Phasendif ferenz zwischen den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Verzögerungsschaltungen, wobei jede der Verzögerungsschaltun gen eine Konstantstromquelle aufweist für das Laden oder Ent laden einer elektrostatischen Kapazität mit annähernd kon stantem Strom.