DE19713058C2

DE19713058C2 - PLL-Schaltung

Info

Publication number: DE19713058C2
Application number: DE19713058A
Authority: DE
Inventors: Yutaka Takikawa
Original assignee: Renesas Design Corp; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Renesas Design Corp; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-09-24
Filing date: 1997-03-27
Publication date: 2001-09-13
Anticipated expiration: 2017-03-28
Also published as: DE19713058A1; JPH1098380A; US5912575A; CN1177865A; CN1108662C

Description

Die Erfindung betrifft eine PLL-Schaltung (Phasenregelkreis schaltung, Nachlaufsynchronisationsschaltung) und genauer ei ne bei der PLL-Schaltung vorgesehene Ladungspumpe.

In Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer PLL-Schaltung veran schaulicht. In der Figur bezeichnet die Bezugszahl 12 einen Phasendetektor (PD), 14 eine Ladungspumpe (LP), 16 einen Tiefpaßfilter (TPF), 18 einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und 20 einen Frequenzteiler. Außerdem bezeichnet das Bezugszeichen f₀ ein Referenzsignal und f ein PLL-Signal mit einer Frequenz, die durch Teilung der Frequenz des spannungs gesteuerten Oszillators 18 durch den Frequenzteiler 20 erhal ten wird, *AUF bezeichnet ein von dem Phasendetektor 12 aus gegebenes negatives logisches bzw. invertiertes Fehlersignal (obwohl allgemein ein negatives logisches bzw. invertiertes Signal als Bezugszeichen mit einem Querstrich direkt darüber gekennzeichnet ist, ist das negative logische Fehlersignal durch das Bezugszeichen AUF mit einem Zeichen * genau davor bezeichnet), AB ein von dem Phasendetektor 12 zugeführtes Fehlersignal und VCP eine VCO-Steuerspannung zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 18.

Bei Betrieb vergleicht der Phasendetektor 12 die Phase des PLL-Signals f mit der des Referenzsignals f₀. Dann gibt der Phasendetektor 12 entweder das Fehlersignal *AUF oder AB ent sprechend der Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Referenzsignal f₀ aus. Während einer Zeitdauer, in der eine Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Refe renzsignal f₀ existiert, wird entweder das Fehlersignal *AUF oder AB fortlaufend zugeführt. Die Impulsdauer des Fehlersi gnals ist proportional zu der Phasendifferenz.

Das aus dem Phasendetektor 12 ausgegebene Fehlersignal *AUF oder AB wird an die Ladungspumpe 14 angelegt. Die Ladungspum pe 14 erzeugt die VCO-Steuerspannung VCP zur Steuerung der Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 18 entsprechend dem Fehlersignal *AUF oder AB zusammen mit dem Tiefpaßfilter 16. Genauer gibt die Ladungspumpe 14 entspre chend dem Fehlersignal *AUF oder AB Ladung in den Tiefpaßfil ter 16 ein oder entzieht dem Tiefpaßfilter 16 Ladung, damit die Erzeugung der VCO-Steuerspannung VCP durch den Tiefpaß filter 16 veranlaßt wird.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 18 oszilliert derart, daß ein Signal mit einer sich entsprechend der durch den Tiefpaß filter 16 zugeführten VCO-Steuerspannung VCP verändernden Frequenz ausgegeben wird. Der Frequenzteiler 20 empfängt das Signal und teilt dessen Frequenz durch n, um das an den Pha sendetektor 12 angelegte PLL-Signal f zu erzeugen. In dem Zu stand, in dem der Phasendetektor 12 die Fehlersignale *AUF und AB nicht ausgibt, ist die PLL-Schaltung eingerastet, wes halb die Phase des Referenzsignals f₀ genau mit der des PLL- Signals f übereinstimmt.

In Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild der Ladungspumpe gemäß dem Stand der Technik veranschaulicht. In der Figur ist ebenfalls zusammen mit der Ladungspumpe 14 der Tiefpaßfilter 16 gezeigt. Dies erfolgt deshalb, weil die Ladungspumpe 14 und der Tiefpaßfilter 16 wie vorstehend beschrieben die VCO- Steuerspannung VCP zusammen erzeugen. In Fig. 7 bezeichnet das Bezugszeichen V_DD eine Spannung einer Spannungsversorgung (Energieversorgung).

Die in Fig. 7 gezeigte Ladungspumpe 14 weist einen CMOS- Aufbau mit einem PMOS-Transistor P31 mit einem Gate, an den das Fehlersignal *AUF angelegt wird, und einen NMOS-Transi stor N31 mit einem Gate auf, an dem das Fehlersignal AB ange legt wird.

Der Tiefpaßfilter 16 weist einen passiven, aus zwei Wider ständen R1 und R2 sowie zwei Kondensatoren C1 und C2 beste henden Aufbau auf.

Bei Betrieb, wenn die Ladungspumpe 14 das von dem Phasende tektor 12 ausgegebene Fehlersignal *AUF empfängt, wird der PMOS-Schalter P31 eingeschaltet. Folglich ist die Spannungs versorgung elektrisch mit Masse verbunden, weshalb die VCO- Steuerspannung VCP erzeugt und von einem Punkt zwischen den Widerständen R1 und R2 des Tiefpaßfilters 16 ausgegeben wird. Der Signalverlauf der VCO-Steuerspannung VCP ist durch die Versorgungsspannung V_DD, dem nachstehend als Leitwiderstands wert bezeichneten Widerstandswert im eingeschalteten Zustand RP31 des PMOS-Transistors P31, den Widerstandswerten der Wi derstände R1 und R2 und den Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2 bestimmt.

In Fig. 8 ist ein Beispiel für den Signalverlauf der VCO- Steuerspannung VCP dargestellt. Wenn das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe 14 zum Zeitpunkt t₀ wirksam wird, beginnt die VCO-Steuerspannung VCP zu steigen. Dann, wenn das Fehler signal *AUF an dem Gate des PMOS-Transistors P31 nicht mehr wirksam ist, beginnt die VCO-Steuerspannung VCP zu sinken. Gemäß der Figur kehrt die VCO-Steuerspannung VCP nicht zu de ren vorherigen Wert zurück, den diese zu dem Zeitpunkt t₀ oder zu einem früheren Zeitpunkt hatte, selbst wenn genug Zeit seit dem Zeitpunkt t₁ verstrichen ist, und weist eine wie in Fig. 8 gezeigte Spannungsdifferenz auf. Diese Span nungsdifferenz dient zur Steuerung der Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 18.

Da die PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik wie vorste hend beschrieben aufgebaut ist, wird sie durch den nachste hend beschriebenen Nachteil beeinträchtigt.

Die Leistungsfähigkeit der PLL-Schaltung kann unter Beachtung deren Einrastgeschwindigkeit und Stabilität bewertet werden. Die Einrastgeschwindigkeit drückt den Reziprokwert der bis zum Einrasten des Phasenregelkreises (PLL) verstrichenen Zeitdauer aus. Die Stabilität drückt den Grad der Wider standsfähigkeit des Phasenregelkreises gegen ein Herausgehen aus dem eingerasteten Zustand aufgrund einer Störung wie Rauschen aus. Die Einrastgeschwindigkeit wird bei Erhöhung der Abweichung der VCO-Steuerspannung VCP erhöht. Demgegenüber wird die Stabilität bei Verringerung der Abweichung der VCO- Steuerspannung VCP verbessert. Das bedeutet, daß es zwischen der Einrastgeschwindigkeit und der Stabilität ein gegensätz liches Verhältnis in bezug auf die Veränderung der VCO- Steuerspannung VCP gibt.

Wenn die in Fig. 7 gezeigte Ladungspumpe 14 das Fehlersignal *AUF empfängt, teilt es die Versorgungsspannung V_DD entspre chend der durch die Impulsdauer des Fehlersignals dargestell ten Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Refe renzsignal f₀ mittels des Leitwiderstandes RP31 des PMOS- Transistors P31 und der Widerstände R1 und R2, damit die VCO- Steuerspannung VCP erzeugt wird. Die Kondensatoren C1 und C2 werden durch mittels der Spannungsversorgung zugeführte La dung aufgeladen. Da der Leitwiderstand RP31 des PMOS-Tran sistors P31 ausreichend klein ist und die folgende Unglei chung

RP31 « R1, R2

gilt, kann die VCO-Steuerspannung durch Teilen der Versor gungsspannung VDD unter Verwendung der Widerstände R1 und R2 erhalten werden.

Dementsprechend ist die Veränderung der VCO-Steuerspannung VCP proportional zu R2/(R1 + R2). Da R2/(R1 + R2) = 1/(1 + (R1/R2)) ist, verringert ein Anstieg von (R1/R2) die Abweichung der VCO-Steuerspannung VCP, wobei somit die Stabilität verbessert wird. Demgegenüber erhöht ei ne Verringerung von (R1/R2) die Abweichung der VCO-Steuer spannung VCP, wobei somit die Einrastgeschwindigkeit vergrös sert wird. Jedoch ist, da die Widerstände R1 und R2 passive Elemente sind, das Verhältnis (R1/R2) bei der PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik auf einen konstanten Wert einge stellt. Deshalb kann der Gegensatz zwischen den Verbesserungen der Einrastgeschwindigkeit und der Stabilität nicht gelöst werden.

Die DE 42 16 712 A1 beschreibt eine Ladungspumpe, die aus zwei Stromquellenschaltungen besteht. Jede dieser Stromquellenschaltungen weist eine aus zwei Transistoren bestehende Stromspiegelschaltung auf. Darüber hinaus ist ein weiterer Transistor als Schalter vorgesehen. Zwischen den miteinander verbundenen Basisanschlüssen der die Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren und dem Basisanschluß des Schalttransistors, an den als Eingangssignal beispielsweise ein Fehlersignal gelegt wird, ist ein Kondensator geschaltet.

Durch die Verwendung des Kondensators wird erreicht, daß eine in einem der Stromspiegeltransistoren enthaltene parasitäre Kapazität schneller aufgeladen wird, wodurch beim Einschaltzeitpunkt ein Spannungseinbruch unterbunden werden soll. Auf diese Weise wird die Stabilität eines PLL- Kreises verbessert, in dem diese Ladungspumpe eingebaut ist.

Die EP 0 583 586 A1 zeigt ebenfalls eine Ladungspumpe, die in einer PLL- Schaltung verwendet werden kann.

Die US 5 473 283 zeigt eine weitere Ladungspumpe. Diese Ladungspumpe weist eine Stromspiegelschaltung und einen Schalttransistor für jeden Teil auf.

Wie vorstehend beschrieben weist die PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik den Nachteil auf, daß die Einrastgeschwindigkeit und die Stabilität nicht beide zugleich verbessert werden können.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den vorstehend beschriebenen Nachteil zu beheben, das heißt, eine PLL-Schaltung zu schaffen, die die Einrastgeschwindigkeit und die Stabilität deren Einrastzustandes zugleich verbessern kann.

Diese Aufgabe wird durch eine PLL-Schaltung gemäß dem unabhängigen Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterentwicklungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispie len unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher be schrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Ladungspumpe gemäß einem Ausführungsbeispiel,

Fig. 2 ein Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei nes Potentials an einem Anschluß einer Zeitkonstantenschal tung der in Fig. 1 gezeigten Ladungspumpe, wenn die Impuls dauer eines Fehlersignals *AUF lang ist,

Fig. 3 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei ner durch ein in Fig. 1 gezeigten Tiefpaßfilter erzeugten VCO-Steuerspannung VCP, wenn die Impulsdauer des Fehlersi gnals *AUF lang ist,

Fig. 4 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei nes Potentials an einem Anschluß der Zeitkonstantenschaltung der in Fig. 1 gezeigten Ladungspumpe, wenn die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF kurz ist,

Fig. 5 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei ner durch das in Fig. 1 gezeigte Tiefpaßfilter erzeugten VCO- Steuerspannung VCP, wenn die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF kurz ist,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer PLL-Schaltung,

Fig. 7 ein schematisches Schalbild für eine Ladungspumpe ge mäß dem Stand der Technik, und

Fig. 8 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf der VCO-Steuerspannung VCP, deren Wert durch die in Fig. 7 gezeigte Ladungspumpe gemäß dem Stand der Technik gesteuert wird.

In Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer Ladungspumpe einer PLL-Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel darge stellt. In der Figur ist zusammen mit der Ladungspumpe 14 ebenfalls ein Tiefpaßfilter 16 gezeigt. Dies erfolgt deshalb, weil die Ladungspumpe 14 und der Tiefpaßfilter 16 die VCO- Steuerspannung VCP gemeinsam erzeugen. Der Aufbau der PLL- Schaltung ist mit Ausnahme der Ladungspumpe 14 derselbe wie bei der in Fig. 6 gezeigten PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik, weshalb die Beschreibung dieses Aufbaus nachstehend entfällt.

Die Ladungspumpe 14 besteht aus einem Anhebeabschnitt, in den das von dem Phasendetektor 12 ausgegebene Fehlersignal *AUF eingegeben wird, und einem Absenkabschnitt, in den das von dem Phasendetektor 12 ausgegebene Fehlersignal AB eingegeben wird. Der Anhebeabschnitt der Ladungspumpe 14 ist mit PMOS- Transistoren P10, P11 und P12, einem NMOS-Transistor N11, ei nem Inverter INV1 und einem Kondensator C11 versehen. Der Ab senkabschnitt der Ladungspumpe 14 ist mit NMOS-Transistoren N10, N21 und N22, einem PMOS-Transistor P21, einem Inverter INV2 und einem Kondensator C12 versehen.

Der PMOS-Transistor P10 und der NMOS-Transistor N10 bilden einen Hauptteil der Ladungspumpe 14. Deshalb werden diese zwei Transistoren als Ladungspumpen-Haupttransistoren be zeichnet. Weiterhin dienen der PMOS-Transistor P12 und der NMOS-Transistor N22 zur Steuerung der Ladungspumpen-Haupt transistoren P10 und N10. Deshalb werden diese Transistoren nachstehend als Ladungspumpen-Steuertransistoren bezeichnet.

Die Ladungspumpen-Haupttransistoren P10 und N10 dienen dazu, lediglich zu veranlassen, daß Ladungen durch sie hindurch ge langen. Komponenten, die zur Steuerung der Menge der durch die Ladungspumpen-Haupttransistoren hindurch gelangenden La dung dienen, sind die Ladungspumpen-Steuertransistoren P12 und N22. Deshalb sind diese Transistoren derart ausgewählt, daß die Ansteuerfähigkeiten der Ladungspumpen-Steuertran sistoren P12 und N22 höher als die der Ladungspumpen-Haupt transistoren P10 und N10 sind. Anders ausgedrückt, sind die Leitwiderstandswerte (Widerstandswerte im eingeschalteten Zu stand) der Ladungspumpen-Haupttransistoren P10 und N10 derart klein, daß sie im Vergleich mit denen der Ladungspumpen- Steuertransistoren P12 und N22 ignoriert werden können.

Der Tiefpaßfilter 16 besteht aus zwei Transistoren R1 und R2 sowie zwei Kondensatoren C1 und C2. Die VCO-Steuerspannung VCP kann von einem Punkt zwischen den Widerständen R1 und R2 abgegriffen werden.

Wenn die PLL-Schaltung in im stationären Zustand verbleibt, verbleibt der PMOS-Transistor P11 im leitenden Zustand, da dessen Gate direkt mit dessen Source verbunden ist. Deshalb ist, da der Kondensator C11 an die Spannungsversorgung über den PMOS-Transistor P11 angeschlossen ist, dieser vorab auf einen hohen Pegel aufgeladen. Das heißt, daß das in Fig. 1 durch VP bezeichnete Potential des Kondensators C11 hoch ge halten wird. Folglich wechselt der Ladungspumpen-Steuertran sistor P12 auf einen quasi-eingeschalteten Zustand, d. h. ei nen nicht vollständig eingeschalteten Zustand, in dem die Schwellspannung V_TH(P11) des PMOS-Transistors P11 an das Gate des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 angelegt ist. Dabei ist die Schwellspannung V_TH(P12) des PMOS-Transistors P12 auf einen höheren Wert als die Schwellspannung V_TH(P11) des PMOS-Transistors P11 eingestellt.

Wenn die Ladungspumpe 14 das Fehlersignal *AUF empfängt, wird der Ladungspumpen-Haupttransistor P10 und der NMOS-Transistor N11 eingeschaltet. Folglich wird die in dem Kondensator C11 vorab gespeicherte elektrische Ladung mittels des NMOS- Transistors N11 entladen, weshalb sich das Potential VP ent sprechend der Zeitkonstanten (RN11 . C11) verringert, die durch den Leitwiderstandswert (Widerstandswert im eingeschal teten Zustand) RN11 des NMOS-Tranistors N11 und der Kapazität definiert ist. Da das Potential VP verringert wird, wechselt der Ladungspumpen-Steuertransistor P12 von dem quasi-einge schalteten Zustand zu dem vollständig eingeschalteten Zustand und dann in den gesättigten Zustand. Das heißt, daß der Leit widerstandswert RP12 des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 sich nichtlinear mit der Verringerung des Potentials VP ver ändert.

Da die Verringerung des Potentials VP somit den Leitwider standswert des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 verändert, verändert sich ebenfalls die über den Ladungspumpen-Haupt transistor P10 dem Tiefpaßfilter 16 zugeführte Ladungsmenge entsprechend der Impulsdauer des Fehlersignals. Die Zeitkon stante (RN11 . C11) kann durch Auswahl der Kapazität des Kon densators C11 und des Leitwiderstandwerts des NMOS-Transi stors N11 auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.

Die VCO-Steuerspannung VCP wird durch Teilung der Versor gungsspannung VDD mittels des Leitwiderstands RP12 des La dungspumpen-Steuertransistors P12, des Leitwiderstands RP10 des Ladungspumpen-Haupttransistors P10 spwie der Widerstände R1 und R2 eingestellt. In dem Fall, daß der Ladungspumpen- Haupttransistor P10 in dem leitenden Zustand verbleibt, gilt die folgende Ungleichung.

RP10 « RP12, R1, R2

Dementsprechend kann der Leitwiderstand RP10 des Ladungspum pen-Haupttransistors P10 in bezug auf die anderen Wider standswerte vernachlässigt werden. Somit ist die VCO-Steuer spannung VCP proportional zu R2/(RP12 + R1 + R2) = 1/(1 + (RP12 + R1)/R2).

Wie vorstehend beschrieben verändert sich, da der Leitwider stand des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 sich nichtline ar mit der Verringerung des Potentials VP verändert, die VCO- Steuerspannung VCP nichtlinear mit der Verringerung des Po tentials VP und erreicht dann einen Sättigungswert.

Die Zeitdauer, während der das Potential VP sich verringert, ist proportional zu der Impulsdauer des Fehlersignals *AUF. Außerdem gibt, wenn die PLL-Schaltung sich aus dem eingera steten Zustand bewegt, der Phasendetektor das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe 14 aus, das eine mit Ansteigen des Abweichungsgrades aus dem eingerasteten Zustand (d. h. der Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Referenzsi gnal f₀) ansteigende Impulsdauer aufweist. Dementsprechend steigt, da die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF länger wird, die VCO-Steuerspannung VCP auf eine höher Spannung, während das Fehlersignal *AUF wirksam (gültig, aktiv) ist.

In Fig. 2 und 3 sind Beispiele für Signalverläufe des Poten tials VP und der VCO-Steuerspannung VCP dargestellt, wenn je weils die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF lang ist. Außer dem zeigen Fig. 4 und 5 Beispiele für Signalverläufe des Po tentials VP und der VCO-Steuerspannung VCP, wenn die Impuls dauer des Fehlersignals *AUF jeweils kurz ist. In Fig. 3 und 5 ist außerdem die VCO-Steuerspannung VCP für die herkömmli che PLL-Schaltung zum Vergleich mit der der PLL-Schaltung ge mäß diesem Ausführungsbeispiel gezeigt.

Zunächst ist unter Bezug auf Fig. 1, 2 und 3 der Fall be schrieben, bei dem die Impulsdauer des an die Ladungspumpe 14 angelegten Fehlersignals *AUF lang ist.

Wie in Fig. 2 gezeigt, verringert sich bei Anlegen des Feh lersignals *AUF an die Ladungspumpe 14 zum Zeitpunkt t₀ das in dem stabilen Zustand verbliebene Potential VP entsprechend der durch den Leitwiderstandswert RN11 des NMOS-Transistors N11 und der Kapazität C11 definierten Zeitkonstanten (RN11 . C11). Wenn das Fehlersignal *AUF zu einem Zeitpunkt t₁ von dem niedrigen auf den hohen Pegel übergeht, kehrt das Potential VP aufgrund der Vorab-Aufladung bzw. vorherigen La dung über den PMOS-Transistor P11 in den stabilen Zustand zu rück.

Demgegenüber steigt wie in Fig. 3 gezeigt, wenn zu dem Zeit punkt t₀ das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe angelegt wird, die durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte VCO-Steuer spannung VCP allmählich an, da der Ladungspumpen-Steuertran sistor P12 in dem quasi-eingeschalteten Zustand verbleibt. Danach, wenn das Potential den Schwellwert V_TH(P12) erreicht, wechselt der Ladungspumpen-Steuertransistor P12 auf den voll ständig eingeschalteten Zustand, wobei dann dessen Wider standswert RP12 sich abrupt verringert, woraufhin die VCO- Steuerspannung VCP abrupt ansteigt. Dann, wenn das Potential VP weiter ansteigt, steigt die VCO-Steuerspannung VCP allmäh lich an und wird schließlich gesättigt. Dieser Verlauf der VCO-Steuerspannung VCP wird durch das vorstehend beschriebene Verhalten der Ladungspumpe gemäß diesem Ausführungsbeispiel verursacht. Obwohl die VCO-Steuerspannung VCP sich verrin gert, wenn das Fehlersignal *AUF zu dem Zeitpunkt t₁ von dem niedrigen auf den hohen Pegel übergeht, verbleibt die VCO- Steuerspannung VCP im Vergleich mit der PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik auf einen hohen Pegel, selbst nachdem ausreichend Zeit nach dem Zeitpunkt t₁ vergangen ist, da die VCO-Steuerspannung VCP zu dem Zeitpunkt t₁ höher als die bei der herkömmlichen PLL-Schaltung ist. Die hohe VCO- Steuerspannung VCP vergrößert die Einrastgeschwindigkeit der PLL-Schaltung.

Nachstehend ist unter Bezug auf Fig. 1, 4 und 5 der Fall be schrieben, bei dem die Impulsdauer des an die Ladungspumpe 14 angelegten Fehlersignals *AUF kurz ist.

Wie in Fig. 4 gezeigt, sinkt das in dem stabilen Zustand ver bliebene Potential VP bei Anlegen des Fehlersignals *AUF an die Ladungspumpe 14 zu dem Zeitpunkt t₀ entsprechend der durch den Leitwiderstandswert RN11 des NMOS-Transistors N11 und der Kapazität C11 definierten Zeitkonstanten (RN11 . C11). Wenn zu dem Zeitpunkt t₁ das Fehlersignal *AUF von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel übergeht, kehrt das Potential VP aufgrund der Vorab-Ladung (der vorab erfolgten Aufladung) über den PMOS-Transistor in den stabilen Zu stand zurück.

Demgegenüber steigt wie in Fig. 5 gezeigt, wenn zu dem Zeit punkt t₀ das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe angelegt wird, die durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte VCO-Steuer spannung VCP allmählich an, da der Ladungspumpen-Steuer transistor P12 in dem quasi-eingeschalteten Zustand ver bleibt. Dieser Verlauf der VCO-Steuerspannung VCP wird durch das vorstehend beschriebene Ausgangsimpedanzverhalten der La dungspumpe gemäß diesem Ausführungsbeispiel verursacht. Ob wohl die VCO-Steuerspannung VCP sinkt, wenn das Fehlersignal *AUF zu dem Zeitpunkt t₁ von dem niedrigen auf den hohen Pe gel übergeht, verbleibt die VCO-Steuerspannung VCP im Ver gleich mit der PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik auf einen niedrigen Pegel, selbst nachdem ausreichend Zeit nach dem Zeitpunkt t₁ vergangen ist, da die VCO-Steuerspannung VCP zu dem Zeitpunkt t₁ niedriger als die bei der herkömmlichen PLL-Schaltung ist. Die niedrige VCO-Steuerspannung VCP ver bessert die Stabilität der PLL-Schaltung.

Vorstehend wurde der Fall als Beispiel beschrieben, bei dem das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe 14 angelegt wird. In dem Fall, daß das Fehlersignal AB an die Ladungspumpe 14 angelegt wird, ist der Funktionsablauf derselbe wie bei dem vorstehend beschriebenen Fall, mit der Ausnahme, daß die Po larität bzw. der Pegelverlauf des Fehlersignals, des Potenti als VP und der VCO-Steuerspannung VCP umgekehrt ist. Bei spielsweise verringert sich, während die VCO-Steuerspannung VCP in deren stabilen Zustand auf einen hohen Pegel ver bleibt, diese entsprechend dem Ausgangsimpedanzverhalten der Ladungspumpe 14, wenn das Fehlersignal AB an die Ladungspumpe 14 angelegt wird. Außerdem kann die durch (RN21 . C12) gege bene Zeitkonstante durch Auswahl der Kapazität des Kondensa tors C12 sowie des Leitwiderstandwerts des NMOS-Transistors N21 auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.

Somit ermöglicht die PLL-Schaltung gemäß diesem Ausführungs beispiel die Veränderung des Verhaltens der Ladungspumpe ent sprechend der Impulsdauer des Fehlersignals. Deshalb kann ge mäß dem Ausführungsbeispiel die Einrastgeschwindigkeit der PLL-Schaltung und gleichzeitig die Stabilität des eingeraste ten Zustands verbessert werden.

Wie vorstehend beschrieben weist die PLL-Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel einen Tiefpaßfilter, einen spannungsge steuerten Oszillator, der oszilliert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter ange legten Steuerspannung verändernden Frequenz ausgibt, einen Phasendetektor, der zur Ausgabe eines Fehlersignals das PLL- Signal und ein Referenzsignal empfängt sowie eine Phasendif ferenz dazwischen erfaßt, und eine Ladungspumpe, die im An sprechen auf das Fehlersignal dem Tiefpaßfilter Ladung zu führt oder diesem Ladung entzieht. Außerdem weist die La dungspumpe ein veränderliches Widerstandselement auf, dessen Widerstandswert sich verändert, während das daran angelegte Fehlersignal wirksam ist, wodurch die dem Tiefpaßfilter zuzu führende oder diesem zu entziehenden Ladung in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersignals aus dem Phasendetektor nichtli near eingestellt (justiert) wird. Deshalb gibt es, da die PLL-Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel das Verhalten der Ladungspumpe entsprechend der Impulsdauer des Fehlersignals verändern kann, gemäß diesem Ausführungsbeispiel den Vorteil, daß die Einrastgeschwindigkeit der PLL-Schaltung vergrößert wird und gleichzeitig die Stabilität des eingerasteten Zu stands verbessert werden kann.

Außerdem weist die Ladungspumpe eine auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor ansprechende Zeitkonstantenschaltung (Zeitkonstanteneinheit) zur Erzeugung einer Spannung, die sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und eine Schalteinrichtung (Schalteinheit) auf, die im Ansprechen auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor eingeschaltet wird, damit ein mit einer Spannungsversorgung verbundener Anschluß davon mit dem Tiefpaßfilter verbunden wird, und die ein erstes als variables Widerstandselement vorgesehenes Schaltele ment, beispielsweise einen PMOS- oder einen NMOS-Transistor, aufweist, das einen sich entsprechend der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung verändernden Widerstandswert auf weist. Deshalb kann die gesamte PLL-Schaltung in einer ein zelnen integrierten Schaltung eingebaut werden.

Das erste Schaltelement weist eine mit der Spannungsversor gung verbundene Elektrode und eine mit der Zeitkonstanten schaltung verbundene Steuerelektrode zum Empfang der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung auf, wobei die Schalteinrich tung außerdem ein zweites Schaltelement aufweist, beispiels weise einen PMOS- oder NMOS-Transistor, das mit dem ersten Schaltelement in Reihe geschaltet ist und eine mit dem Tief paßfilter verbundenen Elektrode sowie eine Steuerelektrode aufweist, an die das Fehlersignal zum Einschalten des zweiten Schaltelements angelegt wird. Außerdem weist die Ladungspumpe ein zwischen der Spannungsversorgung und der Zeitkonstanten schaltung geschaltetes und stets im eingeschalteten Zustand verbleibendes drittes Schaltelement auf, beispielsweise einen PMOS- oder einen NMOS-Transistor, wobei die Zeitkonstanten schaltung einen Kondensator aufweist, bei dem ein Anschluß über das dritte Schaltelement mit der Spannungsversorgung verbunden ist und über den die sich verändernde Spannung an die Steuerelektrode des ersten Schaltelement angelegt wird, sowie ein viertes Schaltelement auf, beispielsweise einen NMOS- oder einen PMOS-Transistor, das parallel zu dem Konden sator geschaltet ist und im Ansprechen auf das Fehlersignal derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem Anschluß des Kondensators entsprechend der Zeitkonstanten der Zeitkonstan tenschaltung zu sinken beginnt. Somit kann gemäß dem Ausfüh rungsbeispiel eine PLL-Schaltung mit einem vereinfachten Auf bau geschaffen werden, bei der deren Einrastgeschwindigkeit vergrößert und gleichzeitig die Stabilität des eingerasteten Zustands verbessert werden kann.

Weiterhin ist die Schwellwertspannung des ersten Schaltele ments höher als die des dritten Schaltelements. Dementsprechend kann der Leitwiderstandswert des ersten Schaltelements gleichmäßig verändert werden.

Zusätzlich kann der veränderliche Bereich des Widerstands werts des ersten Schaltelements durch die Kapazität des Kon densators sowie des Leitwiderstandswerts des vierten Schalte lements bestimmt werden. Dementsprechend kann der veränderli che Bereich des ersten Schaltelements durch Einstellen der Zeitkonstanten der Zeitkonstantenschaltung auf einen ge wünschten Wert vorab bestimmt werden.

Außerdem ist der Leitwiderstandswert des zweiten Schaltele ments im Vergleich mit dem Leitwiderstandswert des ersten Schaltelements derart klein, daß er ignoriert werden kann. Die Größe des zweiten Schaltelements, das lediglich als Pfad für die dem Tiefpaßfilter zuzuführende oder zu entziehende Ladung dient, kann verringert werden, weshalb der durch die Ladungspumpe belegte Raum verringert werden kann.

Wie vorstehend beschrieben, weist eine PLL-Schaltung einen Tiefpaßfilter 16, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18, der oszilliert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte Steuerspannung verändernden Frequenz ausgibt, einen Phasendetektor 12 zur Ausgabe eines Fehlersignals *AUF, der das PLL-Signal f und ein Referenzsignal f₀ empfängt sowie eine Phasendifferenz zwischen diesen erfaßt, und eine Ladungspumpe 14 auf, die im Ansprechen auf das Fehlersignal *AUF dem Tiefpaßfilter 16 La dung zuführt oder dem Tiefpaßfilter 16 Ladung entzieht. Au ßerdem weist die Ladungspumpe eine veränderliches Widerstand selement N11 auf, dessen Widerstandswert sich verändert, wäh rend das daran angelegte Fehlersignal *AUF wirksam ist, wo durch die dem Tiefpaßfilter 16 zuzuführende oder zu entzie hende Ladungsmenge in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersi gnals aus dem Phasendetektor eingestellt wird.

Claims

1. PLL-Schaltung mit
einem Tiefpaßfilter (16),
einem spannungsgesteuerten Oszillator (18), der oszilliert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter (16) angelegten Steuerspannung verändernden Frequenz ausgibt,
einem Phasendetektor (12) zur Ausgabe eines Fehlersignals (*AUF), der das PLL-Signal (f) und ein Referenzsignal (f₀) empfängt sowie eine Phasendifferenz zwischen diesen erfaßt,
einer Ladungspumpe (14), die im Ansprechen auf das Fehlersignal (*AUF) dem Tiefpaßfilter (16) Ladung zuführt oder dem Tiefpaßfilter (16) Ladung entzieht, und
einer Steuereinrichtung mit einem veränderlichen Widerstandselement (N11), dessen Widerstandswert sich verändert, während das daran angelegte Fehlersignal (*AUF) wirksam ist, wobei die dem Tiefpaßfilter (16) zuzuführende oder zu entnehmende Ladungsmenge nichtlinear durch die Ladungspumpe (14) in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersignals aus dem Phasendetektor eingestellt wird, wobei
die Steuereinrichtung
eine auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor (12) ansprechende Zeitkonstantenschaltung (C11, N11) zur Erzeugung einer Spannung, die sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und
eine Schalteinrichtung aufweist, die im Ansprechen auf das Fehlersignal (*AUF) aus dem Phasendetektor (12) derart eingeschaltet wird, daß ein mit einer Energieversorgung (V_DD) verbundener Anschluß davon mit dem Tiefpaßfilter (16) verbunden wird, sowie ein erstes Schaltelement (P12) aufweist, das als das veränderliche Widerstandselement mit einem entsprechend der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung sich verändernden Widerstandswert im eingeschalteten Zustand vorgesehen ist, und
das erste Schaltelement (P12) eine mit der Energieversorgung (V_DD) verbundene Elektrode und eine mit der Zeitkonstantenschaltung verbundene Steuerelektrode zum Empfang der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung aufweist, wobei
die Schalteinrichtung außerdem ein mit dem ersten Schaltelement (P12) in Reihe geschaltetes zweites Schaltelement (P10) mit einer mit dem Tiefpaßfilter verbundenen Elektrode und einer Steuerelektrode aufweist, an die das Fehlersignal (*AUF) zum Einschalten des zweiten Schaltelements (P10) angelegt wird, wobei
die Steuereinrichtung außerdem ein drittes Schaltelement (P11) aufweist, das zwischen der Energieversorgung (V_DD) und der Zeitkonstantenschaltung geschaltet ist und stets im eingeschalteten Zustand verbleibt, wobei die Zeitkonstantenschaltung einen Kondensator (C11) aufweist, bei dem ein Anschluß über das dritte Schaltelement (P11) mit der Energieversorgung verbunden ist und über den die sich verändernde Spannung an die Steuerelektrode des ersten Schaltelements (P12) angelegt wird, sowie ein parallel zu dem Kondensator (C11) geschaltetes viertes Schaltelement (N11) aufweist, das im Ansprechen auf das Fehlersignal derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem Anschluß des Kondensators (C11) entsprechend der Zeitkonstanten der Zeitkonstantenschaltung zu sinken beginnt.

2. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Schwellwertspannung (V_TH(P12)) des ersten Schaltelements (P12) höher als die des dritten Schaltelements (P11) ist.

3. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei der veränderliche Bereich des Widerstandswerts im eingeschalteten Zustand (RP12) des ersten Schaltelements (P12) durch die Kapazität des Kondensators (C11) und des Widerstandswerts im eingeschalteten Zustand (RN11) des vierten Schaltelements (N11) bestimmt wird.

4. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Widerstandswert im eingeschalteten Zustand (RP10) des zweiten Schaltelements (P10) im Vergleich zu dem Widerstandswert im eingeschalteten Zustand (RP12) des ersten Schaltelements (P12) derart klein ist, daß er ignoriert werden kann.