DE3024014A1 - Wechsel- in gleichspannungswandler in form einer integrierten schaltung - Google Patents
Wechsel- in gleichspannungswandler in form einer integrierten schaltungInfo
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Description
Wechsel- in Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechsel- in Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung,
mit auf einem gleichen Substrat mindestens einem ersten Feldeffekttransistor
mit isoliertem Tor, einem strombegrenzenden Element zur Speisung des ersten Transistors und einem ersten
mit dem Eingang des ersten Transistors verbundenen Kopplungskondensator, um den ersten Transistor durch die Wechselspannung
zu steuern.
Ein solcher Wandler wird in der Regelschaltung Reg des Quarzoszillators,
beispielsweise für eine elektronische Uhr verwendet. Figur 1 zeigt die Schaltung eines Oszillators mit
einem erfindungsgemässen Wandler. Der eigentliche Oszillator weist einen Verstärker A1, einen Quarzresonator Q und zwei
Phasenschieber-Kondensatoren C5 und C6 auf. Der Verstärker Al
wird durch eine Stromquelle Io gespiesen, wie in der DE-OS ;
28 53 421 beschrieben, um den Strom des Oszillators auf einen bestimmten, verhältnismässig kleinen Wert zu halten. Die Regelschaltung
Reg von Figur 1 erlaubt es, durch Einwirken auf die Stromquelle Io in Funktion der Amplitude der Wechselspannung
des Oszillators den Stromverbrauch noch weiter zu senken. Ein Verstärker A2 erhält das verhältnismässig schwache Wechselspannungssignal
des Oszillators und liefert ein verstärktes Signal mit genügender Amplitude, um die Teilerstufen zu
steuern, die normalerweise an den Oszillator angeschlossen sind.
Aus Figur 2 der Veröffentlichung 11ESSCIRC 1976, Toulouse, New
analog CMOS IC1S based on weak inversion operation, E. Vittoz
and J Fellrath, Centre Electronique Horloger SA, Neuchätel/ Switzerland" ist ein Amplitudendetektor oder Wechsel- in
Gleichspannungswandler bekannt, der einen durch eine Stromquelle (T2, T6) gespeisten Transistor T1 und damit verbundene
Elemente wie R1, R2, C1, C2 und C3 aufweist. In solch einer
Schaltung müssen die Widerstände R1 und R2 eine sehr hohe
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Impedanz aufweisen, in der Grössenordnung von 100 Megohm und es wird vorgeschlagen, diese durch antiparallel geschaltete
polykristalline Dioden herzustellen. Solche Dioden können nur durch eine besondere Technologie hergestellt werden (Si-Tor-Technologie),
die erheblich die Anwendungsmöglichkeiten einschränkt.
Es ist demgegenüber Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Wechsel- in Gleichspannungswandler anzugeben, der einfacher
aufgebaut ist, und der mittels der herkömmlichen Technik für CMOS-Schaltungen integriert werden kann.
Ein Wandler, der diese Aufgabe löst, ist dadurch gekennzeichnet, dass er einen zweiten Feldeffekttransistor mit isoliertem
Tor aufweist, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des ersten Transistors geschaltet ist, sowie einen zweiten
mit dem Ausgang des ersten Transistors verbundenen Kondensator, um den Ausgang für die Wechselspannungssignale kurz zu
schliessen, wobei der erste Transistor am Ausgang eine Gleichspannung erzeugt, dessen Wert eine Funktion der Amplitude der
Wechselspannung ist.
Die Erfindung wird nun im Einzelnen anhand einer Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.
Figur 1 zeigt die Schaltung eines geregelten Quarzoszillators,
Figur 2 zeigt die Schaltung eines vorbekannten Amplitudendetektors,
Figur 3 zeigt die Prinzipschaltung des erfindungsgemässen
Wandlers,
Figur 4 zeigt die Charakteristik des Senkenstroms in Funktion der Tor-Quellenspannung des Transistors T1 von Figur
3,
Figur 5 zeigt die Schaltung des Wandlers von Figur 3,
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Figur 6 zeigt die Schaltung eines ersten Ausführungsbeispiels
des Wandlers von Figur 5,
Figur 7 zeigt eine Schaltung eines anderen Ausführungsbeispiels des Wandlers von Figur 5,
Figur 8 zeigt die Charakteristik des Senkenstroms in Funktion der Senke-Quellenspannung des Transistors T2 von Figur
5,
Figur 9 zeigt die Transferfunktion des erfindungsgemässen
Wandlers,
Figur 10 zeigt den mit einer elektronischen Schaltung verbundenen Wandler von Figur 7,
Figur 11 zeigt die Schaltung eines den Wandler von Figur 7 enthaltenden Oszillators, und die
Figuren 12 - 18 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele des Wandlers von Figur 5.
Figur 2 zeigt die Schaltung des vorbekannten Amplitudendetektor gemäss der eingangs zitierten Literaturstelle. Dieser Amplitudendetektor
wandelt die Eingangs-Wechselspannung ü„ in eine Ausgangs-Gleichspannung ϋΛ. Die Elemente R2, C3 bilden
einen Filter für die Wechselspannung auf dem Tor G1 von T1. Der Wert der Ausgangsspannung U , die gleich ist dem mittleren
Wert der Torspannung von Transistor T1, ist eine Funktion der Amplitude der Eingangs-Wechselspannung ü_.
Man kann erkennen, dass in Abwesenheit einer Eingangsspannung U oder falls die Ausgangsklemme beispielsweise mit einem
Tor eines MOS-Transistors verbunden ist, keine Gleichspannung durch R1 oder R2 fliesst. In diesem Falle sind die Potentiale
auf der Senke D1 , am Tor G1 und am Kondensator C3 gleich: U-.. = UQ1 = UA· Der einzige, in der Schaltung fliessende Gleichstrom
ist der von einer Stromquelle oder von einem strombe-
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grenzenden Element an T1 gelieferte Strom Io. Das Vorhergehende
zeigt, dass die Elemente R2 (Widerstand) und C3 (Kondensator) ausgespart werden können, ohne die Transferfunktion der
Schaltung wesentlich zu beeinflussen.
In Figur 3 erkennt man die Schaltung von Figur 2 aber, ohne die Elemente R2 und C3. Die Arbeitsweise der Schaltung von
Figur 3 ist die folgende: In Abwesenheit der Eingangs-Wechselspannung wird der Arbeitspunkt von Transistor T1 durch den
Strom Io bestimmt, der eine Spannung an der Senke D1 und am Tor G1 von Transistor T1 hervorruft. Diese Spannung üa = ΌηΛ
Ά \3 I
= Uo wird durch die Charakteristik des Senkenstroms in Funktion
der Tor-Quellenspannung von T1 bestimmt, wie dies aus Figur 4 hervorgeht. In Figur 4a erzeugt eine direkt auf Uo
überlagerte Wechselspannung Un eine starke Erhöhung des Stromes
Ig während der positiven Halbperiode von UE, ohne eine
bemerkenswerte Abnahme dieses Stromes während der negativen Halbperiode von U zu erzeugen. Dadurch ergibt sich, dass
der mittlere Strom im Transistor eine Tendenz entwickelt, gegen einen Wert zu steigen, der merklich grosser ist als der
durch die Stromquelle gelieferte Strom Io. Der Strom Io wird jedoch durch die Stromquelle konstant gehalten, so dass der
Kondensator C2 gezwungen ist, sich zu entladen, welches eine Erniedrigung von U2. erzeugt. Da der mittlere Wert der Torspannung
LL, der gleiche ist wie Ua, muss die Torspannung ebenfalls
abnehmen, bis der mittlere Strom im Transistor T1 wieder gleich Io wird. Dies ist in Figur 4b angegeben, die zeigt,
dass der mittlere Strom im Transistor wieder gleich Io wird, falls die Spannung U .. um einen Betrag AU abgenommen hat. Es
kann gezeigt werden, dass, je grosser die Amplitude des Eingangs-Wechselsignals
U„, um so grosser die Differenz zwischen Uo und der Ausgangsspannung U2. und der mittleren Torspannung
U1 = (υ,) ist. Die Verschiebung um einen Betrag Λϋ des Arbeitspunktes
ist daher eine Funktion der Eingangs-Wechselspannung.
Für eine Eingangskapazität von 1 pF und einem Eingangssignal mit einer Frequenz von 32 kHz ist die benötigte Zeitkonstante
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ungefähr 100 Mikrosekunden, so dass der Widerstand RI einen
Wert von in der Grössenordnung 100 Megohm haben muss. Widerstände mit einem solch hohen Wert sind sehr schwierig in
einer integrierten Schaltung herzustellen. In der eingangs zitierten Literaturstelle werden, wie bereits erwähnt, diese
Widerstände mittels antiparallel geschaltete polykristalline Dioden hergestellt, was eine besondere Herstellungsmethode
verlangt. In der erfindungsgemässen Schaltung wird der Widerstand
R1 durch einen MOS-Transistor realisiert, der durch eine herkömmliche Technik integriert werden kann. Dieser
Transistor, in Figur 5 mit T2 bezeichnet, ist vorgespannt, um einen einem sehr hohen Wert entsprechenden Widerstand zwischen
der Senke und der Quelle aufzuweisen. Die Dimensionierung von Transistor T1 und des Stromes Io wird unter Berücksichtigung
das ohne irgendein Eingangs-Wechselsignal die Ausgangsspannung Uft = Uo ungefähr die gleiche ist wie die
Schwellspannung U des Transistors T1, durchgeführt. Der
Kanal von Transistor T2 mit den Enden S2 und D2 ist dann auf dem Potential der Schwellspannung von Transistor T1. In Figur
5 ist der Transistor T2 durch eine Torspannung U_2 vorgespannt,
die derart ausgewählt ist, dass er nur schwach leitend ist. Die Spannung zwischen Tor und Quelle oder Senke von
T2 muss daher einen Wert aufweisen, der ungefähr gleich der Schwellspannung ü_ ist. Der Wert der Spannung tU- gegen Erde
ist ungefähr der doppelte desjenigen der Schwellspannung.
Figur 6 zeigt, dass die Torspannung üG2 der Schaltung von
Figur 5 mit einer zusätzlichen Stromquelle 11 erhalten werden kann, die zwei in Serie geschaltete MOS-Transistoren T4 und
T5 speist, wobei die Senke jedes Transistors mit seinem Tor verbunden ist. Figur 7 zeigt eine einfachere Schaltung als
diejenige von Figur 6, die keine zusätzliche Stromquelle benötigt, sondern nur einen zusätzlichen Transistor T7, der in
Serie mit dem Transistor Ti geschaltet ist. Die Serienschaltung der Transistoren T1 und T7 von Figur 7 ersetzt die in
Serie Schaltung von T5 und T4 von Figur 6, um die Vorspannung mit einem Wert von üa + 0„ zu erhalten.
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Die Transferfunktion der Schaltung von Figur 7 ist leicht von derjenigen der Schaltung von Figur 6 verschieden, da in
Figur 7 die Referenzspannung für das Tor von T2 konstant bezüglich der Ausgangsspannung U ist (sie variiert in Funktion
der Eingangsspannung bezüglich der Masse), während sie in der Schaltung von Figur 6 konstant bezüglich der Masse
ist und bezüglich des Ausgangs variiert. Für die Impedanz des Transistors ist es jedoch die Tor-Quellenspannung, die
wichtig ist, d.h. die Spannung zwischen dem Tor und dem Ausgang.
Der Transistor T2 der Figuren 5, 6 und 7 beeinflusst die Transferfunktion der Schaltung, da seine Charakteristik I =
f (ü ) nicht symmetrisch ist, wie aus Figur 8 hervorgeht. In Uebereinstimmung mit Figur 8b erzeugt ein alternierendes Signal,
symmetrisch bezüglich U und angelegt an die Senke D2, einen starken Strom in den negativen Halbperioden, insbesondere
für die hohen Werte der Eingangsspannung, während in den positiven Halbperioden der Strom klein und nahezu konstant
ist, sobald die Eingangsspannung über einen gewissen Wert steigt. Die Gleichspannungskoinponente ist nicht Null, daher
muss sich der Kondensator C1 derart aufladen, dass ü_ positiver wird als U . Figur 8d zeigt den Fall, bei welchem das
Gleichgewicht wieder erreicht wurde: der mittleren Spannung U , positiver als ü_, ist das rechteckige Eingangssignal ü„
überlagert und erzeugt einen Strom im Transistor T2, dessen Gleichstromkomponente Null ist. Diese Bedingung kann auch
durch Verschieben von üc gegen einen negativeren Wert erreicht
werden, damit IJ konstant bleibt.
Daraus folgt, dass die Bedingungen der Schaltung nach Figur 5 die folgenden sind: Einerseits sinkt die mittlere Torspannung
U. von Transistor T1 infolge der Nichtlinearität der Charakteristik
I = f (U~) dieses Transistors, falls die Amplitude
des Eingangssignals wächst. Die Spannung U" von T1 hängt
G I
nur Io und U1n ab. Andererseits erzeugt Transistor T2, wie
bereits oben gesehen, eine Verschiebung zwischen dem Pegel der mittleren Torspannung üp1 und der Ausgangsspannung LL in
solcher Weise, dass U,, das Ug von Figur 8 entspricht, kleiner
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wird als ϋβ1, das seinerseits üD entspricht. Man sieht, dass
sich beide Effekte in der gleichen Richtung kombinieren, wie aus Figur 9 hervorgeht. Die Transferfunktion-Charakteristik,
wie in Figur 9 dargestellt, kann an die unterschiedlichen Anforderungen der Schaltung angepasst werden, wobei es in der
Praxis vorteilhaft ist, diese empirisch zu bestimmen.
Die Ausgangsspannung U ist sowohl eine Funktion des Stromes
Io als auch der Schwellenspannung des Transistors T1. Dies
ist jedoch kein wirklicher Nachteil, da in den meisten Fällen die Spannung U in der integrierten Schaltung weiterbehandelt
wird. Der Wandler bildet dann nur eine kleine Einheit einer elektronischen Untergruppe. Im Falle einer richtig dimensionierten
Zusammenschaltung mit anderen Elementen der Schaltung ist es möglich, den Einfluss der beiden obenerwähnten
Parameter, von denen die Ausgangsspannung U abhängt, aufzuheben.
Figur 10 zeigt eine erste Anwendung des Wandlers von Figur 7 als Amplitudendetektor. Man erkennt, dass die Ausgangsspannung
U des Wandlers durch einen Kondensator C2 gefiltert ist, und dass sie das Tor von Transistor T10 steuert, der
durch eine Stromquelle nlo gespeist ist. Die Schaltung ist derart gestaltet, dass die Ausgangsspannung U10 an den Klemmen
von T10 auf dem Pegel 1 ist, wenn Up grosser als U f ist
und auf dem Pegel Null, wenn U„ kleiner als UR f ist. Eine
andere Anwendung des Wandlers von Figur 7 ist in Figur 11 dargestellt,
die eine Schaltung eines Oszillators mit sehr kleinem Stromverbrauch darstellt. Die Schaltung von Figur 11
stellt im Prinzip den Oszillator von Figur 1 dar, jedoch ohne den Verstärker A2. Der Quarzresonator Q ist zwischen dem
Eingang und dem Ausgang von Transistor T11 geschaltet, der
seinerseits in Serie mit einem Transistor T10 geschaltet ist, dessen Tor durch den Wandler von Figur 7 gesteuert ist, wobei
dessen Ausgangsspannung durch den Kondensator C2 gefiltert ist. Wenn die Ausgangswechselspannung des Oszillators,
an den Klemmen C5, zunimmt, nimmt die Ausgangsspannung des Wandlers an den Klemmen C2 ab, wodurch die Leitfähigkeit von
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T10 ebenfalls abnimmt, wodurch der Strom in T11 vermindert
wird. Die Amplitude des Signals an den Klemmen C5 regelt sich auf einen kleinen Wert ein, wodurch der Stromverbrauch des
Oszillators vermindert wird. Falls die Eingangskapazität von T10 genügend hoch ist, kann der Kondensator C2 weggelassen
werden.
Die obenerwähnten Anwendungsbeispiele zeigen, dass der Wandler in sehr verschiedenen Schaltungen verwendet werden kann.
Er beinhaltet weniger Elemente als die bereits erwähnte vorbekannte Schaltung, und er kann durch irgendeiner bestehenden
Technologie der integrierten Schaltungen hergestellt werden, da dazu nur Standardelemente verwendet werden, die normalerweise
in tausenden von Stücken integriert werden und daher leicht produziert werden können. In Bezug auf die bekannte
Schaltung ist die Steigung der Ausgangsspannung in Funktion der Eingangs-Wechselspannung grosser, wodurch gegebenenfalls
zusätzliche Verstärkerstufen eingespart werden können. Ueberdies ist die Dimensionierung der Schaltung nicht kritisch, so
dass zum Beispiel die kritische Frequenz des Wandlers derart gewählt werden kann, dass die durch den Wandler erzeugten niederfrequenzten
Streusignale ausgeschaltet werden können.
Die Figuren 12 bis 18 zeigen weitere Ausführungsbeispiele des
Wandlers von Figur 5, mit bestimmten Vorteilen, je nach ihren verschiedenen Anwendungen.
Die Schaltung von Figur 12 zeigt, dass die Stromquelle von Figur 5 durch einen Transistor T3 des zum Transistor T1 komplementären
Leitungstyps realisiert werden kann, wobei die Quelle S3 des Transistors T3 mit dem positiven Pol der Stromquelle,
die Senke D3 mit der Senke D1 von Transistor T1 und das Tor G3 mit einem zweiten Referenzpotential Ref 2, das Tor
G2 von Transistor T2 mit einem ersten Referenzpotential Ref 1 verbunden ist.
Die Schaltung von Figur 13 zeigt, dass die Stromquellen Io und 11 der Schaltung von Figur 6 jeweils durch die Transisto-
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ren T3 und T6 in genauer üebereinstimmung miteinander realisiert
werden können, wobei deren Quellen S3 und S6 mit dem positiven Pol der Stromquelle und die Tore G3 und G6 miteinander
und mit einem zweiten Referenzpotential verbunden sind. Das erste Referenzpotential ist dasjenige von Tor G2 von T2
und der Senke D5 von Transistor T5.
Figur 14 zeigt, wie die Stromquelle der Schaltung von Figur 7 durch einen in Serie mit Transistor T7 geschalteten Transistor
T8 realisiert werden kann, wobei dessen Quelle S8 mit dem positiven Pol der Stromquelle, die Senke D8 mit der Senke
D7 von Transistor T7 und das Tor G8 mit einem zweiten Referenzpotential verbunden ist.
Figur 15 zeigt, wie es möglich ist, eine zur eingangs erwähnten Literaturstelle äquivalente Struktur mittels herkömmliche
Komponenten zu realisieren. In der Schaltung der Figur 15 kann der Kondensator C2 eingespart werden und der Transistor
T2 als Spannungsverstärker arbeiten, der eine Ausgangsspannung U1, liefert, die die verstärkte Eingangs-Wechselspannung
ü„ ist. Die Ausgangsspannung DL2 ist eine Gleichspannung,
die Funktion der Amplitude der Eingangs-Wechselspannung ü„ ist. Die Ausgangsspannung U2 wird durch einen
dem Transistor T9 äquivalenten Widerstand gefiltert, der mit dem Kondensator C2 ein Tiefpassfilter bildet. Das Tor G9 von
Transistor T9 wird durch ein drittes Referenzpotential Ref 3 vorgespannt. Die Referenzpotentiale Ref 1 und Ref 3 können
voneinander verschieden sein, beispielsweise falls sie verschiedene Zeitkonstanten aufweisen müssen; sie können aber
auch identisch sein, wie in Figur 16 dargestellt ist.
Figur 17 stellt die Schaltung von Figur 14 dar, in welcher ein Kondensator C4 zwischen der Senke D7 von Transistor T7
und der Masse geschaltet ist. Die Senke D7 von T7 kann dann als Ausgang des Wandlers, der die Spannung ü _ liefert, verwendet
werden. Da der Strom durch T7 konstant ist, ist auch die Spannung zwischen der Senke und Quelle von T7 konstant.
Gegebenenfalls kann entweder der Kondensator C2 oder der Kon-
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densator C4 eingespart werden. Die Schaltung von Figur 17 ist besonders für Anwendungen als Differentialverstärker geeignet,
Figur 18 schliesslich zeigt, dass in der Schaltung von Figur 17 es nicht notwendig ist, das Tor G2 von Transistor T2 mit
dem Ausgang S3 zu verbinden. Das Tor G2 kann auch mit einem vierten Referenzpotential Ref 4 verbunden sein. Dieses bedeutet
einen Vorteil gegenüber der Schaltung von Figur 17, indem der Spannungsabfall in T7 den Anforderungen der nachfolgenden
Stufe angepasst werden kann, die mit dem die Spannung U- liefernden Ausgang verbunden ist ohne Gefahr zu
laufen, dass diese Ausgangsspannung nicht mit der Vorspannung von T2 kompatibel ist.
Die vorhergehenden Beispiele zeigen, dass der Wandler leicht den Anforderungen der verschiedenen Anwendungsfälle angepasst
werden kann ohne die Notwendigkeit, seine Grundstruktur zu verändern. Dies in Verbindung mit der Tatsache, dass dieser
Wandler mit irgendeiner MOS-Technologie realisiert werden
kann, gibt diesem einen sehr weiten Anwendungsbereiche
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Claims (10)
1. /Wechsel- in Gleichspannungswandler in Form einer integrieren
Schaltung, mit auf einem gleichen Substrat mindestens
einem ersten Feldeffekttransistor mit isoliertem Tor, einem
strombegrenzenden Element zur Speisung des ersten Transistors und einem ersten mit dem Eingang des ersten Transistors verbundenen
Kopplungskondensator, um den ersten Transistor durch die Wechselspannung zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass
er einen zweiten Feldeffekttransistor (T2) mit isoliertem Tor aufweist, der zwischen dem Eingang (G1 ) und dem Ausgang (D1 )
des ersten Transistors (T1) geschaltet ist, sowie einen zweiten mit dem Ausgang (D1) des ersten Transistors (T1) verbundenen
Kondensator (C2), um den Ausgang (D1) für die Wechselspannungssignale
kurz zu schliessen, wobei der erste Transistor am Ausgang (D1) eine Gleichspannung erzeugt, dessen Wert eine
Funktion der Amplitude der Wechselspannung ist.
2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Quelle (S1) des ersten Transistors (T1 ) mit dem ersten Pol
einer Stromquelle und die Senke (D1 ) des ersten Transistors über ein Strombegrenzungselement mit dem zweiten Pol der
Stromquelle verbunden sind, dass das Tor (G1) des ersten Transistors
durch einen zweiten Transistor (T2) vorgespannt ist, dessen Quelle (S2) mit der Senke (D1 ) des erste"n Transistors
und dessen Senke (D2) mit dem Tor (G1) des ersten Transistors verbunden ist, das Tor (G2) des zweiten Transistors (T2)
durch ein erstes Referenzpotential vorgespannt ist, derart, dass der zweite Transistor eine sehr hohe entsprechende Impedanz
aufweist, und dass der zweite Kondensator (C2) zwischen der Senke (D1) und der Quelle (S1) des ersten Transistors geschaltet
ist.
3. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Strombegrenzungselement mindestens einen dritten Transistor
(T3) aufweist, der eine Leitfähigkeit des zum ersten Transistor
(T1) komplementären Typs aufweist und die Quelle (S3) des dritten Transistors mit dem zweiten Pol der Stromquelle und
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die Senke (D3) des dritten Transistors mit der Senke (D1) des
ersten Transistors verbunden ist, und das Tor (G3) des dritten Transistors (T3) durch ein zweites Referenzpotential vorgespannt
ist.
4. Wandler nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet,
dass das erste Referenzpotential durch einen vierten (T4) und fünften (T5) in Serie geschalteten Transistor
erzeugt wird, wobei beim vierten Transistor (T4) die Quelle (S4) mit dem ersten Pol der Stromquelle, die Senke (D4) mit
seinem Tor (G4) und mit der Quelle (S5) des fünften Transistors (T5) verbunden sind, dessen Tor (G5) .und Senke (D5) miteinander
und mit dem Tor (G2) des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, um an dieses Tor (G2) das erste Referenzpotential
zu liefern, und dass der vierte und fünfte Transistor durch einen sechsten Transistor (T6) gespeist sind, dessen
Senke (D6) mit der Senke (D5) des fünften Transistors, dessen Tor (G6) mit dem zweiten Referenzpotential und dessen Quelle
(S6) mit dem zweiten Pol der Stromquelle verbunden ist.
5. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Strombegrenzungselement mindestens einen siebten Transistor
(T7) des gleichen Leitfähigkeitstyp wie der erste Transistor (T1) und einen achten Transistor (T8) des komplementären
Leitfähigkeitstyps aufweist, und der siebente und achte Transistor
in Serie geschaltet sind, wobei die Senken (D7, D8) miteinander und mit dem Tor (G7) des siebten Transistors verbunden
sind, um das erste Referenzpotential zu liefern, und die Quelle (S7) des siebten Transistors (T7) mit der Senke
(D1 ) des ersten Transistors, die Quelle (S8) des achten Transistors mit dem zweiten Pol der Stromquelle und das Tor
(G8) des achten Transistors mit dem zweiten Referenzpotential verbunden ist.
6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Senke (D7) des siebten Transistors (T7) mit dem ersten Pol
eines vierten Kondensators (C4) verbunden ist, dessen zweiter Pol mit dem ersten Pol der Stromquelle verbunden ist, wobei
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der erste Pol des vierten Kondensators einen dritten Ausgang (üA3) bildet.
7. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Tor (G2) des zweiten Transistors (T2) durch ein viertes Referenzpotential
vorgespannt ist.
8. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass er einen neunten Transistor (T9) und einen dritten Kondensator
(C3) aufweist, um einen zusätzlichen Ausgang (U,,?) des Wandlers
zu bilden, wobei die Senke (D9) des neunten Transistors (T9) mit der Senke (S2) des zweiten Transistors (T2), sein
Tor (G9) mit einem dritten Referenzpotential und seine Quelle (S9) mit dem ersten Pol des dritten Kondensators und dessen
zweiter Pol mit dem ersten Pol der Stromquelle verbunden ist, und der erste Pol des Kondensators den zusätzlichen Ausgang
(U2) bildet, dessen Gleichspannungspotential eine Funktion
der Amplitude der Wechselspannung ist.
9. Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und das dritte Referenzpotential gleich sind.
10. Wandler nach Anspruch 1, 6 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der zweiten, dritten oder vierten
Kondensatoren durch Streukapazität der integrierten Schaltung oder durch die Eingangkapazitäten der folgenden elektronischen
Stufen, die mit einem der Ausgänge (U,.., U- oder ü,..,)
verbunden sind, gebildet sind.
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| FR2461395B1 (de) | 1984-11-09 |
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| FR2461395A1 (fr) | 1981-01-30 |
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| DE3024014C2 (de) | 1983-12-01 |
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