DE3332751A1

DE3332751A1 - Frequenzkompensationsschaltung fuer komplementaere metalloxidhalbleiter-linearsignalverstaerker

Info

Publication number: DE3332751A1
Application number: DE19833332751
Authority: DE
Inventors: Ray A. 95120 San Jose Calif. Reed; James B. 94086 Sunnyvale Calif. Wieser
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1982-09-13
Filing date: 1983-09-10
Publication date: 1984-03-15
Also published as: DE3332751C2; JPS5981909A; US4484148A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Prequenzkompensat ions schaltung für CMOS- oder komplementäre Metalloxidhalbleiter-Linearsignalverstärker.

Komplementäre Metalloxidhalbleiter (CMOS) als integrierte Schaltungen (IC) sind in zunehmendem Maße zum Gebrauch bei Linearsignalverstärkern üblich geworden. Solche Verstärker können in IC-Chips oder -plättchen eingebaut werden, die auch digitale CMOS-Schaltungen üblicher Art, gewöhnlich in Form hochintegrierter (LSIC) Schaltungsanordnungen, enthalten. Es sind viele CMOS-Verstärkerschaltungen nach Art von Bipolarschaltungen entwickelt worden. Bei ihrer tatsächlichen Verwirklichung ergeben sich jedoch häufig Schwierigkeiten. An sich wirken die in langjähriger Arbeit entwickelten Bipolar-Schaltungen durchaus zufriedenstellend. Jedoch haben komplementäre (CMOS-) Ausführungsformen solcher Schaltungen unter Umständen eine etwas andere Wirkungsweise, und es kann vorkommen, daß direkte Entsprechungen nicht voll zufriedenstellend wirken.

Prequenzkompensationsschaltungen für bipolare Verstärker sind zu einem hohen Grad von Vollkommenheit entwickelt worden. Es gibt sehr zufriedenstellende Schaltungen dieser Art in der Praxis. Wird jedoch ein gleichartiges Prequenzkompensationsprinzip auf CMOS-Schaltungen übertragen, so entspricht das Ergebnis nicht immer völlig dem Vorbild und es kann vorkommen,

daß die Gesamtwirkungsweise keine zufriedenstellende ist.

Der Erfindung liegt folgende Aufgabenstellung zugrunde:

Es soll ein linearer CMOS-Verstärker mit einer besonders guten Prequenzkompensationsschaltung geschaffen werden, wobei eine hohe Stabilität des Verstärkungsgrades und eine im Vergleich zu früheren Schaltungen besonders gute Energiequellenabweisung (power supply rejection) anzustreben sind.

Es soll ferner eine verbesserte Prequenzkompensationsschaltung zur Vervollkommnung eines linearen CMOS-Verstärkers mit möglichst geringem Aufwand an Teilen geschaffen werden, insbesondere für Anwendungsfälle von Analogverstärkern auf LSIC - , also hochintegrierte Strukturen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit Hilfe der in dem Patentanspruch 1 genannten Merkmale gelöst. Möglichkeiten zur weiteren Ausgestaltung solcher Schaltungen sind in den Patentansprüchen 2 bis 9 angegeben. Insbesondere wird ein Linearverstärker mit einer Differential-Eingangsstufe vorgesehen, aus der eine Umkehrverstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad betrieben wird. Frequenzkompensation wird mit Hilfe eines Kondensators erreicht, der an die Umkehrverstärkerstufe so angekoppelt ist, daß eine Integratorwirkung nach Miller zustandegebracht wird. Zur Erfindung gehört

insbesondere auch die Ankopplung einer spannungsgesteuerten Stromquelle in Reihe mit dem Rückkopplungsstrompfadj in dem der Kondensator liegt. Die Stromquelle ist vorzugsweise als Gate-Transistorverstärker in Basisschaltung in der Rückkopplungsschleife ausgeführt und kann die Form entweder eines besonderen Rückkopplungsverstärkers oder einer Last in Kaskadenschaltung innerhalb der Differential-Eingangsstufe aufweisen.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen

F i g.-1 das Schaltschema der bekannten Ausführungsform eines CMOS-Verstärkers, bei dem eine Frequenzkompensation üblicher Art verwendet ist,

F i g. 2 das Schaltschema eines Ausführungsbeispiels einer CMOS-Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 3 eine andere Ausführungsform der Erfindung.

In Fig. 1 ist das Schema eines CMOS-Verstärkers dargestellt. Zwischen den Anschlußklemmen 10 bzw. +V-^-r, und 11 bzw. -V₀C₅ ist eine Energiequelle angeschlossen. Es sind zwei Stufen dargestellt. Die Eingangsstufe 12 besteht aus einem Differentialtransi*- storpaar aus N-Kanalvorrichtungen 14 und 15, den einen Stromspiegel bildenden Last-Transistoren 16 und 17 vom P-Kanaltyp, und einer Schwanzstromsenke 18 vom N-Kanaltyp. Der Transistor 18 wird in üblicher Weise

-■"■ -·₇ -■■ ■ ·■

vorgespannt durch ein Potential V_BIAS, das an die Anschlußklemme 19 angelegt wird, welche normalerweise etwas über eine N-Kanaltransistorschwelle oberhalb von -Vg₂ vorgespannt ist.

Die Eingangsstufe liefert einen einendigen Ausgangswert an dem Knotenpunkt 20, welcher direkt mit der Umkehrverstärkerstufe 13 gekoppelt ist. Diese Stufe ist zusammengesetzt aus einem Treiber 21 vom P-Kanaltyp und einer Last 22 in Form einer Stromsenke vom N-Kanaltyp; diese Teile bilden zusammen den Umkehrverstärker. Die Stromsenke 22 ist in Parallelschaltung mit der Schwanzstromsenke 18 vorgespannt. Bei Verwendung des dargestellten Schalt Schemas spricht der Ausgangsanschluß 25 bei hohem Verstärkungsgrad an auf Differentialeingangssignale, die an den invertierenden Eingangsanschluß 23 und an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß 24 angelegt werden.

Ein Frequenzkompensationskondensator 26 liegt zwischen dem Knotenpunkt 20 und dem Ausgangsanschluß 25· Dieser Kondensator bildet praktisch ein negatives Rückkopplungselement, an der invertierenden Verstärkerstufe 13. Hierdurch wird ein Integrator nach Miller gebildet, bei dem ein effektiver Kondensator den Knotenpunkt 18 belastet oder auflädt. Die Ladung ist gleich eins plus dem Verstärkungsgrad der Stufe 13 x dem Wert des Kondensators 26. Eine solche Anordnung ergibt eine Hochfrequenzverstärkungskante oder eine obere Grenz-

frequenz von 6db pro Oktave wie üblich. Es sind jedoch verschiedene Schwierigkeiten mit einer solchen Schaltung verbunden.

Bei Gleichstrom ist die Schaltung nach Fig. unempfindlich gegenüber Schwankungen der Energiequelle, weil die Gate-Elektrode des Transistors seiner Source folgt, welche direkt an +V^-r-. zurückgeführt ist. Daher werden Schwankungen an V_DD zurückgewiesen. Mit anderen Worten, dank der Transistoren und 17 folgt der Knotenpunkt 20 dem Wert von V™-,. Aber wegen des Vorhandenseins des Kondensators 26 wird seine Impedanz bei den höheren Signalfrequenzen so niedrig, daß der Knotenpunkt 20 umgangen wird, so daß er nicht mehr dem Wert V~~ folgt. Dies ergibt eine Änderung der Spannung von der Gate-zur Source-Elektrode an dem Transistor 21, welche durch die Stufe 13 verstärkt wird und eine schlechte Energiequellenabweisung bei höheren Signalfrequenzen zur Folge hat.

Ein zweites Problem besteht insofern, als der Kondensator 26 auch als Vorwärts-Kopplungselement (as a feed forward element) bei den höheren Signal-" frequenzen wirkt und den Knotenpunkt 20 direkt mit der Ausgangsanschlußklemme '25 koppelt. Da dieser Vorwärts-Kopplungsweg durch die Stufe 13 nicht invertiert wird, wird ein ansteigender Verstärkungsgrad mit zunehmender Phasenverschiebung zustandegebracht,

der Unstabilität bei Signalfrequenzen innerhalb der EinheitsverStärkungsbandbreite des Verstärkers (within the amplifier's unity gain bandwidth) verursachen kann.

Das an zweiter Stelle genannte Problem war bereits erkannt worden. Ein Lösungsversuch bestand darin, einen Widerstand in Reihe mit dem Kondensator 26 anzuordnen. Zu diesem Zweck wird eine in Reihe geschaltete CMOS-Gate-Verstärkerstufe eingefügt, die in den leitenden Zustand vorgespannt ist und einen Widerstand aufweist, der so gewählt ist, wie es dem gewünschten Ergebnis entspricht. Dies hat sich jedoch als nur teilweise wirksam erwiesen. Eine andere Lösung besteht darin, eine besondere nicht-invertierende Pufferverstärkerstufe als Antrieb für den Kompensationskondensator vorzusehen, und zwar zusammen mit einer nicht-invertierenden Pufferverstärkerstufe, welche den Ausgangsanschluß betreibt. Dies aber erfordert das Hinzufügen einer weiteren Anzahl von Schaltungskomponenten sowie einen erhöhten Energieverbrauch.

Fig. 2 zeigt ein Schaltschema, bei dem die Erfindung angewendet ist. Für verschiedene Schaltungsbestandteile, welche die gleichen sind wie bei Fig. 1, sind die entsprechenden Bezugszeichen verwendet. Eingangsstufe 12 und Ausgangsstufe 13 arbeiten ebenso wie'bei Fig. 1. Der Kompensationskondensator 30 dagegen ist anders geschaltet.

"ICf-

Eine spannungsgesteuerte Stromquelle in Form eines N-Kanal-Transistors 31 ist in Reihe mit dem Kondensator 30 und dem Knotenpunkt 20 angeordnet. Der Transistor 31 wirkt als Gate-Transistorverstärker in Basisschaltung zusammen mit der N-Kanal-Stromsenke 32, durch die seine Source-Elektrode an den Anschluß 11 bzw. das Potential -V_ss der Energiequelle zurückgeführt ist. Die Gate-Elektrode des Transistors 31 ist an Erde oder Masse zurückgeführt bzw. an ein Potential (normalerweise in der Mitte) zwischen den Pegeln von ⁺V_DD und -ν_σσ . Der Kondensator 30 ist zwischen der Ausgangsklemme 25 und der Source-Elektrode des Transistors 31 angeschlossen, der daher als nicht-invertierender Gate-Verstärkertransistor in Basisschaltung wirkt, dessen Drain- (oder Ausgangs-) Elektrode an den Knotenpunkt 20 geführt ist. Somit ist der Ausgang der Verstärkerstufe 13 über den Kondensator 30 so geschaltet, daß er an der Source-Elektrode des Transistors 31 eine frequenzabhängige Spannung erzeugt. Diese frequenzabhängige Spannung moduliert die Spannung zwischen Gate und Source des Transistors 31» der in Basisschaltung angeordnet ist. Auf diese Weise wird eine frequenzkompensierende Stromrückkopplung zum Knotenpunkt 20 zustandegebracht.

Zusätzlich zur Erzeugung der frequenzkompensierenden Rückkopplung trennt der Transistor 31 den Kondensator 30 von dem Knotenpunkt 20 und beseitigt dadurch

die Aufladung des Knotenpunkts 20 sowie die Vorwärtskopplung von demKnotenpunkt 20 zum Ausgangsanschluß 25.

Ein Blind- (dummy) N-Kanaltransistor 33 und seine Source-Stromsenke, der N-Kanaltransistor 34 ₃ sind mit der Drain-Elektrode des Transistors 14 verbunden, um die Arbeitsweise der Differential-Transistoren 14 und 15 auszugleichen. Der in dem Transistor 31 fließende Gleichstrom wird durch den in dem Transistor 33 fliessenden Gleichstrom abgeglichen, der kein Rückkopplungssignal führt. Die Benutzung des SchaltSchemas von Fig. 2 löst die Unstabilität und die durch den Kompensationskondensator verursachten Ladungs- oder Belastungsprobleme. Im Falle einer Energiequellenabweisung bei 10 kHz ist die Schaltung gemäß Fig. 2 um mindestens 20 db besser als diejenige nach Fig. 1. Dies kann für Tonverstärker von erheblicher Bedeutung sein.

Fig. 3 zeigt ein Schaltschema eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung. Auch hier sind für gleiche Teile die Bezugszeichen entsprechender Teile von Fig. 1 verwendet. Der Hauptunterschied besteht darin, daß die Eingangsstufe 12' als Kaskade geschaltet ist. Die in Basisschaltung angeordneten N-Kanal-Lasttransistoren 35 und 36 sind in Reihe mit den Drain-Elektroden der Transistoren 15 bzw. 14 geschaltet. Die Gate-Elektroden der Transistoren 35 und 36 sind zu dem Potential ^v _Bj_As2 ^{an der Klemme} 37

zurückgeführt'. Die Vorspannung ist so gewählt, daß sie zwischen ⁺V_DD und Erde bzw. Masse liegt, so daß diese Transistoren normalerweise in den Sättigungsbereich ihrer Arbeitscharakteristik vorgespannt sind und ihre kombinierte Stromleitung den in dem Transistor 18 fliessenden Schwanzstrom abgleicht. Der Frequenzkompensations kondensator 30 ist zwischen der Ausgangsklemme 25.und der Source-Elektrode des Transistors 35 angeschlossen, der als Gate-Verstärker in Basisschaltung wirkt und den Kondensator zum Knotenpunkt 20 rückkoppelt. Der Transistor 36 bewirkt den Abgleich der Charakteristiken der Eingangsstufe 12'. Hinsichtlich der Signalübertragung arbeitet die Schaltung nach Fig. 3 ähnlich wie diejenige nach Fig. 2. Der Transistor 35 bildet die spannungsgesteuerte Stromquelle mit Rückkopplung eines frequenzabhängigen Stromes an den Knotenpunkt 20, wobei der Knotenpunkt abgetrennt.und nicht aufgeladen oder belastet wird. Mit dieser Ausführungsform der Schaltung wird das gleiche oder sogar ein noch besseres Ergebnis erzielt.

Normalerweise wird die Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 3 vorzuziehen sein, weil sie weniger Teile erfordert und einen geringeren Energieverbrauch aufweist, also eine höhere Leistungsfähigkeit und Wirtschaftlichkeit bietet. Infolge der Verwendung in Kaskadenschaltung angeordneter Treiber wird eine höhere Verstärkung in der ersten Stufe 12' erreicht.

Allerdings hat die Ausführungsform nach Pig. 3 einen gegenüber Fig. 2 vergleichsweise kleineren Gleichtaktbereich. Daher wird die Schaltung nach Fig. 3 vor allem empfohlen für Anwendungen wie Integratoren und invertierende Verstärker. Wird bei einem Differenzverstärker oder Operationsverstärker ein größerer Gleichtaktbereich benötigt, so wird die Schaltung nach Fig. 2 vorzuziehen sein.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß bei den beschriebenen Ausführungsformen übliche P-Wannen-CMOS-Strukturen angenommen wurden, wobei die (nicht dargestellten) rückwärtigen Gates sämtlicher P-Kanalvorrichtungen gemeinsam mit dem Halbleitersubstrat verbunden sind, das an +V_DD angeschlossen ist. Jeder N-

Kanaltransistor hat, wie dargestellt, seinen eigenen getrennten rückseitigen Gate-Anschluß. Solche Vorrichtungen können entweder metallene oder aus Silizium bestehende Gate-Anordnungen verwenden. Andere Ausführungsformen z.B. N-Wannen-Anordnungen können ebenfalls . verwendet werden. Gewünschtenfalls können sämtliche dargestellten Transistoren komplementiert und die Polaritäten der Energieanschlus.se vertauscht werden.

Beispiel
Die Schaltung nach Fig. 3 wurde als Integrator in einem Schalter-Kondensator-Filter benutzt, das unter Verwendung des Aufbaues eines üblichen aus Silizium bestehenden Gate-P-Wannen-CMOS aufgebaut war. Dabei

wurden folgende Größen der einzelnen Vorrichtungen verwendet:

Bezugszeichen W/L (Mikron)

14 104/16

15 104/16

16 120/14

17 120/14

18 54/12 21 470/8

22 240/12

35 104/5

36 104/5

Die Kapazität des Kondensators 30 betrug 5,8 pF. Die Vorspannung an der Klemme 19 wurde dadurch hergestellt, daß ein normaler Strom von 30 Mikroampere durch einen N-Kanaltransistor geleitet wurde, dessen Gate-Elektrode an seine Drain-Elektrode zurückgeführt war. Das so aufgebaute Filter arbeitete zufriedenstellend und wies einen um 20 db besseren PSR auf als frühere Ausführungsformen. Eine Computersimulation ergibt, daß die Schaltung nach Fig. 3 eine Grenzfrequenz von 6 db pro Oktave für eine Einheitsverstärkung bei etwa 2 MHz aufweist. Die Niederfrequenzverstärkung zwischen den Differenzeingängen an den Anschlüssen 23 _a 24 und dem Ausgangsanschluß 25 betrug etwa 70 db. Das Quellenab-

Weisungsverhältnis betrag 70 db bei 10 kHz. Die Schaltung wies keine Unstabilitäten auf.

•Λ.

Leerseite

Claims

DIPL.-I NG. J. RICHTER - PATENTANWÄLTE

DIPL-ING. F. WERDERMANN

ZUSEU. VERTRETER BEIM EPA · PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE EPO · MANDATAIRES AGREES PRES LOEB

2OOO HAMBURG 36 Q SE?, 1SÜ3

NEUER WALL 1O

'S» (O 4O) 34-OO 45/34 OO

TELEGRAMME: INVENTIUS HAMBURG

TELEX 2163 551 INTU D

UNSER ZeiCHEN/OUR FILE N. O 3 32 2 Wd]Tl/

Anmelder:

NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION,

2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, Kalif.95051 (V.St.A.)

Frequenzkompensationsschaltung für komplementäre Metalloxidhalbleiter-Linearsignalverstärker.

Patentansprüche:

ll Frequenzkompensationsschaltung für CMOS- oder komplementäre Metalloxidhalbleiter-Linearsignalverstärker, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: (a) ein Vorzeichen-Umkehrverstärker oder invertierender Verstärker mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen,

(b) ein zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Vorzeichen-Umkehrverstärkers mit diesem verbunden angeordneter Frequenzkompensationskondensator, und

(c) ein mit dem Prequenzkompensationskondensator

in Reihe geschaltetes Stromrückkopplungselement.
2. Prequenzkompensationsschaltung nach Anspruch

1, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromrückkopplungselement einen Gate-Transistorverstärker in Basisschaltung mit einer mit dem Kondensator verbundenen Eingangsquelle und einem mit dem Eingang des Umkehrverstärkers verbundenen Drain-Ausgang aufweist, so daß der Kondensator zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Umkehrverstärkers, mit diesem verbunden, angeordnet ist, ohne jedoch als kapazitive Last am Eingang des Umkehrverstärkers zu wirken.
3. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch

2, dadurch gekennzeichnet, daß der in Basisschaltung angeordnete Gate-Transistorverstärker mit einer Konstantstrom-Versorgungseinrichtung, die mit der Source-Elektrode in Reihe geschaltet ist, versehen ist.
4. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch

3, dadurch gekennzeichnet, daß der Umkehrverstärker von einer Differential-Eingangsstufe, deren einendseitiger Ausgang mit dem Eingang des Umkehrverstärkers verbunden ist, angetrieben ist.
5. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch

4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung mit einem Blind-Stromrückkopplungselement (dummy current feedback element), das zum Ausgleich der Differential-Eingangs stufe angeordnet ist, versehen ist.
6. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Eingangsstufe einen in Kaskadenschaltung angeordneten
Driver-Transistor aufweist.
7· Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der in Kaskadenschaltung angeordnete Driver-Transistor zur Übernahme der Funktion des in Basisschaltung angeordneten Gate-Transistor-Verstärkers, dessen Eingangssource mit dem Kondensator verbunden ist, dient.
8. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch 7j dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Eingangsstufe als Konstantstrom-Versorgungseinrichtung
für den in Basisschaltung angeordneten Gate-Transistor-Verstärker ausgebildet ist.
9. Frequenzkompensationsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Blind-Kaskaden-Last-Transistor in der Differential-Eingangsstufe
zum Ausgleich von dessen Betrieb angeordnet ist.