JP5369969B2

JP5369969B2 - 電源ノイズ測定回路および測定方法

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Publication number: JP5369969B2
Application number: JP2009178959A
Authority: JP
Inventors: 幹浩梶田
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2009-07-31
Filing date: 2009-07-31
Publication date: 2013-12-18
Anticipated expiration: 2029-07-31
Also published as: US8531190B2; JP2011033441A; US20110025346A1

Description

本発明は、電源ノイズ測定回路および測定方法に関する。

近年、半導体集積回路（LSI）の動作の高速化および低消費電力化が進んでいるが、これに伴い、電源電圧が変動するなどにより、電源ノイズが生じるデメリットがある。電源ノイズはLSI内の遅延設計に大きな影響を与える。電源ノイズ量が大きくなると遅延変動量も大きくなり、タイミング設計へのマージンを大きくする必要が生じる。
近年の高速化が進むLSI内の信号伝送において、高速化とともに小さくなるタイミングウィンドウに対して遅延変動分のマージンが拡大することは伝送実現の可否に多大なインパクトを及ぼすため、電源ノイズ量をいかに正確に把握できるかが重要なポイントとなる。

こうした電源ノイズの測定は今後も常時必要となるものであり、そのためにも、どのようなLSIにも搭載できるような小面積であって、かつ、精度が十分な電源ノイズ測定回路が求められている。

ここで、特許文献1（特開2005-249408号公報）には、電源ノイズ測定装置が開示されている。この電源ノイズ測定装置は、図8に示すように、コンパレータ回路106によって電源ノイズと参照電圧との大小比較を行うことで電源ノイズを測定する構成である。
また、2003年のSymposium on VLSI Circuitsにおいて、Intel社は、図9に示すように、参照とする電源と測定対象とする電源との微小な変化分の抽出を行い、参照電圧との大小比較をした結果を見て、電源ノイズ量の測定を行う方式を提案している。

他の例としては、図10に示すように、ISSCC2002において高宮らが報告しているサンプリングオシロ回路を用いた電源ノイズ測定方法がある。この方法は、サンプリングオシロの原理を利用して、周期的に変化する信号に対して、データサンプリングのタイミングを1クロック周期ずつずらしながら取得していくため、データ周期がT／△T倍にのびて（ここでTはクロック周期、△Tはデータ取得の分解能）、低速な出力として外部へ取り出すことが可能となる。

特開2005-249408号公報

2003 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, 4-89114-035-6/03, Figure 5 ISSCC 2002/February 5, 2002/Salon 10-15/9:00 AM, Figure 11.2.1

しかしながら、上記いずれの従来技術においても、測定を行う回路自体が電源ノイズの影響を受けないようにデカップリング容量を大量に搭載したり、フィルタ回路を電源に挿入してノイズ除去を行ったりする必要があった。そのため、回路の面積が増加してしまうという問題がある。そして、電源ノイズ測定回路をLSI内に搭載しようとすれば、電源ノイズ測定回路を配置するための面積をあらかじめ用意しなければならないが、電源ノイズ測定回路が大きな面積を占有してしまうとフロアプランに多大な影響を及ぼす。
また、電源ノイズ測定回路は、動作率の高い論理回路の近傍へ配置することが望ましいが、電源ノイズ測定回路の面積が大きいと必ずしも望ましい位置に配置できるとは限らないという問題が生じる。

本発明の目的は、小面積であって、かつ、十分な測定精度が得られる電源ノイズ測定装置を提供することにある。

本発明の電源ノイズ測定装置は、
電源電圧の変動に応じた検出電流を生成する電圧変動検出部と、
クロックに基づいて単位期間を生成する単位期間生成部と、
前記単位期間ごとの検出電流量を計測する電流量計測部と、
前記電流量計測部にて計測された検出電流量を単位期間ごとにサンプリングするサンプリング部と、を備える
ことを特徴とする。

本発明の電源ノイズ測定方法は、
電源電圧の変動に応じた検出電流を生成し、
クロックに基づいて単位期間を生成し、
前記単位期間ごとの検出電流量を計測し、
前記計測された検出電流量を単位期間ごとにサンプリングする
ことを特徴とする。

第1実施形態の構成を示す図。検出電流と電源電圧との関係を示す図。スイッチ手段が閉のときの回路動作を説明するための図。サンプリング部によって取得したデータの一例を示す図。電源ノイズ測定装置による測定結果を利用する一例を示す図。第2実施形態の構成を示す図。第3実施形態を示す図。従来技術を示す図。従来技術を示す図。従来技術を示す図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（第1実施形態）
本発明の電源ノイズ測定装置に係る第1実施形態について説明する。
図1は、第1実施形態の構成を示す図である。
電源ノイズ測定装置200は、電圧変動検出部210と、単位期間生成部220と、スイッチ手段230と、電流量計測部240と、サンプリング部250と、を備えている。

電圧変動検出部210は、電源VDDに接続されている。
ここで、電源VDDは、LSIを構成する多数の半導体装置に動作電源を供給しているところ、半導体装置のスイッチング動作があると電源には電源ノイズが生じる。そして、電源VDDの電圧に変化があった場合、電圧変動検出部210は、電源の電圧変動に応じて変化する検出電流を出力する。
検出電流は、たとえば図2に示すように、電源電圧の変化に対して一次関数的に変化するようにしてもよい。

単位期間生成部220は、クロック信号に基づいて所定の単位期間を計測する。
単位期間生成部220は、クロック信号のパルス数をカウントするカウンタであってもよく、あるいは、クロックを分周する分周回路であってもよい。
ここで、単位期間生成部220は、単位期間を計測し、一の単位期間が開始するときにスイッチ手段230を開にし、一の単位期間が終了するときにスイッチ手段230を閉にする。
また、単位期間生成部220は、一の単位期間が終了するときにサンプリング部250にセット信号を与える。

スイッチ手段230は、電圧変動検出部210と接地電源との間に設けられており、単位期間ごとに開閉を切り替える。そして、電圧変動検出部210とスイッチ手段230との間のノードnod1が電流量計測部240に接続されている。

電流量計測部240は、単位期間ごとに検出電流の量を計測する。
電流量計測部240は、電流蓄積部241と、蓄積量判定部242と、カウント部243と、を備える。

電流蓄積部241は、例えば容量素子であり、検出電流を蓄積する。
すなわち、スイッチ手段230が開のとき、検出電流Iは、電流蓄積部241に流入して電流蓄積部241に蓄積される（図1参照）。
一方、図3に示すように、スイッチ手段230が閉のとき、検出電流Iはスイッチ手段230を介して接地電源に流れるので電流蓄積部241には蓄積されない。
また、スイッチ手段230が閉のときには、電流蓄積部241に蓄積された電荷がスイッチ手段230を介して接地電源に流れ、電流蓄積部241の電荷蓄積がリセットされる。

蓄積量判定部242には所定の電圧閾値が設定されている。そして、蓄積量判定部242は、電流蓄積部241に蓄積された電荷によって生じる電圧と前記電圧閾値とを対比し、前者が後者を超えたときに判定信号を出力する。

カウント部243にはクロック信号が入力されており、カウント部243はクロックのパルス数をカウントする。
ここで、カウント部243は、蓄積量判定部242からの判定信号を受信したときにクロックパルスの計数を開始する。そして、判定信号がLレベルに落ちると、カウント部243は計数値を0にリセットし、再び判定信号がHレベルになったときには0からカウントアップする。

サンプリング部250は、カウント部243による計数値をサンプリングする。
ここで、サンプリング部250には、単位期間生成部220からセット信号が入力されており、このセット信号を受けたときにサンプリング部250はカウント部243のカウント値を取り込む。すなわち、単位期間生成部220は一の単位期間が終了するときにセット信号を出力するので、サンプリング部250は単位期間ごとにカウント部243のカウント値を取り込む。

このような構成を備える第1実施形態の動作について説明する。
単位期間生成部220にクロックが入力され、単位期間生成部220により単位期間が計測される。そして、単位期間の開始とともにスイッチ手段230を開にする。
電源ノイズの発生にともなって電源電圧が変動すると、電源電圧変動に応じた検出電流が電圧変動検出部210から出力される。
この検出電流は電流蓄積部241に蓄積されていく。
電流蓄積部241に電荷が蓄積されていき、蓄積電荷による電圧が蓄積量判定部242の閾値を超えると、蓄積量判定部242から判定信号が出力される。
この判定信号を受けると、カウント部243がクロックパルスのカウントを開始する。そして、一の単位期間が終了するときに単位期間生成部220からセット信号がサンプリング部250に与えられ、サンプリング部250はセット信号を受けてカウント部243のカウント値を取り込む。
また、単位期間生成部220は、一の単位期間が終了すると、スイッチ手段230を閉にする。すると、検出電流はスイッチ手段230を介して接地電源に流れるとともに、電流蓄積部241に蓄積された電荷も接地電源に流れる。
これにより、電流量計測部240がリセットされる。
このような単位期間ごとの計測動作を続け、サンプリング部250によって取得されたデータを並べると、たとえば図4のようになる。

これらの数値は、単位期間のなかで電流蓄積量が閾値を超えてからの時間を表しており、電源ノイズの発生量に相関している。
たとえば、ある単位期間において電源電圧が基準より高くなるように電源ノイズが発生したとする。すると、検出電流が多くながれるので、電流蓄積部241に早く電荷がたまる。
電荷が早く蓄積すると、それだけカウント部243のカウント開始が早くなるので、カウント値が大きくなる。

また一方、電源電圧が低くなるように電源ノイズが発生したとする。すると、検出電流が小さくなり、電流蓄積部241に電荷がたまるのが遅くなる。
電荷の蓄積が遅いと、それだけカウント部243のカウント開始が遅くなるので、カウント値が小さくなる。
このように、単位期間ごとのカウント値を取得していくことで電源ノイズの発生を測定することができる。

ここで、上記のように取得したカウント値は、例えば、LSIの中あるいは外に設けたSRAM等の記憶回路に格納していき、必要時に取り出して解析を行ってもよい。
これらの解析値は、以後の回路設計時に有益な情報となる。

また、図5に示すように、電源ノイズ測定装置200による測定結果に応じて、各論理回路350に対する命令発行を一時的にスローダウンしたり、負荷分散処理を行ったりなどの制御を行ってもよい。
すなわち、図5において、コンパレータ回路310の一方の入力端子に電源ノイズ測定装置200による測定結果を入力する。
また、コンパレータ回路310の他方の入力端子には所定の閾値を入力する。そして、コンパレータ回路310は、電源ノイズのカウント値が前記閾値を超えた場合、制御回路（ステートマシン）320に比較結果を出力する。そして、制御回路320は、コンパレータ回路310による比較結果に応じて制御ステータスを変更し、たとえば、電源ノイズが多い場合には、命令発行制御部330からの命令発行をスローダウンさせる。
あるいは、負荷分散処理部340により負荷分散処理を実行させるようにする。
このようにすれば、電源ノイズの増減に応じて回路の動作速度を変更し、誤動作を防止することができる。

このような構成を備える第1実施形態によれば、次の効果を奏することができる。
本第1実施形態の電源ノイズ測定装置200では、電源ノイズをセンスする部分である電圧変動検出部210は、そもそも電源の揺れを検知する箇所である。
また、他の回路部分はディジタル回路で構成できるので電源変動の影響を受けてもロジック動作への影響が小さい。すなわち、本実施形態の回路構成は電源ノイズの影響を受けにくい。したがって、本実施形態では従来例に見られるような大きなデカップリング容量やフィルタは必要ない。
その結果、本実施形態の電源ノイズ測定装置200の回路面積を小さくできる。
このように回路面積を小さくできることから、配置制約を受けなくなる。
これにより、ノイズ動作が大きいと予測される場所に本電源ノイズ測定装置200を配置するなど、所望の配置が可能になる。

（第2実施形態）
次に、本発明の第2実施形態について説明する。
第2実施形態の基本的構成は第1実施形態と同じであるが、より具体的な回路構成としたものである。
図6は、第2実施形態の構成を示す図である。
第2実施形態において、電圧変動検出部210はソースおよびゲートが電源に接続されたpMOSトランジスタPM1である。
電源電圧の変動に応じてpMOSトランジスタPM1からはリーク電流が流れる。
このリーク電流が検出電流となる。
単位期間生成部220は、クロックを分周する分周回路221と、分周回路221の出力信号を反転させるインバータ回路IV1と、を備える。
このインバータ回路IV1の出力がスイッチ手段230およびサンプリング部250に出力される。

スイッチ手段230は、nMOSトランジスタNM1であり、インバータ回路IV1の出力がゲートに印加される。
電流蓄積部241は、nMOSトランジスタNM2で構成されるNウェル容量である。すなわち、nMOSトランジスタNM2のソースとドレインとが接続され、その接続点がアース（低電位側）に接続されている。また、nMOSトランジスタNM2のゲートは前記nod1に接続されている。

蓄積量判定部242は、直列に接続された二つのインバータ回路IV2、IV3である。
インバータ回路IV2の論理閾値が、前記の電圧閾値となる。

このような構成において、電源電圧VDDに応じて図2のようにリーク電流量が変化する。
リーク電流は、Nウェル容量NM2へ蓄電されるが、スイッチトランジスタNM1がONの時は、GNDへ電流が流れるため、Nウェル容量NM2へは電荷が蓄積されない。
スイッチトランジスタNM1がOFFになると、Nウェル容量NM2に電荷が蓄積される。
Nウェル容量NM2が十分に充電されると、次段に配置されたインバーター回路IV2の論理閾値を超えた時点で、インバーター回路IV2の出力が反転する。すると、次段のインバーター回路IV3の出力が同様に変化し、最終的にカウント部243の入力にHigh入力が行われる。
カウント部243は入力がHighになると、カウント動作を開始し、入力がLowに落ちるまでカウント動作を継続する。すなわち、スイッチトランジスタNM1がONになるとカウント動作は停止する。

スイッチトランジスタNM1へは、クロックを分周回路221で分周したものがインバータ回路IV1を介して供給される。
分周回路221からの分周クロック信号がLowからHighへと変化すると、インバータ回路IV1の出力がHighからLowへ変化する。
したがって、スイッチトランジスタNM1がOFFになり、リーク電流源PM1からNウェル容量NM2への充電が開始される。

また、分周クロック信号がHigh→Lowになると、インバータ回路IV1の出力がLowからHighに変化し、スイッチトランジスタNM1がONになる。
同時に、このインバータ回路IV1からのHigh信号はサンプリング部250にセット信号として与えられる。すると、カウント部243の後段にあるサンプリング部250により、カウント部243のカウント値がサンプリングされる。

サンプリングされたカウンタ値を読んでいくと、図4のようになり、電源ノイズの変化に応じたカウンタ値が得られ、ノイズの動作が測定される。

このような第2実施形態によれば、第1実施形態を具体的に実現することができる。
このとき、電圧変動検出部210、スイッチ手段230、電流蓄積部241は、MOSトランジスタで構成でき、構成要素が極めて少なく、かつ、小型にできる。
また、蓄積量判定部242としては、インバータ回路IV2の論理閾値を電圧閾値とするので、たとえば、別途参照値の入力を必要とするコンパレータに比べて回路面積を小さくすることができる。
すなわち、このような第2実施形態によれば、回路面積が小さく、かつ、十分な測定精度をもった電源ノイズ測定装置200とすることができる。

（第3実施形態）
さらに測定精度を上げるためには、最初に行うLSIテストもしくは装置立ち上げ時のカウンタ値を初期値とし、この初期値を基準としてロジック動作時の電源ノイズ量を評価するようにすることが好ましい。
たとえば、半導体集積回路（LSI）内に図7のように初期値記憶部としてのeFUSE回路を設ける。
このeFUSE回路は、一度だけ書き込みが可能な記憶素子である。そして、最初に行うLSIテストもしくは装置立ち上げ時（初期化シーケンス）に、カウンタ値の初期値を読み込み、このeFUSE回路410へ記憶しておく。
図7に示した例では、カウント値はおおむね"8"であることから、eFUSE回路410には初期値として"8"を記録する。
この初期値は、ノイズ量がゼロであって、正味の電源電圧に相当するカウント値と考えられる。
なお、このような初期値を求めるに当たっては、最初に行うLSIテストもしくは装置立ち上げ時に取得したカウンタ値の平均としてもよく、最頻値としてもよく、中間値としてもよく、代表値として使用できるものから適宜選択すればよい。

初期化後、通常動作に移行し、通常動作時のカウント値を上記第1実施形態および第2実施形態で説明した方法で取得していく。そして、通常動作時のカウント値と前記初期値とを対比してその差分を求めていく。例えば、減算器420で差分を求めるようにしてもよい。
この差分を記録していくことにより、具体的なノイズ量、すなわち、電源電圧の変動量そのものを測定することができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
たとえば、電圧変動検出部をpMOSトランジスタによるリーク電流源で構成する場合を例示したが、この他、たとえば、高抵抗値の抵抗によって電圧変動検出部を構成してもよい。

106…コンパレータ回路、200…電源ノイズ測定装置、210…電圧変動検出部、220…単位期間生成部、221…分周回路、230…スイッチ手段、240…電流量計測部、241…電流蓄積部、242…蓄積量判定部、243…カウント部、250…サンプリング部、310…コンパレータ回路、320…制御回路、330…命令発行制御部、340…負荷分散処理部、350…論理回路、410…eFUSE回路、420…減算器。

Claims

電源電圧の変動に応じた検出電流を生成する電圧変動検出部と、
クロックに基づいて単位期間を生成する単位期間生成部と、
前記単位期間ごとの検出電流量を計測する電流量計測部と、
前記電流量計測部にて計測された検出電流量を単位期間ごとにサンプリングするサンプリング部と、
初期化シーケンス時にサンプリングされたサンプリング値を初期値として記憶する初期値記憶部と、を有し、
通常動作時にサンプリングされたサンプリング値と前記初期値との差分を電源ノイズ量として求める
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項１に記載の電源ノイズ測定装置において、
前記単位期間生成部は、
クロックを分周して単位期間を生成する分周回路を備える
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項１に記載の電源ノイズ測定装置において、
単位期間ごとに前記電流量計測部が計測した電流量はリセットされる
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項３に記載の電源ノイズ測定装置において、
前記電流量計測部と接地電位との間に配置され、前記単位期間ごとに開閉を切り替えるスイッチ手段をさらに備える
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項１から請求項４のいずれかに記載の電源ノイズ測定装置において、
前記電流量計測部は、
前記検出電流を蓄積する電流蓄積部と、
前記電流蓄積部に蓄積された電荷量が所定の閾値を超えたことを判定して判定信号を出力する蓄積量判定部と、
前記判定信号の出力に応じてクロックパルスの計数を開始するカウント部と、を備える
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項５に記載の電源ノイズ測定装置において、
前記電流蓄積部は、ｎＭＯＳトランジスタで構成されるＮウェル容量である
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項５または請求項６に記載の電源ノイズ測定装置において、
前記蓄積量判定部はインバータ回路を有し、
前記所定の閾値は、前記インバータ回路の論理閾値である
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
請求項１から請求項７のいずれかに記載の電源ノイズ測定装置において、
前記電圧変動検出部は、ソースおよびゲートが電源に接続されたｐＭＯＳトランジスタであり、
前記検出電流は、前記ｐＭＯＳトランジスタからのリーク電流である
ことを特徴とする電源ノイズ測定装置。
電源電圧の変動に応じた検出電流を生成し、
クロックに基づいて単位期間を生成し、
前記単位期間ごとの検出電流量を計測し、
前記計測された検出電流量を単位期間ごとにサンプリングし、
初期化シーケンス時にサンプリングされたサンプリング値を初期値として記憶し、
通常動作時にサンプリングされたサンプリング値と前記初期値との差分を電源ノイズ量として求める
ことを特徴とする電源ノイズ測定方法。