JPS6030451B2 - アナログ−周波数変換器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はアナログ一周波数変換器に関する。

アナログ一周波数変換器は種々の形のものが知られてい
る。たとえば静的電気計量に用いる場合のように精度に
対する要求が大きい場合今日はとりわけ充電量補償法お
よび充電樋性変換法がよく使用される。充電量補償法の
場合（たとえばＬａｎｄｉｓ＆○ｙｒ−Ｍｉｔｔｅｉｌ
ｕｎｇｅｎｌ９（１９７２）ＩＳ．１３に記載されてい
る）測定電流は積分器で積分され、所定の積分電圧に達
した場合それぞれ積分器から一定の補償充電量が取り除
かれる。

供給される充電量と取り除かれる充電量間で均衡が生じ
、この場合時間単位当りの補償充電数は測定電流に比例
する。個々の補償パルスの充電量は測定定数を表わし簡
単な方法でかなりの精度で一定に保たれる。これに対し
てアナログ一周波数変換器の無負荷作動（空動作（アィ
ドリング）、すなわち入力信号がないのにドリフト電流
等により出力信号が発生する状態をいう）を避けるには
特殊な方法が要求される。充電極性変換法（たとえばド
イツ公開公報第１９４６２４５号より公知）の場合も同
様に測定電流は積分器で積分され、積分電圧が所定の上
方しきい値および下方しきし、値に達した場合測定電流
の極性が反転されそれにより積分方向が逆になる。この
場合、時間単位当りの極性変化数が測定電流に比例する
。充電極性変換法の場合は積分コンデンサーの容量と上
下のしきし、値間の差が測定定数を表わすが、この測定
定数は長時間かけて安定するもので一定に保つのは非常
に困難である。しかしアナログ一周波数変換器の無負荷
作動は自動的に防止される。このようなアナログ一周波
数変換器を静的電気計量器に用いる場合、極性切換とは
無関係に生じる誤差電流は極性功換を周期的に行うこと
により一部補償できそれにより測定範囲が拡大される。
本発明の目的は充電量補償法と充電極性変換法の利点を
−しよにし、測定定数が補償パルスの充電量により与え
られ誤差電流が補償され、しかも無負荷作動が自動的に
防止されるアナログ一周波数変換器を提供することであ
る。

次に本発明の実施例を添付図面を参照して詳細に説明す
る。

第１図においては２は電流に比例する周波数を形成する
アナログ一周波数変換器を示す。

本実施例では例えばこのような変換器を通常マークスペ
ース振幅類算器で構成される掛算器１を備えた電力計に
用いた場合について説明する。このような鶏算器を用い
た場合よく知られているように出力には電圧Ｕと電流１
の積に比例した電流ＩＭが得ら れ る ので（前述の
Ｌａｎｄね＆Ｇｙｒ −Ｍｍｅｉｌｕｎｇｅｎｌ９（１
９７２）を参照）、アナログ一周波数変換器はこの場合
電力Ｐ＝Ｕ×１に比例した周波数を発生する。しかしア
ナログ一周波数変換器２の入力には通常任意の電流が印
加され、それに比例した周波数信号が出力に得られるも
のである。掛算器１は制御入力３を有し、これに極性信
号Ｐが印加されこの極性信号で掛け算の符号、したがっ
て測定電流ＩＭの極性が切り換えられる。極性の切襖は
良く知られた方法で例えば電圧Ｕまたは電流１の極性を
切り換えることによるかあるし、は掛算器１のディジタ
ル信号反転により行われる。しかし極性の切換を電圧又
は電流で行なう場合には切換スイッチが必要になるのに
対し、掛算器を用いる場合にはデジタル的に信号を反転
させるだけでよいので本実施例では鞘算器を用いるよう
にしている。従って本発明の電流を周波数に変換するア
ナログ一周波数変換器に掛算器を用いたのは一つの例と
して理解されるべきである。アナログ一周波数変換器２
は、本質的に積分回路４と制御回路５と補償充電装置６
から構成される。積分回路４は図示例によると増幅器７
と帰環回路に接続されたコンデンサー８により形成され
る。積分回路４の出力は限界スイッチ９に接続され、そ
の限界スイッチは良く知られた方法で充電補償パルスを
発生させる作用をし、また極性信号Ｐを発生させる制御
回路５の構成要素となる。

例えば第１図において限界スイッチ９は唯一のしきし、
値Ｕｏを有する電圧比較回路である。制御回路５はさら
に２つの入力１１，１２と出力１３を有するトリガー段
１０を含む。

ＲＳーフリップフロップと互いに連結された二つの入力
ゲートから構成されるこのトリガー段に対して次の真理
値表が成り立つ。ここでＫは、入力１１の信号を、Ｚは
入力１２の信号を、Ｐは出力１３における犠牲信号を、
また、Ｘは以前の状態を意味する。

トリガー段１０の入力１１は限界スイッチ９の出力にま
た入力１２は分周段１４の出力に接続される。分周段１
４の分周比Ｎは偶数であり２に等しいかまたは２より大
きい。信号Ｋ，Ｚ，Ｐからなる２つのアンドゲート１５
，１６により２つの信号ＬとＭが形成される。

このために両入力１１，１２とトリガー段１０の出力１
３はアンドゲート１５の３つの入力ならびにァンドゲー
ト１６の３つの反転入力に接続される。アンドゲート１
５は補償充電装置６の正の充電パルス用トリガ入力１７
に、またアンドゲート１６は補償充電装置６の負の充電
パルス用トリガ入力１８に接続される。補償充電装置の
トリガ入力１７，１８はそれぞれＤ−フリップフロップ
１９，２０に接続され、そのフリップフロッブのクロツ
ク入力は好ましくは水晶安定の時間軸発振器２１に接続
される。

フリップフロップ１９ないし２０の出力には信号１十な
し、し１‐が発生し、その信号により定電流源２４ない
し２５はスイッチ２２なし、し２３を介して回路に接続
される。定電流源２４は正の基準電流１支をまた定電流
源２５には負の基準電流１５をそれぞれ積分器４の入力
に供技高する。フリツプフロツプ１９，２０の出力はざ
らにオアゲート２６に接続される。

アンドゲート２７の入力は時間軸発振器２１の出力とオ
アゲート２６の出力に接続される。アンドゲート２７は
出力信号Ｆをアナログ一周波数変換器２の出力２８に発
生する。第１図に図示されているように、信号Ｆの現わ
れる出力２８は分周段１４の入力に接続することができ
る。

さらに時間軸発振器２１の基準信号Ｒあるいは他の一定
の周波数を用いて分周段１４を制御することもできる。
さらに分周段１４を省略し、適当に選ばれた一定周波数
の信号Ｚを外部から制御回路に印加するようにしてもよ
い。次に信号Ｆが分周段１４に印加され、Ｎ＝４である
場合に対して上述したアナログ一周波数変換器の動作を
第２図を参照して説明する。第２図は測定電流ＩＮが一
定の場合の積分器４の出力電圧Ｕ＾ならびにディジタル
信号Ｒ，Ｋ，Ｚ，Ｐ，Ｌ，Ｍ，１十，１‐およびＦの時
間径過を示す。切襖時期は時点らで始まりｔ．ｏで終る
極性信号Ｐの周期で与えられる。最初の半周期ｔ５〜ｔ
，。では測定電流は負であり第２の半周期ら〜ｔ，ｏで
は正である。時点ｔｏで極性信号Ｐにより極性変換が行
われ、その後出力電圧Ｕ＾は測定電流が負のため少し上
昇するので、信号ＫとＬは論理値１を有する。これは時
点りこおいて基準信号Ｒの次の立上り端がフリップフロ
ップ１９をトリガーし、スイッチ２２が閉じ、正の定電
流源２４が接続されるまで続く。この時点上，より出力
電圧Ｕ＾は正の基準電流１ミのが負の測定電流ＩＭより
大きくなるので上昇する。出力電圧がしきし、値Ｕｏよ
り小さくなると、信号ＫとＬは論理値０になるが、この
ことにより当面は何も作用は起らない。時点ｔ２におい
てフリップフロップ１９は基準信号Ｒの次の立上り端に
より静止状態にトリガーされそれにより定電流源２４は
再び遮断される。定電流源２４（信号１十）の接続およ
び遮断はもう一度時点ｔ３とｔ４において操返えされる
。上述した動作中に信号Ｒと１十のパルス重複期間にそ
れぞれ二つの出力パルス（信号Ｆ）が出力２８と分周段
１４に送られる。

第二番目の出力パルスが消滅したとき分周段１４の出力
に現われる信号Ｚは論理値０になる。これにより、時点
ｔ５において出力電圧Ｕ＾が次にしきし、値Ｕｏより大
きくなるとトリガー回路１０が直ちに作動し、極性信号
Ｐは論理値０になり測定電流ＩＮの極性が変化する（す
なわち正になる）。極性信号Ｐの第二の半周期では測定
電流ＩＭが正で基準電流１‐Ｒが負となって上述した経
過が繰り返される。第２図の波形図からわかるように、
測定電流ＩＭの極性ならびに補償充電装置６の基準電流
１支ないし１６を制御する極性信号Ｐは出力電圧Ｕ＾の
値がＵｏに等しくなった場合にはいつもその論理値を変
え測定電流ＩＭによって流れ込む充電量と基準電流ＩＲ
によって流れ去る充電量は極性信号Ｐの各半周期後に完
全に等しくなる。

それにより極性変換が周期的であることから充電ロスに
よる測定誤差が発生することがなくなる。また極性信号
Ｐにより測定電流ＩＭの極性もまた周期的に切換えられ
るが、鶏算器１や積分回路４のドリフト電流により発生
し測定電流ＩＭに重じようしている誤差電流ＩＭは極性
が切換えられても極性は変化せず、極性信号Ｐに影響さ
れない。

測定電流ＩＭが零の値か誤差電流よりも減少すると積分
回路４は遅くとも次の極性切換までには飽和状態に駆動
され、それによってアナログ一周波数変換器２は出力周
波数を発生することなく、無負荷作動が防止される。さ
らに測定電流ＩＭに重複する誤差電流がアナログ一周波
数変換器２の出力周波数に及ぼす影響は極性切換が周期
的であることにより補償される。

というのは誤差電流は極性信号Ｐの半周期では測定電流
ＩＭに加算され、次の半周期には減算されるからである
。もちろん極性切換が出力周波数により行われる場合は
極性信号Ｐの半周期は誤差電流により長さが等しくなる
ので補償は完全ではない。この場合相対測定誤差Ｆｒｅ
，はＦｒ８・＝（羊）２ となる。

た）、しＩＦは誤差電流である。極性切換が一定の周波
数源により行われ、しかもアナログ一周波数変換器の出
力周波数に同期されて行われるときに極性に無関係な誤
差電流が出力周波数に及ぼす影響は完全に補償される。

この場合極性切襖の周波数は最小発生出力周波数より小
さくなければならない。同期により極性切襖の半周期は
出力周波数の周期期間に等しい統計的変動を受ける。し
かし充分長い測定周期をとれば極性切換の両半周期の平
均値は等しくなり、それにより誤差電流の影響は完全に
補償される。このような動作は基準発生器の定周波数を
分周段に印加するようにすれば行うことができる。

この場合の関連パルス図は、第２図のパルス図と同様で
あるが、信号Ｚが信号Ｆと全く無関係であり極性信号Ｐ
の半周期当りの出力パルス数が必ずしも同じ数でなくて
もよいところが異なる。信号Ｆの代りにアナログ一周波
数変換器の出力信号として極性信号Ｐを用いてもよい。

極性信号Ｐの周波数は信号Ｆと異なり基準信号Ｒの同期
による一時的な変動を受けないが、それにもか）わらず
信号Ｆの変動周波数と定まった関係を有する。第３図は
、第１図回路の制御回路５に代り用いられる制御回路５
′を示す。

制御回路５′には限界スイッチ９′として上方および下
方しきい値をもったシュミットトリガー回路が用いられ
る。制御回路５′はさらに分周比をＮ′で示した分周段
２９、Ｄーフリツプフロツプ３０および一つのアンドゲ
ート３１，３２を有する。限界スイッチ９′の出力は分
周段２９の入力およびＤーフリツプフロップ３０のクロ
ツク入力に接続され、Ｄ−フリップフロップのＤ一入力
は分橋段２９の出力に接続される。限界スイッチ９′の
出力に現われる信号は再びＳで示される。分周段２９の
出力には信号ＡがまたＤ−フリツプフロップ３０の出力
には極性信号Ｐが発生する。分周段２９は信号Ｓの立下
り端に、またＤ−フリップフロップは信号Ｓの立上り端
に応答する。限界スイッチ９′の出力はまたアンドゲー
ト３１の入力とアンドゲート３２の反転入力に接続され
る。

さらに分周段２９の出力はアンドゲート３１の他の入力
にまたＤ−フリップフロップ３０の出力はアンドゲート
３２の他の反転入力にそれぞれ接続される。補償充電装
置６（第１図）のトリガー入力１７，１８に接続される
両アンドゲート３１，３２の出力には信号Ｌ，Ｍが現わ
れる。第４図にはＮ′：４の場合に対する関連パルス図
が示されている。ヒシテリシス、すなわち上方じきし、
値Ｕ。と上方しきい値Ｕｕ間の差が△Ｕで示されている
。極性の切換は積分器７の出力電圧Ｕ＾が上方しきい値
Ｕｏに達したとき必ず行われる。しきし・値Ｕｏないし
Ｕｕに達したとき定電流源２４、ないし２５が接続され
、それにより積分器４の出力電圧はヒシテリシス△Ｕ内
に保持される。定電流源２４，２５の接続および遮断は
基準信号Ｒで同期がとられるので平均して基準信号の半
周期の期間だけ遅延する。したがって基準信号の周波数
は樋性信号の周波数に比較して充分大きくしなければな
らない。パルス図では基準信号の周波数が大きいことを
表現するために、基準信号Ｒおよび出力信号Ｆを細い平
行線領域で図示した。詳細には樋性信号Ｐの一周期間に
次のような動作が行われる。極性が丁度切り換えられ無
視し得る遅延後負の定電流源２５が遮断し正の定電流源
２４が接続される時点ｔｏから積分器４はいま発生して
いる基準信号１支で充電される。これにより出力電圧Ｕ
＾は時点ｔ，において限界スイッチ９′が下方しきい値
Ｕ。に達し定電流源２４が再び遮断されるまで下降する
。期間ｔｏ〜ちでは連続した一定の補償充電量が積分器
４にまた同数の出力パルス（信号Ｆ）がアナログ一周波
数変換器２の出力２８に送られる。時点ｔ，からは今度
は負の測定電流ＩＭのみが積分器４に流れるので出力電
圧Ｕ＾は再び上昇する。時点ｔ２において正の定電流源
２４が再び接続され、時点ｔ３で再び遮断される。分周
段２９は時点らで作動するので、それによりＤ−フリッ
プフロップは切換動作の準備に入る。出力電圧Ｕ＾が時
点し‘こおいて限界スイッチ９′の上方しきい値Ｕ。に
達するや否やＤ−フリップフロップ３０は切り換り、樋
性信号Ｐが切り換って測定電流ＩＭの極性が変化する。
今度は正の測定電流ＩＭにより積分器４の出力は限界ス
イッチ９′の下方しまい値Ｕｕに向う。期間ｔ５〜もお
よびら〜ｔ８では負の定電流源２５が接続され、それに
より出力電圧ＵＡは上方しきい値に向う。時点らでは極
性信号Ｐが変るので新しい周期が始まる。分周段２９の
分周比Ｎ′は同様に２に等しいかそれ以上の偶数でなけ
ればならない。

この分周比を選択することにより極性信号Ｐの切換周期
当りの補償充電数が決まる。極性信号Ｐの周波数と出力
信号Ｆの周波数間には正確な関係はない。第１図および
第１図と第３図について説明したアナログ一周波数変換
器は簡単な手段を付加すれば正のみならず負の測定電流
ＩＭ（すなわち図示例ではＵと１の積の正および負の値
）を処理できるように改変することができる。第５図は
これに通した付加装置の例を示す。上方しきい値Ｕ，と
下方しきい値いをもつシュミットトリガー３３と上方し
きい値Ｕ３と下方しきい値Ｕ４をもつシュミットトリガ
ー３４からなる２つの限界スイッチが設けられ、その入
力は積分器４（第１図）にまたその出力はオア回路３５
を介してトリガー段３６に接続される。シュミットトリ
ガー３３の下方しきい値山２は限界スイッチ９なし、し
９′の上方しきい値Ｕｏより大きく、一方シュミットト
リガー３４の上方しきい値Ｕ３は限界スイッチ９ないし
９′の下方しきい値Ｕｕより小さい。シュミットトリガ
ー３３なし、し３４の出力はオアゲート３７ないし３８
の入力に接続され、オアゲート３７，３８はスイッチ２
２：２３を制御し、信号１十ないしｒを導く線に接続さ
れる。トリガー段３６の出力は鞄算器１の制御入力３に
接続されたィクスクルーシブ・オア・ゲート３９に接続
される。測定電流ＩＭの方向変換は極性信号Ｐによって
行なわれるとともにＵと１の積の符号変化によっても行
なわれる（例えば途中で１が正から負に又は逆に変化す
る時等）。

Ｕと１の積の符号が変化しない限りすなわち１が正のま
ま、あるいは負のままであるとき、先に限界スイッチ９
なし・し９′が動作して第２図、第４図で説明した動作
になるのでシュミットトリガー３３，３４は非動作状態
にある。測定電流ＩＭの電流方向の変化が極性信号Ｐで
なくＵと１の積によって行なわれると（例えば１が正か
ら負あるいは負から正に）、積分器４の出力電圧Ｕ＾は
限界スイッチ９なし、し９′のしきい値Ｕ。あるいはＵ
Ｕを越えシュミットトリガー３３かあるいは３４の１つ
が応答するまで上昇あるいは下降する。それにより関連
する定電流源２４なし・し２５が接続され、積分器４の
コンデンサー８が一部放電され、出力電圧Ｕ＾は通常の
動作領域の近くに戻される。関連するシュミットトリガ
ー３３ないし３４が戻るとトリガー段３６が作動し制御
入力３の極性信号Ｐ′、したがって測定電流ＩＭの磁性
がさらに変化する。トリガー段３６の出力に現われる信
号ＥはＵと１の積の符号を示し、従って極性切換に無関
係に本釆の測定電流の符号を示すことになる。このよう
に第５図に図示した付加回路がない時は第１図ないし第
３図に図示した変換器では測定電流ＩＭが同じ極性、例
えば１が正である場合のみ動作する。

例えば負であると出力電圧Ｕ＾がしきし、値Ｕ。からだ
んだん離れ、増幅器７が飽和してしまうからである。一
方第５図の付加回路を設けるときは、測定電流ＩＭが負
（例えば１が負）の場合も、上述したようにシュミット
トリガー３３が動作し、出力電圧Ｕ＾は通常の動作領域
に近づき、処理が可能になる。

このように第５図に図示した簡単な手段を付加すること
により正並びに負の測定電流を処理できるとともに測定
電流の向きを知ることができる。

上述したアナログ一周波数変換器は極性変換を行なわな
い従来の充電量補償法にしたがって作動するものに比較
して極性に無関係な誤差電流が補償されそれにより測定
精度が大きくなり動的特性が改良されるという利点を有
する。さらに無負荷作動が自動的に防止される。最後に
説明した、正および負の測定電流に好適な実施例では、
両定電流源２４，２５の電流１支と１支がたとえば老化
現象により必ずしも正確に同じでない場合でも両軍流方
向に対して完全な対称性が得られる。従来の充電変化法
に従って作動するアナログ−周波数変換器と比較して、
本発明によるアナログ一周波数変換器では、測定定数が
補償パルスの充電量により与えられ、この充電量を簡単
な手段で精度高くまた長時間安定しながら一定に保持で
きるという利点を有する。

さらに出力周波数が大きいものが要求されるときは充電
極性変換法に比較して寸法自由度が大きくなる。また極
性に無関係な誤差電流の影響を完全に補償できることも
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるアナログ一周波数変換器を有する
静的電気計量器の回路図、第２図は第１図のアナログ一
周波数変換器のパルス図、第３図は制御回路の他の実施
例図、第４図は第３図の制御回路を有する第１図のアナ
ログ一周波数変換器のパルス図、第５図は付加回路の回
路図である。 １・・・・・・掛算器、２・・・・・・アナログ一周波
数変換器、４・・・・・・積分器、５，５′・・・・・
・制御回路、９，９′・・・・・・限界スイッチ、１０
・・・・・・トリガー段、１４…・・・分周段、２１・
・・・・・基準発振器、２４，２５・・・・・・定電流
源、２９・・・・・・分周段、３３，３４・・・・・・
限界スイッチ、Ｐ・・・・・・極性信号、ＩＭ・・・・
・・測定電流、ＵＡ・・・・・・出力電圧、Ｆ・・…・
出力周波数。 第′図第２図 第３図 第ク図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 積分器とこれに後続される限界スイツチと限界スイ
   ツチがそれぞれ応答する場合積分器のコンデンサーに一
   定の補償充電を行なう補償充電装置とを有し、充電量補
   償法に従つて測定電流あるいは測定電圧に比例する出力
   周波数を形成するためのアナログ−周波数変換器におい
   て、論理値が周期的に第１と第２の２進論理値に変化す
   る極性信号Ｐを形成するための制御回路５，５が設けら
   れ、その極性信号は測定電流Ｉ＿Ｍないし測定電圧の極
   性ならびに補償充電装置６の極性を制御し、かつ前記極
   性信号がそれぞれその論理値を変化させる時点（ｔ＿０
   ，ｔ＿５，ｔ＿１＿０；ｔ＿０，ｔ＿４，ｔ＿８）では
   積分器４の出力電圧Ｕ＿Ａが所定の値Ｕ＿Ｏに等しくな
   つていることを特徴とするアナログ−周波数変換器。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載のアナログ−周波数変
   換器において、極性信号Ｐの周波数は限界スイツチ９′
   の出力周波数により定まり、Ｎを２に等しいかそれ以上
   の偶数として極性信号の周波数はその出力周波数のＮ分
   の１であり、制御回路５′は分周段２９とＤ−フリツプ
   フロツプ３０を有し、限界スイツチ９′の出力は分周段
   ２９の入力及びＤ−フリツプフロツプ３０のクロツク入
   力に接続され、分周段２９の出力はＤ−フリツプフロツ
   プ３０のＤ−入力に接続され、さらに限界スイツチ９′
   は上方しきい値Ｕ＿Ｏおよび下方しきい値Ｕ＿Ｕをもつ
   シユミツトトリガー回路であり、限界スイツチ９′の出
   力は第一のアンドゲート３１の入力と第二のアンドゲー
   ト３２の反転入力に接続され、分周段２９の出力は第一
   のアンドゲート３１の他の入力にまたＤ−フリツプフロ
   ツプ３０の出力は第二のアンドゲート３２の他の反転入
   力に接続され、一方のアンドゲート３１は補償充電装置
   ６の正の充電パルス用トリガー入力１７にまた他のアン
   ドゲート３２は負の充電パルス用トリガー１８に接続さ
   れることを特徴とする前記のアナログ−周波数変換器。 ３ 特許請求の範囲第１項に記載のアナログ−周波数変
   換器において、制御回路５′はＫを第一の入力１１に印
   加される信号、Ｚを第二の入力１２に印加される信号、
   Ｐをトリガー段１０の出力１３の信号、Ｘを以前の状態
   を表わすとして▲数式、化学式、表等があります▼ の真理値表をもつトリガー段を有し、またトリガー段１
   ０の第一の入力１１は限界スイツチ９の出力と接続され
   、第二の入力１２は基準発振器２１とないしは分周段１
   ４を介してアナログ−周波数変換器２の出力２８と接続
   され、さらに限界スイツチ９は単一のしきい値Ｕ＿Ｏを
   有する電圧比較器であり、トリガー段１０の両入力１１
   ，１２及び出力１３は第一のアンドゲート１５の三つの
   入力および第二のアンドゲート１６の三つの反転入力に
   接続され、一方のアンドゲート１５は補償充電装置１６
   の正の充電パルス用トリガー入力１７にまた他のアンド
   ゲート１６は負の充電パルス用トリガー入力１８に接続
   されることを特徴とする前記のアナログ−周波数変換器
   。