CH672847A5 - - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen der auf einer Leitung geführten elektrischen Leistung, bei dem delta-minus-sigma Modulation und eine Offsetkompensationseinrich-tung verwendet werden, eine Messeinrichtung zum Durchführen des Verfahrens sowie einen Modulator und eine Multiplizieranordnung für die Messeinrichtung.

Stand der Technik

Messgeräte, die die elektrische Leistung genau messen, die in einer Leitung fliesst, sind ein essentieller Teil eines elektrischen Versorgungssystems. Der üblichste Typ eines Messgerätes das vom Stromversorgungsunternehmen heutzutage verwendet wird, ist ein Messgerät mit rotierender Scheibe, das in seiner Grundform genau und zuverlässig ist, dem Unternehmen aber nur begrenzte Information hinsichtlich der Leistungsverwen-dung zur Verfügung stellt. Zusätzlich zum gesamten Leistungsverbrauch in Kilowattstunden müssen Stromversorgungsunternehmen oft andere Parameter messen, um die Kosten für die Belieferung gewisser Verbraucher besser bestimmen zu können. Es ist beispielsweise erheblich aufwendiger, einen Verbraucher mit hoher Blindleistung zu versorgen, weil hier eine Phasenfehl-anpassung von Strom und Spannung induziert wird, die als Leistungsfaktor bezeichnet wird. Um den Leistungsfaktor zu bestimmen, sind in Elektrizitätsversorgungsunternehmen gewisse standardisierte Leistungsmessungen entwickelt worden. Zwei in weitem Umfang verwendete Messungen sind die Blindleistung (VARS für Blind-Volt-Ampere) und Q. In beiden Fällen handelt es sich um Leistungsmessungen proportional dem Produkt von Leistungsstrom und Spannung, wobei die Spannungsphase für die Blindleistung oder VARS dem Strom um 90° nacheilt, während bei dem Mass Q diese Nacheilung 60° beträgt. Zusammen mit dem Gesamtleistungsverbrauch erlauben es Blindleistung und Q dem Unternehmen, den Leistungsfaktor zu messen, für den gewöhnlich eine Zusatzgebühr gefordert wird. Ein anderer für Versorgungsunternehmen interessierender Faktor ist die Polarität oder Richtung des Leistungsflusses, da in einigen Anwendungsfällen sowohl Leistung verbraucht wird als auch Leistung in das Netz zurückgespeist wird. In der Elektrizitätswirtschaft besteht ein dauernder Bedarf für Messsysteme, mit denen es möglich ist, solche Parameter wie Blindleistung, Q und Polarität zusätzlich zum gesamten Leistungsverbrauch zu messen.

Verschiedene elektronische Messsysteme sind entworfen oder vorgeschlagen worden, die das Messgerät mit rotierender Scheibe ersetzen sollen. Beispiele bekannter elektronischer Messsysteme sind die in den folgenden Patentschriften gezeigten: US 3 875 508, US 3 955 138 und US 4 182 983. In all diesen Systemen werden Modulatoren verwendet, die ein impulsbreit moduliertes Signal proportional entweder Strom oder Spannung liefern, und dann eine Zeitunterteilung oder Markierungsraum-Multiplikation verwenden, wobei die Polarität des anderen Signals gegattert oder umgekehrt wird, um ein Produktsignal zu erhalten. Die erhaltenen Produktsignalimpulse variieren in der Amplitude mit Bezug auf einen Analogwert (Strom oder Spannung) und variiert in der Breite mit Bezug auf den anderen Analogwert. Ein Tiefpassfilter extrahiert die Gleichkomponente des Produktsignals, die dem Leistungsverbrauch proportional ist. Es wäre vorteilhaft, über ein hochgenaues System zu verfügen, das elektronisch ist und das in der Lage ist, kontinuierlich Leistungsmesswerte sowohl hinsichtlich Kilowattstunden als auch Blindleistung (VARS) oder Q mit den niedrigst möglichen Kosten zu liefern. Es wäre auch vorteilhaft, wenn ein solches Messsystem getrennt den Netto-Leistungsfluss in jeder Richtung messen könnte. Das Messsystem sollte auch im wesentlichen frei von Fehlern durch Spannungsoffset in den aktiven Schaltungselementen sein. Das System sollte deshalb besser eine Offset-Kompensationseinrichtungn aufweisen, die in wirtschaftlicher Weise Fehler in vielfachen Verstärkerelementen kompensiert.

Darstellung der Erfindung

Dementsprechend wurden ein Verfahren zum Messen der auf einer Leitung geführten elektrischen Leistung gemäss dem Patentanspruch 1, eine Messeinrichtung zum Durchführen des Verfahrens gemäss dem Patentanspruch 13 sowie ein Modulator und eine Multiplizieranordnung für die Messeinrichtung gemäss den Patentansprüchen 35 und 46 geschaffen. Die Einrichtung weist Mittel auf, mit denen Strom- und Spannungssignale auf der Leitung überwacht werden. Ein erster Signalwandler liefert ein erstes Analogsignal proportional dem Strom- oder Spannungssignal, und ein zweiter Signalwandler liefert ein zweites Analogsignal proportional dem anderen, Strom- bzw. Spannungs-Signal. Ein Modulator moduliert eines der Analogsignale, um ein erstes moduliertes Signal zu erzeugen, das bei vorgegebenen ersten Taktintervallen zwischen zwei Pegeln änderbar ist, derart, dass das erste modulierte Signal einen mittleren Pegel über irgendein ausreichendes Intervall proportional dem ausgewählten der Analogsignale hat. Erste Multiplikationsmittel sind vorgesehen, um das andere der Analogsignale entsprechend Änderungen im Pegel des ersten modulierten Signals zu gattern, so dass die Analogsignale zusammen multipliziert werden, um ein Produktsignal zu erzeugen, das proportional der auf der Leitung transportierten Leistung ist. Ein Konverter konvertiert dann das Produktsignal in ein erstes Ausgangssignal, das bei der bevorzugten Ausführungsform zwischen zwei Pegeln einen vorgegebenen Konverter-Taktintervallen in einer Weise änderbar ist, die proportional dem Produktsignal und der auf der Leitung transportierten Leistung ist.

Die bevorzugte Messeinrichtung nach der Erfindung weist einen Konverter auf, der die Leistung bei jeder Polarität auf der Leitung getrennt misst und digitale Einrichtungen aufweist, um die Phasenbeziehung zwischen den analogen Signalen zu ändern, um ein Produktsignal proportional einem vorliegenden Phasenbeziehungs-Leistungswert zu erzeugen, beispielsweise Blindleistung oder Q. Das System weist auch eine Offsetkom-pensationseinrichtung auf, die Spannungsoffset in den verschiedenen Operationsverstärkern eines Messsystems korrigiert, um Offsetfehler zu eliminieren und für hohe Genauigkeit zu sorgen. Die beschriebene Offsetkompensationseinrichtung korrigiert einen Spannungsoffset zwischen den Eingängen von N Verstärkerelementen. Die Offsetkompensationseinrichtung weist N Offset-Speicherelemente auf, die jeweils mit einem Eingang der Verstärkerelemente verbunden sind, um eine Kompensationsspannung zu erhalten, die den Offsetfehler am anderen Eingang des Verstärkerelementes erheblich reduziert. Jede Differenz zwischen der Kompensationsspannung und dem Spannungsoffset dieses Verstärkerelementes wird als Offsetfehlerspannung bezeichnet, die am anderen Verstärkereingang er5

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scheint. Das System weist eine abgleichende Schaltung auf, die nacheinander an jedes der N Verstärkerelemente und das diesem zugeordnete Offset-Speicherelement zugeschaltet werden kann, derart, dass die Verstärkerelemente sequentiell das gewählte Verstärkerelement werden, das hinsichtlich des Offsets kompensiert wird. Die abgleichende Schaltung wird zunächst an den anderen Eingang des gewählten Verstärkerelementes angeschaltet, und zwar während einer intermittierenden Transfer-Periode um die Offsetfehlerspannung zu bestimmen. Dann wird die abgleichende Schaltung mit dem Offset-Speicherelement gekoppelt, das mit dem einen Eingang des gewählten Verstärkerelementes gekoppelt ist, und zwar während einer intermittierenden Lade-Periode, die der Transfer-Periode folgt. Die Offsetkompensationseinrichtung weist Mittel auf, mit denen sequentiell für jedes der N Verstärkerelemente die Transfer- und Lade-Periode geschaffen wird, derart, dass Offsetfehler im Messsystem im wesentlichen eliminiert werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild einer Messeinrichtung zur Messung der Leistung auf einer Leitung nach der Erfindung.

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild des ersten Modulatorteils der in Fig. 1 gezeigten Messeinrichtung.

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild des ersten Ausgangskonverterteils der in Fig. 1 gezeigten Messeinrichtung.

Fig. 4 eine Reihe von grafischen Darstellungen, als Figuren 4a bis 4g bezeichnet, die gewisse ausgewählte interne und Aus-gangs-Signale zeigen, die im Betrieb der Messeinrichtung nach Figuren 1 bis 3 erzeugt werden.

Fig. 5 eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 5a bis 5i bezeichnet, die verschiedene interne und Ausgangs-Signale zeigen, die vom Konverter nach Fig.3 erzeugt werden, und zwar während der Messung von Signalen unterschiedlicher Polaritäten.

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild eines Modulators einer anderen Ausführungsform zur Verwendung in der gegenständlichen Leistungsmesseinrichtung, der für eine Phasenvoreilung im modulierten Ausgangs-Signal sorgt.

Fig. 7 eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 7a bis 7g bezeichnet, die gewisse ausgewählte interne und Aus-gangs-Signale zeigen, die von dem Modulator nach Fig. 6 erzeugt werden.

Fig. 8 ein schematisches Blockschaltbild einer Messeinrichtung nach der Erfindung, das Vorrichtungen zur Erzeugung von Messungen der Blindleistung und von Q aufweist.

Fig. 9 ein schematisches Schaltbild eines Signalmultiplizie-rers, der in der Messeinrichtung nach Fig. 8 verwendet werden kann und der Digitalschaltungen zur Phaseneinstellung aufweist, um die Erzeugung von Blindleistungs- und Q-Messungen zu ermöglichen.

Fig. 10 eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 10a bis 10h bezeichnet, die gewisse ausgewählte interne und Ausgangs-Signale zeigen, die von dem Multiplizierer nach Fig. 9 erzeugt werden.

Fig. 11 ein schematisches Schaltbild, das weitere Details der digitalen Phaseneinstellschaltung nach Fig. 9 zeigt.

Fig. 12 eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 12a bis 12d bezeichnet, die eine ausgewählte Phaseneinstellung eines modulierten Signals, das mit dem Multiplizierer nach Fig. 9 erzeugt wird, zeigt.

Fig. 13 ist ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform einer Spannungsoffsetkompensationseinrichtung zur Verwendung in der Erfindung.

Fig. 14 eine grafische Darstellung der Änderung der Offsetfehlerspannung, die mit der Kompensationseinrichtung nach Fig. 13 erzeugt wird.

Fig. 15 ein schematisches Schaltbild einer Spannungsoffset-

kompensationseinrichtung der in Fig. 13 gezeigten Art für eine ganze Leistungsmesseinrichtung.

Fig. 16 ist ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der Offsetkompensationseinrichtung nach Fig. 15 illustriert.

Fig. 17 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Modulators zur Verwendung in der Leistungsmesseinrichtung nach Fig. 1.

Fig. 18 eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 18a bis 18e bezeichnet, die verschiedene Signale zeigen, die mit dem Modulator nach Fig. 17 erzeugt werden.

Fig. 19 zeigt den Modulator nach Fig. 17 mit einer Span-nungsoffsetkompensationseinrichtung gemäss einer anderen Ausführungsform.

Fig. 20 ein Zeitdiagramm, das die Kontrollsignale zum Betrieb der Spannungsoffsetkompensationseinrichtung nach Fig. 19 zeigt.

Fig. 21 eine alternative Ausführungsform eines Modulators zur Verwendung mit der Messeinrichtung nach Fig. 1, der eine Spannungsoffsetkompensationsschaltung enthält.

Fig. 22 ist ein Zeitdiagramm, das die Kontrollsignale zum Betrieb der Offsetkompensationseinrichtung nach Fig. 21 zeigt.

Fig. 23 zeigt eine alternative Ausführungsform eines Modulators und assoziierter Ausgangsschaltung für doppelte Polarität.

Fig. 24 ist eine Reihe von grafischen Darstellungen, mit Figuren 24a bis 24j bezeichnet, die verschiedene Signale zeigt, die mit dem Modulator nach Fig. 23 und der assoziierten Ausgangsschaltung erzeugt werden.

Bester Weg zum Ausführen der Erfindung

Das Wort «Offset» ist in der folgenden Beschreibung mit «Versatz» benannt. Unter dem Begriff «nullende Schaltung» ist eine Abgleichschaltung zu verstehen. «Offsetfehlerspannung» ist mit «Abweichungsspannung» benannt.

Gemäss Fig. 1 ist die Messeinrichtung nach der vorliegenden Erfindung schematisch als Mittel zum Messen der elektrischen Leistung dargestellt, die auf einer Netzleitung 10 von einer Quelle 12 zu einem Verbraucher 14 geführt wird. Der Strom auf Leitung 10 ist allgemein mit II bezeichnet und die Spannung mit Vl. Das System, weist eine Signal-Überwachungs- und Konditionier-Einrichtung auf, beispielsweise Transformatoren 16 und 18, um VL bzw. Il zu überwachen. Der Transformator 16, der als erstes Signalmittel bezeichnet wird, liefert ein erstes Analogsignal Iai proportional VL auf Leitung 20. Der Transformator 18, der als zweites Signalmittel bezeichnet wird, liefert ein zweites Analogsignal Ia2 proportional II auf Leitung 22. Ein Nebenschlusswiderstand 24 liegt über der Sekundärwicklung des Transformators 18, wodurch der grösste Teil des Stroms auf Leitung 22 fliesst. Der Nebenschlusswiderstand 24 sorgt für einen Stromweg mit niedriger Impedanz und kann so ausgewählt werden, dass der Gesamtbereich des Stromsignals Iai auf Leitung 22 kontrolliert wird.

Die Messeinrichtung und das Verfahren nach der Erfindung arbeiten in der Weise, dass die beiden Analogsignale Iai und Ia2 auf den Leitungen 20 bzw. 22 zusammen multipliziert werden und dann das multiplizierte Produktsignal in eine geeignete Digitalform umgewandelt wird. Allgemein gesprochen wird das dadurch erreicht, dass eines der Signale moduliert wird und dann das andere der Signale getastet oder geschaltet wird, um ein Komposit- oder Produktsignal zu erhalten, das einen Mittelwert proportional der Leistung hat. Es ist für den Fachmann ersichtlich, dass entweder Strom oder Spannung moduliert werden können und das resultierende modulierte Signal dazu verwendet werden kann, das andere der beiden Analogsignale zu gattern, um das Produktsignal zu erhalten. Dementsprechend könnte die Bezeichnung des ersten bzw. zweiten Analogsignals als Spannungs- bzw. Stromsignal umgekehrt werden, ohne dass der fundamentale Betrieb der Messschaltung gemäss Fig. 1 ge5

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ändert würde. In ähnlicher Weise könnten die Bezeichnungen für den ersten und den zweiten Signalmonitor umgekehrt werden.

Die Messeinrichtung bildet eine Multipliziereinrichtung zur Multiplikation der Signale Iai und Ia2, so dass sie zusammen ein Produktsignal bilden, das proportional der auf der Leitung transportierten Leistung ist. Um die notwendige Multiplikation zu erhalten wird das Spannungssignal Iai zunächst einer ersten Modulatorschaltung 30 zugeführt. Der Modulator 30 bildet eine Modulatoreinrichtung, mit dem das analoge Spannungssignal Iai in ein erstes moduliertes Signal konvertiert wird, das sich zwischen zwei Pegeln bei vorgegebenen Taktintervallen ändern kann. Entsprechend den Prinzipien der delta-minus-sigma-Mo-dulation hat der erste modulierte Signalausgang einen mittleren Pegel über irgendeinem ausreichenden Intervall, der proportional dem ersten Analogsignal ist, das dem Modulatoreingang 32 zugeführt wird.

Gemäss Fig. 2 wird das analoge (Spannungs-) Signal Iai einem Summationsknoten 36 durch eine Impedanz 38 zugeführt. Der Modulator 30 weist eine Modulator-Rückkopplungs-einrichtung auf, um ein Rückkopplungssignal If zu erzeugen, das ebenfalls dem Summierknoten 36 zugeführt wird. If wird vom Modulatorausgang kontrolliert, der als erstes moduliertes Signal bezeichnet wird und auf Leitung 34 erscheint. Die eine oder die andere von zwei Referenzquellen VI + und VI— werden alternierend mit dem Summationsknoten 36 durch eine Impedanz 40 verbunden, als Antwort auf Pegel des ersten modulierten Signals. Das Rückkopplungssignal If schaltet zwischen der positiven und negativen Referenzquelle in einer Weise um, die das erste Analogsignal Iai über der Zeit balanciert. Momentane Differenzen zwischen If und dem ersten Analogsignal resultieren in einem Differenzsignal Idiff aus dem Summationsknoten 36 heraus. Die momentane Differenz zwischen Eingangs- und Rückkopplungs-Signal, nämlich Idiff, wird mit einer Modulatormessschaltung 42 integriert und gemessen. Die Messschaltung 42 weist einen aktiven Integrator mit einem Kondensator 44 als Rückkopplungselement eines invertierenden Operationsverstärkers 46 auf. Das Signal am Verstärkerausgang 48 steigt oder fällt linear, je nach der Polarität von Idiff. Das integrierte Signal bei 48 wird mit einem Modulator-Schwellwertpe-gel mit einem Komparator 50 verglichen, der hoch geht, wenn das Signal über dem Modulator-Schwellwertpegel liegt, und niedrig, wenn das Signal unter der Modulatorschwelle liegt.

Der Ausgang des Komparators 50 wird dem D-Eingang einer bistabilen Modulatorschaltung 52 zugeführt. Der Q-Aus-gang der bistabilen Schaltung 52 ist das erste modulierte Signal. Die bistabile Schaltung 52 ändert sich nur bei vorgegebenen ersten Taktintervallen, die mit einem externen Takt bestimmt werden. Ein geeigneter Taktgeber für diesen Zweck wird durch einen konventionellen Oszillator 54 und eine Frequenzteilerschaltung 56 gebildet, die in Figuren 1 und 2 gezeigt sind. Der Einfachheit halber wird das Zeitintervall zwischen den vom Frequenzteiler 56 gelieferten Impulsen als der erste Takt bezeichnet. Die bistabile Schaltung 52 hat einen Q-Ausgang ebenso wie Q, wobei (J das inverse Signal zu Q ist. Sowohl der Ausgang Q als auch der Ausgang Q werden dazu verwendet, das Rückkopplungssignal If zu kontrollieren, indem zwei Schalter 58 bzw. 60 betätigt werden. Da Q und Q invers zueinander sind, wie erwähnt, wird hier nur das Q-Ausgangssignal als das erste modulierte Signal bezeichnet werden. Es dürfte jedoch klar sein, dass beide Ausgänge Q und Q, die mit dem Ausdruck «erstes moduliertes Signal» bezeichnete Information enthalten, und die Leitung 34 bezeichnet die Leitungen, die sowohl die Q-als auch die Q-Signale führen.

Da das erste modulierte Signal über bistabile Schaltung 52 abgegeben wird, kann sich das erste modulierte Signal auf Leitung 34 zwischen zwei Pegeln bei den vorgegebenen ersten Taktintervallen ändern. Wenn sich auch der Pegel nicht bei jedem Taktintervall zu ändern braucht, so sorgt doch die Modulatorschaltung dafür, dass, wenn sich der Pegel des ersten modulierten Signals tatsächüch ändert, diese Änderung nur zu den vorgegebenen ersten Taktintervallen erfolgt, und nicht zu anderen Zeiten. Änderungen zwischen dem hohen und niedrigen Pegel des ersten modulierten Signals sorgenfür eine gleichzeitige Umschaltung der Schalter 58 und 60, und entsprechende Umkehrungen in der Polarität des Rückkopplungssignals If zum Summierknoten 36. Wenn das integrierte Differenzsignal über die Pegelschwelle des Komparators 50 steigt, oder unter diese fällt, werden Änderungen im Pegel des Komparatorausgangs hervorgerufen. Bei jedem Taktintervall bestimmt die bistabile Schaltung 52, ob sich der Ausgang des Komparators 50 geändert hat, und wenn das der Fall ist, sorgt er für eine entsprechende Änderung in den Ausgängen Q und Q. Die Grösse des analogen Eingangssignals sorgt für eine direkt proportionale Änderung in der Zeitspanne, während der sich das erste modulierte Signal auf einem gegebenen Pegel befindet. Dementsprechend hat das erste modulierte Signal einen mittleren Pegel oder eine mittlere Amplitude, die entweder auf einem seiner beiden Pegel oder zwischen diesen liegt, und über ein ausreichend langes Intervall ist diese mittlere Amplitude proportional dem analogen Eingangssignal.

Als ein Beispiel für den Betrieb des Modulators 30, wenn das Eingangssignal am Eingang 32 Null ist, ist der Q-Ausgang des bistabilen Schalters 52 exakt für die gleiche Zeit hoch wie er tief ist, so dass ein mittlerer Pegel erzeugt wird, der genau in der Mitte zwischen dem hohen und niedrigen Pegel von Q liegt. Wenn das Eingangssignal am Eingang 32 einen positiven Wert hat, muss der positive Strom in den Summierknoten 36 durch einen grösseren negativen Strom ausgeglichen werden, der von der negativen Referenz VI— über Schalter 58 zum Summierknoten geliefert wird. Dementsprechend ist Q proportional länger tief als hoch und Schalter 58 ist für eine längere Zeit geschlossen und Schalter 60 offen, als umgekehrt. Wenn das Eingangssignal negativ ist, muss die positive Kopplungsreferenz für einen grösseren Teil der Zeit geliefert werden, damit If das Eingangssignal ausgleichen kann, und Q ist mehr hoch als tief. Es ist ein Merkmal des erfindungsgemässen Modulators, dass Q so lange hoch oder tief bleiben kann wie If dazu braucht, das Eingangssignal am Summierknoten auszugleichen.

Um ein Stromsignal für die Multiplikation mit dem modulierten Spannungssignal zu erzeugen, weist das System Mittel auf, mit denen invertierte und nicht-invertierte Darstellungen des Leitungsstroms II erzeugt werden. Gemäss Fig. 1 wird das analoge Stromsignal Iaî zunächst einem Verstärker 70 zugeführt, im Anschluss an den das Signal einer Signal-Inverter-schaltung 72 zugeführt wird. Die illustrierte Inverterschaltung weist einen Operationsverstärker 74 und Verstärkungseinsteilwiderstände 76 und 78 auf. Das verstärkte Signal Ia2 wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers 74 zugeführt, der so konfiguriert ist, dass er eine Verstärkung von —1 hervorruft. Das invertierte Signal wird dann einem von zwei Schaltern zugeführt, die gemeinsam eine erste Tasteinrichtung 80 bilden. Das invertierte Signal geht zu Schalter 82, und eine zweite Leitung 84 führt das nicht-invertierte verstärkte Signal Ia2 dem Schalter 86 zu. Ersichtlich kann ein geeigneter Transformator mit Mittelanzapfung anstelle des zweiten Transformators 18 verwendet werden, und in diesem Fall könnten die Signale für die Schaltung 82 und 86 direkt vom Transformator geliefert werden.

Die Ausgänge Q und Q der bistabilen Modulatorschaltung 52 werden dazu verwendet, die Schalter 82 und 86 zu betätigen, um das zweite Analogsignal Ia2 aufgrund des ersten modulierten Signals zu gattern. Da Q invers zu Q ist, werden die Schalter 82 und 86 in alternierender Weise geschaltet, derart, dass der Ausgang der Tasteinrichtung 80, bei 88, ein Analogsignal ist, das in einer modulierten Weise zwischen positiver und negativer Polarität umgeschaltet wird. Ein solcher Gatterbetrieb

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wird allgemein als Zeitteilung oder Amplituden-Markierungszwischenraum-Modulation bezeichnet. Die Schalter 82 und 86 führen die Multiplikation der beiden Analogsignale durch, die den Strom und die Spannung der auf Leitung 10 geführten Leistung repräsentieren. Das resultierende Signal, als Produktsignal bezeichnet, erscheint am ersten Gatterausgang 88, und ist proportional der auf Netzleitung 10 geführten Leistung.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist wird der Produktsignalausgang der ersten Tasteinrichtung einer ersten Konverterschaltung 90 zugeführt. Die Konverterschaltung konvertiert das Produktsignal in ein erstes Ausgangssignal auf Leitung 92, das bei vorgegebenen Konvertertaktintervallen in dem Produktsignal proportionalerweise zwischen den beiden Pegeln änderbar ist. Der Konverter 90 arbeitet im wesentlichen als Tiefpassfilter, der die Gleichkomponente oder den Mittelwert des Produktsignals extrahiert. Das resultierende erste Ausgangssignal ist proportional der auf Leitung 10 geführten Leistung.

Gemäss Fig. 3 ist der Konverter 90 im wesentlichen ein del-ta-minus-sigma-Modulator von einem Typ ähnlich Modulator 30, und ist so ausgelegt, dass getrennte modulierte Ausgangssignale proportional jeder Polarität des Eingangssignals geliefert werden. Um die Beschreibung zu vereinfachen sollen der Konverter 90 und sein Betrieb zunächst mit Bezug auf eine erste Polarität des Betriebes beschrieben werden. Die Komponenten innerhalb des Blockes 94 umfassen alle Elemente, die bei Betrieb einer Polarität benutzt werden. Im folgenden Beispiel wird angenommen, dass das zu konvertierende Produktsignal überwiegend positiv ist, und es wird angenommen, dass das einem Leistungsfluss auf Leitung 10 von Quelle 12 zur Last 14 entspricht. Wie im Modulator 30 wird das Eingangssignal zum Konverter 90, mit Ip (Produktsignal) bezeichnet, anfänglich durch eine Impedanz 95 einem Summierknoten 96 zugeführt. Eine Rückkopplungseinrichtung liefert ein zweites Signal I2 an den Summierknoten, und zwar von einer von mehreren Referenzquellen. Für Betrieb mit positiver Polarität alternieren die Referenzquellen zwischen einer negativen Referenzquelle 98 (VR—), die durch einen Schalter 100 eingespeist wird, und einer Erdverbindung 102, die durch einen Schalter 104 eingespeist wird. Da nur positive Werte des Produktsignals betrachtet werden, reicht es aus, I2 zwischen Erde und einem negativen Wert zu schalten, um das Produktsignal am Summierknoten 96 über die Zeit zu balancieren.

Wie für den Modulator 30 beschrieben worden ist stellt jede Differenz zwischen dem Produktsignal Ip und I2 ein Differenzsignal dar, das einer Messschaltung 106 zugeführt wird. Die Messschaltung integriert das Differenzsignal und vergleicht das Differenzsignal mit einer ersten Pegelschwelle. Die bevorzugte Ausführungsform einer Messschaltung gemäss Fig. 3 weist einen aktiven Integrator 107 auf, der aus einem Verstärkerelement 108 und einem Kondensator 110 als Rückkopplungselement besteht. Die Spannung am Verstärkerausgang 112 steigt oder fällt, je nach der Polarität des Differenzsignals am Summierknoten 96. Das integrierte Differenzsignal bei 112 wird einem ersten Komparator 114 zugeführt, dessen Schwelle auf eine erste gewählte Pegelschwelle eingestellt wird. Wenn das integrierte Differenzsignal bei 112 über der ersten Pegelschwelle liegt, ist der Ausgang des Komparators 114 hoch. Wenn das integrierte Differenzsignal unter der ersten Pegelschwelle liegt, ist der Ausgang des Komparators 114 tief.

Der Komparatorausgang, als erstes Kontrollsignal bezeichnet, wird dem D-Eingang einer bistabilen Schaltung 118 über Leitung 116 zugeführt. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 118 kann sich nur bei vorgegebenen Konvertertaktintervallen ändern, die vorzugsweise länger sind als die ersten Taktintervalle für den Modulator 30. Die Konvertertaktintervalle können dadurch erzeugt werden, dass ein zweiter Frequenzteiler 120 dem ersten Taktgeber 56 hinzugefügt wird. Die Zeitintervalle zwischen den vom Frequenzteiler 120 erzeugten Impulsen werden als Konvertertäktintervalle bezeichnet, und der Frequenzteiler wird als Konvertertakt bezeichnet. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 118 ist das erste Ausgangssignal, das die Schalter 100 und 104 kontrolliert, um den Betrieb des Rückkopplungssystems zu bestimmen, das das zweite Signal I2 an den Summierknoten 96 liefert. Der Schalter 104 wird durch ein Gatter 122 betätigt, das ein hohes Signal abgibt, um den Schalter zu schliessen, nur wenn beide Eingänge 124 und 126 tief sind. Gatter 122 wie dargestellt ist ein konventionelles negatives UND-Gattere. Während Perioden mit positiven Produktsignalen bleibt Eingang 126 tief, wie später beschrieben wird. Dementsprechend ist der Schalter 100 geschlossen, so dass VR— mit dem Summierknoten 96 verbunden wird, wenn immer Q hoch ist, und wenn Q tief ist, ist der Schalter 100 offen und der Schalter 104 geschlossen.

Der Betrieb und das Verfahren der Messeinrichtung nach der Erfindung soll jetzt in Verbindung mit Figuren 1 bis 4 beschrieben werden. Der Einfachheit halber wird angenommen, dass die Leistung auf Leitung 10 überwiegend in der positiven Richtung fliesst. Die Spannung auf Leitung 10 ist in Fig. 4a als sinusförmiger Wechselspannungsverlauf dargestellt. Der Strom Il ist in Fig. 4f als ansteigender Wert, repräsentiert durch Kurve 128, dargestellt. Der erste Schritt besteht darin, dass die Transformatoren 16 und 18 die Strom- nd Spannungssignale überwachen und analoge Signale Iai und Iaî liefern, die proportional der Leitungsspannung bzw. dem Leitungsstrom sind. Eines der analogen Signale, Spannungssignal Iai in der bevorzugten Ausführungsform, wird dann dem ersten Modulator 30 zugeführt. Fig. 4c zeigt das integrierte Differenzsignal, das im Modulator 30 mit der oben beschriebenen delta-minus-sigma-Modulations-Technik erzeugt wird. Das integrierte Differenzsignal wird der Messschaltung 42 zugeführt. Fig. 4b illustriert die ersten Taktintervalle, die mit dem ersten Takt 56 erzeugt werden. Ersichtlich ändert sich die Neigung des integrierten Differenzsignals in Fig. 4c nur an den vorgegebenen Taktintervallen, die durch das erste Taktsignal bestimmt sind. Da die bistabile Schaltung 52 an der voreilenden Flanke jedes sich aufwärts bewegenden Impulses taktet, sind die vorgegebenen ersten Taktintervalle so dargestellt, dass sie an den mit a, b, c, d, usw. in Fig. 4b bezeichneten Punkten beginnen. Das integrierte Differenzsignal wird dann dem Komparator 50 zugeführt. Zeile 130 in Fig. 4c repräsentiert die Modulatorpegelschwelle in Komparator 50. Es ist zu beachten, dass das integrierte Differenzsignal am Beginn jedes Taktintervalls nach Überkreuzung der Schwelle 130 die Neigung umkehrt. Der Ausgang des Komparators 50 ist in Fig. 4d dargestellt. Wann immer das integrierte Differenzsignal sich unter der Schwelle 130 befindet, ist der Komparatorausgang tief, und wenn sich das integrierte Differenzsignal über der Schwelle 130 befindet, ist der Komparatorausgang hoch. Der Komparatorausgang wird dann dem D-Eingang der bistabilen Schaltung 52 zugeführt, der Q, oder das erste modulierte Ausgangssignal, liefert, wie in Fig. 4e dargestellt. Der Q-Ausgang ist das Resultat der Modulation des Spannungssignals und kann sich zwischen zwei Pegeln an den vorgegebenen ersten Taktintervallen ändern.

Da sich die bistabile Schaltung nur an den vorgegebenen Taktintervallen gemäss Fig. 4b ändern kann, eilen die Änderungen in Q leicht den Änderungen im Komparatorausgang Fig. 4d nach. Je nach dem Genauigkeitsgrad, der bei dem Signalmultiplikationssystem gefordert wird, kann es erwünscht sein, die leichte Verzögerung im modulierten Signal, die durch die bistabile Schaltung 52 eingeführt wird, zu kompensieren. Eine solche Korrektur kann dadurch verwirklicht werden, dass eine RC-Schaltung in Leitung 20 eingefügt wird, um eine kleine Phasenvoreilung in das Signal Iai einzuführen, wenn dieses in den Modulatoreingang 32 eintritt. Eine andere Technik würde darin bestehen, eine leichte Verzögerung in das analoge Stromsignal U2 einzuführen. Eine dritte Alternative, bei der ein delta-minus-

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sigma-Modulator mit digitaler Phasenvoreilschaltung verwendet wird, wird später beschrieben. Die eingeführte Phasenjustierung, bei der es sich nur um einen Bruchteil eines ersten Taktintervalls handelt, sollte der Mittelwert der Verzögerung sein, die durch die Nacheilung von Q relativ zum Komparatorausgang induziert wird.

Fig. 4f illustriert gleiche und entgegengesetzte Analogsignale proportional dem Leitungsstrom IL. Kurve 128 repräsentiert ein wachsendes Stromsignal und Kurve 129 ist das inverse Signal, das mit Inverter 72 erzeugt wird. Der nächste Schritt besteht darin, das analoge Stromsignal unter Verwendung der Gattereinrichtung 80 zu gattern. Der Ausgang der Gattereinrichtung 80 ist das Produktsignal, Kurve 131, das in Fig. 4g gezeigt ist. Die Kurve 131 wird dadurch erzeugt, dass zwischen Signalen 128 und 129 umgeschaltet wird, entsprechend dem ersten modulierten Signal, das in Fig. 4e gezeigt ist. Der mittlere Pegel oder die Gleichkomponente der Kurve 131 wird durch die Kurve 132 in Fig. 4g repräsentiert.

In dem gegebenen Beispiel wird angenommen, dass Leistung überwiegend in einer Richtung fliesst, in den Verbraucher 14. Dementsprechend hat das Produktsignal Ip, das in Fig. 4g gezeigt ist, überwiegend positive Polarität, wie durch Leitung 132 angegeben ist. Für Zwecke der Beschreibung des Betriebes des Konverters 90 im folgenden wird angenommen werden, dass das Produktsignal einen überwiegenden und mittleren Wert hat, der positiv ist. Wenn auch die tatsächliche Polarität des Produktsignals vom Konstrukteur gewählt werden kann, so hat doch das Produktsignal überwiegend eine erste Polarität, wenn die Leistung auf Leitung 10 die erste Polarität hat, mit Leistungsfluss in einer Richtung, und hat überwiegend eine zweite Polarität, wenn die Leistung auf Leitung 10 die zweite oder entgegengesetzte Polarität hat, wobei die Leistung in der anderen Richtung fliesst.

Der nächste Schritt besteht darin, das Produktsignal Ip in ein erstes Ausgangssignal umzuwandeln, das sich zu vorgegebenen Intervallen zwischen zwei Pegeln ändern kann, und zwar proportional zu Ip. Dazu wird auf Figuren 3, 4 und 5 Bezug genommen. Das Produktsignal Ip gemäss Fig. 4g wird dem Konverter 90 zugeführt. Sowohl Ip als auch das zweite Signal I2 werden dem Summierknoten 96 zugeführt, wo die momentane Differenz in einen Integrator 106 integriert wird. Die Zeitkonstante des Integrators 106 ist so ausgewählt, dass sie lang im Vergleich zur Schaltungsfrequenz des ersten Modulators 30 ist. Der Konverter 90 kann deshalb als Tiefpassfilter wirken und nur auf die Gleichkomponente oder den Mittelwert des Produktsignals Ip ansprechen. Aus diesem Grunde ist Ip in Fig. 5a als stufenfreie analoge Kurve dargestellt, obwohl dieser Wert tatsächlich auf die in Fig. 4g dargestellte Weise variiert. Fig. 5a zeigt nur den Mittelwert von Ip. Die Zeitskala in Fig. 5a ist im Vergleich mit der Zeitskala in Fig. 4g beträchtlich komprimiert. Für die Zwecke der Illustration wird angenommen, dass das Intervall 134 in Fig. 5a äquivalent der gesamten Länge der Kurve 132 in Fig. 4g ist. Fig. 5a zeigt die mit dem Takt 120 erzeugten Konvertertaktintervalle.

Wenn nur positiver Leistungsfluss betrachtet wird, der in Fig. 5a zwischen to und ti dargestellt ist, liefert Integrator 1Q6 am Ausgang ein integriertes Differenzsignal (IDS) gemäss Fig. 5c. Das integrierte Differenzsignal steigt und fällt um die erste Pegelschwelle TL1 des Komparators 114 herum. Das integrierte Differenzsignal (IDS) wird dem Komparator 114 zugeführt, wo es mit der ersten Pegelschwelle TL1 verglichen wird. Der Komparator 114 gibt ein Kontrollsignal 133 auf Leitung 116 ab,wie in Fig. 5d dargestellt. Das als nächstes erzeugte Signal ist das erste Ausgangssignal, das in Fig. 5e dargestellt ist, und das durch die bistabile Schaltung 118 abgegeben wird. Das Kontrollsignal 133 ändert seinen Pegel je nach dem Pegel des integrierten Differenzsignals relativ zur Schwelle TL1. Wenn IDS über TL1 liegt, ist das Signal 133 hoch und wenn IDS unter

TL1 liegt, ist Signal 133 tief. Der nächste Schritt besteht darin, das erste Ausgangssignal gemäss Fig. 5e durch die erste bistabile Schaltung 118 abzugeben. Der erste Ausgang hat einen mittleren Pegel proportional einer ersten Polarität der Leistung auf Leitung 10 über irgendein ausreichendes Intervall. Er kann nur zu den vorgegebenen Konvertertaktintervallen sich ändern, die als w, x, y und z in Fig. 5b dargestellt sind.

Betrieb des Komparators 90 mit einer Polarität schliesst das Schalten des Rückkopplungssignals I2 zwischen der ersten Referenzquelle 98 und einer zweiten Referenzquelle 102 ein, je nach dem Pegel des ersten Ausgangssignals (Fig. 5e). Da die zweite Referenzquelle 102 eine Erdverbindung ist, kann der bisher beschriebene Teil des Konverters 90 negativen Leistungsfluss auf die Leitung 10 nicht berücksichtigen. Wenn der Leistungsfluss (Ip) negativ wird, wie das zwischen den Zeitpunkten ti und t2 in Fig. 5a der Fall ist, wird zusätzliche Schaltung im Konverter 90 verwendet. Gemäss Fig. 3 weist der Konverter 90 einen zweiten Komparator 140 auf, der den Ausgang vom Integrator 107 erhält. Der Komparator 140 hat eine zweite Pegelschwelle TL2, die sich von der ersten Pegelschwelle des Komparators 114 unterscheidet. Die Pegelschwellen sollen weit genug auseinanderliegen, um die grössten zu erwartenden Variationen im integrierten Differenzsignalausgang vom Integrator 107 zu berücksichtigen, ohne dass die Pegelschwellen beider Komparatoren gleichzeitig überkreuzt werden. Das integrierte Differenzsignal wird dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 114 zugeführt und dem invertierenden Eingang des Komparators 140, so dass die Ausgänge entgegengesetzte Polarität haben. Der Ausgang des Komparators 140 geht hoch, wenn das integrierte Differenzsignal sich unter der zweiten Pegelschwelle im Komparator 140 befindet, und geht tief, wenn das integrierte Differenzsignal sich über der zweiten Pegelschwelle im Komparator 140 befindet.

Der Ausgang des Komparators 140 wird dem D-Eingang einer zweiten bistabilen Schaltung 142 zugeführt. Die zweite bistabile Schaltung 142 gibt ein zweites Ausgangssignal vom Q-Ausgang ab. Das zweite Ausgangssignal befindet sich auf einem von zwei Pegeln, je nach dem Pegel des integrierten Differenzsignals relativ zur zweiten Pegelschwelle an jedem der Konvertertaktintervalle. Das zweite Ausgangssignal wird dem Ausgang 126 eines negativen UND-Gatters 122 und einem Schalter 146 zugeführt, um eine dritte Referenzquelle VR+ mit dem Summierknoten 96 zu verbinden. Das Rückkopplungssignal I2 wird damit vom Pegel des zweiten Ausgangssignals beherrscht, der einen mittleren Pegel proportional der Leistung der zweiten Polarität hat, die auf Leitung 10 geführt wird.

Der Betrieb des Konverters 90 mit der zweiten Polarität wird mit Bezug auf Figuren 3 und 5 beschrieben. Nach der Zeit ti kehrt sich die Richtung des Leistungsflusses um und das Produktsignal Ip beginnt, Ladung vom Summierknoten 96 zu ziehen. Gemäss Fig. 5c ist das integrierte Differenzsignal gerade kurz vor ti fallend, und das bedeutet, dass die negative Referenzquelle VR— über Schalter 100 mit dem Summierknoten verbunden ist. Beim Taktimpuls, der der Überkreuzung der ersten Pegelschwelle TL1 folgt, öffnet der Schalter 100 und der Schalter 104 schliesst, so dass der Summierknoten mit Erde verbunden wird. Da das Produktsignal Ip nach dem Zeitpunkt ti negativ ist, integriert das integrierte Differenzsignal weiterhin nach unten, bis die zweite Pegelschwelle TL2 des Komparators 140 erreicht wird, und zu diesem Zeitpunkt geht Ausgang 135 hoch (vgl. Fig. 5g). Beim nächsten Komparatortaktintervall, nachdem der Konverter 140 hoch geht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 142 (das zweite Ausgangssignal) hoch, wie in Fig. 5h gezeigt. Wenn das zweite Ausgangssignal hoch geht, wird ein Schalter 148 geschlossen, der mit der dritten Referenzquelle 146 (VR + ) verbunden ist. Die dritte Referenzquelle liefert einen positiven Strom I2 an den Summierknoten 96, um das negative Produktsignal Ip auszugleichen und IDS über TL2 zu5

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rückzutreiben. Wenn TL2 überkreuzt wird, geht Signal 135 wieder tief, so dass das zweite Ausgangssignal beim nächsten Taktintervall tief geht. Während des Betriebes mit zweiter Polarität bleibt das erste Ausgangssignal (Fig. 5e) tief und, wann immer das zweite Ausgangssignal (Fig. 5h) tief ist, sind beide Eingänge des Gatters 122 tief und sein Ausgang geht hoch. Wenn der Ausgang des Gatters 122 hoch geht, wird Schalter 104 geschlossen und die Erdverbindung, Bezugsquelle 102 wird mit dem Summierknoten 96 verbunden. Wenn der Schalter 104 geschlossen ist, darf IDS in der anderen Richtung über TL2 kreuzen. In der Zwischenzeit zwischen den Zeiten ti und t2, wenn der Leistungsfluss negativ ist, wird das integrierte Differenzsignal in der Nähe der zweiten Pegelschwelle TL2 gehalten.

Der in Fig. 3 gezeigte Konverter 90 ist mit drei verschiedenen Referenzquellen ausgestattet, deren zweite eine Verbindung mit der gemeinsamen Erde für die Messschaltung ist. Wegen der Konfiguration der Schaltungselemente wird die Massever-bindung immer verwendet, wenn das integrierte Differenzsignal sich im Bereich zwischen den beiden Schwellen TL1 und TL2 befindet. Es ist nicht notwendig, dass die zweite Referenzquelle eine Masseverbindung ist. Getrennte positive und negative Referenzquellen können für jede Betriebspolarität verwendet werden, wenn das gewünscht wird. In einem solchen Falle würden die erste und zweite Referenzquelle dazu verwendet werden, das zweite Signal I2 an den Summierknoten 96 zu liefern, wenn das Produktsignal Ip eine erste Polarität hat, und getrennte dritte und vierte Referenzquellen könnten dann dazu verwendet werden, das zweite Signal h an den Summierknoten 96 zu liefern, wenn das Produktsignal Ip die andere Polarität hat. In der Praxis wird die Auswahl der Werte für die Referenzquellen durch die Notwendigkeit diktiert, das integrierte Differenzsignal in der Nachbarschaft des Pegelschwellwertes des gerade in Gebrauch befindlichen Komparators zu halten. Die Grössen und Polaritäten der Referenzquellen sind im übrigen vom Konstrukteur frei wählbar.

Die Verwendung von Referenzquellen im Konverter 90, zu denen wenigstens eine Erd- oder Masseverbindung gehört, verbessert die über-alles-Genauigkeit des abgegebenen modulierten Signals. Es können zwar Variationen in den positiven und negativen Spannungs-Referenzquellen auftretet), die Masseverbindung bleibt jedoch fest. Wenn die positive und/oder negative Referenzquelle über oder unter dem korrekten Wert liegt, liegt eine Abweichung vor insoweit als ein Pegel etwas länger oder kürzer ist als es der Fall sein sollte, da während der Zeit, in der die Spannungs-Referenzquelle das Rückkopplungssignal liefert etwas zu viel oder zu wenig Strom geliefert wird. Je enger das Eingangssignal an Masse (Null) liegt um so kleiner ist der Fehler. Gleich und entgegengesetzte Referenzquellen, wie sie im Rückkopplungssystem des Modulators 30 verwendet werden, haben ein grösseres Fehlerpotential, wenn eine Fehlanpassung zwischen den Referenzquellen VI + und VI- vorliegt. Da das Rückkopplungssystem des Modulators 30 immer zwischen VI + und VI— umschaltet, neigt ein von einer Referenzspannungs-Fehlanpassung resultierender Fehler dazu, das modulierte Ausgangssignal eine unkorrekte Zeitspanne lang auf dem einen oder anderen Pegel zu halten, unabhängig von der Grösse des Eingangssignals. Im Falle des Modulators 30 stellt das kein Problem dar, weil dieser das Leitungsspannungssignal moduliert, das sich allgemein nur um einen kleinen Betrag ändert. Genauigkeit braucht deshalb nur über einen geringen Bereich aufrechterhalten zu werden. Der Konverter 90 erfordert jedoch eine höhere Genauigkeit wegen der breiten Variationen im Produktsignal, das die Leitungsleistung repräsentiert. Aus diesem Grunde hat die Trennung der Konverterbetriebe zwischen positiven und negativen Polaritäten der Leistung deutliche Vorteile. Da jeweils nur eine Polarität von jedem Komparator gemessen wird, können Referenzquellen eine Masseverbindung benutzen, um das Rückkopplungssignal zu schaffen, so dass die Konvertergenauigkeit über alles verbessert wird. Die über den Leistungsfluss bei jeder Polarität gelieferte Information ist auch erwünscht, weil sie zusätzliche Daten über die Natur des Verbrauchers und seiner Leistungsanforderungen liefert.

Die beiden Ausgangssignale, die auf Leitungen 92 und 144 vom Konverter 90 (vgl. Fig. 1) abgegeben werden, können sich bei den Konvertertaktintervallen zwischen zwei Werten ändern. Um einen geeigneten digitalisierten Ausgang zu erhalten, in dem die Impulsdichte proportional dem Leistungsfluss ist, ist ein System vorgesehen, um die Ausgangssignale in Impulszüge umzuwandeln. Gemäss Figuren 1 und 5 werden die beiden Ausgangssignale an zwei UND-Gatter 150 und 152 geliefert. Ein zweiter Eingang für die UND-Gatter kommt vom Konvertertakt 120. Fig. 5f zeigt den Impulszug, der von Leistung erster Polarität vom UND-Gatter 150 geliefert wird. Der Impulszug hat eine Impulsdichte proportional der Grösse des Leistungsflusses in einer Richtung auf Leitung 10. In ähnlicher Weise zeigt Fig. 5i für Leistungsfluss in der entgegengesetzten Richtung einen Impulszug für Leistung zweiter Polarität vom UND-Gatter 152. Es sind verschiedene Einrichtungen verfügbar, um die beiden digitalen Ausgangssignale gemäss Fig. 5f bzw. 5i zu verarbeiten. Beispielsweise wäre es zweckmässig, die Digitalsignale an eine Zähleinrichtung zu liefern, um die Impulse für die positive bzw. die negative Polarität zu zählen. Der Zähler könnte dann eine Anzeige ausgeben oder den Gesamtleistungsverbrauch aufzeichnen. Ein Zähler 154 illustriert ein solches Anzeigekonzept. Wenn zusätzlich ein Tastsignal zum Zähler 154 geliefert wird, können Leistungsmessungen in entsprechenden Einheiten, beispielsweise Kilowatt, leicht erhalten werden. Getrennte Ablesungen für Leistungsfluss in jeder Richtung können ebenfalls erhalten werden.

Wie oben erwähnt wird in das modulierte Ausgangssignal eine leichte Verzögerung eingeführt, da die bistabile Schaltung 52 (Fig. 2) nur bei vorgegebenen Taktintervallen umschaltbar ist. Fig. 6 zeigt einen neuartigen delta-minus-sigma-Modulator 30' mit digitaler Phasenvoreilschaltung, um die Phasennachei-lung zu kompensieren. Gleiche Elemente in den Modulatoren nach Figuren 2 und 6 sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Es ist zu erwähnen, dass diese digitale Phasenvoreilschaltung auch in anderen Fällen als in Leistungsmesssystemen verwendbar ist. Gewünschtenfalls kann darüber hinaus eine Phasenvoreilschaltung verfügbar gemacht werden, die mehr als ausreichend ist, um die Phasennacheilung zu kompensieren, die durch die bistabile Schaltung 52 am Ausgang gemäss Fig. 2 verursacht wird.

Der modifizierte Modulator 30' nach Fig. 6 weist, wie der Modulator nach Fig. 2, eine bistabile Schaltung 52 auf, die eine Quelle für Rückkopplungsstrom If über Schalter 58 und 60 kontrolliert. Ein Summationsknoten 36 erhält das Eingangssignal Iai über Eingangswiderstand 38. Momentane Differenzen zwischen dem Rückkopplungs- und dem Eingangs-Signal werden durch Idiff repräsentiert, und dieses Differenzsignal wird mit Messschaltung 42 gemessen. Das Ausgangs-Kontrollsignal vom Komparator 50 ist hoch, wenn das invertierte Differenzsignal über der Schwelle des Komparators liegt, und tief, wenn das integrierte Differenzsignal unter dieser Schwelle liegt.

Der Modulator 30' unterscheidet sich vom Modulator 30 nach Fig. 2 darin, dass er eine digitale Verschiebung zwischen der Messschaltung 42 und der bistabilen Schaltung 52 enthält. Die digitale Verschiebung führt eine zeitliche Verzögerung in das vom Komparator 50 abgegebene Kontrollsignal ein. In Fig. 6 ist der Digitalverschieber eine bistabile Schaltung 59, die das Kontrollsignal erhält, das vom Komparator an dessen D-Eingang abgegeben wird. Für die Zwecke des folgenden Beispiels wird die bistabile Schaltung 59 mit der gleichen Rate getaktet wie die bistabile Schaltung 52, jedoch um ein halbes Taktintervall phasenversetzt.

Der Betrieb des Modulators nach Fig. 6 zur Erzielung einer

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Phasenvoreilung im modulierten Ausgangssignal wird in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben. Das Eingangssignal Iai des Modulators 30' ist in Fig. 7a gezeigt. Der Ausgang des ersten Taktes 56 ist in Fig. 7b gezeigt. Der erste Takt 56 liefert auch ein Signal an die bistabile Schaltung 59 über einen Inverter 57, und das zweite Taktsignal ist in Fig. 7c gezeigt. Wenn IAi am Taktimpuls a positiv ist und der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52, in Fig. 7g gezeigt, anfänglich hoch ist, ist If in den Summierknoten 36 positiv. Das ergibt einen positiven Idiff, der dem invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers 46 zugeführt wird, so dass dafür gesorgt wird, dass das integrierte Differenzsignal am Punkt 47 anfänglich fällt, bei 21 in Fig. 7d. Die Linie 22 in Fig. 7d repräsentiert die Schwelle des Komparators 50. Wenn das integrierte Differenzsignal die Schwelle 22 überkreuzt, geht das Kontrollsignal, gezeigt in Fig. 7e, von hoch auf tief über. Wenn angenommen wird, dass die bistabile Schaltung 59 bei aufwärtsgehenden Impulsen a', b', c', d', e' etc. taktet, geht der Ausgang der bistabilen Schaltung 59 am Taktimpuls a' von hoch auf tief. Der Ausgang der bistabilén Schaltung 59 (Q' ) wird hier als das verzögerte Kontrollsignal bezeichnet, das anschliessend an den D-Eingang der bistabilen Schaltung 59 geliefert wird. Fig. 7f zeigt das verzögerte Kon-trollsignal und Fig. 7g zeigt den Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52. Wenn Q' von hoch auf tief übergeht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 bei seinem nächsten Taktimpuls b von hoch zu tief. Die Änderung in Q öffnet den Schalter 60 und schliesst Schalter 58, so dass If veranlasst wird, negativ zu werden. Das integrierte Differenzsignal wird dann steigen und kreuzt die Komparatorschwelle 22 und veranlasst wieder das Kontrollsignal hoch zu gehen. Am Taktimpuls d' des zweiten Taktes geht der Q' -Ausgang der bistabilen Schaltung 59 wieder hoch. Das veranlasst wieder den Q-Ausgang der ersten bistabilen Schaltung 52 beim folgenden Taktimpuls e hoch zu gehen.

Der beschriebene Prozess läuft weiter, wobei der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 die Signale zur Kontrolle der Rückkopplungsschleife des Modulators liefert. Angenommen die durch den von der bistabilen Schaltung 59 repräsentierten Digitalverschieber eingeführte Zeitverzögerung ist nicht gross genug, um eine Instabilität in der Rückkopplungsschleife zu erzeugen, liefert der Modulator 30' ein moduliertes Signal, das äquivalent, aber nicht identisch zu dem ist, das vom Modulator 30 abgegeben wird. Unter Äquivalenz wird hier verstanden,

dass der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 ein moduliertes Signal ist, das an vorgegebenen ersten Taktintervallen sich in einer Weise ändert, die proportional dem Signaleingang des Modulators ist. Der Q' -Ausgang der bistabilen Schaltung 59 eilt dem Q-Ausgang der ersten bistabilen Schaltung 52 um einen Betrag vor, der von den Differenzen in den Taktsignalen abhängt, die den beiden bistabilen Schaltungen zugeführt werden. Diese Voreilung tritt als natürliche Konsequenz der Tatsache auf, dass der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 sich nur am nächsten Taktimpuls anschliessend an eine Änderung im Q' -Ausgang der bistabilen Schaltung 59 ändert. Der Q' -Aus-gang ist deshalb ein échtes «voreilendes» Signal für den Q-Ausgang.

Das Ausgangssignal auf Leitung 34 hat dann eine Phasenvoreilung gleich ein Halb des ersten Taktintervalls, verglichen mit den Q- und Q-Ausgängen der bistabilen Schaltung 52. Da die an die bistabile Schaltung 59 und die bistabile Schaltung 52 gelieferten Taktintervalle die gleichen sind, kann sich das verzögerte Kontrollsignal, das auf Leitungen 34 abgegeben wird, nur bei den gleichen Intervallen wie die Q- und Q-Ausgänge der bistabilen Schaltung 52 ändern und ähnelt im übrigen jedem anderen delta-minüs-sigma-modulierten Signal. Das an die bistabile Schaltung 59 gelieferte Taktsignal wird im Effekt das bestimmende Taktsignal, das Änderungen im Ausgang des Modulators beherrscht. Es wäre möglich, einen anderen Typ eines

Digitalverschiebers einzusetzen, beispielsweise ein vielstufiges Schieberegister, an Stelle der bistabilen Schaltung 59, wenn die eingeführte Verzögerung nicht so lang ist, um die Rückkopplungsschleife zu destabilisieren. Der verwendete Digitalverschieber kann auch mit einer anderen Rate als die erste bistabile Schaltung 52 getaktet werden, obwohl das die Charakteristik des verzögerten Kontrollsignals ändern würde. Wenn beispielsweise ein vielstufiges Schieberegister, das mit einer hohen Rate getaktet wird, an Stelle der bistabilen Schaltung 59 eingesetzt würde, würde es das Kontrollsignal um eine gewählte Anzahl von kurzen Intervallen verzögern. Der Ausgang eines solchen Schieberegisters wäre ein verzögertes Kontrollsignal, das sich mit der höheren Taktrate ändern könnte. Es könnte auch ein Schieberegister verwendet werden, das verschiedene Stufen hat, die mit unterschiedlichen Raten getaktet werden. Bei einer solchen Konfiguration würde das längste Taktintervall, das zum Takt irgendeiner der Stufen verwendet würde, die Intervalle bestimmen, bei denen das endgültige verzögerte Kontrollsignal änderbar wäre. Jedes System zur Verzögerung des Kontrollsignals sollte wenigstens eine bistabile Schaltung enthalten, die zu diskreten Intervallen getaktet wird, damit der modulierte Ausgang des Modulators (das verzögerte Kontrollsignal) bei diesen diskreten Intervallen änderbar wird.

Die im Modulator 30' hervorgerufene Phasenvoreilung kann gewählt werden. Diese Wahl wird dadurch durchgeführt, dass die Taktsignale eingestellt werden, die an die bistabilen Schaltungen 52 und 59 geliefert werden. Unter der Annahme, dass ein erstes Taktsignal, das Impulse bei ersten Taktintervallen liefert, der bistabilen Schaltung 52 zugeführt wird, und ein zweites Taktsignal, das Impulse an zweiten Taktintervallen liefert, dem digitalen Verschieber (bistabile Schaltung 59) zugeführt wird, und beide Taktintervalle gleich sind, bestimmt der Phasenversatz zwischen den Taktsignalen die Grösse der Voreilung im Modulatorausgang. In dem in Verbindung mit Fig. 7 diskutierten Beispiel war der zweite Takt das Inverse des ersten Taktes und der gesamte Versatz war gleich der Hälfte eines Taktintervalls. Wenn die Taktimpulse, die von dem zweiten Takt an die bistabile Schaltung 59 geliefert werden, drei Viertel eines Taktintervalls vor den Impulsen wären, die der bistabilen Schaltung 52 zugeführt werden, würde eine Phasenvoreilung von drei Vierteln eines Taktintervalls erzeugt. Es ist der Betrag der Verzögerung zwischen einer Änderung des Q' -Ausgangs der bistabilen Schaltung 59 und des Q-Ausgangs der bistabilen Schaltung 52, der den Betrag der Voreilzeit in dem Signal bestimmt, das auf Leitungen 34 abgegeben wird.

Der Betrag der Phasenvoreilung, der durch den Modulator nach Fig. 6 erreicht werden kann, hängt von dem Grad der Verzögerung ab, die in die Rückkopplungsschleife des delta-minus-sigma-Modulators eingeführt werden kann, ohne eine Destabili-sierung zu verursachen. Es ist jedoch bekannt, dass eine Verzögerung von einem Bruchteil eines Taktimpulses in der im obigen Beispiel beschriebenen Weise funktioniert und die Phasenvoreilung im modulierten Signal liefert, wie beschrieben.

Fig. 8 zeigt ein Messsystem gemäss einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, das eine zusätzliche Ausgangsleistungsmessung entweder als Blindleistung oder Q liefert. Wie oben im Hintergrund-Abschnitt beschrieben worden ist, stellen die Blindleistung bzw. Q Leistungsmasse dar, bei denen eine spezifizierte Phasenbeziehung zwischen den Stromr und Spannungs-Signalen eingeführt ist. Die Blindleistung wird dadurch erhalten, dass der Strom mit einem Spannungssignal multipliziert wird, das um 90° nacheilt; Q wird dadurch erhalten, dass der Strom mit einem Spannungssignal multipliziert wird, das um 60° nacheilt. Bei dem Messsystem nach dieser Ausführungsform der Erfindung kann die Blindleistung, Q oder irgendein anderer Leistungwert mit einer gewünschten Phasenbeziehung leicht dadurch erhalten werden, dass der Ausgang des Modulators 30 um einen gewählten Betrag verzögert wird. Die Verzöge5

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rung kann bequem in der Weise hervorgerufen werden, dass Zeitverzögerungseinrichtungen verwendet werden, beispielsweise ein Schieberegister, wie es im folgenden beschrieben wird.

Der Q-Ausgang des Modulators 30 in der Ausführungsform nach Fig. 8 wird sowohl einer Gattereinrichtung 80 als auch einem Schieberegister 160 zugeführt. Das Schieberegister 160 verzögert den Ausgang des Modulators 30 um ein gewähltes Verzögerungsintervall. Der Betrag der Verzögerung hängt von der gewählten Phasenbeziehung des gewünschten Leistungswertes (Blindleistung oder Q) ab, sowie von der Frequenz des gemessenen Wechselspannungsverlaufs (50 oder 60 Hz). Um die Schaltung zu vereinfachen wird nur der Q-Ausgang des Modulators 30 dem Schieberegister 160 zugeführt. Der zeitlich verzögerte Ausgang des Schieberegisters wird dann einem Inverter 161 zugeführt, und sowohl das invertierte als auch das nicht-invertierte Signal werden das zeitlich verzögerte Signal auf Leitung 162. Hier und im folgenden wird der Ausdruck «zeitlich verzögertes Signal» gleichwertig mit «phasenmodifiziertes Signal» verwendet und das Ganze ist in dem Sinne zu verstehen, dass die eingeführte Phasenmodifikation mittels einer in das Signal eingeführten Zeitverzögerung verwirklicht ist.

Die weitere Verarbeitung des zeitlich verzögerten modulierten Signals ist genau die gleiche wie die des ersten modulierten Signals der Ausführungsform nach Fig. 1. Das zeitlich verzögerte modulierte Signal wird einer zweiten Gattereinrichtung 164 zugeführt, die zwei Schalter 166 und 168 enthält, die mit dem zeitlich verzögerten modulierten Signal gesteuert werden. Das invertierte und das nicht-invertierte analoge Stromsignal Ia2 wird den Schaltern 166 und 168 zugeführt. Das phasenmodifizierte modulierte Signal schliesst abwechselnd die Schalter 166 und 168, um die Strom- und Spannungssignale zusammen zu multiplizieren und ein zweites Produktsignal bei 170 zu liefern. Das zweite Produktsignal wird dann dem Eingang eines VARS-(Blindleistungs-)/Q-Konverters 172 zugeführt, der exakt gleich dem Konverter 90 ist, der in Fig. 3 dargestellt ist. Der VARS-/Q-Konverter 172 gibt zwei Ausgangssignale ab, je nach der Polarität der Leistung auf Leitung 10, exakt auf die gleiche Weise wie der Konverter 90. Die Ausgänge des Konverters 172 sind zwei Ausgangssignale, die sich zwischen zwei Pegeln an den Konvertertaktintervallen in einer Weise ändern können, die proportional dem zweiten Produktsignal ist und der gewählten Phasenbeziehung des Leistungswertes [Blindleistung (VARS) oder Q, 50 oder 60 Hz] der Leistung auf Leitung 10. Eine anschliessende Verarbeitung der beiden Ausgangssignale vom VARS-/Q-Konverter 172 ist exakt die gleiche wie für die Ausgänge vom Konverter 90 gemäss Fig. 1, einschliesslich Verwendung von Zähleinrichtungen, die dazu geeignet sind, gewählte Leistungswerte abzugeben.

Ein nicht dargestellter Wähler kann vorgesehen werden, um entweder Blindleistung oder Q als zweiten Ausgang des Messsystems zu wählen. Der Wähler justiert das Schieberegister 160 ein, um die Spannungsnacheilung hervorzurufen, die zur Erzeugung der gewählten Phasenbeziehung benötigt wird, und um gleichzeitig eine geeignete Verzögerung auszuwählen.

Die neuartige digitale Phasenselektionstechnik, die als Beispiel in Fig. 8 veranschaulicht ist, ist nicht auf Leistungsmesser-Anwendungsfälle begrenzt. Die Technik kann in jeder Anwendung von Signalmultiplikation verwendet werden, wo die Phasenbeziehung zwischen Eingangssignalen eingestellt werden kann um gewählte Phasenbeziehungsproduktwerte zu messen.

Fig. 9 zeigt einen Multiplizierer ähnlich dem Multiplizierer, der in dem Leistungsmesssystem nach Fig. 8 verwendet wird. Gleiche Elemente sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Iai und Ia2 sind die zu multiplizierenden Signale und werden als periodische Spannungsverläufe angenommen, nicht notwendigerweise sinusförmig, die eine vorgegebene Phasenbeziehung zueinander haben. Wie im Falle des Leistungsmesssystems nach Fig. 8 wird die Multiplikation durch die als Zeitteilung oder

Markierungszwischenraum-Multiplikation bezeichnete Technik durchgeführt, bei der eines der Signale Ia2 moduliert wird und dazu verwendet wird, das andere Signal Iai zu gattern oder dessen Polarität umzukehren, um ein Produktsignal zu erhalten. Das Signal Ia2 wird einer Gattereinrichtung sowohl in invertierter als auch in nicht-invertierter Form zugeführt. Ein konventioneller Inverter 72 liefert das Signal zum Schalter 82. Das nicht-invertierte Signal wird dem Schalter 65 zugeführt. Das modulierte Signal zum Steuern der Schalter 65 und 66 wird über Leitung 34 der Gattereinrichtung zugeführt.

Der Modulator 30 nach Fig. 9 ist in Aufbau und Betrieb äquivalent dem entsprechenden Modulator 30 gemäss Figuren 1 und 2. Um eine gewählte Phasenbeziehung zwischen Signal Iai und Iaî zu erhalten, wird ein Digitalverschieber 160 verwendet, der eine gewählte Verzögerung in den Ausgang des Modulators 30 einführt. Der Digitalverschieber 160 kann verschiedene Formen haben, einen einfache Version wird in Element 198 in Fig. 11 illustriert. Der Betrieb eines Schieberegisters kann einfach in der Weise illustriert werden, dass eine Reihe von Stufen, die aus bistabilen Schaltungen 200 bis 204 bestehen, so verbunden sind, dass der Q-Ausgang einer bistabilen Schaltung dem D-Eingang der benachbarten bistabilen Schaltung zugeführt wird. Ein Taktsignal, das über Leitung 196 an jede der bistabilenn Schaltungen geliefert wird, sorgt dafür, dass alle Stufen gleichzeitig getaktet werden. Ein Digitalimpuls auf Leitung 53 in das Schieberegister 198, der entweder von tief zu hoch oder von hoch zu tief geht, wird von jeder bistabilen Schaltung, durch die es durchläuft, um ein Eingangstaktintervall verzögert. Wenn beispielsweise das Signal auf Leitung 53 von tief nach hoch geht, geht der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 200 beim nächsten Taktimpuls von tief nach hoch. Wenn Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 200 von tief nach hoch geht und dieses Signal dem D-Eingang der bistabilen Schaltung 201 zugeführt wird, muss wegen der inhärenten Schaltverzögerungen dessen Q-Ausgang auf den nächstfolgenden Taktimpuls warten, um hoch zu gehen. Auf diese Weise können Digitalsignale in bequemer Weise um jede beilebige Anzahl von diskreten Intervallen verzögert werden, einfach indem genügend Verzögerungsstufen in dem Schieberegister vorgesehen werden. Üblicherweise sind Schieberegister mit einer Vielzahl von Ausgangsleitungen 206 ausgestattet, an denen das Signal extrahiert werden kann. Die Lage des Stiftes bestimmt die eingeführte Gesamtverzögerung, als Funktion der Taktfrequenz.

Die digitale Zeitverzögerungseinrichtung 160 des Multipliziersystems gemäss Fig. 9 wird als konventionelles Schieberegister angenommen, beispielsweise Schieberegister 198 in Fig. 11. Das Multipliziersystem fordert, dass die Einführung einer gewählten Zeiteinstellung in eines der multiplizierten Signale unter Verwendung eines Digitalverschiebers eine Verzögerung einführt, die eine gewählte Anzahl von diskreten Intervallen ist. Das Schieberegister 198 ist ein geeigneter Digitalverschieber zur Erzeugung einer solchen Verzögerung. Unter Bezugnahme auf Fig. 10 soll jetzt angenommen werden, dass Signale Iai und Ia2 zusammen multipliziert werden sollen und dass eine 90°-Pha-sennacheilung in Signal Ia2 eingeführt wird. Fig. 10a zeigt als Beispiel ein erstes Eingangssignal Iai (Vl) und Fig. 10g zeigt als Beispiel ein zweiten Eingangssignal Ia2, die zusammen multipliziert werden sollen. Fig. 10b zeigt das vom Takt 56 gelieferte Taktsignal und Fig. 10c zeigt das Ausgangssignal des Integrators 42, der vom Eingangssignal Iai resultiert. Fig. lOd zeigt den resultierenden Ausgang des Komparators 50. Der Ausgang des Modulators 30 ist in Fig. 10e dargestellt, und wird auf Leitung 53 von Figuren 9 und 11 geführt. Das Taktsignal vom Modulatortakt 56 wird dem Schieberegister 198 der Leitung 196 zugeführt. Im gegebenen Beispiel sind die in Fig. 10b gezeigten Taktintervalle das vierundzwanzigfache der Frequenz des Signals Ia2. Eine Phasennacheilung von 90° erfordert deshalb eine Verzögerung von sechs Taktintervallen. Unter der Annahme

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dass Stift 206' des Schieberegisters 198 der sechste Stift ist,

wird also das Signal Ia2 nach Modulation und Verzögerung um 90° insgesamt um sechs Taktintervalle verzögert sein, die vom Takt 56 abgegeben werden. Das Ausgangssignal am Stift 206' des Schieberegisters 198 ist in Fig. lOf gezeigt. Das verzögerte modulierte Signal, das in Fig. lOf gezeigt ist, ist eine exakte Wiedergabe des modulierten Q-Ausgangs des Modulators 30, gezeigt in Fig. 10e, um sechs Taktintervalle nach rechts verschoben.

Die Signalmultiplikation wird dadurch verwirklicht, dass das verzögerte modulierte Signal gemäss Fig. lOf an die Signalgattereinrichtung über Leitung 34 gegeben wird. Die Leitung 34 enthält sowohl invertierte als auch nicht-invertierte Versionen des verzögerten modulierten Signals, indem das Signal einem konventionellen digitalen Inverter 161 zugeführt wird. Das Signal Iai ist das in Fig. 10g gezeigte, sowohl in invertierter als auch nicht-invertierter Form. Die Multiplikation wird mittels der Schalter 82 und 86 ausgeführt, die gegeneinander alternierend geöffnet und geschlossen werden, wobei Punkt 88 in Fig. 9 zwischen der nicht-invertierten und der invertierten Version des Signals Iai umgeschaltet wird. Das resultierende Signal ist in Fig. 10h gezeigt. Das Signal in Fig. 10h kann dann durch ein geeignetes Tiefpassfilter 90 geschickt werden, um einen gemit-telten oder Gleichstromwert zu liefern, wie in Kurve 132 in Fig. 10h dargestellt. Die Kurve 132 repräsentiert ein Produktsignal proportional dem Produktwert von Iai und Ia2, wobei in Ia2 eine Phasennacheilung von 90° eingeführt ist. Wenn beispielsweise Signal Iai proportional dem Strom auf einer Netzleitung ist und Signal Ia2 proportional der Leitungsspannung ist, würde das mit Kurve 132 in Fig. 10h repräsentierte Produktsignal proportional der Blindleistung sein.

Ein spezieller Vorteil der Verwendung eines delta-minus-sig-ma-ModuIators wie Modulator 30, in Verbindung mit dem gegenständlichen Multiplizierer besteht darin, dass das modulierte Signal nur an den vorgegebenen Taktintervallenn änderbar ist. Digitale Zeitverzögerungstechniken unterteilen notwendigerweise ein ankommendes Signal in diskrete Einheiten oder Intervalle. Die Länge oder Dauer dieser Intervalle wird vom Konstrukteur gewählt. Digitale Signale übertragen Information an den Impulsflanken, wenn das Signal von tief auf hoch oder von hoch auf tief geht. Ein Schieberegister aus einer Reihe von bistabilen Schaltungen «prüft» auf solche Impulsflanken jedes Mal, wenn es getaktet wird. Je höher die Taktfrequenz ist umso häufiger wird das ankommende Signal auf eine Impulsflanke abgefragt. Da die in ein Signal bei jeder Stufe eines Schieberegisters eingeführte Verzögerung von der Taktfrequenz abhängt, erfordern Schieberegister, die mit hoher Frequenz getaktet werden, mehr Stufen, um eine bestimmte Verzögerung zu erreichen, als Schieberegister, die mit einer niedrigen Frequenz getaktet werden. Takten eines Schieberegisters mit einer niedrigen Frequenz bedeutet natürlich, dass das ankommende Signal weniger oft auf Impulsflanken abgefragt wird, und das kann von Nachteil sein, wenn die Lage der Impulsflanken unbekannt ist, wie das bei konventionellen Signalen der Fall ist, die impulsbreit moduliert sind. Der Modulator 30 gibt ein Signal mit Impulsflanken ab, die nur zu vorgegebenen Taktintervallen auftreten. Wenn die Taktsignale, die an den Modulator und an das Schieberegister 198 angelegt werden, synchronisiert sind,

«prüft» das Schieberegister nur zu den erforderlichen Zeiten auf Impulsflanken. Das bedeutet, dass weniger Schieberegisterstufen benötigt werden, um eine bestimmte Verzögerung in ein moduliertes Signal einzuführen, als der Fall wäre, wenn die Lage der Impulsflanken nicht präzise bekannt wäre. Tatsächlich kann in dem oben beschriebenen Beispiel das Schieberegister mit der gleichen Rate getaktet werden wie der Modulator 30, ohne dass irgendwelche Information verloren geht. Es ist deshalb möglich, ein preiswertes Schieberegister zu verwenden, das relativ wenige Stufen aufweist, um eine bestimmte Verzögerung in einem delta-minus-sigma-modulierten Signal hervorzurufen, während ein wesentlich grösseres Schieberegister benötigt würde, um eine vergleichbare Verzögerung in einem Signal hervorzurufen, das Impulsflanken an beliebig verteilten Stellen haben kann. Selbst wenn ein Schieberegister mit relativ hoher Frequenz verwendet würde, um ein mit erheblich niederer Frequenz stochastisch moduliertes Signal zu verzögern, so würde doch ein gewisser Informationsverlust eintreten, wenn immer eine Impulsflanke nicht präzise mit dem Schieberegistertakt synchronisiert wäre. In der oben beschriebenen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung tritt kein solcher Informationsverlust auf, da der Modulator und das Schieberegister miteinander synchronisiert sind und die Impulsflanken deshalb nicht versetzt werden.

Die Taktintervalle, mit denen das Schieberegister getaktet wird, brauchen nicht exakt die gleichen sein wie die ersten Taktintervalle des Modulators 30. Es ist jedoch vorzuziehen, dass der Schieberegistertakt mit dem Modulatortakt synchronisiert ist. Um Informationsverlust zu vermeiden, sollte der Schieberegistertakt bei einer Frequenz arbeiten, die nicht niederer ist als die des Modulators, kann jedoch mit höheren Raten arbeiten, um praktisch jede beliebige Zeitverzögerung zu erhalten. Eine bequeme Möglichkeit, die Frequenz des Schieberegistertaktes zu erhöhen, während gleichzeitig die Synchronisierung mit den ersten Taktintervallen des Modulators beibehalten wird, besteht darin, einen Frequenzteiler für den Modulatortakt zu verwenden. Während im oben beschriebenen Beispiel die gewünschte Zeitverzögerung im modulierten Signal mit einer ganzzahligen Anzahl von ersten Taktintervallen korrespondierte, so braucht das doch nicht immer der Fall zu sein. Um eine zusätzliche Flexibilität bei der Auswahl einer Zeitverzögerung zu erhalten, kann es erwünscht sein, entweder ein zweites Schieberegister oder zusätzliche Stufen innerhalb eines einzigen Schieberegisters zu verwenden, die mit einer höheren Frequenz getaktet werden und die deshalb inkrementale Verzögerungen in das modulierte Signal einführen. Die Schieberegisterzustände im Element 212 nach Fig. 11 illustrieren eine Technik zur Erzielung einer weiteren Wahlmöglichkeit in der digitalen Zeiteinstel-lung nach der Erfindung. Bei diesem Beispiel wird der verzögerte Signalausgang von irgendeiner ausgewählten Stufe des Schieberegisters 198 an eine zweite Gruppe von Schieberegisterstufen gegeben, die in Fig. 11 als ein zweites Schieberegister 212 dargestellt sind. Eine Anzahl bistabiler Schaltungen 216 bilden das Schieberegister 212. Das verzögerte Signal vom Schieberegister 198 wird dem Eingang 214 des Schieberegisters 102 zugeführt. Ein Taktsignal auf Leitung 208, das vorzugsweise eine höhere Frequenz hat als der erste Takt 56, wird den bistabilen Schaltungen zugeführt, die das Schieberegister 212 bilden. Die höhere Taktfrequenz kann in bequemer Weise mittels eines Oszillators 220 erhalten werden, der mit einer höheren Frequenz arbeitet als der erste Takt 56. Durch die Verwendung eines geeigneten Frequenzteilers 212 können Taktsignale unterschiedlicher Frequenzen an die verschiedenen Schieberegisterstufen angelegt werden, ebenso wie an den Modulator 30, falls das gewünscht wird.

Hier bezieht sich der Ausdruck «erste Taktintervalle» allgemein auf die Taktsignale, die vom ersten Takt 56 kommen, und zweite Taktintervalle sollen diejenigen sein, die vom zweiten Taktgeber 220 abgegeben werden. Zusätzlich können die Schieberegisterstufen, die in Fig. 11 illustriert sind, entweder als ein erstes Schieberegister 198 und zweites Schieberegister 212 angesehen werden, oder diese können als einziges Schieberegister mit einer Vielzahl von Stufen angesehen werden, die mit verschiedenen ausgewählten Frequenzen getaktet werden. Sowohl mit Verwendung getrennter Oszillatoren als auch Verwendung eines einzelnen Oszillators mit einem Frequenzteiler erhöht das Vorhandensein unterschiedlicher Taktsignale die Flexibilität der digitalen Verschiebetechniken, die in der Erfindung verwendet

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werden. Verzögerung eines Signals mit einem Schieberegister mit einer Anzahl von Stufen, die alle mit der gleichen Rate getaktet werden, erlauben es, das Signal um irgendeine Anzahl von diskreten Intervallen zu verzögern, bis hinauf zu der maximalen Stufenzahl im Schieberegister. Dadurch, dass zusätzliche Stufen vorgesehen werden, die mit einem anderen Taktsignal getaktet werden, können zusätzliche ausgewählte Verzögerungsintervalle geschaffen werden. Ein Signal kann durch ein erstes Schieberegister hindurch geschickt und um eine gewisse Anzahl von ersten Intervallen verzögert werden, und dann durch einen zweiten Satz Schieberegisterstufen geschickt und um eine zusätzliche Anzahl zweiter Intervalle verzögert werden. Es kann damit eine Verzögerung von praktisch allen gewünschten ganzzahligen und fraktionellen Inkrementen der ersten Intervalle vorgesehen werden. Eine ähnliche Flexibilität von Signalverzögerungen mit digitalen Mitteln kann dadurch erhalten werden, dass ein zweiter Takt verwendet wird, der mit der gleichen Frequenz arbeitet wie der erste Takt, zeitlich jedoch um einen gewählten Betrag versetzt ist. Wenn beispielsweise also ein Signal durch ein erstes Schieberegister geschickt wird, das bei ersten Intervallen getaktet wird, und dann einer zweiten Stufe zugeführt wird, die mit dem Inversen des Taktsignals für das erste Intervall gespeist wird, wird eine zusätzliche Verzögerung von einer Hälfte eines ersten Taktintervalls eingeführt. Je nach dem Versatz zwischen den Taktsignalen, die an die erste bzw. zweite Gruppe von Schieberegisterstufen gelegt werden, kann praktisch jeder Verzögerungsbetrag eingeführt werden.

Ein Beispiel für den Betrieb des Modulators und der digitalen Zeitverzögerungseinrichtung nach Figuren 9 und 11 ist in Fig. 12 dargestellt. Wenn angenommen wird, dass ein erstes Taktsignal, das vom Taktgeber 56 kommt, das in Fig. 12b gezeigte ist, und ein zweites Taktsignal, das vom zweiten Taktgeber 220 geliefert wird, das in Fig. 10a gezeigte ist, so wird ein in das Schieberegister eingegebenes moduliertes Signal auf die im folgenden beschriebene Weise verzögert. In diesem Beispiel ist der zweite Takt 220 genau das Doppelte der Frequenz des ersten Taktes 56. Wenn beispielsweise eine Verzögerung im modulierten Signal von zweieinhalb ersten Taktintervallen gewünscht wird, wird das Schieberegister so konfiguriert, dass Ausgangsstift 206' ' mit dem Eingang 214 des zweiten Schieberegisters verbunden wird. Auf diese Weise läuft ein über Leitung 53 eingegebenes moduliertes Signal durch zwei Schieberegisterstufen 200 und 201 und in die erste Stufe des zweiten Schieberegisters 212, und danach wird das Signal an Stife 218 abgegeben. Mit einer solchen Anordnung wird das Signal um zwei volle erste Taktintervalle und ein zusätzliches zweites Taktintervall verzögert. Unter der Annahme, dass ein moduliertes Signal, wie es in Fig. 12c erscheint, an die oben beschriebene Konfiguration angelegt wird, ergibt sich als Ausgang am Stift 218 das in Fig. 12d dargestellte Signal. Das verzögerte modulierte Signal, das in Fig. 12d gezeigt ist, ist exakt das gleiche wie das modulierte Signal, das in Fig. 12c gezeigt ist, verzögert um zweieinhalb erste Taktintervalle.

Die digitale Verschiebetechnik des gegenständlichen Multiplizierers hat den für Digitalelektronik inhärenten Vorteil, dass sie relativ driftfrei und fehlerfrei ist. Weiterhin wird die Zeiteinstellung in einer Weise ausgeführt, die unabhängig von dem eingestellten Signal ist. Mit anderen Worten, sie hängt nicht von der Frequenz des Signals ab, das zeitlich eingestellt wird. Das in Fig. 9 dargestellte System erlaubt eine Phaseneinstellung in der Multiplikation von zwei Analogsignalen ohne die Verwendung von RC-Netzwerken und die zugehörigen Signalstörungen. Wenn delta-minus-sigma-Modulation bei der Multiplikation verwendet wird, braucht die Grösse der verwendeten Schieberegister nicht unakzeptabel gross zu sein, und trotzdem wird ein hoher Genauigkeitsgrad erreicht.

Um eine hohe Genauigkeit von dem gegenständlichen Leistungsmesssystem nach der Erfindung über einen weiten Dynamikbereich zu erreichen, ist es wichtig, dass Versatzfeier von den aktiven Schaltungselementen eliminiert werden. Versatzfeh-ler, deren Grösse ausreicht, um die Messgenauigkeit ungünstig zu beeinflussen, sind üblicherweise in billigen Operationsverstärkern zu finden. Der Ausdruck «Spannungsversatz» wird allgemein als die Spannungsdifferenz zwischen zwei Eingängen an ein aktives Schaltungselement definiert, beispielsweise einen Operationsverstärker, wenn der Ausgang Null ist. Es ist eine Fehlanpassung zwischen den Verstärkereingängen, und das Messsystem nach der Erfindung enthält eine Versatzkompensationseinrichtung, die eine solche Fehlanpassung korrigiert.

Fig. 13 zeigt eine neuartige Versatzkompensationsanordnung, angewandt bei einem einzelnen Verstärker. Die Grundtheorie der Versatzkompensationsanordnung involviert die Verwendung eines Kondensators oder anderen Speicherelementes, das an einen Eingang des Verstärkers angeschlossen ist und dann auf eine Kompensationsspannung aufgeladen wird. Ersichtlich können andere äquivalente Anordnungen an Stelle eines Kondensators dazu verwendet werden, eine Spannung zu speichern und an einen Verstärkereingang zu liefern. Operationsverstärker haben oft mehr als zwei Eingänge und weisen manchmal einen oder mehrere Eingänge auf, die speziell für Versatzkompensationszwecke ausgelegt sind. Die Erfindung arbeitet genau so gut bei der Kompensation des Versatzes bei Verstärkern mit zusätzlichen Eingängen. Welcher Eingang auch immer dazu vorgesehen ist, eine Kompensationsspannung aufzunehmen, mit der ein Spannungsversatz korrigiert wird, es wird dieser Eingang sein an den der Kondensator angeschlossen wird. Die Anordnung weist ferner Einrichtungen auf, mit denen der Kondensator auf eine Ersatzspannung aufgeladen wird, die im wesentlichen den Effekt des Spannungsversatzes an einem anderen Verstärkereingang auslöscht. Der Einfachheit halber ist in Fig. 13 nur ein Verstärker 70 (Fig. 1) gezeigt, wenn auch die Versatzkompensationseinrichtung nach der Erfindung dazu verwendet werden kann, nacheinander eine Vielzahl von Verstärkern zu korrigieren, wie noch näher erläutert wird.

Die Verstärkerversatzkompensationseinrichtung, wie sie an den Verstärker 70 angelegt wird, weist ein Versatzspeicherelement auf, beispielsweise einen Kondensator Ci, der mit einem ersten gewählten Eingang 181 des Verstärkers verbunden ist. Eine nullende Schaltung 182, die über Schalter sowohl mit dem Versatzspeicherelement als auch dem zweiten gewählten Eingang 183 des Verstärkers 70 verbunden ist, ist ebenfalls vorgesehen. Die nullende Schaltung 192 weist einen Ladeverstärker 184 auf, der über einen Schalter AI mit dem zweiten Eingang des Verstärkers 70 verbunden ist. Die nullende Schaltung weist ferner ein temporäres Speicherelement auf, einen Kondensator 186, und eine Reihe von Schaltern B, D und E, die den Kondensator 186 mit einem Ladeverstärker 184 verbinden, wie noch beschrieben wird. Zusätzliche Schalter Gi und Hi schalten den Ladeverstärker 194 in eine Ladeschaltung, die die auf Kondensator Ci gespeicherte Spannung einstellt.

Das Leitungsstromsignal Ia2 wird an den invertierenden Eingang des Verstärkers 70 geliefert, bei dem es sich idealerweise um eine virtuelle Erde handelt. Jeder Spannungsversatz im Verstärker 70 erscheint anfänglich als eine Spannung am invertierenden Eingang 183. Wenn der Kondensator Q geladen wird, verringert sich die Spannung am invertierenden Eingang 183, bis die Bedingung einer virtuellen Erde erreicht ist. Die Differenz zwischen der Kompensationsspannung VCOmp auf Ci und dem tatsächlichen Spannungsversatz des Verstärkers 70 wird als Abweichungsspannung VAbweichung bezeichnet. Es ist VAbweichung. die am Eingang 183 erscheint. Der Zweck der Versatzkompensationseinrichtung nach der Erfindung besteht darin, VAbweichung auf ein Minimum zu reduzieren.

Die Versatzkompensationseinrichtung weist Kontrollmittel auf, um die in Kasten 190 aufgeführten Funktionen durchzuführen. Im wesentlichen betätigen die Kontrollmittel die Schal-

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ter Al, B, D, E, Gl und Hl, um nacheinander eine Reihe von Transfer- und Ladeperioden zu erzeugen. Während einer anfänglichen Transferperiode sind die Schalter Al, B und D geschlossen und die Schalter E, Gl und Hl offen. Wenn der Schalter AI geschlossen ist, wird VAbweichung an den nicht-inver-tierenden Eingang des Ladeverstärkers 184 gegeben, der als Verstärker mit Verstärkung eins konfiguriert ist. Der Schalter B, der während der Transferperioden geschlossen ist, sorgt für eine Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang 192 des Ladeverstärkers 184 und dem nicht-invertierenden Eingang 226. Ein erster Anschluss 228 des temporären Speicherkondensators 186 ist ebenfalls mit dem invertierenden Eingang 226 verbunden. Der Schalter D verbindet im geschlossenen Zustand einen zweiten Anschluss 230 des Kondensators 186 mit Masse. Während der Transferperiode erscheint also VAbweichung am Verstärkerausgang 192 und wird im temporären Speicherkondensator 186 gespeichert, zusammen mit dem Spannungsversatz des Ladeverstärkers 184 (VVersatz-Verst. 184).

Während einer folgenden Ladeperiode öffnen die Kontrollmittel 190 die Schalter Al, B und D und schliessen die Schalter E, Gl und Hl. Das dient dazu, den zweiten Anschluss 230 dès Kondensators 186 von Masse zu trennen und ihn mit dem Verstärkerausgang 192 in einer zweiten Rückkopplungsschleife zu verbinden. Das Resultat besteht darin, dass eine Spannung —VAbweichung am Verstärkerausgang 192 erscheint. Der interne Versatz des Ladeverstärkers 184 (Vversatz-verst. m) wird durch den gleichen und entgegengesetzten Wert der Komponente -Vversatz-verst. 184 ausgelöscht, die vom Kondensator 186 an den Ausgang 192 geliefert wird. Das Schliessen des Schalters Gl und das Öffnen des Schalters AI während der Ladeperiode liefert auch die Spannung VCOmp auf dem Versatzspeicherkondensator Cl an den nicht-invertierenden Eingang des Ladeverstärkers 184. Mit -VAbweichung am Ladeverstärkerausgang 192 und VCOmp an dessen Eingang (während der Ladeperiode) wird durch Impedanz 224 und Schalter Hl ein Strom —lAbweichung aufgebaut, der VCOmp in der Richtung einstellt, die notwendig ist, um während der nächsten Transferperiode VAbweichung zu reduzieren.

Fig. 14 zeigt den Betrieb der Versatzkompensationseinrichtung im Anlaufbetrieb. Angenommen die Spannung Vversatz-verst. 70 repräsentiert den Spannungsversatz zwischen den Eingängen des Verstärkers 70, und die Ladung auf Kondensator Ci (VComp) ist anfänglich Null, dann ist VAbweichung während der anfänglichen Transferperiode gleich Vversatz-verst. 70. Während der folgenden Ladeperiode erscheint eine Spannung -VAbweichung am Verstärkerausgang 192. Ein Strom —lAbweichung wird dann an den Kondensator 186 geliefert, so dass der Wert von Vcomp erhöht wird. Die Spannung Vcomp auf Kondensator Ci dient dazu, den Versatzfehler des Verstärkers 70 bis zur nächsten Transferperiode erheblich zu reduzieren. Die Werte des Widerstandes 224 und Kondensators Cl werden so gewählt, dass ein Strom-lAbweichung produziert wird, der die Spannung auf Kondensator Ci während einer einzelnen Ladeperiode nicht zu stark ändert. Der Kondensator Ci wird deshalb während einigen anfänglichen Transfer- und Lade-Zyklen nicht auf die volle Versatzspannung aufgeladen. Wenn sich VCOmp an (Vversatz-verst. 70) annähert, wird VAbweichung progressiv kleiner. Schliesslich nähert sich VAbweichung einem stabilen Minimalwert, der ausreicht, Leckströme und andere vorübergehende Signale, die in der Schaltung vorhanden sind, zu korrigieren. An diesem Punkt sind Versatzabweichungen praktisch eliminiert.

Anschliessende Transfer- und Ladeperioden können entweder unmittelbar nach vorangegangenen Transfer- und Ladeperioden folgen, oder um eine Zeitverzögerung getrennt. In der bevorzugten Ausführungsform, wo zusätzliche Verstärker unter Verwendung der gleichen nullenden Schaltung 182 versatzkompensiert werden, sind die irgendeinem Verstärker assoziierten Transfer- und Ladeperioden durch vorgegebene Zeitintervalle getrennt. Gemäss Fig. 14 zeigt die nächste Transferperiode eine

VAbweichung, die kleiner ist, wie bei 222 gezeigt. Wie oben wird VAbweichung zunächst auf Kondensator 186 gespeichert und erscheint dann, während der folgenden Ladeperiode, am Ladeverstärkerausgang 192 als —VAbweichung- Während dieser Ladeperiode wird der Strom —lAbweichung zur Ladung auf dem Kondensator Ci addiert, so dass die Grösse von VAbweichung während der folgenden Transferperiode weiter reduziert wird. Während folgender Zyklen nähert sich VCOmp auf Kondensator Ci dem tatsächlichen Spannungsversatz des Verstärkers 70, so dass VAbweichung auf etwa Null reduziert wird.

Das oben mit Bezug auf den Verstärker 70 beschriebene Versatzkompensationssystem kann in ähnliche Weise den Versatz bei einer Vielzahl von Verstärkerelementen kompensieren. Fig. 15 zeigt die bevorzugte Ausführungsform des Versatzkompensationssystems, das dazu verwendet wird, eine Versatzkompensation für fünf verschiedene Verstärker zu erhalten. Die fünf Verstärker, deren Versatz durch die Kompensationseinrichtung des Messsystems kompensiert werden soll sind die folgenden: Stromsignalverstärker 70, Stromsignal-Invertierverstär-ker 74, Integrationsverstärker 46 des ersten Modulators, Integrationsverstärker 108 für den Leistungs-(Watt-)Ausgangsver-stärker und Integrationsverstärker 180 für den Scheinleistungs-(VARS-)/Q-Ausgangskonverter. Jeder der Verstärker ist ähnlich dem in Verbindung mit Fig. 13 diskutierten Verstärker 70 insoweit als alle invertierende virtuelle Erdeingänge haben, an die ein Signal angelegt wird. Jeder dieser Verstärker ist mit entsprechenden Versatzspeicherelementen versehen, Kondensatoren Ci bis C5. Die nicht-invertierenden Eingänge der Verstärker werden über entsprechende Schalter Al bis A5, wie in Fig. 15 gezeigt, mit dem Ladeverstärker 184 der nullenden Schaltung 182 verbunden. Schalterpaare äquivalent Gl und Hl in Fig. 13, nämlich Gl bis G5 und Hl bis H5 verbinden den Ladeverstär-ker 184 mit dem entsprechenden Versatzspeicherkondensator jedes Verstärkers.

Eine einzige nullende Schaltung 182 speichert die Abweichungsspannung und Ladung des Versatzspeicherkondensators jedes Verstärkers mittels der im folgenden beschriebenen Sequenz. Der Einfachheit halber ist die Steuerschaltung zum Betrieb der verschiedenen in Fig. 15 dargestellten Schalter weggelassen. Ein konventioneller Kontroller irgendeiner geeigneten Art kann dazu verwendet werden, die Schalter entsprechend dem in Fig. 16 illustrierte Zeitdiagramm zu steuern. Der Kontroller schliesst zunächst die Schalter Al, B und D während einer anfänglichen Transferperiode für Verstärker 70, öffnet dann die Schalter Al, D und B und schliesst die Schalter E, Gl und Hl während einer Ladeperiode. Der Kontroller sorgt dann für weitere anschliessende Transfer- und Lade-Perioden für jeden der anderen Verstärker, deren Versatz kompensiert werden soll. Nach der Ladeperiode des Verstärkers 70 beginnt die Transferperiode des Verstärkers 74, wobei der Kontroller die Schalter A2, D und B schliesst und dann diese Schalter öffnet und die Schalter E, G2 und H2 während der folgenden Ladeperiode schliesst. Für den Verstärker 46 werden die Schalter A3, B und D während der Transferperiode geschlossen und die Schalter E, G3 und H3 werden während der Ladeperiode geschlossen. Für den Verstärker 108 werden die Schalter A4, B und D während der Transferperiode geschlossen und die Schalter E, G4 un H4 werden während der Ladeperiode geschlossen. Schliesslich werden für den Verstärker 180 die Schalter A5, B und D während der Transferperiode geschlossen und die Schalter E, G5 und H5 werden während der Ladeperiode geschlossen.

Nachdem eine Transfer- und Lade-Periode für einen Verstärker beendet ist, bleiben alle mit diesem Schalter assoziierten Schalter, nämlich die Schalter A, G und H offen. Die auf dem betreffenden Versatzspeicherkondensator gespeicherte Ladung bleibt, bis die Kontrollsequenz für eine neue Ladeperiode sorgt, die diesem Kondensator assoziiert ist. Wenn auch ein gewisser

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Ladungsverlust eintritt, so werden doch Abweichungen durch Spannungsversatz für jeden der Verstärker wesentlich reduziert. Die Arbeitsfrequenz des Kontrollers zum Öffnen und Schliessen der Schalter, die mit der Versatzkompensationseinrichtung assoziiert sind, kann bei der Konstruktion festgelegt werden, sie kann erheblich langsamer sein als die Takte, die mit dem Messsystem assoziiert sind.

Das offenbarte Versatzkompensationssystem kann dazu verwendet werden, Abweichungen aufgrund von Versatz in einer beliebigen Anzahl von Verstärkerelementen zu korrigieren, die mit einem Messsystem assoziiert sind. Eine einzige nullende Schaltung ähnlich Schaltung 182 kann sequentiell mit bis zu N Verstärkerelementen und den assoziierten Speicherelementen während einer Sequenz von Transfer- und Lade-Perioden verbunden werden. Ein solches Versatzkompensationssystem ist wirtschaftlich und ist ideal zur Verwendung von CMOS integrierten Schaltungen geeignet, wo Versatzabweichungen Probleme mit sich bringen können. Das Versatzkompensationssystem ist zwar in Verbindung mit einem Messsystem nach der Erfindung beschrieben worden, kann jedoch genauso gut bei anderen Typen von Leistungsmessschaltungen verwendet werden, in denen Operationsverstärker verwendet werden. Eine solche Messschaltung kann beispielsweise irgendeine geeignete Anordnung sein, mit der Analogsignale multipliziert werden, die Strom und Spannung repräsentieren, sowie irgendeinen geeigneten Konverter oder eine Filterschaltung, mit der ein Ausgangssignal aus dem Produktsignal gewonnen wird. Wenn angenommen wird, dass das Messsystem bis zu N Verstärkerelementen in seinen verschiedenen Bestandteilen verwendet, kann das Versatzkompensationssystem nach der Erfindung in der folgenden beschriebenen Weise praktisch Abweichungen aufgrund von Versatz eliminieren.

Die N Verstärkerelemente weisen jedes eine Anzahl von Eingängen auf. Ein erster ausgewählter Eingang in jedem solchen Verstärker ist der Eingang zur Aufnahme einer Kompensationsspannung zur Korrektur des SpannungsVersatzes. N Versatzspeicherelemente, beispielsweise Kondensatoren, sind ebenfalls vorgesehen. Eines der N Versatzspeicherelemente ist mit dem ersten gewählten Eingang jedes der N Verstärkerelemente verbunden. Die Versatzspeicherelemente erhalten Kompensationsspannungen, die die Versatzabweichung an einem anderen Eingang des Verstärkerelementes, mit dem sie jeweils verbunden sind, erheblich reduzieren, wobei dieser andere Eingang als zweiter ausgewählter Eingang bezeichnet wird. Jede Differenz zwischen der Kompensationsspannung auf dem Versatzspeicherelement und dem Spannungsversatz des Verstärkerelemen-tes ist eine Abweichungsspannung, die am zweiten gewählten Eingang des Verstärkerelementes erscheint. Eine nullende Schaltung, wie beispielsweise Schaltung 182, ist ebenfalls für das Leistungsmesssystem vorgesehen. Die nullende Schaltung kann sequentiell mit jedem der N Verstärkerelemente und dem damit assoziierten Versatzspeicherelement verbunden werden. In der folgenden Beschreibung wird das Verstärkerelement, mit dem die nullende Schaltung verbunden ist, einschliesslich des assoziierten Speicherelementes, als das gewählte Verstärkerelement bezeichnet. In der gleichen Weise wie bei dem oben beschriebenen System wird die nullende Schaltung zunächst mit dem zweiten Eingang des gewählten Verstärkerelementes während einer intermittierenden Transferperiode verbunden. Die nullende Schaltung wird dann mit dem mit dem gewählten Verstärkerelement assoziierten Versatzspeicherelement verbunden, und zwar während der intermittierenden Ladeperiode, die der Transferperiode folgt. Ein Kontrollsystem verbindet dann die nullende Schaltung sequentiell mit dem verbleibenden der N Verstärkerelemente um Transfer- und Lade-Perioden für jedes der Verstärkerelemente zu erhalten. Die Sequenz wird kontinuierlich wiederholt, so dass alle Verstärkerelemente hinsichtlich des Versatzes kompensiert werden und die Versatzabweichungen im Messsystem im wesentlichen eliminiert werden.

Durch Einsatz der beschriebenen Versatzkompensationseinrichtung misst das Messsystem nach der vorliegenden Erfindung Leistung mit einem hohen Genauigkeitsgrad über einen weiten Dynamikbereich. Die Notwendigkeit für relativ aufwendige kalibrierte oder fehlerfreie Verstärker ist beseitigt, so dass das Messsystem relativ billig wird. Das System sorgt für kontinuierliche parallele Anzeigen der Leistung sowohl in Wirkleistung als auch Blindleistung oder Q. Da der Modulatorausgang vom Modulator 30 präzise bei den ersten Taktintervallen getaktet wird, ist es möglich, das Signal mit Digitallogik zu manipulieren. Ein Schieberegister kann in bequemer Weise dazu verwendet werden, die Zeitverzögerung einzuführen, die notwendig ist, um eine passende Phasenverschiebung für die Messung der Blindleistung und von Q zu erhalten. Durch einfache Auswahl der entsprechenden Stufen im Schieberegister kann die Verzögerung des modulierten Signals so eingestellt werden, dass der gewünschte Ausgang geliefert wird (Blindleistung oder Q, 50 oder 60 Hz)/ Die Erfindung eliminiert damit die Notwendigkeit für abgestimmte analoge Phasenverschieber um die gewünschte Spannungsnacheilung zu erhalten. Da der Ausgang des Modulators sowohl an einen Leistungs- als auch einen Blindleistungsbzw. Q-Konverter geliefert werden kann, können mit nur einem einzigen Modulator gleichzeitige Ablesungen erhalten werden. Das System liefert ferner digitale Ausgänge für jede Polarität des Leistungsflusses auf der Leitung. Eine maximale Information wird deshalb mit einem hohen Grad an Genauigkeit in effizienter und wirtschaftlicher Weise geschaffen.

Fig. 17 zeigt einen Teil einer alternativen Ausführungsform eines Modulators, der etwas einfacher aufgebaut ist als der in Fig. 2 gezeigte Modulator 30. Bei dieser Ausführungsform ist ein Kondensator 44 zwischen den Summationsknoten 36 und Masse geschaltet. Der Kondensator 44 dient als Modulatorintegrator. Der invertierende Eingang eines Komparators 50 ist ebenfalls mit dem Knoten 36 verbunden, während der nicht-in-vertierende Eingang mit Masse verbunden ist. Der Komparator 50 bildet ein Kontrollsignal aufgrund von Spannungsänderungen am Knoten 36, das an eine bistabile Schaltung 52 gekoppelt wird. Die Schaltung 52 wird dazu verwendet, ein Paar Schalter zu kontrollieren, die ein Rückkopplungssignal an Knoten 36 liefern, wie noch erläutert wird.

Fig. 18 illustriert verschiedene der Signale die mit dem Modulator nach Fig. 17 erzeugt werden. Das Eingangssignal Vl ist in Fig. 18a repräsentiert. Natürlich ist bei der Messung von Wechselstromleistung Vl sinusförmig. Es wird angenommen, dass der Schalter 58 anfänglich geschlossen ist, und ein negativer Referenzstrom über Widerstand 40 an den Summationsknoten 36 gelegt wird. Die Werte von VI— und Widerstand 40 werden so gewählt, dass ein Strom If erzeugt wird, der gross relativ zum Eingangssignal Iai ist.

Idiff hat deshalb einen negativen Nettowert, wobei Strom vom Kondensator 44 gezogen wird. Dementsprechend fällt das integrierte Differenzspannungssignal anfänglich, wie in Fig. 18c gezeigt.

Der Takt 56 gibt ein Signal gemäss Fig. 18b ab. Die bistabile Schaltung 52 taktet an der voreilenden Flanke jedes aufwärts gerichteten Impulses. Zum Taktimpuls a hat das integrierte Differenzsignal nach Fig. 18c noch nicht die Schwelle des Komparators 50 überquert, und damit bleiben Q tief und Q hoch, und das Differenzsignal integriert weiterhin abwärts. Da das Differenzsignal dem invertierenden Eingang des Komparators 50 zugeführt wird, schaltet der Komparatorausgang von tief auf hoch, wenn das Signal die Schwelle überkreuzt. Das in Fig. 18d gezeigte Kontrollsignal repräsentiert den Ausgang des Komparators 50. Dementsprechend ändert die bistabile Schaltung 52 zum Taktimpuls b den Zustand und Q geht von tief auf hoch. Wenn Q hoch geht, geht Q tief und Schalter 60 wird geschlos5

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sen und Schalter 58 geöffnet. Ein positives Referenzsignal wird dann dem Summationsknoten 36 zugeführt, so dass der integrierte Idiff wächst, bis zum nächsten Taktimpuls bei c. Zwischen den Taktimpulsen b und c kreuzt das integrierte Differenzsignal wieder den Pegelschwellwert des Komparators 50, so dass das erste Kontrollsignal tief geht. Q geht dann beim nächsten Taktimpuls tief, so dass das an den Summationsknoten 36 gelegte Referenzsignal wieder negativ geht. Wenn Vl steigt, ändert sich die Neigung des Differenzsignals und sein Wert fällt, bis die Pegelschwelle wieder überkreuzt wird. Q bleibt tief, bis eine Änderung im ersten Kontrollsignal zum Taktimpuls f de-tektiert wird. Q geht dann hoch, so dass das Referenzsignal wieder von negativ auf positiv umgeschaltet wird.

Die oben beschriebene Schaltung und das entsprechende Verfahren arbeitet als delta-minus-sigma-Konverter wobei nur die Differenz zwischen dem Eingang und den Referenzsignalen integriert und gemessen wird. Die Schaltung hält das integrierte Differenzsignal immer um die Pegelschwelle des Komparators 50 herum. Der Q-Ausgang der bistabüen Schaltung 52 wird als erstes Ausgangssignal gewählt, das einen mittleren Pegel oder eine Amplitude über der Zeit hat, proportional der Grösse von Vl ist.

Fig. 19 zeigt eine Modulatorschaltung wie Fig. 17, die ein alternatives Versatzkompensationssystem enthält. Bei dieser Ausführungsform ist der Komparator 50, der ein Operationsverstärkerelement ist, mit Kompensationseinrichtungen ausgestattet, mit denen praktisch irgendeine Versatzabweichung eliminiert wird, die von einem Spannungsversatz resultiert, der zwischen den Verstärkereingängen 306 und 308 existieren kann. Wie oben beschrieben worden ist wird ein Spannungsversatz allgemein als die Spannung definiert, die zwischen den Eingängen eines Verstärkers erforderlich ist, um Ausgang Null zu erzeugen. Idealerweise ist der Spannungsversatz Null, aber in den meisten wirklich verfügbaren Operationsverstärkern ist gewöhnlich ein Versatz mit unbekanntem Wert vorhanden. Erfindungs-gemäss ist ein erstes Speicherelement, beispielsweise ein Kondensator 302, mit einem der Verstärkereingänge verbunden, und eine Versatzspannung im wesentlichen gleich dem Spannungsversatz des Verstärkers ist in dem Speicherelement gespeichert, um den Spannungsversatz zu kompensieren. Bei dem in Fig. 19 gezeigten Beispiel ist der Kondensator 302 in dem elektrischen Weg zwischen dem Summationsknoten 36 und dem invertierenden Verstärkereingang 306 angeordnet. Es ist zu erwähnen, dass der Kondensator 302, wie der Kondensator 44 und die anderen Speicherelemente, die in den später beschriebenen Ausführungsformen verwendet werden, einen Typ eines Speicherelementes repräsentieren, der verwendet werden kann, und dass andere Typen von Schaltungselementen, wie Register mit D/A-Konvertern und dergleichen für die verschiedenen Speicherelemente der Erfindung verwendet werden könnten.

Das Versatzkompensationssystem weist auch eine Rückkopplungsschleife 300 auf, die intermittierend um den Verstärker 50 herum geschaltet ist, und zwar zwischen den invertierenden Eingang 306 und den Verstärkerausgang, über einen Schalter C. Wenn der Schalter C geschlossen ist, erscheint der Spannungversatz bei einer niedrigen Impedanz am Eingang 306. Um die durch die Rückkopplungsschleife produzierte Spannung auf dem Kondensator 302 zu speichern, sind Schalter A und B vorgesehen, um ein Ende des Kondensators vom Summationsknoten 36 zu trennen und es mit Masse 305 zu verbinden.

Die Einrichtung zur Kontrolle des in Fig. 19 gezeigten Versatzkompensationssystems ist der Takt 56, und Fig. 20 illustriert die Kontrollfunktion. Die bistabile Schaltung 52 taktet bei der voreilenden Flanke jedes Taktzyklus, wie durch Pfeile 312 angedeutet. Jeder nach oben gehende Impuls repräsentiert einen Taktimpuls. Gerade wenn das Taktsignal beginnt, von tief auf hoch zu gehen, sind die Schalter B und C aus und der Schalter A ist ein, was bedeutet, dass die Rückkopplungsschleife um den Verstärker 50 geöffnet ist und der Kondensator 302 mit dem Summationsknoten 36 verbunden ist. Sobald der Taktimpuls beginnt, schalten die Schalter B und C ein und Schalter A schaltet aus, so dass die Rückkopplungsschleife um den Verstärker geschlossen wird und ein Anschluss des Kondensators 302 mit Masse verbunden wird. Während dieser Periode, die als nullende Periode bezeichnet wird, erscheint der Spannungsversatz 4- Vversatz des Verstärkers 50 am Eingang 306. Da der Kondensator 302 zwischen Eingang 306 und Masse geschaltet ist, wird die Spannung + VVersatz auf dem Kondensator gespeichert. Während der letzten Hälfte jedes Taktzyklus, die als Messperiode bezeichnet wird, schalten die Schalter B und C wieder ab und Schalter A schaltet ein. Wenn der nicht-invertierende Eingang 308 mit Masse verbunden ist, ist die Abweichung am invertierenden Eingang 306 der negative Wert des Spannungsversatzes -Vversatz. Dementsprechend ist das Signal, das mit der Pegelschwelle vom Komparator 50 verglichen wird, wenn A geschlossen ist und B und C offen sind, die Spannung am Summationsknoten 36, das integrierte Differenzsignal plus + Vversatz plus —Vversatz. Der Spannungsversatz des Komparators 50 wird damit ausgelöscht, und die Abweichung, die er sonst in der Schwellenmessung produzieren würde, ist praktisch eliminiert.

Eine andere Ausführungsform eines Modulators, bei dem ein Versatzkompensationssystem verwendet wird, ist in Fig. 21 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform hat die Messeinrichtung 298 zwei Verstärkereiemen te 328 bzw. 336, die als Komparato-ren dienen und die alternativ zwischen Summationsknoten 36 und bistabile Schaltung 52 geschaltet werden. Der erste Verstärker 328 ist mit einer schaltbaren Rückkopplungsschleife 324 versehen, die den Ausgang 330 über Schalter D mit dem invertierenden Eingang 326 verbindet. Ein erstes Speicherelement in Form eines Kondensators 316 ist in den elektrischen Weg zwischen Summationsknoten 36 und invertierenden Eingang 320 über Schalter E geschaltet. Zwischen einem Anschluss 318 des Kondensators 316 und Masse ist ein Weg über Schalter F vorgesehen. Das zweite Verstärkerelement 336 weist ebenfalls eine schaltbare Rückkopplungsschleife 332 auf, die zwischen Ausgang 338 und invertierenden Eingang 334 über Schalter G geschaltet ist, und ein Speicherelement, wie Kondensator 320,

liegt im elektrischen Weg zwischen dem invertierenden Eingang 334 und dem Summationsknoten 36, und zwar über Schalter H. Ein Weg zwischen einem Anschluss 322 des Kondensators 320 und Masse ist durch Schalter J vorgesehen.

Die Ausführungsform nach Fig. 21 ist so entworfen, dass zwei parallele versatzkompensierte Komparatorschaltungen gebildet werden, um das integrierte Differenzsignal am Summationsknoten 36 zu messen. Wenn die Schalter E und K geschlossen sind, liefert das erste Verstärkerelement 328 das erste Kontrollsignal an die bistabile Schaltung 52, und wenn die Schalter H und L geschlossen sind, liefert das zweite Verstärkerelement 336 das erste Kontrollsignal an die bistabile Schaltung 52.

Durch Schliessen der Schalter E, G, J und K und Öffnen der Schalter D, F, H und L ist das erste Verstärkerelement 328 in einem Mess-Modus, wobei das Konstrollsignal an die bistabile Schaltung 52 geliefert wird und das zweite Verstärkerelement 336 befindet sich in einem nullenden Modus, bei dem der Spannungsversatz des Verstärkerelementes 336 auf Kondensator 320 gespeichert wird. Die Speicherung von Vversatz auf den Kondensatoren 316 und 320 wird in exakt der gleichen Weise verwirklicht wie bei dem Verstärkerelement 50 und Kondensator 302 bei der Ausführungsform nach Fig. 19. Durch Umkehrung aller Schalter, das heisst Schliessen der Schalter D, F, H und L und Öffnen der Schalter E, G, J und K kommt der Verstärker 328 in den nullenden Modus und der Verstärker 336 in den Mess-Modus, wobei das integrierte Differenzsignal am Summationsknoten 36 an den invertierenden Eingang 334 über Kondensator 320 geliefert wird, wobei der Spannungsversatz des Verstärkers 336 kompensiert wird und ein fehlerfreies erstes Kontrollsi-

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gnal an den D-Eingang der bistabilen Schaltung 52 geliefert wird.

Ein Vorteil der in Fig. 21 gezeigten Ausführungsform gegenüber der in Fig. 19 gezeigten besteht darin, dass jederzeit ein versatzkompensierter Verstärker im Mess-Modus verfügbar ist. Weiterhin erfolgt das Umschalten zwischen dem Mess- und Null-Modus bei der Ausführungsform nach Fig. 19 mit der Taktfrequenz des Taktes 56. Wenn die Abfragefrequenz, wie sie durch die Frequenz des Taktes 56 festgelegt ist, ausreichend hoch ist, sind die Verstärkerelemente die als Komparatoren dienen, nicht in der Lage, nach jeder nullenden Periode zu stabilisieren und es werden Fehler eingeführt. Die Ausführungsform nach Fig. 21 bei der eine konventionelle Kontrollogik zum Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J und L verwendet wird, repräsentiert durch Element 340, kann mit einer Frequenz betrieben werden, die sich von der des Taktes 56 unterscheidet. Ein konventioneller Frequenzteiler kann beispielsweise dazu verwendet werden, die Frequenz der Kontrolloperationen zu reduzieren.

Um zu gewährleisten, dass bei der Ausführungsform nach Fig. 21 eine adequate Zeit dafür vorgesehen ist, dass die Verstärker sich nach jeder nullenden Periode stabilisieren, verlängert die Kontrollogik 340, die als Kontrolleinrichtung zum Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J, K und L dient, die Messperiode für jedes Verstärkerelement um Zeit für die Stabilisierung zur Verfügung zu stellen. Fig. 22 zeigt das Zeitdiagramm für den Betrieb der Schalter D, E, F, G, H, J, K und L durch die Kontroll-Logik 340. Die Schalter K und L, die die Ausgänge des ersten bzw. zweiten Verstärkerelementes mit der bistabilen Schaltung 52 verbinden, werden phasenversetzt zueinander betrieben. Der Schalter K ist die halbe Zeit ein, und die halbe Zeit aus, und der Schalter L ist aus, wenn der Schalter K ein ist, und umgekehrt. Zusätzlich zur Kontrolle der Schalter, die die Verstärker mit der bistabilen Schaltung 52 verbinden, kontrolliert die Kontroll-Logik 340 auch die Schalter die die nullenden und Mess-Perioden der Verstärker 328 und 336 bestimmen. Die Schalter D, E und F dienen dazu, eine Rückkopplungsschleife um den Verstärker 328 zu schliessen und den einen Anschluss 318 des Kondensators 316 mit Masse zu verbinden, in exakt der gleichen Weise wie bei der Ausführungsform nach Fig. 19. Die Schalter G, H und J erfüllen die gleiche Funktion für den Verstärker 336. Wie aus Fig. 22 erkennbar ist, sind die Verstärker Null- und Mess-Perioden jedes Verstärkerelementes nicht von gleicher Dauer. Die nullende Periode für den ersten Verstärker 328 beispielsweise beginnt, wenn der Schalter K abschaltet und endet, ehe Schalter K wieder einschaltet. In ähnlicher Weise beginnt die nullende Periode für den zweiten Verstärker 336,

wenn der Schalter L abschaltet und endet, ehe der Schalter L wieder einschaltet. Dementsprechend ist die nullende Periode für jeden Verstärker kürzer als die Mess-Periode und zwar um ein vorgegebenes Intervall. Das wird gemacht, um den Verstärkern Zeit zu geben sich zu stabilisieren, ehe sie mit der bistabilen Schaltung verbunden werden.

Es ist zu erwähnen, dass, zusätzlich dazu, dass die Kontroll-Logik extra Zeit für die Verstärkerstabilisierung zulässt, ehe sie den ersten oder zweiten Verstärker mit der bistabilen Schaltung verbindet, die Kontroll-Logik inhärent langsamer als Takt 56 arbeitet. Wie aus Fig. 22 erkennbar ist arbeitet das Taktsignal, das nicht massstabsgerecht gezeichnet ist, mit einer erheblich höheren Frequenz als irgendeiner der Schalter in Fig. 21. Die Kontroll-Logik 340 weist zu diesem Zweck vorzugsweise einen Frequenzteiler auf. Die in Fig. 21 gezeigte Ausführungsform kann damit einen relativ hochfrequenten Takt verwenden, beispielsweise 10 kHz, um eine häufige Abfrage und relativ hohe Auflösung zu erhalten, während Nullen- und Versatzkompensation der Verstärkerelemente bei einer Frequenz erfolgen, die tief genug ist, um Fehler durch langsames Ansprechen der Verstärker zu minimieren.

Das Verfahren nach der Erfindung, das bei der Ausführungsform nach Fig. 21 durchgeführt wird, weist einen zusätzlichen Schritt innerhalb des Messschrittes auf, zum Umschalten zwischen den beiden Verstärkerelementen 328 bzw. 336. Der Kompensationsschritt besteht darin, dass mit dem ersten Verstärkerelement gemessen wird und das zweite Verstärkerelement genullt wird, und dann mit dem zweiten Verstärkerelement gemessen wird und das erste Verstärkerelement genullt wird, in einem kontinuierlichen Zyklus, derart, dass wenigstens eines der versatzkompensierten Verstärkerelemente jederzeit mit dem Summationsknoten verbunden ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens sind die nullende Periode und die Messperiode unterschiedlich, und vorzugsweise langsamer als die Taktintervalle. Weiterhin sind die nullenden Perioden kürzer als die Messperioden für jedes Verstärkerelement, entsprechend dem Zeitdiagramm in Fig. 22. Die Messperiode eines Verstärkerelementes beginnt vor dem Ende der Messperiode des anderen Verstärkerelementes, derart, dass irgendwelche Fehler durch langsames Komparatoransprechen des ersten der Verstärkerelemente beim erstmaligen Schalten vom Nullen zum Messen, eliminiert wird.

Der Betrieb der Ausführungsform nach Fig. 21 liefert die in Fig. 18 illustrierten Resultate. Angenommen Vl verläuft wie in Fig. 18a gezeigt, so hat das integrierte Differenzsignal, das am Summationsknoten 36 erscheint, die in Fig. 18c gezeigte Form. Sowohl das erste Kontrollsignal nach Fig. 18d und der Q-Ausgang nach Fig. 18e werden durch den intermittierenden Betrieb und die zyklischen Null- und Mess-Perioden der Verstärker 328 und 336 nicht beeinträchtigt. Die Ausführungsform nach Fig. 21 sorgt für eine höhere Genauigkeit bei höheren Taktfrequenzen, ist jedoch im übrigen funktionell identisch der Ausführungsform nach Fig. 19.

Der Modulator 30, der bei dem Messsystem nach Fig. 1 verwendet wird, kann in anderen Anwendungsfällen verwendet werden, wo es notwendig ist, modulierte Ausgangssignale zu erhalten, die die Polarität des Eingangssignals anzeigen. In Fig. 23 ist eine alternative Ausführungsform eines Modulators dargestellt, der solche Ausgangssignale liefert. Das Eingangssignal Iai wird über einen Widerstand 38 einem Summationsknoten 36 zugeführt. Eines der beiden Referenzsignale, die vorzugsweise gleiche Grösse und entgegengesetzte Polarität haben, wird auch über Wiederstand 40 an den Summationsknoten gelegt. Die Referenzspannungen VI— und VI + werden über zwei Schalter 58 bzw. 60 mit dem Summationsknoten verbunden, die vom Modulatorausgang kontrolliert werden. Momentane Differenzen zwischen Eingangsstrom Iai und Rückkopplungsstrom If am Knoten 36 werden einem Integrator zugeführt, der eine steigende oder fallende Sägezahnspannung liefert. Das integrierte Signal wird dann mit einem Komparator 50 mit einer Pegelschwelle verglichen, die ein Kontrollsignal abgibt, das anzeigt, ob der Ausgang des Integrators über oder unter der Pegelschwelle liegt. Der Ausgang des Komparators 50 wird einer bistabilen Schaltung zugeführt, beispielsweise einem Flip-Flop 52.

Die bistabile Schaltung ändert ihren Zustand nur zu vorgegebenen Taktintervallen, wie sie durch den Takt 56 bestimmt werden. Wenn das integrierte Signal die Pegelschwelle des Komparators 50 überkreuzt kehrt der Ausgang der bistabilen Schaltung 52 seinen Zustand am nächsten Taktimpuls um. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52, bei dem es sich um das erste modulierte Signal der Erfindung handelt, kontrolliert den Schalter 60, der die positive Referenzspannung VI + mit dem Summationsknoten 36 verbindet. Der Q-Ausgang, der immer das Inverse des Q-Ausgangs ist, betätigt den Schalter 58, so dass die negative Referenzspannung VI— mit dem Summationsknoten 36 verbunden wird. Die Schalter 58 und 60 werden immer alternierend betätigt, was bedeutet, dass immer das eine oder das andere der Referenzsignale dem Summationsknoten 36 zugeführt wird.

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Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 ist mit dem D-Eingang einer zweiten bistabilen Schaltung 53 verbunden und beide erhalten Taktsignale vom gleichen Takt 56. Wegen Gatterverzögerungen folgen Änderungen im Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 53 immer Änderungen im Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 mit einer Verzögerung von einem Taktimpuls. Ein UND-Gatter 350 ist ebenfalls vorgesehen, um die Q-Ausgänge von beiden bistabilen Schaltungen 52 und 53 aufzunehmen, sowie ein Taktsignal vom Takt 56. Das UND-Gatter dient als Mittel zur Ausgabe eines ersten Digitalsignals, das porportional der Grösse einer Polarität des Eingangssignals ist.

Fig. 24 illustriert den Betrieb der oben beschriebenen Schaltungselemente. Zur Illustration soll angenommen werden, dass der Spannungsverlauf auf Knoten 32, der an diesem Modulator nach der alternativen Ausführungsform geliefert wird, die in Fig. 24a dargestellte Form hat, wird das Signal zunächst in ein erste moduliertes Signal am Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 in der oben beschriebenen Weise konvertiert. Ferner wird angenommen, dass der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 52 den in Fig. 24d gezeigten Verlauf hat. Der Ausgang des Taktes 56 ist durch den Spannungsverlauf in Fig. 24b dargestellt. Der Ausgang der zweiten bistabilen Schaltung 53 wird als «verzögert Q» bezeichnet und durch den Spannungsverlauf in Fig. 24e veranschaulicht. Verzögert Q ist im wesentlichen gleich Q, jedoch zeitlich um ein Taktintervall verzögert. Die Erfindung fordert, dass Q, verzögert Q und ein Taktsignal in einem UND-Gatter 350 kombiniert werden (vgl. Fig. 23).

Für tatsächlich ausführbare Komponenten ist es vorzuziehen, zwischen Takt 56 und UND-Gatter 350 einen Inverter 57 anzuordnen, wenn das auch für idealisierte Schaltungen nicht notwendig ist, in denen Komponentenverzögerungen nicht vorhanden sind. Der Inverter 57 invertiert das Taktsignal, um ein invertiertes Taktsignal gemäss Fig. 24c zu erhalten. Der Grund dafür, ein invertiertes Taktsignal an das UND-Gatter zu liefern, besteht darin, dass Fortpflanzungsverzögerungen in den bistabilen Schaltungen 52 und 53 dazu neigen, dafür zu sorgen, dass deren Ausgänge leicht hinter dem Ausgang des Taktes 56 hinterherhinkt, so dass kurze, gleichzeitige «Hoch-Bedingungen» in allen drei Signalen zum falschen Zeitpunkt erscheinen. Wenn der Takt nicht invertiert wird, ergibt sich deshalb ein extra Spitzenausgang vom UND-Gatter 350 der einen Fehlerimpuls darstellen würde. Aus diesem Grunde ist der Inverter 57 in Fig. 23 vorgesehen. Der resultierende Ausgangsspannungsverlauf vom UND-Gatter 350 ist in Fig. 24f dargestellt.

Der Spannungsverlauf in Fig. 24f ist im wesentlichen eine digitale Repräsentation des Betrages, um den die Zeit, in der Q hoch ist, die Zeit übersteigt, um die Q tief ist. Bei dem Beispiel nach Fig. 24 enthält der Spannungsverlauf 24f nur zwei Impulse, die nacheinander erzeugt werden, und die auf der rechten Seite der Darstellung erscheinen. Diese beiden Impulse koinzi-dieren grob gesprochen mit dem bereich, in dem der Eingang Fig. 24a am stärksten negativ ist. Vorzugsweise übersteigt die Frequenz des Taktes erheblich die Variationen des analogen Eingangssignals, um höhere Auflösungen zu erhalten als sie in Fig. 24 dargestellt sind. Das Arbeitsprinzip ist jedoch exakt das gleiche. Im Prinzip liefert die Kombination eines verzögerten

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modulierten Signals mit dem ursprünglichen modulierten Signal an einem UND-Gatter ein Ausgangssignal, das nur dann hoch geht, wenn Q für wenigstens zwei aufeinanderfolgende Taktimpulse hoch bleibt. Das Taktsignal sorgt dafür, dass der UND-Gatter-Ausgang ein Impulszug ist, mit Impulsen in Intervallen von nicht weniger als den Taktintervallen des Taktsignals. Bei dem soeben beschriebenen Beispiel gibt das UND-Gatter Impulse nur dann ab, wenn alle angelegten Signale hoch sind. Wenn Q für zwei oder mehr aufeinanderfolgende Taktimpulse tief ist, hat es keinen Einfluss auf den Ausgang des UND-Gatters 350, da nur hohe Eingänge gemessen werden. Der Ausgang des UND-Gatters ist also eine Repräsentation der Grösse nur einer Polarität des Eingangssignals. Der Ausgang ist also effektiv ein einfach gleichgerichtetes Signal, digital dargestellt.

Um einen digitalen Ausgang proportional der anderen Polarität des Eingangsspannungsverlaufs zu erhalten, verwendet der Modulator nach der alternativen Ausführungsform die Q-Aus-gänge der bistabilen Schaltungen 52 und 53 als erste bzw. zweites invertiertes moduliertes Signal. Unter Annahme des gleichen Eingangssignals und der gleichen Takte wie in Fig. 24, hat Q einen Verlauf wie in Fig. 24g gezeigt. Die bistabile Schaltung 53 liefert ein verzögertes Q-Signal wie in Fig. 24h dargestellt. Beide Signale werden einem zweiten UND-Gatter 352 (Fig. 23) zugeführt, zusammen mit dem invertierten Taktsignal, das in Fig. 24c gezeigt ist. Der Ausgang des zweiten UND-Gatters 352 ist im Spannungsverlauf in Fig. 24i gezeigt und wird als zweites Digitalsignal bezeichnet. Das zweite UND-Gatter dient als Mittel zur Abgabe eines zweiten Digitalsignals, das Impulse proportional dem Betrag der Zeit enthält, in der ein Pegel des ersten invertierten modulierten Signals den anderen Pegel übersteigt. Wenn alle drei Eingänge des UND-Gatters hoch sind, werden Impulse bei Intervallen von nicht weniger als den Taktintervallen des Taktes 120 produziert. Im vorliegenden Beispiel repräsentiert der Spannungsverlauf 24i die Komponente positiver Polarität des Eingangssignals. Ersichtlich entsprechen die Stellen der Impulse grob den Bereichen, wo das Eingangssignal Fig. 24a hoch ist. Der Spannungsverlauf Fig. 24i bildet eine digitale Repräsentation der Grösse der positiven Halbwellenkom-ponenten des Eingangssignals.

In Fig. 23 ist noch gezeigt, dass die Erfindung weiter dazu-verwendet werden kann, ein Digitalsignal proportional der Grösse des vollen Spannungsverlaufs des Eingangssignals zu produzieren. Das wird dadurch verwirklicht, dass der erste digitale Signalausgang des UND-Gatters 350 und der zweite digitale Signalausgang des UND-Gatters 352 an ein ODER-Gatter 351 geliefert werden, das als Gattereinrichtung dient, mit der die Digitalsignale kombiniert werden, um ein digitales Summa-tionssignal auszugeben, wie in Fig. 24j dargestellt. Der Spannungsverlauf gemäss Fig. 24j ist proportional der Grösse des vollen Eingangssignals einschliesslich beider Polaritäten, was hier als «absolute Grösse» bezeichnet wird. Die Ausgänge der UND-Gatter 350 und 352 sind mit Aufwärts- und Abwärts-Ein-gängen eines Auf/Ab-Zählers 354 verbunden, so dass die Anzahl der positiven und negativen Impulse über irgendein ausgewähltes Zeitintervall verglichen werden kann.

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23 Blätter Zeichnungen

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   PATENTANSPRÜCHE

   1. Verfahren zum Messen der auf einer Leitung (10) geführten elektrischen Leistung, gekennzeichnet durch:

   Überwachen von Strom- und Spannungssignalen auf der Leitung und Produzieren eines ersten Analogsignals (Iai) proportional dem einen der Strom- und Spannungssignale und Produzieren eines zweiten Analogsignals (Ia2) proportional dem anderen der Strom- und Spannungssignale, Modulieren des ersten Analogsignals, um ein erstes moduliertes Signal zu produzieren, das bei vorgegebenen Taktzeiten zwischen zwei Werten änderbar ist, wobei das erste modulierte Signal einen zeitlichen Mittelwert hat, welcher proportional zum ersten Analogsignal (Iai) ist, und Multiplizieren des ersten modulierten Signals mit dem zweiten analogen Signal (Ia2), um ein Produktsignal (88, Ip) zu produzieren, das proportional der auf der Leitung transportierten Leistung ist.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsschritt das Erzeugen eines Modulatorrückkopplungssignals (If) einschliesst, das seinen Wert als Antwort auf Änderungen des ersten modulierten Signals ändert und das mit der Zeit das erste Analogsignal (IAi) ausgleicht, dass momentane Differenzen zwischen dem Modulatorrückkopplungssignal (If) und dem ersten Analogsignal (Iai) gemessen werden und dass ein Steuersignal, das durch diese Differenzen gekennzeichnet ist, an eine bistabile Schaltung (52), die das erste modulierte Signal ausgibt, geliefert wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsschritt das Liefern des ersten Analogsignals (Iai) und des Modulatorrückkopplungssignals (If) an einen Summationsknoten (36) einschliesst, und dass der Messschritt die Schritte des Integrierens eines Signals (Idiff) am Summationsknoten einschliesst, welches die Differenz zwischen dem ersten Analogsignal (Iai) und dem Modulatorrückkopplungssignal (If) ist, wobei dann der integrierte Wert, der durch den Integrationsschritt erzeugt worden ist, mit einer vorgegebenen Modulatorpegelschwelle verglichen wird.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Produktsignal (Ip) zu einem ersten Ausgangssignal (92), das die auf der Leitung vorhandene Leistung anzeigt, konvertiert wird, wobei der Konvertierungsschritt das Erzeugen des ersten Ausgangssignals (92) durch eine erste bistabile Schaltung (118) einschliesst, deren Ausgang zu vorgegebenen Konvertertaktzeiten (120) zwischen zwei Pegeln ändert, dass das Produktsignal an einen Summationsknoten (96) geliefert wird, dass ein Konverterrückkopplungssignal (I2) von mehreren Referenzquellen als Antwort auf den Pegel des ersten Ausgangssignals (92) an den Summationsknoten (96) geliefert wird, wobei das Konverterrückkopplungssignal (I2) das Produktsignal (Ip) mit der Zeit ausgleicht und jede momentane Differenz zwischen dem Produktsignal (Ip) und dem Konverterrückkopplungssignal (I2) ein Konverterdifferenzsignal ist, dass das Konverterdifferenzsignal zum Bilden eines integrierten Konverterdifferenzsignals (112) integriert und das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) mit einer ersten Pegelschwelle (114) verglichen wird und dass die erste bistabile Schaltung (118) veranlasst wird, das erste Ausgangssignal (92) als einen von zwei Pegeln, je nach dem Pegel des integrierten Konverterdifferenzsignals (112) relativ zu der ersten Pegelschwelle (114) zu jeder der Konvertertaktzeiten, abzugeben.
5. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Produktsignal (Ip) überwiegend eine erste Polarität aufweist, wenn die Leistung auf der Leitung eine erste Polarität hat, bei der die Leistung überwiegend in einer ersten Richtung fliesst, dass der Konvertierungsschritt die Schritte zum Bilden des Konverterrückkopplungssignals (I2) von einer ersten Referenzquelle (98) mit einer der ersten Polarität entgegengesetzten Polarität einschliesst, dass die erste Referenzquelle (98) zum Produzieren des Konverterrückkopplungssignals (I2) immer dann verwendet wird, wenn das erste Ausgangssignal (92) einen solchen Pegel hat, um das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) in Richtung über die erste Pegelschwelle zu treiben, dass eine zweite Referenzquelle (102) zum Produzieren des Konverterrückkopplungssignals (I2) verwendet wird, wenn das erste Ausgangssignal (92) den anderen der beiden Pegel aufweist, wobei das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) veranlasst wird, die erste Pegelschwelle in der anderen Richtung zu überkreuzen, derart, dass das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) während die Leistung auf der Leitung von der ersten Polarität ist, in der Nachbarschaft der ersten Pegelschwelle (114) gehalten wird.
6. 6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Produktsignal (Ip) überwiegend eine zweite zur ersten entgegengesetzte Polarität aufweist, wenn die Leistung auf der Leitung eine zweite Polarität hat, bei der die Leistung überwiegend in einer zweiten zur ersten entgegengesetzten Richtung fliesst, dass der Konvertierungsschritt im weiteren die Schritte zum Vergleichen des integrierten Konverterdifferenzsignals (112) mit einer zweiten Pegelschwelle (140), die von der ersten Pegelschwelle (114) verschieden ist, einschliesst, dass ein zweites Ausgangssignal (144) durch eine zweite bistabile Schaltung (142) ausgegeben wird, welches je nach dem Pegel des integrierten Konverterdifferenzsignals (112) relativ zu der zweiten Pegelschwelle (140) bei jedem der Konvertertaktimpulse einen von zwei Pegeln aufweist, dass vorgesehen ist, das Konverterrückkopplungssignal. (I2) mit einer dritten Referenzquelle (148) zu bilden, wenn die Leistung auf der Leitung die zweite Polarität aufweist, dass die dritte Referenzquelle (148) immer dann eine zur zweiten Polarität entgegengesetzte Polarität hat, wenn das zweite Ausgangssignal (144) den einen Pegel aufweist, bei dem das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) veranlasst wird, die zweite Pegelschwelle (140) in einer Richtung zu durchqueren, dass das Konverterrückkopplungssignal (I2) von einer vierten Referenzquelle gebildet wird, wenn das zweite Ausgangssignal (144) den anderen der beiden Pegel aufweist, wobei das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) veranlasst wird, die zweite Pegelschwelle in der anderen Richtung zu überkreuzen, derart, dass das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) während die Leistung auf der Leitung von der zweiten Polarität ist, in der Nachbarschaft der zweiten Pegelschwelle (140) gehalten wird.
7. 7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass als vierte Referenzquelle die zweite Referenzquelle (102) verwendet wird.
8. 8. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein drittes Ausgangssignal gebildet wird, dessen Grösse gleich und dessen Polarität entgegengesetzt dem zweiten Analogsignal (Ia2) ist und dass im Multiplikationsschritt das zweite und dritte Analogsignal in Abhängigkeit des ersten modulierten Signals getastet wird.
9. 9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anzahl von N-Verstärkerelementen (46, 70, 74, 108, 180) verwendet werden, wovon jedes mehrere Eingänge hat, um wenigstens einen der Schritte des Verfahrens durchzuführen, dass im Verfahren zusätzlich vorgesehen ist, die N-Verstärker-elemente hinsichtlich Offset zu kompensieren, um Abweichungen durch Spannungs-Offset zwischen ausgewählten Eingängen von jedem der N-Verstärkerelemente zu eliminieren, dass jedes der Verstärkerelemente mit einem ersten ausgewählten Eingang (18lT jeweils an ein Offsetspeicherelement (Ci, C2, C3, C4, C5) gekoppelt ist, auf dem eine Kompensationsspannung (VCOmp) gespeichert ist, um im wesentlichen irgendwelche Offsetfehler an einem zweiten ausgewählten Eingang (183) des Verstärkerelementes zu korrigieren, dass jede Differenz zwischen der Kompensationsspannung auf dem Offsetspeicherelement und dem Spannungsoffset des Verstärkerelementes eine am zweiten Eingang vorhandene Offsetfehlerspannung (VAbweichung) ist, dass die

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   Offsetkompensationsschritte ein sequentielles Ankoppeln einer abgleichenden Schaltung (182) an jedes der N-Verstärkerele-mente und dem damit assoziierten Offsetspeicherelement an-schliessen, um jedes ausgewählte Verstärkerelement in der Folge im Offset zu kompensieren, wobei zunächst die abgleichende Schaltung (182) während einer intermittierenden Transferperiode an den zweiten Eingang des ausgewählten Verstärkerelemen-tes angekoppelt wird, um die Offsetfehlerspannung zu bestimmen, dass während einer intermittierenden Ladeperiode im An-schluss an die Transferperiode die abgleichende Schaltung (182) an das Offsetspeicherelement, das mit dem ersten Eingang des ausgewählten Verstärkerelementes verbunden ist, angekoppelt wird, um die Ladung auf dem Offsetspeicherelement während der Ladeperiode derart einzustellen, dass die Offsetfehlerspannung während der nächsten Transferperiode des ausgewählten Verstärkerelementes reduziert wird, und dass die Schritte der Transfer- und Ladeperiode für jedes der N Verstärkerelemente in einem kontinuierlichen Zyklus sequentiell erfolgen.
10. 10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Abgleichschaltung (182) eine Ladeverstärker (184) und ein temporäres Speicherelement (186) mit ersten und zweiten Anschlüssen aufweist und dass die Offsetkompensation die folgenden Schritte einschliesst: das Verbinden, eines Eingangs des Ladeverstärkers (184) mit dem zweiten Eingang des gewählten Verstärkerelementes, das Verbinden des ersten Anschlusses des temporären Speicherelementes (186) an einen Rückkopplungsweg zwischen einem Eingang (226) und dem Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184), das Verbinden des zweiten Anschlusses des temporären Speicherelementes mit einer gemeinsamen Masse während der Transferperiode, derart, dass die Offsetfehlerspannung durch Verwendung des Ladeverstärkers (184) auf das temporäre Speicherelement (186) übertragen wird, und das Entkoppeln des zweiten Anschlusses von der gemeinsamen Masse und'Verbinden des zweiten Anschlusses mit dem Ausgang des Ladeverstärkers (184) während der folgenden Ladeperiode, so dass am Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) während der Ladeperiode eine Spannung, die proportional der Offsetfehlerspannung ist, erscheint.
11. 11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Offsetkompensation im weiteren während jeder Ladeperiode das Ankoppeln des Ausgangs (192) des Ladeverstärkers (184) durch eine Impedanz an das Offsetspeicherelement (Ci, C2, C3, C4, C5) einschliesst, derart, dass an das Offsetspeicherelement (Ci, C2, C3, C4, C5) ein Strom proportional der Offsetfehlerspannung geliefert wird, um dadurch die Spannung auf dem Offsetspeicherelement so einzustellen, dass die Offsetfehlerspannung des ausgewählten Verstärkerelementes während der nächsten Transferperiode reduziert wird.
12. 12. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Offsetkompensation der N Verstärkerelemente (40, 70, 74, 108, 180), die jedes mehrere Eingänge haben, die Abweichungen durch Spannungsoffset zwischen ausgewählten N Eingängen jedes der Verstärkerelemente im wesentlichen eliminiert werden, indem jedes der Verstärkerelemente mit einem ersten Eingang (181) jeweils mit einem Speicherelement (Cr, C2, C3, C4, C5) auf dem durch die Verfahrensschritte eine Kompensationsspannung gespeichert ist, verbunden wird, um im wesentlichen irgendwelche Offsetfehler an einem zweiten Eingang (183) des Verstärkerelementes zu korrigieren, wobei jede Differenz zwischen der Kompensationsspannung auf dem Speicherelement und dem Spannungsoffset des Verstärkerelementes eine am zweiten Eingang (183) erscheinende Offsetfehlerspannung ist, dass durch das sequentielle Ankoppeln der Abgleichschaltung (182) an jedes der N-Verstärkerelemente und an das damit assoziierte Speicherelement jedes ausgewählte Verstärkerelement sequentiell hinsichtlich des Offset kompensiert wird, wobei die folgenden Schritte einzuschliessen sind: das Ankoppeln der Abgleichschaltung (182) an den zweiten Eingang des ausgewählten Verstärkerelementes während einer intermittierenden Transferperiode, um die Offsetfehlerspannung zu bestimmen, das Ankoppeln der Abgleichschaltung während einer intermittierenden Ladeperiode, die der Transferperiode folgt, an das Speicherelement, das mit dem ersten Eingang des ausgewählten Verstärkerelementes verbunden ist, um die Ladung auf dem Speicherelement während der Ladeperiode einzustellen, so dass die Offsetfehlerspannung während der nächsten Transferperiode des ausgewählten Verstärkerelementes reduziert wird.
13. 13. Messeinrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

    Mittel zum Überwachen von Strom- und Spannungssignalen auf der Leitung (10), einschliesslich erster Signalmittel (16) zur Erzeugung eines ersten Analogsignals (Iai) proportional einem der Strom- und Spannungssignale und zweiten Signalmitteln (18) zur Erzeugung eines zweiten Analogsignals OU2) propor-tionl dem anderen der Strom- und Spannungssignale;

    einen Modulator (30) zum Wandeln des ersten Analogsignals (Iai) in ein erstes moduliertes Signal, das bei vorgegebenen ersten Taktzeiten zwischen zwei Pegeln änderbar ist; wobei das erste modulierte Signal einen zeitlichen Mittelwert hat, welcher proportional dem ersten Analogsignal (Iai) ist;

    und eine Multiplizieranordnung (82, 86), die auf das erste modulierte Signal und das zweite analoge Signal zum Produzieren eines Produktsignals (88), welches eine Grösse proportional der auf der Leitung transportierten Leistung aufweist, anspricht.
14. 14. Messeinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (30) eine bistabile Schaltung (52) umfasst, die durch die Taktzeiten änderbar ist und das erste modulierte Signal abgibt, dass weiter Modulatorrückkopplungsmittel (58, 60, 40) vorhanden sind, um ein Modulatorrückkopplungssignal (If) zu erzeugen, das seinen Wert abhängig vom ersten modulierten Signal ändert und das erste Analogsignal (Iai) über die Zeit ausgleicht und Mittel (44, 46, 50) zum Messen von momentanen Differenzen zwischen dem Modulatorrückkopplungssignal (If) und dem ersten Analogsignal (Iai) und zum Erzeugen eines diese Differenz kennzeichnenden Steuersignals vorhanden sind, wobei das Steuersignal die bistabile Schaltung (52) steuert.
15. 15. Messeinrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (30) einen Modulatorsumma-tionsknoten (36) aufweist, in dem das erste Analogsignal (Iai) und das Modulatorrückkopplungssignal (If) zum Erzeugen eines Modulatordifferenzsignals (Idiff) zusammengeführt werden, dass die Modulatormessmittel einen Integrator (44, 46) zum Integrieren des Modulatordifferenzsignals sowie einen Komparator (50) zum Vergleichen des integrierten Modulatordifferenzsignals mit einem vorgegebenen Modulator-Pegelschwellwert enthalten.
16. 16. Messeinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass Konvertiermittel (90) zum Wandeln des Produktsignals (88) in ein erstes Ausgangssignal (92), das die auf der Leitung transportierte Leistung anzeigt, vorhanden sind, wobei die Konvertiermittel (90) das erste Ausgangssignal (92) durch eine erste bistabile Schaltung (118) abgeben, deren Ausgang bei vorgegebenen Konvertertaktzeiten (120) zwischen zwei Pegeln änderbar ist, dass die Konvertermittel (90) Mittel (95) zum Zuführen des Produktsignals (Ip) an einen Summationsknoten (96) sowie Konverterrückkopplungsmittel (100, 104, 146) zum Zuführen eines Konverterrückkopplungssignals (I2) an den Summationsknoten (96) aufweisen, welches letztere das Produktsignal über die Zeit ausgleicht, wobei das Konverterrückkopplungssignal (I2) vom Pegel des ersten Ausgangssignals (92) abhängig ist, und jede momentane Differenz zwischen dem Produktsignal (Ip) und dem Konverterrückkopplungssignal (I2) ein Konverterdifferenzsignal, welches am Summationsknoten (96) in Erscheinung tritt, ist, dass Konvertermessmittel (108,

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    110, 114, 140) zum Integrieren des Konverterdifferenzsignals und zum Vergleichen des integrierten Konverterdifferenzsignals mit einem ersten Konverterschwellwertpegel vorhanden sind, wobei ein erster Ausgang (116) der Konvertermessmittel mit der ersten bistabilen Schaltung (118) verbunden ist und dass sich das erste Ausgangssignal (92), je nach dem Pegel des integrierten Konverterdifferenzsignals relativ zur ersten Konverterpegelschwelle, bei jeder Konvertertaktzeit (120) auf einen von zwei Pegeln so einstellt, dass der über die Zeit gemittelte Pegel des ersten Ausgangssignals proportional dem Produktsignal (Ip) und der auf der Leitung transportierten Leistung ist.
17. 17. Messeinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Analogsignal (Iai) proportional dem Spannungssignal ist und das zweite Analogsignal (Ia2) proportional dem Stromsignal ist.
18. 18. Messeinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Produktsignal (lp) überwiegend eine erste Polarität aufweist, wenn Leistung auf der Leitung eine erste Polarität hat, bei der der Leistungsfluss überwiegend in einer ersten Richtung ist, dass die Konverterrückkopplungsmittel (100, 104, 146) eine erste Referenzquelle (98) aufweisen, die verwendet wird, wenn die Leistung auf der Leitung diese erste Polarität hat, wobei die erste Referenzquelle (98) eine dieser ersten Polarität entgegengesetzte Polarität aufweist und eine Signalgrösse hat, die ausreicht, um das Produktsignal (Ip) auszugleichen und wobei im weiteren die erste Referenzquelle (98) intermittierend zum Erzeugen des Konverterrückkopplungssignals (fc) verwendet wird, wenn das erste Ausgangssignal (92) den einen Pegel aufweist, der das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) in Richtung über den ersten Konverterschwellwertpegel treibt und dass eine zweite Referenzquelle (102) vorhanden ist, die zum Erzeugen des Konverterrückkopplungssignals (I2) verwendet wird, wenn das erste Ausgangssignal (92) sich auf dem anderen der beiden Pegel befindet, wobei das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) veranlasst wird, die erste Konverterpegelschwelle in der anderen Richtung zu überkreuzen, um das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) während die Leistung auf der Leitung von der ersten Polarität ist, in der Nähe der ersten Konverterpegelschwelle zu halten.
19. 19. Messeinrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass erste digitale Tastmittel (150) zur Aufnahme des ersten Ausgangssignals (92) und zum Erzeugen eines ersten Impulszuges mit einer Impulsrate proportional dem ersten Ausgangssignal (92) vorhanden sind.
20. 20. Messeinrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Produktsignal (Ip) überwiegend eine zweite zur ersten entgegengesetzte Polarität aufweist, wenn die Leistung auf der Leitung eine zweite Polarität hat, bei der der Leistungsfluss überwiegend in einer zweiten, der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung ist, dass die Konvertermittel (90) eine zweite bistabile Schaltung (142) und Mittel (140) zum Vergleichen des integrierten Konverterdifferenzsignals (112) mit einem zweiten, vom ersten verschiedenen Konverterschwellwertpegel aufweisen, dass der Ausgang der Vergleichsmittel (140) mit der zweiten bistabilen Schaltung (142) verbunden ist, welche je nach dem Pegel des integrierten Konverterdifferenzsignals

    (112) relativ zum zweiten Konverterschwellwertpegel ein zweites Ausgangssignal (144) mit einem von zwei Pegeln erzeugt, dass die Konverterrückkopplungsmittel (100, 104, 146) eine dritte Referenzquelle (148) aufweisen, die verwendet wird, wenn die Leistung der Leitung die zweite Polarität hat, wobei die dritte Referenzquelle (148) eine der zweiten Polarität entgegengesetzte Polarität aufweist und wobei im weiteren die dritte Referenzquelle (148) intermittierend zum Erzeugen des Konverterrückkopplungssignals (I2) verwendet wird, wenn das zweite Ausgangssignal (144) den einen Pegel aufweist, der das.integrierte, Konverterdifferenzsignal (112) in Richtung über den zweiten Konverterschwellwertpegel treibt und dass eine vierte .Referenzquelle (102) vorhanden ist, die zum Erzeugen des Konverterrückkopplungssignals (I2) verwendet wird, wenn das zweite Ausgangssignal sich auf dem anderen der beiden Pegel befindet, wobei das integrierte Konverterdifferenzsignal (112) veranlasst wird, die zweite Konverterpegelschwelle in der anderen Richtung zu überkreuzen, um das integrierte Konverterdifferenzsignal (112), während die Leistung auf der Leitung von der zweiten Polarität ist, in der Nähe der zweiten Konverterpegelschwelle zu halten.
21. 21. Messeinrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite (102) und vierte Referenzquelle identisch sind.
22. 22. Messeinrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite (102) und vierte Referenzquelle beide mit einer für die Messeinrichtung gemeinsamen Masse verbunden sind und dass das erste Ausgangssignal (92) proportional dem zeitlichen Leistungsfluss auf der Leitung mit der ersten Polarität und das zweite Ausgangssignal (144) proportional dem zeitlichen Leistungsfluss auf der Leitung mit der zweiten Polarität ist.
23. 23. Messeinrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass zweite digitale Tastmittel (152) zur Aufnahme des zweiten Ausgangssignals (144) und zum Liefern eines zweiten Impulszuges mit einer Impulsrate proportional dem zweiten Ausgangssignal (144) vorhanden sind.
24. 24. Messeinrichtung nach Anspruch 19 und 23, dadurch gekennzeichnet, dass ein Zähler (154) zur Aufnahme des ersten und zweiten Impulszuges und zum Zählen der darin enthaltenen Impulse zum Bestimmen des Leistungsflusses auf der Leitung vorhanden ist.
25. 25. Messeinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachungsmittel dritte Signalmittel (74) zum Erzeugen eines dritten Analogsignals, das die gleiche Grösse, aber eine zum zweiten Signal (Ia2) entgegengesetzte Polarität hat, umfassen und dass der Multiplizierer Tastmittel (82, 86) zum wechselweisen Schalten des zweiten Analogsignals und des dritten Analogsignals in Abhängigkeit vom ersten modulierten Signal, um das Produktsignal (88, Ip) zu erzeugen, aufweist.
26. 26. Messeinrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenschiebemittel (160) zum Einstellen der Phasenbeziehung zwischen dem ersten modulierten Signal und dem zweiten analogen Signal vorhanden sind, so dass das Produktsignal einem Leistungswert der auf der Leitung (10) geführten Leistung mit einer gewählten Phasenbeziehung proportional ist.
27. 27. Messeinrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenschiebemittel (160) ein Zeitverzögerungsmittel entweder zum Verzögern des ersten modulierten Signals oder des zweiten analogen Signals um ein gewähltes Zeitintervall umfasst.
28. 28. Messeinrichtung nach Anspruch 13,dadurch gekennzeichnet, dass ein Schieberegister (160) vorhanden ist, dem das erste modulierte Signal zugeführt wird und das ein um ein gewähltes Intervall zeitlich verzögertes erstes moduliertes Signal abgibt und dass ein Multiplizierer (164) vorhanden ist.
29. 29. Messeinrichtung nach den Ansprüchen 25 und 28, dadurch gekennzeichnet, dass der Multiplizierer (164) ein erstes Multipliziermittel (166) umfasst, das auf das verzögerte erste modulierte Signal und auf das zweite analoge Signal anspricht, wobei das Produktsignal ein zweites Produktsignal ist, das die gewählte Phasenbeziehung des Leistungswertes kennzeichnet, und dass ein zweites Multipliziermittel (168) vorhanden ist, das auf das erste modulierte Signal und auf das dritte analoge Signal zum Erzeugen eines dritten Produktsignals, das die auf der Leitung übertragene Blindleistung kennzeichnet, anspricht.
30. 30. Messeinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekenn-, zeichnet, dass wenigstens in einem Überwachungsmittel, Modu-lationsmittel und Konvertermittel eine Anzahl von N Verstär-

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    kerelementen (46, 70, 74, 108, 180) enthalten sind, die alle mehrere Eingänge haben, dass Offsetkompensationsmittel vorhanden sind, um Abweichungen durch Spannungsoffset zwischen ausgewählten Eingängen jedes der N Verstärkerelemente im wesentlichen zu eliminieren, dass die Offsetkompensationsmittel N Offsetspeicherelemente (Ci, C2, C3, C4, C5) aufweisen, von denen jeweils eines mit einem ersten Eingang (181) jedes der Verstärkerelemente gekoppelt ist, um eine Kompensationsspannung (Vcomp) zu erhalten, die im wesentlichen den Offsetfehler an einem zweiten Eingang (183) von jedem der Verstärkerelemente reduziert, wobei irgendeine Differenz zwischen der Kompensationsspannung und dem Spannungsoffset des entsprechenden Verstärkerelementes eine am zweiten Eingang vorhandene Offsetfehlerspannung (VAbweichung) ist, dass eine Abgleichschaltung (182) vorgesehen ist, die sequentiell mit jedem der N Verstärkerelemente und dem damit assoziierten Offsetspeicherelement (Ci, C2, C3, C4, Cj) koppelbar ist, derart, dass jedes der N Verstärkerelemente zum Kompensieren des Offsets sequentiell das ausgewählte Verstärkerelement ist, wobei die Abgleichschaltung zunächst mit dem zweiten Eingang (183) des ausgewählten Verstärkerelementes während einer intermittierenden Transferperiode verbunden ist, um die Fehlerspannung zu speichern, und wobei die Abgleichschaltung dann mit dem ersten Eingang (181) des ausgewählten Verstärkerelementes verbunden ist, um die Ladung im Anschluss an die Transferperiode während einer intermittierenden Ladeperiode auf das zugeordnete Versatz-Offsetspeicherelement (Ci) zu übertragen und dass die Offsetkompensationsmittel Mittel (190) umfassen, mit denen die Transfer- und Ladeperiode für jedes der N Verstärkerelemente zum wesentlichen Eliminieren der Offsetfehler sequentiell erzeugbar ist.
31. 31. Messeinrichtung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass die Abgleichschaltung (182) einen Ladeverstärker (184) umfasst sowie ein temporäres Speicherelement (186), das mit dem Ladeverstärker verbunden ist und Mittel (Gì, G2, G3, G4, G5), um die Offsetfehlerspannung während der Transferperiode vom zweiten Eingang (183) des ausgewählten Verstärkerelementes (46, 70, 74, 108, 180) durch den Ladeverstärker (184) auf das temporäre Speicherelement (186) zu übertragen.
32. 32. Messeinrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass die Offsetkompensationsmittel Kopplungsmittel (B, D, E) enthalten, mit denen das temporäre Speicherelement (186) während der Ladeperiode zum Übertragen der Offsetfehlerspannung zwischen einem ersten Eingang (226) des Ladeverstärkers (184) und einer gemeinsamen Masse und während der Transferperiode zwischen dem ersten Eingang (226) und einem Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) koppelbar ist, wobei während der Ladeperiode der Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) eine der Abweichungsspannung des gewählten Verstärkerelementes (70) proportionale Spannung aufweist.
33. 33. Messeinrichtung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Offsetkompensationsmittel weitere Kopplungsmittel (224, Hi) enthalten, um den Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) während der Ladeperiode mit dem Offset-speicherelement (Ci) das mit dem ausgewählten Verstärkerelement (70) verbunden ist, zu koppeln, derart, dass ein Strom der proportional der Offsetfehlerspannung des ausgewählten Verstärkerelementes ist zum ersten Offsetspeicherelement (Ci) fliesst, um auf diese Weise die Spannung auf dem Offsetspeicherelement in eine Richtung einzustellen, die die Offsetfehlerspannung des ausgewählten Verstärkereiemen tes (70) während, der nächsten Transferperiode reduziert.
34. 34. Messeinrichtung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass das temporäre Speicherelement (186) erste (228) und zweite (230) Anschlüsse aufweist, dass der erste Anschluss des temporären Speicherelementes (186) mit einem Eingang (226) des Ladeverstärkers (184) und der zweite Anschluss während jeder Transferperiode über das Kopplungsmittel (D) mit der gemeinsamen Masse verbunden ist, um eine Spannung, die die Offsetfehlerspannung kennzeichnet, auf das temporäre Speicherelement (186) zu übertragen und dass neben den genannten Kopplungsmitteln (D, Hi) weitere Kopplungsmittel (Ai, Gì) vorhanden sind, um den zweiten Anschluss (230) von der gemeinsamen Masse zu trennen und während jeder folgenden Ladeperiode mit dem Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) zu verbinden, so dass am Ausgang (192) des Ladeverstärkers (184) eine der Offsetfehlerspannung des ausgewählten Verstärkerelementes proportionale Spannung vorhanden ist.
35. 35. Modulator für eine Messeinrichtung nach Anspruch 13, zum Wandeln des ersten Analogsignals (Iai) in ein erstes moduliertes Signal, das bei vorgegebenen Taktzeiten zwischen zwei Pegeln änderbar ist, wobei das erste modulierte Signal einen zeitlichen Mittelwert hat, welcher proportional dem ersten Analogsignal (Iai) ist, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (38) zum Zuführen des ersten analogen Signals (Iai) sowie Rückkopplungsmittel (58, 60) zum Zuführen eines Rückkopplungssignals (If), das aus wenigstens zwei verschiedenen Referenzsignalen (Vj_, Vi+) mit vorgegebenen Grössen ausgewählt ist, an einen Summationsknoten (36), bei dem die Differenz zwischen dem ersten analogen Signal (Iai) und dem Rückkopplungssignal (If) ein Differenzsignal ist, vorhanden sind, dass Messmittel (44, 50) zum Integrieren des Differenzsignals und zum Bestimmen, wann das integrierte Differenzsignal eine Pegelschwelle erreicht, vorhanden sind, dass die Messmittel ein Verstärkerele-ment (50) und Offsetkompensationsmittel (56, 302, A, B, C) aufweisen, um irgendeinen Offsetfehler, der von einem Spannungsoffset resultiert, der zwischen den Verstärkereingängen (306, 308) des Verstärkerelementes (50) existiert, im wesentlichen zu eliminieren, dass die Offsetkompensationsmittel ein erstes Speicherelement (302), das mit dem einen Verstärkereingang (306) verbunden ist, und andere Mittel (56, A, B, C) zum Transferieren der Offsetspannung an das erste Speicherelement (302) zum Kompensieren des Spannungsoffsets umfassen, dass ein Taktgeber (56) zur Erzeugung von Taktimpulsen zu vorgegebenen Taktintervallen sowie eine bistabile Schaltung (52), die auf die Messmittel und die Taktimpulse anspricht vorhanden sind, wobei letztere das erste modulierte Signal (34) erzeugt, das bei jedem Taktimpuls zwischen ersten und zweiten Pegeln änderbar ist, je nach dem das integrierte Differenzsignal eine Pegelschwelle während eines Taktintervalls überschritten hat und dass die Rückkopplungsmittel (58,60) auf die bistabile Schaltung (52) in der Weise ansprechen, dass das eine Referenzsignal an den Summationsknoten (36) geliefert wird, wenn das erste modulierte Signal den ersten Pegel aufweist und das andere Referenzsignal an den Summationsknoten geliefert wird, wenn das erste modulierte Signal den zweiten Pegel aufweist, wobei der Mittelwert der Referenzsignale über die Zeit das erste analoge Signal am Summationsknoten ausgleicht.
36. 36. Modulator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignale (Vi_, Vi+) im wesentlichen die gleiche Grösse und eine entgegengesetzte Polarität aufweisen.
37. 37. Modulator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass die Messmittel (44, 50) ein zweites Speicherelement (44) aufweisen, das zwischen den Summationsknoten (36) und eine gemeinsame Masse geschaltet ist und dass das zweite Speicherelement einen Teil eines passiven Integrators zum Integrieren des Differenzsignals bildet, wobei die Spannung am Summationsknoten das integrierte Differenzsignal ist.
38. 38. Modulator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass das Verstärkerelement (50) ein Komparator zum Bestimmen, wann der invertierende Eingang (306) am letzteren eine Pegelschwelle erreicht hat, ist, dass der invertierende Eingang (306) des Verstärkerelementes mit dem Summationsknoten (36) elektrisch verbindbar ist und der Ausgang (310) mit der bistabilen Schaltung (52) verbunden ist, wobei das Verstärkerelement (50) ein erstes Kontrollsignal abgibt, das hoch ist, wenn das in5

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    tegrierte Differenzsignal über der Pegelschwelle liegt und das tief ist, wenn das integrierte Differenzsignal unter der Pegelschwelle liegt.
39. 39. Modulator nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Speicherelement (302) im elektrischen Pfad zwischen dem Summationsknoten (36) und dem invertierenden Eingang (306) des Verstärkerelementes (50) liegt, und der nicht invertierende Eingang (308) mit der gemeinsamen Masse verbunden ist, dass die Offsetkompensationsmittel (56, 302, A, B, C) eine Rückkopplungsschleife um das Verstärkerelement (50) zwischen dem invertierenden Eingang (306) des Verstärkerelementes (50) und dessen Ausgang (310) einschliessen, welche während einer intermittierenden abgleichenden Periode derart geschaltet ist, dass ein Spannungsoffset mit niedriger Impedanz am invertierenden Eingang (306) erscheint, wobei gleichzeitig mit den Offsetkompensationsmitteln (A, B) ein Anschluss des ersten Speicherelementes (302) von dem Summationsknoten (36) getrennt und an die gemeinsame Masse geschaltet ist, um den Spannungsoffset während der abgleichenden Periode auf dem ersten Speicherelement (302) zu speichern und dass die abgleichenden Perioden mit Messperioden alternieren, in denen die Rückkopplungsschleife um das Verstärkerelement aufgetrennt und der eine Anschluss des ersten Speicherelementes (302) wieder mit dem Summationsknoten (36) verbunden ist, um den Spannungsoffset des Verstärkerelementes (50) durch Spannung auf dem Speicherelement während der Messperiode auszugleichen.
40. 40. Modulator nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, dass Kontrollmittel (340) zum Synchronisieren der Abgleich-und der Messperioden mit den Taktimpulsen vorhanden sind, wobei die Abgleichperioden während eines Teils jedes Taktintervalls auftreten und die Messperioden dann auftreten, wenn das erste modulierte Signal der bistabilen Schaltung (52) als Reaktion auf die Messmittel ändert.
41. 41. Modulator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass die Messmittel (298, Fig. 21) erste (328) und zweite Verstärkerelemente (336) einschliessen, die zum Bestimmen, wann ein Signal an einem Eingang des entsprechenden Verstärkerelementes eine Pegelschwelle erreicht, als Komparatoren geschaltet sind, wobei je ein Eingang (326, 334) jedes Verstärkerelementes in einem elektrischen Pfad zum Summationsknoten (36) liegt, dass Offsetkompensationsmittel (56, 316, 320, D, E, F, G, H, J) vorhanden sind, die je ein erstes Speicherelement (316, 320) aufweisen, auf dem je die Offsetspannung gespeichert ist und das je mit dem genannten Eingang jedes der Verstärkerelemente verbunden und in den genannten elektrischen Pfad geschaltet ist, dass die Ausgänge (330, 338) des ersten (328) und zweiten Verstärkerelementes (336) mit der bistabilen Schaltung (52) während erster bzw. zweiter Messperioden alternativ verbunden sind, wobei das mit der bistabilen Schaltung (52) verbundene Verstärkerelement ein erstes Kontrollsignal abgibt, das hoch ist, wenn das integrierte Differenzsignal über der Pegelschwelle liegt und das tief ist, wenn das integrierte Differenzsignal unter der Pegelschwelle liegt, und dass die Offsetkompensationsmittel (D, E, F, G, H, J) dazu bestimmt sind, das mit dem ersten Verstärkerelement (328) verbundene erste Speicherelement (316) während einer ersten Verstärker-Abgleichperiode auf die Off-setspannung aufzuladen, während das zweite Verstärkerelement (336) mit der bistabilen Schaltung (52) verbunden ist, um das mit dem zweiten Verstärkerelement (336) verbundene erste Speicherelement (320) während einer zweiten Verstärker-Abgleich-periode auf die Offsetspannung aufzuladen, während das erste Verstärkerelement (328) mit der bistabilen Schaltung (52) verbunden ist, wobei die Abgleichperioden des ersten Verstärkerelementes (328) zwischen ersten Messperioden und die Abgleichperioden des zweiten Verstärkerelementes (336) zwischen zweiten Messperioden auftreten.
42. 42. Modulator nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet,

    dass der eine in den elektrischen Pfad zum Summationsknoten (36) geschaltete Eingang (326, 334) jedes Verstärkerelementes (328, 336) der invertierende Eingang ist, dass eine mit den Offsetkompensationsmitteln (56, 316, 320, B, E, F, G, H, J) schaltbare Rückkopplungsschleife um jedes der Verstärkerelemente vorhanden ist, die selektiv während jeder jeweiligen Abgleichperiode zwischen den invertierenden Eingang (326, 334) des jeweiligen Verstärker dementes (328, 336) und dessen Ausgang (320, 338) zuschaltbar ist, so dass ein Spannungsoffset mit niedriger Impedanz am jeweiligen invertierenden Eingang erscheint, und dass die Offsetkompensationsmittel (D, E, F, G, H, J) zum Transferieren des Spannungsoffsets des entsprechenden Verstärkerelementes (328, 336) an das angeschlossene erste Speicherelement (316, 320) während der Abgleichperiode bestimmt sind.
43. 43. Modulator nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet, dass die Offsetkompensationsmittel (56, 316, 320, D, E, F, G, H, J) dafür sorgen, dass die Abgleichperiode jedes der Verstärkerelemente (328, 336) kürzer ist als dessen Messperiode, wobei zum Minimieren von Fehlern aufgrund einer langsamen Kom-paratorreaktion die Abgleichperiode des ersten Verstärkerelementes (328) durch ein vorgegebenes Intervall vor Beginn dessen Messperiode beendet ist und die Abgleichperiode des zweiten Verstärkerelementes (336) ebenfalls durch ein vorgegebenes Intervall vor Beginn dessen Messperiode endet.
44. 44. Modulator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass ein Anschluss des Verstärkerelementes mit dem Summationsknoten und der andere Anschluss mit dem ersten Speicherelement, auf dem die Offsetspannung gespeichert ist, verbunden ist.
45. 45. Modulator nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, dass das Verstärkerelement ein erstes Verstärkerelement (46, Fig. 2) der Messmittel (42) ist, dass ein zweites Speicherelement (44) in eine Gegenkopplungsschleife zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des ersten Verstärkerelementes (46) geschaltet ist und der invertierende Eingang auch mit dem Summationsknoten (36) verbunden ist, so dass das integrierte Differenzsignal über dem zweiten Speicherelement (44) erscheint und dass ein Komparatorelement (50) zum Bestimmen, wann das integrierte Differenzsignal auf dem zweiten Speicherelement eine Pegelschwelle erreicht, zwischen den Ausgang des ersten Verstärkerelementes und die bistabile Schaltung (52) geschaltet ist.
46. 46. Multiplizieranordnung für eine Messeinrichtung nach Anspruch 13, die auf das erste modulierte Signal und das zweite analoge Signal zum Produzieren eines Produktsignals (88), welches eine Grösse proportional der auf der Leitung transportierten Leistung aufweist, anspricht, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenschiebemittel (160) zum Einstellen der Phasenbeziehung zwischen dem ersten (Iai) und dem zweiten analogen Signal ÖU2) vorhanden sind, dass die Phasenschiebemittel (160) Verzögerungsmittel (198, 212) zum Verzögern eines angelegten Signals um eine ausgewählte Anzahl von Taktimpulsen (196) aufweisen, um eine bestimmte Phasenbeziehung zwischen dem ersten (Iai) und dem zweiten analogen Signal (Iaî) hervorzurufen, und dass ein Multiplizierer (164) zum Erzeugen eines zweiten Produktsignals (170), das für eine bestimmte Phasenbeziehung des Leistungswertes auf der Leitung (10) kennzeichnend ist, vorhanden ist.
47. 47. Multiplizieranordnung nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, dass an das Phasenschiebemittel (160) ein moduliertes Signal (53) angelegt ist.
48. 48. Multiplizieranordnung nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungsmittel (198, 212) ein erstes Schieberegister (198) enthalten, das mit den vorgegebenen Taktimpulsen (196) getaktet ist, um das modulierte Signal (53) um eine ausgewählte Anzahl von Taktintervallen zu verzögern.
49. 49. Multiplizieranordnung nach Anspruch 47, dadurch ge5

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    kennzeichnet, dass die Verzögerungsmittel (198, 212) mehrere Schieberegister aufweisen, die mit vorgegebenen Taktimpulsen getaktet werden, wobei ein erstes Schieberegister (198) mit ersten Taktimpulsen (196) getaktet wird, um das modulierte Signal (53) um eine ausgewählte Anzahl von ersten Taktintervallen zu verzögern und.ein zweites Schieberegister (212) mit zweiten Taktimpulsen (208) getaktet wird und wobei die zweiten Taktintervalle kürzer sind als die ersten, so dass eine Verzögerung des modulierten Signals (53) erzeugbar ist, die der Summe einer ausgewählten Anzahl von ersten und zweiten Taktintervallen entspricht.