SE453129B - Metod och anordning for nollinstellningsfelkompensation samt anvendning herav - Google Patents

Description

453 129 (ström eller spänning) och varierar i bredd i överensstämmelse med det andra analoga värdet. Ett lågpassfilter utvinner likströmskomponenten från produktsig- nalen, vilken är proportionell mot effektförbrukningen. Det skulle vara fördel- aktigt att ha ett mätsystem av hög noggrannhet, som är elektroniskt och som kan ge energiavläsningar fortlöpande både i kWh och VARS eller Q till lägsta möjliga kostnad. Det skulle också vara fördelaktigt, om ett sådant mätsystem separat kunde mäta nettoenergiflödet i varje riktning. Mätsystemet borde också vara vä- sentligen fritt från fel beroende på nollinställningsfel för spänningarna ("spännings-offsets") i de aktiva kretselementen. Systemet borde därför med stor fördel innefatta ett system för nollinställningsfelkompensation, som på ett eko- nomiskt sätt kan kompensera fel i ett flertal förstärkarelement.

Anordningen och metoden för nollinställningsfelkompensation enligt uppfinningen är således särskilt lämpade för användning vid en metod och en anordning för att mäta elektrisk energi som flyter i en ledning. Denna effekt- mätningsanordning innefattar organ för att övervaka ström- och spänningssignaler i ledningen. En första signalomvandlare ger en första analog signal, som är proportionell mot en av ström-och spänningssignalerna, och en andra signalom- vandlare ger en andra analog signal, som är proportionell mot den andra av ström- och spänningssignalerna. En modulator modulerar en av de analoga signalerna, så att en första modulerad signal framställs, vilken kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda första klockintervall, så att den första modulerade signalen har en genomsnittsnivå, som över ett tillräckligt tidsintervall är proportionell mot den valda analoga signalen. Första multiplikationsorgan finns för att styra den andra analoga signalen som svar på förändringar i den första modulerade signalens nivå, så att de analoga signalerna multipliceras med varandra och så att en produktsignal framställs, som är proportionell mot den energi, som överförs i ledningen. En omvandlare omvandlar sedan produktsignalen till en första utgångssignal, som i den föredragna utföringsformen kan förändras mellan två nivåer vid förutbestämda klockintervall på ett sätt som är proportionellt mot produktsignalen och mot energin som överförs i ledningen.

Uppfinningen skall nu närmare beskrivas med hänvisning till de bifogade ritningarna, i vilka: 's 453 129 Fig. 1 är ett schematiskt blockschema för en mätanordning för att mäta energin i en ledning, vid vilken anordning uppfinningen är avsedd att användas.

Fig. 2 är ett schematiskt kretsschema för den första modulatordelen av mätanordningen visad i fig. 1.

Fig. 3 är ett schematiskt kretsschema för den första omvandlardelen för utgångssignalen i mätanordningen visad i fig. 1.

Fig. 4 är en serie av diagram,vilka betecknas såsom fig. 4a-4g och vilka visar vissa valda inre signaler och utgångssignaler, som alstras, när mätanord- ningen enligt fig. 1-3 är i funktion.

Fig. 5 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 5a-Si och vilka vi- sar vissa inre signaler och utgångssignaler, som alstras av omvandlaren i fig. 3 vid mätning av signaler av olika polaritet.

Fig. 6 är ett schematiskt kretsschema för en kompensationsanordning för spänningarnas nollinställningsfel enligt föreliggande uppfinning.

Fig. 7 är ett diagram över förändringen i felspänning, som alstras av kom- pensationsanordningen i fig. 13.

Fig. 8 är ett schematiskt kretsschema för en kompensationsanordning för spänningarnas nollinställningsfel av den typ som visas i fig. 6 för en full- ständig effektmätningsanordning.

Fig. 9 är ett tidsdiagram, som illustrerar funktionen hos anordningen för nollinställningskompensation i fig. 8.

Fig. 10 visaren modulator med en kompensationsanordning för spän- ningarnas nollinställningsfel enligt en alternativ utföringsform.

Fig. 11 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av kom- pensationsanordningen för spänningarnas nollinställningsfel i fig. 10.

Fig. 12 är en alternativ utföringsform av en modulator för användning i mätanordningen i fig. 1, som innefattar kompensationskretsar för spänningarnas nollinställningsfel.

Fig. 13 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av an- ordningen för nollinställningsfelkompensation i fig. 12.

Med hänvisning till fig. 1 visas schematiskt den mätanorning, vid vilken föreliggande uppfinning särskilt är avsedd att användas, som ett organ för att mäta den elektriska energi, som överförs i en ledning 10 från en källa 12 till en belastning 14. Strömmen i ledningen 10 betecknas allmänt IL 0Ch 5Pä"fll"9@n 453 129 VL. Systemet innefattar ett organ för övervakning och behandling av signalerna såsom transformatorer 16 och 18 för att övervaka VL resp IL- Tränsformatorn 16, som betecknas det första signalorganet, alstrar i ledningen 20 en första analog signal IA1, som är proportionell mot VL- Transfórmatorn 18, som betecknas det andra signalorganet, alstrar i ledningen 22 en andra analog signal IA2, som är proportionell mot IL. En parallellresistans 24 är ansluten över transformatorns 18 sekundärlindning, genom vilken det mesta av strömmen i ledningen 22 passerar. Parallellresistansen 24 utgör en strömväg av låg impedans och kan väljas så att den styr strömsignalens IÃ2_Fpt¿l¿ variationsgmråde på ledningen 22.

Mätanordningen verkar så, att de första och andra analoga signalerna 1Al och 1A2 multipliceras med varandra, vilka passerar längs ledningarna 20 resp 22, och att sedan den multiplicerade produktsignalen omvandlas till en lämplig digital form. I stora drag åstadkoms detta genom att modulera en av signalerna och sedan styra eller koppla om den andra signalen, så att en sammansatt signal eller produktsignal erhålls, vars genomsnittsvärde är proportionellt mot effekten. Det inses av fackmannen, att antingen strömmen eller spänningen kan moduleras och att den resulterande modulerade signalen kan användas för att styra den andra analoga signalen för att alstra produkt- signalen. Således kan valet av den första och andra analogiska signalen som spännings- resp strömsignal omkastas, utan att man förändrar det fundamentala verkningssättet hos mätkretsen som visas i fig. 1. På samma sätt kan valet av de första och andra signalövervakarna likaledes omkastas.

Mätanordningen innehåller ett multiplikationsorgan för att multiplicera signalerna IA1 och IAZ med varandra för att alstra en produktsignal, som är proportionell mot den energi, som överförs genom ledningen. För att åstadkomma den nödvändiga multiplikationen leds spänningssignalen IA1 först till en första modulatorkrets 30. Modulatorn 30 utgör ett modulationsorgan för att omvandla den analoga spänningssignalen IAl till en första modulerad signal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda klockintervall. Enligt principerna för delta-minus-sigma-modulering har den första modulerade utsignalen en genomsnittsnivå över ett tillräckligt långt tidsintervall, vilken nivå är proportionell mot den första analoga signalen, som inkomer till modulatoringången 32.

Med hänvisning till fig. 2 inkommer den analoga (spännings-lsignalen IAI till en summerande hopkopplingspunkt 36 via en impedans 38. Modulatorn 30 inne- fattar modulatoråterkopplingsorgan för att alstra en återkopplingssignal IF, 453 129 som också leds till den summerande hopkopplingspunkten 36. IF styrs av module- torns utgångssignal, som benämns den första modulerade signalen och som uppträ- der i ledningen 34. Den ena eller den andra av ett par referenskällor V1+ och V1- förbinds omväxlande med den summerande hopkopplingspunkten 36 via en impedans 40 som svar på nivån hos den första modulerade signalen. Ãterkopplings- signalen 1; kopplar om mellan den positiva och den negativa referenskällan på ett sätt, som tidsmässigt balanserar den första analoga signalen IÅ1, De momentana skillnaderna mellan IF och den första analoga signalen resulterar i en dlffefensslgflfll Idfff från den summerande hopkopplingspunkten 36. Den momentana skillnaden mellan ingångssignalen och återkopplingssignalen, dvs Idiff, integreras och mäts av modulatorns mätkrets 42. Mätkretsen 42 innefattar en aktiv integrator, som har en kapacitans 44 som återkopplingselement för en inverterande operationsförstärkare 46. Signalen från förstärkarens utgång 48 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på P01äFlïêï@fl GV Idiff. Den integrerade signalen på 48 jämförs med en tröskelnivå för modulatorn med hjälp av en komparator 50, som intar hög nivå, när signalen är ovanför modulatorns tröskelnivå, och låg nivå, när signalen är under modulatorns tröskelnivå.

Utgångssignalen från komparatorn 50 leds till D-ingången till en bistabil krets 52 i modulatorn. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen S2 är den första modulerade signalen. Den bistabila kretsen 52 ändrar tillstånd endast vid förutbestämda första klockintervall, som bestäms av en yttre klocka. En lämplig klocka för detta ändamål utgörs av en konventionell oscillator 54 och en frek- vensdelningskrets 56, som visas i fig. 1 och 2. För enkelhetens skull kommer tidsintervallet mellan impulser, som alstrats av frekvensdelaren 56, att beteck- nas som de första klockintervallen. Den bistabila kretsen 52 har en Q-utgångs- signal såväl som en Q-utgångssignal, där Q är inversen till Q. Både Q- och Q-ut- gångarna används för att styra återkopplingssignalen IF genom att påverka ett par omkopplare 58 resp. 60. Eftersom Q och Q är inverser till varandra, beteck- nas endast Q-utgångssignalen som den första modulerade signalen. Det inses emel- lertid, att både Q- och Q-utgångssignalerna innehåller den information, som av- ses med uttrycket "den första modulerade signalen", och att ledningen 34 beteck- nar de ledningar, som överför både Q- och Q-signalerna.

Eftersom den första modulerade signalen är utgångssignal från den bistabi- la kretsen 52, kan den första modulerade signalen på ledningen 34 förändras mel- lan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen. Fastän nivån inte behöver förändras vid varje klockintervall, åstadkomer modulatorkretsen, att 453 129 när den första modulerade signalen ändrar nivå, inträffar sådana förändringar bara vid de förutbestämda första klockintervallen och inte vid några andra tid- punkter. Förändringar mellan den första modulerade signalens höga och låga nivå åstadkommer en samtidig omkoppling av omkopplarna 58 och 60 och motsvarande om- kastning av polariteten hos återkopplingssignalen IF till den summerande hop- kopplingspunkten 36. Beroende på om den integrerade differenssignalen antingen stiger monotont uppåt eller nedåt förbi komparatorns 50 tröskelnivå, åstadkoms förändringar i utgångssignalen från komparatorn. Vid varje klockintervall avgör den bistabila kretsen 52, om utgångssignalen från komparatorn 50 har ändrats, och om detta är fallet, alstrar den en motsvarande förändring i Q- och Ö-ut- gångssignalerna. Storleken av den analoga ingångssignalen åstadkommer en direkt proportionell förändring av den tidslängd, under vilken den första modulerade signalen ligger på en given nivå. Följdaktligen har den första modulerade signa- len en genomsnittlig nivå eller amplitud, som ligger antingen på eller mellan dessa två nivåer, och över varje tillräckligt långt tidsintervall är den genom- snittliga amplituden proportionell mot den analoga ingångssignalen.

Exempel på modulatorns 30 funktion ges i det följande. Om ingångssignalen på ingången 32 är noll, kommer Q-utgången från den bistabila kretsen 52 att lig-. ga på hög nivå under exakt samma tidslängd som den ligger på låg nivå, vilket ger en genomsnittsnivå, som ligger exakt mellan Qzs höga och låga nivåer. Om in- gångssignalen på ingången 32 har positivt värde, måste den positiva strömmen till den summerande hopkopplingspunkten 36 balanseras av en större negativ ström, som leds till den summerande hopkopplingspunkten av den negativa refe- renskällan V1- via omkopplaren 58. Följdaktligen kommer Q att ligga på låg nivå under en tid, som är förhållandevis längre än den tid, under vilken den ligger på hög nivå, och omkopplaren 58 komer att vara sluten och omkopplaren 60 kommer att vara öppen under en längre tid än omvänt. Om ingångssignalen är negativ, kommer den positiva återkopplingsreferenskällan behöva att ledas fram under en längre tid, så att IF balanserar ingångssignalen, och Q kommer att ligga på hög nivå under en längre tid, än den ligger på låg nivå. Det är en egenskap hos modulatorn enligt föreliggande uppfinning, att Q kan kvarbli på hög eller låg nivå under hur lång tid det än tar för IF att balansera ingångssignalen vid hopkopplingspunkten.

För att åstadkomma en strömsignal för multiplikation med den modulerade spänningssignalen innefattar mätanordningen organ för att alstra inverterade och icke-inverterade representationer av ledningsströmmen IL. Med hänvisning till fig. 1 leds den analoga strömsignalen IA2 förSt till en fÖPStärkäPê 70, efïef vilken signalen leds till en signalinverterarkrets-72. Den visade inverterar- kretsen innefattar en operationsförstärkare 74 och motstånd 76 och 78, som 453 129 bestämmer förstärkningens storlek. Den förstärkta signalen IA2 leds ti11 den inverterande ingången till en förstärkare 74, som är utformad för att alstra en förstärkning av -1. Den inverterade signalen leds sedan till en av de två omkopplarna, vilka tillsammans utgör första styrorgan 80. Den inverterade signalen ankommer till omkopplaren 82, och en andra ledning 84 leder den icke- inverterade förstärkta signalen IAZ till omkopplaren 86. Det inses, att en lämplig transformator med mittuttag kan användas i stället för den andra transformatorn 18, i vilket fall signalerna till omkopplarna 82 och 86 kan fås direkt från transformatorn.

Q- och 0-utgångssignalerna från modulatorns 30 bistabila krets 52 används för att styra omkopplarna 82 och 86, så att dessa styr den andra analoga Slgflälêfl IAZ som svar på den första modulerade signalen. Eftersom Q är inversen till 0, inkopplas omkopplarna 82 och 86 växelvis, så att utgångssignalen från styrorganet 80 vid 88 är en analog signal, som omkopplas på ett modulerat sätt mellan positiv och negativ polaritet. En sådan styrverkan benämns allmänt tidsdivision eller "markspace"-modulering för amplituden.

Omkopplarna 82 och 86 åstadkommer multiplikationen av de två analoga signalerna, som representerar strömmen och spänningen för den energi som överförs i ledningen 10. Den resulterande signalen, benämnd en produktsignal, uppträder på den första styrutgången 88 och är proportionell mot den effekt, som överförs i kraftledningen 10.

Såsom visas i fig. 1 leds produktutgångssignalen från det första styrorganet till en första omvandlarkrets 90. Omvandlarkretsen omvandlar produktsignalen till en första utgångssignal på ledningen 92, som kan förändras mellan två nivåer vid bestämda klockintervall för omvandlaren på ett sätt som är proportionellt mot produktsignalen. Omvandlaren 90 fungerar väsentligen som ett lågpassfilter, som tar fram likströmskomponenten eller genomsnittsvärdet från produktsignalen. Den resulterande första utgångssignalen är proportionell mot den effekt, som överförs i ledningen 10.

Med hänvisning till fig. 3 är omvandlaren 90 i huvudsak en delta-minus- sigma-modulator av en typ liknande modulatorn 30, som är utformad för att alstra olika modulerade utgångssignaler, vilka är proportionella mot varje polaritet hos ingångssignalen. För att förenkla beskrivningen skall omvandlaren 90 och dess funktion först beskrivas med avseende på en första polaritet. Komponenterna i blocket 94 innefattar alla de element, som används vid drift med enkel polari- tet. I följande exempel antas, att den produktsignal som skall omvandlas är övervägande positiv, vilket antas motsvara energiflöde i ledningen 10 från käl- lan 12 till belastningen 14. Liksom i modulatorn 30 leds omvandlarens 90 in- gånggsignai, beteçknad Ip (produktsignalen) först till en summerande hopkopp- lingspunkt 96 via en impedans 95. Ett återkopplingsorgan avger en andra signal 453 129 12 till den summerande hopkopplingspunkten från en av ett flertal referenskäl- lor. Vid positiv polaritet kommer referenskällorna att växla mellan en negativ referenskälla 98 (VR-) via en omkopplare 100 och en Jordförbindelse 102 via en omkopplare 104. Eftersom enbart positiva värden hos produktsignalen kommer ifrå- Qä, äf en 0mk0PPlïfl9 HV lå mellan jord och ett negativt värde tillräcklig för att tidsmässigt balansera produktsignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96.

Såsom tidigare beskrivits för modulatorn 30, är varje skillnad mellan pro- duktsignalen Ip och 12 en differenssignal, som leds till en mätkrets 106.

Mätkretsen integrerar differenssignalen och jämför differenssignalen med ett första tröskelvärde. Mätkretsen enligt utförandet i fig. 3, innefattar en aktiv integrator 107, som består av ett förstärkarelement 108 och en kondensator 110 som återkopplingselement. Spänningen på förstärkarens utgång 112 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på polariteten hos differenssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96. Den integrerade differenssignalen vid 112 leds till en första komparator 114, som har ett tröskelvärde, vilket är fastställt vid en vald första tröskelnivå. När den integrerade differenssignalen vid 112 ligger ovanför det första tröskelvärdet, ligger utgångssignalen från komparatorn 114 på hög nivå. När den integrerade differenssignalen är under den första tröskelnivån, är utgångssignalen från 114 på låg nivå.

Utgångssignalen från komparatorn, benämnd en första styrsignal, leds till 0-ingången till en bistabil krets 118 via en ledning 116. Q-utgången från den bistabila kretsen 118 kan ändras bara vid förutbestämda klockintervall för om- vandlaren, som företrädesvis är längre än de första klockintervallen för modu- latorn 30. Klockintervallen för omvandlaren kan framställas genom att koppla in en andra frekvensdelningskrets 120 till den första klockan 56. Tidsintervallen mellan pulserna alstrade av frekvensdelningskretsen 120 kommer att betecknas som omvandlarens klockintervall, och frekvensdelningskretsen kommer att betecknas som omvandlarens klocka. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen 118 är den första utgångssignalen, som styr omkopplarna 100 och 104 för att bestämma funk- tionen hos återkopplingssystemet, som avger den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96. Omkopplaren 104 styrs via en grind 122, som avger en signal av hög nivå för att sluta omkopplaren enbart när båda ingångarna 124 och 126 är på låg nivå. Grinden 122 är såsom visas en vanlig negativ OCH- grind. Under tider med positiva produktsignaler kommer ingången 126 att förbli på låg nivå, såsom kommer att beskrivas nedan. Närhelst Q är på hög nivå, sluts följdaktligen omkopplaren 100 och förbinder VR- med den summerande hopkopplings- punkten 96, och när Q är på låg nivå, är omkopplaren 100 öppen och omkopplaren 104 är sluten. 453 129 Verkningssättet för mätanordningen skall nu beskrivas i anslutning till figurerna 1-4. För enkelhets skull antas, att energi i ledningen 10 strömmar övervägande i positiv riktning. Spänningen på ledningen 10 visas i fig. 4a som en sinusformad växelspänning. Strömen IL VlSñS i fig- 4f S0m En Växände storhet, angiven av kurvan 128. Det första steget är för transformatorerna 16 och 18 att övervaka ström- och spänningssignalerna och att alstra analoga signaler IA1 och IA2, som är proportionella mot linjespänningen resp linjeströmmen. En av de analoga signalerna, spänningssignalen IA1 enligt det föredragna utförandet, leds sedan först till den första modulatorn 30. Fig. 4c visar den integrerade differenssignalen, som alstras i modulatorn 30 genom delta-minus-sigma-moduleringsmetoden, såsom beskrivits ovan. Den integrerade differenssignalen leds till mätkretsen 42. Fig. 4b visar de första klockintervallen, som alstras av den första klockan 56. Såsom ses, ändras lutningen hos den integrerade differenssignalen i fig. 4c endast vid de förutbestämda klockintervallen, vilka bestäms av den första klocksignalen. Ef- tersom den bistabila kretsen 52 slår om vid den främre flanken av varje uppåt- riktad puls, visas att de förutbestämda första klockintervallen börjar vid punk- terna, som betecknas a, b, c, d etc i fig. 4b. Den integrerade differenssignalen leds sedan till komparatorn 50. Linjen 130 i fig: 4c föreställer modulatorns tröskelnivå i komparatorn 50. Observera att den integrerade differenssignalen kastar om sin lutning vid början av varje klockintervall, sedan tröskeln 130 har passerats. Utgångssignalen från komparatorn 50 visas i fig. 4d. Närhelst den integrerade differenssignalen är under tröskelnivån 130, är komparatorns ut- gångssignal på låg nivåoch, när den integrerade differenssignalen är ovanför tröskelnivån 130, är komparatorns utgångssignal hög. Komparatorns utgångssignal leds sedan till D-ingången till den bistabila kretsen 52, som alstrar Q-signa- len, dvs den första modulerade utgångssignalen, som visas i fig. 4e4Q-utgångs- signalen är resultatet av modulation av spänningssignalen och kan ändras mellan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen. 453 129 10 Fig. 4f visar lika och motsatta analoga signaler, som är proportionella mot linjeströmmen IL. Linjen 128 framställer en växande strömsignal och linjen 129 är den inversa signalen, som alstras av den inverterande kretsen 42. Nästa steg är att styra den analoga strömsignalen genom användning av styrorganet 80.

Utgångssignalen från styrorganet 80 är produktsignalen, kurvan 131, som visas i fig. 4 g. Kurvan 131 alstras genom omkoppling mellan signalerna 128 och 129 som svar på den första modulerade signalen, som visas i fig. 4e. Kurvans 131 genom- snittsnivå eller likströmskomponent visas av linjen 132 i fig. 4g.

I det givna exemplet antas energi strömma övervägande i en riktning till belastningen 14. Följdaktligen är den produktsignal 131, som visas i fig. 49, övervägande av positiv polaritet, vilket framställs av linjen 132. Det antas vid beskrivningen av verkningssättet hos omvandlaren 90 nedan, att produktsignalen har ett övervägande värde eller genomsnittsvärde, som är positivt. Fastän pro- duktsignalens verkliga polaritet är ett konstruktionsval, är produktsignalen övervägande av en första polaritet, när energi i ledningen 10 har en första po- laritet med energiflöde i en riktning, och är övervägande av en andra polaritet, när energin i ledningen 10 är av en andra och motsatt polaritet med energin strömmande i andra riktningen.

Nästa steg är att omvandla produktsignalen Ip till en första utgångssig- nal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda intervall på ett sätt, som är proportionellt mot Ip. Nu hänvisas till fig. 3, 4 och 5. Produktsigna- len Ip, såsom visas i fig. 49, leds till omvandlaren 90. Både Ip och den ändra Sl9"a1@" 12 leds till en summerande hopkopplingspunkt 96, där den momen- tana differensen integreras i en integrator 106. Integratorns 106 tidskonstant väljs, så att den är lång i jämförelse med den första modulatorns 30 omkopp- lingsfrekvens. Omvandlaren 90 kan därför fungera som ett lågpassfilter, som sva- PHP efldflst På PV°dUktSl9flfl1@flS Ip likströmskomponent eller genomsnittsvärde.

Av detta skäl avbildas Ip i fig. Sa som en glatt analog kurva, fastän den i själva verket varierar på det sätt, som visas av 131 i fig. 4g. Fig. 5a visar bara Ipzs genomsnittsvärde. Tidsskalan i fig. 5a är avsevärt hoptryckt jämförd med skalan i fig. 4g. I beskrivningssyfte antas, att intervallet 134 i fig. 5a är ekvivalent med hela längden av den kurva 132, som visas i fig. 4g.

Fig. 5b visar omvandlarens klockintervall, som alstras av klockan 120.

Om endast positivt energiflöde betraktas, såsom visas mellan to och tl 453 129 ll i fig. 5a, kommer integratorn 106 att avge en integrerad differenssignal (IDS), som visas i fig. 5c. Den integrerade differenssignalen stiger monotont uppåt och nedåt kring komparatorns 114 första tröskelnivå TL1. Den integrerade differens- signalen (IDS) leds till komparatorn 114, där den jämförs med den första trös- kelnivån TL1. Komparatorn 114 avger en styrsignal 133 på ledningen 116, såsom visas i fig. Sd. Den nästa alstrade signalen är den första utgångssignalen, som visas i fig. 5e och som är utgångssignal via den bistabila kretsen 118. Styrsig- nalen 133 ändrar nivå beroende på den integrerade differenssignalens nivå i för- hållande till tröskelvärdet TL1. När IDS ligger ovanför TL1, har signalen 133 hög nivå, och när IDS är under TL1, har signalen 133 låg nivå. Nästa steg är att avge den första utgångssignalen, som visas i fig. 5e, via den första bistabila kretsen 118. Den första utgångssignalen har en genomsnittsnivå, som är propor- tionell mot en första polaritet hos energin i ledningen 10 över varje tillräck- ligt långt tidsintervall. Den kan förändras endast vid omvandlarens förutbestäm- da klockintervall, vilka visas som w, x, y och z i fig. 5b.

Omvandlarens 90 funktion vid enkel polaritet innefattar, att återkopp- lingssignalen I2 omkopplas mellan den första referenskällan 98 och en andra referenskälla 102 beroende på den första utgångssignalens nivå (fig. 5e). Efter- som den andra referenskällan 102 är en anslutning till jord, kommer den del av omvandlaren 90, som hittills har beskrivits, inte att ta hand om negativt ener- giflöde i ledningen 10. När energiflödet (Ip) blir negativt, som det blir mel- ian tidgrna tl och ta i fig. Sa, utnyttjas ytterligare kretsar i omvandlaren 90. Med hänvisning till fig. 3 innefattar omvandlaren 90 en andra komparator 140, som mottar utgångssignalen från integratorn 107. Komparatorn 140 har en andra tröskelnivå TL2, som är skild från komparatorns 114 första tröskelnivå.

Tröskelnivåerna bör fastläggas tillräckligt långt ifrån varandra, så att de största förväntade variationerna i den integrerade differenssignalen, som avges från integratorn 107, kan behandlas utan att båda komparatorernas tröskelnivåer samidigt passeras. Den integrerade differenssignalen leds till komparatorns 114 icke inverterande ingång och till komparatorns 140 inverterande ingång, så att dessas utgångssignaler kommer att vara av motsatt polaritet. Utgångssignalen frånkomparatorn 140 antar hög nivå, när den integrerade skillnadssignalen ligger under den andra tröskelnivån 1 komparatorn 140, och antar låg nivå, när den integrerade skillnadssignalen ligger ovanför den andra tröskelnivån i komparatorn 140.

Utgångssignalen från komparatorn 140 leds till D-ingången till en andra bistabil krets 142. Den andra bistabila kretsen 142 avger en andra utgångssignal på sin Q-utgång. Den andra utgångssignalen ligger på en av två nivåer beroende 453 129 12 på den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den andra tröskel- nivån vid vart och ett av omvandlarens kïockintervall. Den andra utgångssignalen leds till den negativa OCH-grindens 122 ingång 126 och till en omkopplare 146 för anslutning av en tredje referenskälla VR+ till den summerade hopkopplings- punkten 96. Återkopplingssignalen 12 regleras sålunda av den andra utgångssig- nalens nivå, vilken signal har en genomsnittsnivå, som är proportionell mot energin av den andra polariteten, som överförs i kraftledningen 10.

Omvandlarens 90 funktion med den andra polariteten skall beskrivas med hänvisning tili fig. 3 0Ch 5. Efter tiden tl byter energiflödet riktning och produktsignalen Ip börjar leda bort laddning från den summerande hopkopplings- punkten 96. Med hänvisning till fig. 5c är den integrerade differenssignalen precis före tiden tl nedåtgående, vilket betyder att den negativa referenskäl- lan VR- är ansluten till den summerande hopkopplingspunkten via omkopplaren 100.

Vid den klockpuls, som följer efter att den första tröskelnivån TL1 har passe- rats, kommer omkopplaren 100 att öppnas och omkopplaren 104 kommer att slutas, varigenom den summerande hopkopplingspunkten ansluts till jord. Eftersom pro- dUktSi9näl9fl Ip är negativ efter tl, kommer den integrerade differenssigna- len att fortsätta att integreras nedåt, tills den når komparatorns 140 andra tröskelnivå TL2, när dennas utgångssignal 135 kommer att anta hög nivå (se fig.

Sa). Vid komparatorns nästa klockintervall, efter det att omvandlaren 140 har antagit högt tillstånd, antar den bistabila kretsens 142 Q-utgång (den andra ut- gångssignalen) hög nivå, såsom visas i fig. Sh. När den andra utgångssignalen antar hög nivå, sluts en omkopplare 148, som är ansluten till den tredje refe- renskällan 146 (VR+). Den tredje referenskällan ger en positiv ström 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96 för att balansera den negativa produkt- signalen Ip och driva IDS tillbaka förbi TL2. När TL2 passeras, antar signalen 135 åter låg nivå och orsakar att den andra utgångssignalen antar låg nivå vid nästa klockintervall. Vid funktion med den andra polariteten förblir den första utgångssignalen (fig. Se) på låg nivå och, när den andra utgångssignalen (fig.

Sh) har låg nivå, är grindens 122 båda ingångar på låg nivå och dess utgång an- tar hög nivå. När grindens 122 utgång antar hög nivå, sluts omkopplaren 104 och referenskällan 102 med jordförbindelse ansluts till den summerande hopkopplings- punkten 96. När omkopplaren 104 sluts, tillåts IDS att åter passera TL2 i den andra riktningen. Under mellantiden mellan tiderna tl och tg, när efl@F9lflÖ' det är negativt, bibehålls den integrerade differenssignalen i närheten av den andra tröskelnivån TL2.

Omvandlaren 90, som visas i fig. 3, är försedd med tre olika referenskäl- lor, av vilka den andra är en anslutning till mätkretsens gemensamma jordpunkt.

På grund av utformningen av kretselementen, används jordförbindelsen, när den 453 129 13 integrerade differenssignalen ligger i området mellan de första och andra trös- kelnivåerna TL1 och TL2. Det är inte väsentligt, att den andra referenskällan är en förbindelse med jord. Separata positiva och negativa referenskällor kan an- vändas för funktion med respektive polaritet, om så önskas. I sådant fall an- vänds de första och andra referenskällorna för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när produktsignalen Ip här en första polaritet, och separata tredje och fjärde referenskällor används sedan för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när PP°dUkïSl9fiä1efl Ip har den andra polariteten. I praktiken regleras valet av referenskällornas värden av nödvändigheten att bibehålla den integrerade dif- ferenssignalen i närheten av den använda komparatorns tröskelnivå. Referenskäl- lornas storlekar och polariteter är för övrigt endast konstruktionsval.

Att använda referenskällor i omvandlaren 90, vilka innefattar åtminstone en anslutning till en jordpunkt, förbättrar den totala noggrannheten hos de mo- dulerade utgångssignalerna. Medan variationer kan uppträda i de positiva och negativa spänningsreferenskällorna, förblir jordförbindelsen fixerad. Om en av eller båda de positiva och negativa referenskällorna ligger över eller under sitt korrekta värde, kommer ett fel att finnas på en nivå, som är obetydligt längre eller kortare än den skall vara, eftersom under den tid som spänningsro- ferenskällan avger återkopplingssignalen, kommer den att avge något för mycket eller för litet ström. Ju närmare ingångssignalen är jord (noll), ju mindre kom- mer felet att vara. Lika stora referenskällor av olika tecken, såsom de som an- vänds i modulatorns 30 återkopplingssystem, har en större potentiell möjlighet att alstra fel, om det föreligger en missanpassning mellan referensspänningarna V1+ och V1-. Eftersom modulatorns 30 återkopplingssystem alltid kopplar om mel- lan V1+ och V1-, kommer varje fel, som härrör från en missanpassning mellan re- ferensspänningarna, tendera att orsaka att den modulerade utgångssignalen ligger på den ena eller den andra nivån under en inkorrekt tidslängd oberoende av in- gångssignalens storlek. Detta ger inte något problem i fallet med modulatorn 30, eftersom denna modulerar kraftledningens spänningssignal, som i allmänhet endast varierar litet. Noggrannhet behöver därför bara bibehållas i ett smalt område. Omvandlaren 90 erfordrar emellertid större noggrannhet på grund av de stora variationerna i produktsignalen, som representerar kraftledningens effekt.

Av detta skäl har särskiljandet av omvandlarens funktioner mellan effektens po- sitiva och negativa polariteter betydande fördelar. Eftersom endast en polaritet mäts av varje komparator, kan referenskällorna använda en jordanslutning för att ge återkopplingssignalen, vilket förbättrar omvandlarens totala noggrannhet. Den 453 129 14 information, som ges rörande energiflödet vid varje polaritet, är också önsk- värd, eftersom den ger ytterligare data rörande belastningens natur och dennas krav på energi.

De första och andra utgångssignalerna i ledningarna 92 och 144 från om- vandlaren 90 (se fig. 1) kan förändras mellan två nivåer vid omvandlarens klock- intervall. För att åstadkomma lämpliga digitaliserade utgångssignaler, i vilka pulstätheten är proportionell mot energiflödet, finns ett system för att omvand- la utgångssignalerna till pulståg. Med hänvisning till fig. 1 och 5 leds de första och andra utgångssignalerna till första resp. andra OCH-grindar 150 och 152. Den andra ingångssignalen till OCH-grindarna fås från omvandlarens klocka 120. Fig. Sf visar det pulståg, som alstras för energin av den första polarite- ten från OCH-grinden 150. Pulståget har en pulstäthet, som är proportionell mot energiflödets storlek i den ena riktningen i ledningen 10. På samma sätt visar fig. 5i för energiflöde i motsatt riktning ett pulståg för energi av den andra polariteten från OCH-grinden 152. Olika organ är tillgängliga för att behandla de första och andra digitala utgångssignalerna, som visas i fig. Sf resp. 5i.

Det kan t ex vara lämpligt att leda de digitala signalerna till ett räknarorgan för att räkna pulserna av positiv och negativ polaritet. Räknaren kan sedan driva indikatorer eller registrera den totala energiförbrukningen. Räknaren 154 är ett exempel på en sådan indikatoranordning. Om dessutom en styrsignal ges till räknaren 154, kan effektmätningar i lämpliga enheter såsom kW lätt erhållas. Separata avläsningar av energiflödet i varje riktning kan också erhållas.

För att uppnå hög noggrannhet i den beskrivna effektmätningsanordningen över ett stort dynamiskt område är det viktigt, att nollinställningsfelen undanröjs från de aktiva kretselementen. Nollinställningsfel av tillräcklig storlek för att negativt påverka mätningsnoggrannheten finns vanligen i bil-liga operationsförstärkare. Uttrycket spänningens nollinställningsfel definieras allmänt som spänningsskillnaden mellan ett par ingångar till ett aktivt kretselement, såsom en operationsförstärkare, när utgångssignalen är noll. Den är en missanpassning mellan förstärkarens ingångar och uppfinningen avser en metod och en anordning för nollinställningsfelkompensation, som korrigerar en sådan missanpassning.

Fig. 6 visar en anordning för nollinställningfelskompensation anpassad till en enda förstärkare. Den fundamentala principen för systemet för nollin- ställningsfelkompensation innefattar användning av en kondensator eller ett an- nat minneselement, som ansluts till den ena ingången till förstärkaren och sedan 453 129 15 uppladdas till en kompensationsspänning. Det inses, att andra likvärdiga system för att lagra och tillhandahålla en spänning till en förstärkaringång kan använ- das i stället för en kondensator. Operationsförstärkare har ofta mer än två in- gångar och innefattar ibland en eller flera ingångar, som är speciellt utformade för nollinställningsfelkompensation. Föreliggande uppfinning fungerar lika bra för att nollinställningfelkompensera förstärkare som har ytterligare ingångar.

Den ingång, som är avsedd att motta en kompensationsspänning för att korrigera spänningens nollinställningsfel, är den ingång, som kondensatorn är ansluten till. Anordningen för nollinställningsfelkonpemnsation innefattar dessutom organ för att uppladda kondensatorn till en nollinställningsspänning, som i huvudsak utplånar effekten av spänningens nollinställningsfel på den andra förstärkaringången. För enkelhets skull visas endast förstärkaren 70 (fig. 1) i fig. 6, fastän anordningen för nollinställningsfelkompensation enligt föreliggande uppfinning kan i en följd korrigera ett flertal förstärkare, såsom anges nedan.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation av en förstärkare, såsom det år utformat för förstärkaren 70, innefattar ett minneselement för noll- inställningsfelet såsom en kondensator Cl, som är ansluten till en första vald ingång 181 till förstärkaren. En nollinställningskrets 182, som är ansluten via omkopplare till både minneselementet för nollinställningsfelet och den andra valda ingången 183 till förstärkaren 70, finns också anordnad. Nollinställnings- kretsen 182 innefattar en laddningsförstärkare 184, som är förbunden med den andra ingången till förstärkaren 70 via en omkopplare A1. Nollinställnings- kretsen innefattar också ett temporärt minneselement, kondensatorn 186, och en serie omkopplare B, D och E, vilka ansluter kondensatorn 186 till laddnings- förstärkaren 184 såsom beskrivs nedan. Ytterligare omkopplare G1 och H1 förbinder laddningsförstärkaren 184 i en laddningskrets, som anpassar den spänning, som lagras på kondensatorn Cl, Kraftledninsefls Strömßisnfll IM ieas :in försrärkarens 7o inverterande ingång 183, som i det ideala fallet är en virtuell jord. Ett nollinställnings- fel för spänningen i förstärkaren 70 uppträder från början som en Spänning på den inverterande ingången 183. När kondensatorn Cl blir Uppïêddfldi minska" spänningen på den inverterande ingången 183, tills ett tillstånd med virtuell jord uppnås. Skillnaden mellan kompensationsspänningen Vcomp på C1 0Ch det verkliga inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70 benämns en fel- spänning Verror. Det är verror som uppträder på ingången 183. Det är ända- målet med anordningen för nollinställningsfelkompensation enligt föreliggande 453 129 16 uppfinning att minska Verror till ett minimum.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation innefattar styrorgan för att åstadkomma de funktioner, som visas i blocket 190. 1 princip driver styrorganet omkopplare A1, B, D, E, G1 och H1, så att det i följd alstras en serie överförings- och laddningsperioder. Under en startöverföringsperiod är omkopplarna Al, B och D slutna och omkopplarna E, G1 och H1 öppna. Med omkopplaren A1 sluten leds Verror till den icke-inverterande ingången till laddningsförstärkaren 184, som är utformad som en förstärkare med förstärkning lika med 1. Omkopplaren B, som är sluten under ëverföringsperioderna, utgör en återkopplingsförbindelse mellan laddningsförstärkarens 184 utgång 192 och den inverterande ingången 226. En första anslutning 228 till den temporära laddningskondensatorn 186 är också ansluten till den inverterande ingången 226.

Omkopplaren D förbinder, när den är sluten, en andra anslutning 230 hos kondensatorn 186 till en jordpunkt. Sålunda uppträder under överföringsperioden Verror på förstärkarutgången 192 och lagras på den temporära laddnings- kondensatorn 186 tillsammans med laddningsförstärkarens 184 nollinställningsfel för spänningen (VoffSet_Amp 134)- Under en följande laddningsperiod öppnar styrorganet 190 omkopplarna A1, B och D och sluter omkopplarna E, G1 och H1. Detta medför, att kondensatorns 186 andra anslutning 230 frigörs från jordpunkten och ansluts till förstärkarutgång- en 192 i en andra återkopplingsslinga. Resultatet är, att en spänning -Verror uppträder på förstärkarutgången 192. Laddningsförstärkarens 184 inre nollin- ställningsfel för spänningen (V0ffset_Amp 184) upphävs av komponenten -V°ffSet_Amp 184, som är lika stor och har motsatt värde och avges till ut- gången 192 från kondensatorn 186. Den slutna omkopplaren Gl och den öppna om- kopplaren A1 under laddningsperioden leder också spänningen Vcomp på kgnden- satorn Cl för nollinställningsfelet till laddningsförstärkarens 184 icke-in- verterade ingång. Med -Verror på laddningsförstärkarens utgång 192 och Vcomp på dess ingång (under laddningsperioden), uppstår en ström -Ierror genom impe- dansen 224 och omkopplaren H1, som anpassar Vcomp i den riktning, som är nöd~ vändig för att minska Verror under nästa överföringsperiod.

Fig. 7 visar arbetssättet hos anordningen för nollinställningsfel- kompensationen under startförhållanden. Om det antas att spänningen V0ff5et_ Amp 70 representerar spänningens nollinställningsfel mellan förstärkarens 70 ingångar och att laddningen på kondensatorn C1 (vcompl från böríêfl är 0011, är Verror under den första överföringsperioden lika med V0ffSet_Amp 70.

Under den följande laddningsperioden kommer en spänning -Varfor att UPPtfädfi på förstärkarens utgång 192. En ström -Ierrør ieds då tiii kondensatorn 135, H 453 129 vilket ökar Vc0mp:s värde. Spänningen Vcomp på kondensatorn Cl medger att förstärkarens 70 nollinställningsfel i väsentlig grad minskas tills nästa överföringsperiod. Motståndets 224 och kondensatorns C1 värden VälJS. så att de ger en ström -Ierror, som inte i betydande grad förändrar spänningen på kondensatorn C1 under en enda laddningsperiod. Kondensatorn Cl k0mmGP därför inte att bli uppladdad till hela inställningsspänningen under de allra första överförings- och laddningscyklerna. När Vcomp närmar sig VoffSet_Amp 70, blir Verro, allt mindre. Till slut kommer Vepror att närma sig ett stabilt minimivärde, som är tillräckligt för att kompensera läckströmar och andra transienta signaler, som finns i kretsen. Vid denna punkt är nollinställnings- felen väsentligen undanröjda.

Följande överförings- och laddningsperioder kan antingen följa direkt ef- ter föregående överförings- och laddningsperioder eller vara åtskiljda av en tidsfördröjning. I den föredragna utföringsformen, vari ytterligare förstärkare kompenseras för nollinställningsfel med användning av samma nollinställnings- krets 182, är de överförings- och laddningsperioder, som är förknippade med en förstärkare, åtskiljda av förutbestämda tidsintervall. Med hänvisning till fig. 7 VlSêY Häfiffl ÖVePfÖPlfl9SP@Pl°d GH Veppor, som är mindre såsom visas vid 222.

Såsom tidigare lagras Verror först på kondensatorn 186 och uppträder sedan un- der följande laddningsperiod på laddningsförstärkarens utgång 192 som -Verr0r_ Under denna laddningsperiod adderas strömmen -Ierror till laddningen i konden- Sät0Yfl Cl, vilket ytterligare minskar Verrorzs storlek under nästa överfö- ringsperiod. Under följande cykler kommer Vcomp på kondensatorn Cl att flärmfl sig det verkliga nollinställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70, vil- ket minskar Verror till approximativt noll.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation, som beskrivits ovan med avseende på en förstärkare 70, kan likaledes nollinställningsfelkompensera ett flertal förstärkarelement. Fig. 8 visar den föredragna utföringsformen av ett system för nollinställningsfelkompensation, som används för att nollinställ- ningsfelkompensera fem olika förstärkare. De fem förstärkare som skall nollinställningsfelkompenseras av kompensationsorganet hos mätsystemet är följande: strömsignalförstärkaren 70, strömsignalens ínverterande förstärkare 74, den första modulatorns integrerande förstärkare 46, omvandlarens integre- rande förstärkare 108 för en ytterligare integrerande förstärkare 180. Var och en av förstärkarna liknar förstärkaren 70 som diskuterats i samband med fig. 6, genom det att de alla har inverterande ingångar med virtuell jord, till vilka en signal leds. Var och en av dessa förstärkare är försedd med tillhörande minnes- element för nollinställningsfelet, kondensatorerna Cl _ C5. Förstärkarnas 453 129 18 icke-inverterande ingångar är anslutna till laddningsförstärkaren 184 i nollinställningskretsen 182 via tillhörande omkopplare A1 till A5, såsom visas i fig. 8. Omkopplarpar som är ekvivalenta med G1 och H1 i fig. 13, dvs G1 till G5 och H1 till H5, ansluter laddningsförstärkaren 184 till motsvarande minnes- kondensator för nollinställningsfelet hos varje förstärkare.

En enda nollinställningskrets 182 lagrar felspänningen och laddar minnes- kondensatorn för nollinställningsfelet hos varje förstärkare med hjälp av den operationsföljd, som beskrivs nedan. För klarhetens skull är kontrollkretsarna ej visade, vilka styr de olika omkopplarna, som visas i fig. 8. Ett vanligt styrorgan av någon lämplig typ kan användas för att styra omkopplarna i enlighet med det tidsdiagram, som visas i fig. 9. Styrorganet sluter först omkopplarna A1, B och D under en startöverföringsperiod för förstärkaren 70, öppnar sedan omkopplarna A1, D och B och sluter omkopplarna E, G1 och H1 under en laddningsperiod. Styrorganet ger sedan ytterligare på varandra följande överförings- och laddningsperioder för var och en av de andra förstärkarna, som skall nollinställningsfelkompenseras. Efter förstärkarens 70 laddningsperiod börjar förstärkarens 74 överföringsperiod, varvid styrorganet sluter omkopplarna A2, D och B och sedan öppnar dessa omkopplare och sluter omkopplarna E, G2 och H2 under följande laddningsperiod. För förstärkaren 46 sluts omkopplarna A3, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G3 och H3 sluts under laddningsperioden. För förstärkaren 108 sluts omkopplarna A4, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G4 och H4 sluts under laddningsperioden.

Slutligen sluts för förstärkaren 180 omkopplarna A5, B och D under överförings- perioden och omkopplarna E, G5 och H5 sluts under laddningsperioden.

Sedan en laddnings- och omkopplingsperiod har fullbordats för en förstär- kare, lämnas alla de omkopplare öppna, som är förknippade med förstärkaren, dvs omkopplarna A, G och H. Den laddning, som är lagrad på motsvarande minneskon- densator för nollinställningsfelet, kommer att kvarbli, tills styrorganet i följd alstrar en ny laddningsperiod förknippad med den kondensatorn. Fastän någon laddningsurladdning kommer att inträffa, kommer fel beroende på spännings- felen i väsentlig grad minskas för var och en av förstärkarna. Styrorganets arbetsfrekvens för att öppna och sluta omkopplarna, som är förknippade med anordningen för nollinställningsfelkompensationen, är ett konstruktionsval, men kan vara väsentligt långsammare än de klockor, som är förknippade med den tillhörande mätanordningen.

Den beskrivna anordningen för nollinställningsfelkompensation kan användas för att korrigera nollinställningsfel i ett godtyckligt antal förstärkarelement, som är förknippade med ett mätsystem. En enda nollinställningskrets såsom kret- sen 182 kan i följd anslutas till upp till N förstärkarelement och till dessas 453 129 19 förknippade minneselement under en följd av överförings- och laddningsperioder.

En sådan anordning för nollinställningsfelkompensation är ekonomisk och är idealiskt väl lämpad för användning av integrerade CMOS-kretsar, där nollinställningsfel kan utgöra problem. Fastän den har beskrivits i samband med ett mätsystem, kan anordningen för nollinställningsfelkompensation lika väl användas för andra typer av energimätningskretsar, som utnyttjar operationsför- stärkare. En sådan mätkrets kan innefatta t ex ett lämpligt organ för att multiplicera de analoga signalerna, som representerar ström och spänning, liksom en lämplig omvandlare eller filterkrets för att alstra en utgångssignal från produktsignalen. Om det antas, att mätsystemet utnyttjar upp till N förstärkar- element hos dess olika komponenter, kan anordningen för nollinställningsfel- kompensation enligt föreliggande uppfinning väsentligen undanröja nollinställ- ningsfelen på det nedan beskrivna sättet.

De N förstärkarelementen har vart och ett ett flertal ingångar. En första vald ingång till en sådan förstärkare är den ingång, som skall motta en kompensationsspänning avsedd för att korrigera spänningens nollinställningsfel.

Det finns också N minneselement för nollställningsfelen såsom kondensatorer. Ett av de N minneselementen för nollinställningsfelen är anslutet till den första valda ingången till vart och ett av de N förstärkarelementen. Minneselementen för nollinställningsfelen mottar kompensationsspänningar, som i betydande grad reducerar inställningsfelet på en annan ingång till det förstärkarelement, till vilket det är anslutet, varvid den andra ingången betecknas som den andra valda ingången. En skillnad mellan kompensationsspänningen på minneselementet för nollinställningsfelet och förstärkarelementets inställningsfel för spänningen är en felspänning, som uppträder på förstärkarelementets andra valda ingång. En nollinställningskrets, såsom kretsen 182, finns också för kompensa- tionsanordningen. Nollinställningskretsen kan i följd anslutas till vart och ett av de N förstärkarelementen och till de därmed förbunda minneselementen för nollinställningsfelen. I beskrivningen nedan betecknas det förstärkarelement, till vilket nollställningskretsen är ansluten, och innefattande dess tillhörande minneselement, som det utvalda förstärkarelementet. På samma sätt som i den ovan beskrivna anordningen ansluts nollinställningskretsen först till det utvalda förstärkarelementets andra ingång under en återkommande övergångsperiod.

Nollställningskretsen ansluts sedan till minneselementet för nollinställnings- felet, vilket är förbundet med det utvalda förstärkarelementet, under den återkommande laddningsperiod, som följer efter överföringsperioden. Ett styr- system ansluter sedan nollinställningskretsen i följd till de kvarvarande N förstärkarelementen för att förse vart och ett av förstärkarelementen med 453 129 20 överförings- och laddningsperioder. Följden upprepas fortlöpande, varigenom alla förstärkarelement felinställningskompenseras och inställningsfelen i mätsystemet i allt väsentligt undanröjs.

Genom införlivandet av anordningen för nollinställningsfelkompensation, som beskrivits ovan, utför mätanordningen enligt föreliggande uppfinning effektmätning med en hög grad av noggrannhet över ett vidsträckt dynamiskt område. Behovet av relativt dyrbara kalibrerade eller felfria förstärkare undanröjs, vilket gör mätanordningen relativt billig.

Fig. 10 visar en modulatorkrets, som innefattar en alternativ anordning för nollinställningsfelkompensation. Enligt detta utförande är komparatorn 50, som är ett operationsförstärkarelement, försedd med kompensationsorgan för att väsentligen undanröja varje inställningsfel, som resulterar från ett inställningsfel för spänningen mellan förstärkarens ingångar 306 och 308. Som beskrivits ovan definieras spänningens inställningsfel allmänt som den spänning, som erfordras mellan en förstärkares ingångar för att ge en utsignal av värdet noll. I det ideala fallet är spänningens inställningsfel noll, men i de flesta reella operationsförstärkare finns vanligen ett inställningsfel av okänt värde.

Enligt föreliggande uppfinning är ett första minneselement, såsom en kondensator 302, anslutet till en av förstärkarens ingångar, och en inställningsspänning, som väsentligen är lika stor som inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren, lagras på minneselementet för att kompensera spänningens inställningsfel. I det exempel, som visas i fig. 10, är kondensatorn 302 belägen i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och förstärkarens inverterande ingång 306. Det inses, att kondensatorn 302 liksom kondensatorn 44 och de andra minneselement som används i utföringsformerna nedan, representerar en typ av minneselement som kan användas, och att andra typer kretselement, såsom register med DA-omvandlare och liknande, kan användas som de olika minneselementen i föreliggande uppfinning.

Systemet för nollinställningsfelkompensation innefattar också en återkopp- lingsslinga 300, som med återkommande intervall ansluts omkring förstärkaren 50 mellan den inverterande ingången 306 och förstärkarens utgång via en omkopplare C. När omkopplaren C är sluten, uppträder spänningens inställningsfel med låg impedans på ingången 306. För att lagra den spänning, som alstras av återkopp- lingsslingan på kondensatorn 302, finns omkopplare A och B, som bryter förbin- delsen mellan kondensatorns ena anslutning och den summerande hopkopplingspunk- ten 36 och förbinder den med en gemensam jordpunkt 305.

Organet för att styra anordningen för nollinställningsfelkompensation i 453 129 21 fig. 10 är en klocka S6, och fig. 11 visar styrfunktionen. Den bistabila kretsen 52 klockar på framflanken till varje klockcykel, såsom anges med pilarna 312. Varje uppåtgående puls representerar en klockpuls. Precis när klocksignalen börjar att gå från låg nivå till hög nivå, är omkopplarna B och C öppna och omkopplaren A sluten, vilket innebär att återkopplingsslingan kring förstärkaren 50 inte är inkopplad och att kondensatorn 302 är ansluten till den summerande hopkopplingspunkten 36. Så snart som klockpulsen börjar, kopplas omkopplarna B och C på och omkopplaren A kopplas från, vilket inkopplar återkopplingsslingan kring förstärkaren och ansluter kondensatorns 302 ena anslutning till jordpunkten. Under denna period, som benämns nollinställningsperioden, uppträder förstärkarens 50 nollinställningsfel för spänningen +V0ffSet på ingången 305, Eftersom kondensatorn 302 är ansluten mellan ingången 306 och jord, lagras Sßäflnlfigefl +V°ffSet på kondensatorn. Under den sista hälften av varje klockcykel, som benämns mätperioden, kopplas omkopplarna B och C åter från och omkopplaren A kopplas på. Med den icke-inverterande ingången 308 ansluten till jord är felet på den inverterande ingången 306 det negativa värdet av Spänflinssfelet -V°ff5et. Föijaktiigen är den signai, som jämförs ma komparatorns 50 tröskelnivå, när A är sluten och B och ß är öppna, spänningen vid hopkopplingspunkten 306, dvs den integrerade differenssignalen plus Voffset plus ~VoffSet. Komparatorns 50 nollinställningsfel för spänningen upphävs därför, och det fel, som detta annars skulle ge vid tröskelmätningen, undanröjs i allt väsentligt.

Ett annat utförande av en modulator, som utnyttjar en anordning för nollinställningsfelkompensation, visas i fig. 12. Enligt detta utförande har Emätorgan 298 första och andra förstärkarelement 328 resp 336, som fungerar som komparatorer och växelvis ansluts mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och den bistabila kretsen 52. Den första förstärkaren 328 är försedd med en inkopplingsbar återkopplingsslinga 324, som förbinder utgången 330 med den inverterande ingången 326 via omkopplaren D. Ett första minneselement i form av en kondensator 316 är anslutet i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och den inverterande ingången 320 via omkopplaren E. En ledning finns mellan kondensatorns 316 ena anslutning 318 och jord via omkopplaren F. Det andra förstärkarelementet 336 innefattar också en inkopplingsbar återkopplingsslinga 332, som förbinder utgången 338 och den inverterande ingången 334 via omkopplaren G, och ett minneselement, såsom en kondensator 320, finns i den elektriska ledningen mellan den inverterande ingången 334 och den summerande hopkopplingspunkten 36 via omkopplaren H. En anslutning finns via omkopplaren J mellan kondensatorns 320 ena anslutning 322 och jord. 453 129 22 Utförandet enligt fig. 12 är konstruerat för att ge två parallella noll- inställningskompenserade komparatorkretsar för att mäta den integrerade diffe- renssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 36. När omkopplarna E och K är slutna, avger det första förstärkarelementet den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och när omkopplarna H och L är slutna, avger det andra förstärkarelementet 335 den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52.

Genom att sluta omkopplarna E, G, J och K och öppna omkopplarna D, F, H och L, är det första förstärkarelementet 328 i mättillstånd och avger styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och det andra förstärkarelementet 336 är i ett nollin- ställningstillstånd, i vilket förstärkarelementets 336 nollinställningsfel för spänningen lagras på kondensatorn 320. Lagring av Voffset på kondensatorerna 316 och 320 åstadkommas på exakt samma sätt som för förstärkarelementet 50 och kondensatorn 302 i utförandet i fig. 10. Genom att omkasta läget hos alla om- kopplarna, dvs sluta omkopplarna D, F, H och L och öppna omkopplarna E, G, J och K, antar förstärkaren 328 nollinställningstillstånd och förstärkaren 336 mättillstånd, i vilket den integrerade differenssignalen vid den summerande hop- kopplingspunkten 336 avges till den inverterande ingången 334 via kondensatorn 320, varigenom den kompenseras för förstärkarens 336 nollinställningsfel för spänningen och ger en felfri första styrsignal till den bistabila kretsens 52 D- ingång.

En fördel hos utförandet, som visas i fig. 12, jämfört med det som visas i fig. 10, är att en nollinställningsfelkompenserad förstärkare i mättillstånd är tillgänglig vid alla tidpunkter. Dessutom inträffar omkoppling nellan mät- och nollinställningstillstånd i utförandet enligt fig. 10 vid klockans 56 klockfrek- vens. Om provtagningsfrekvensen, som den bestäms av klockans 56 frekvens, är tillräckligt hög, kommer förstärkarelementen, som fungerar som komperatorer, in- te att kunna stabiliseras efter varje nollinställningsperiod och fel kommer att införas. Utförandet i fig. 12, som använder vanlig styrlogik för att driva om- kopplarna D, E, F, G, H, J och L, vilka representeras av elementet 340, kan drivas vid en frekvens, som är skild från klockans 56. En vanlig frekvensdel- ningskrets kan t ex användas för att minska styroperationernas frekvens.

För att säkerställa att tillräcklig tid finns för att förstärkarna i ut- förandet i fig. 12 skall stabiliseras efter varje nollinställningsperiod, ut- sträcker styrlogiken 340, som fungerar som styrorgan för att driva omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L, mätperioden för varje förstärkarelement, vilket med- ger tid för stabilisering. Fig. 13 visar tidsschemat för styrning av omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L med hjälp av styrlogiken 340. Omkopplarna K och L, som ansluter utgångarna från det första resp det andra förstärkarelementet till 453 129 23 den bistabila kretsen 52, drivs ej i fas i förhållande till varandra. Omkoppla- ren K är i påläge under halva tiden och i frånläge under halva tiden och omkopp- laren L är i frånläge, när K är i påläge, och omvänt. Utöver att styra de om- kopplare, som ansluter förstärkarna till den bistabila kretsen 52, styr styrlo- giken 340 också de omkopplare, som bestämmer förstärkarnas 328 och 336 nollin- ställnings- och mätperioder. Omkopplarna D, E och F fungerar så, att de inkopp- lar en återkopplingsslinga kring förstärkaren 328 och ansluter kondensatorns 316 ena anslutning till Jord på exakt samma sätt som i utförandet i fig. 10. Omkopp- larna G, H och J utför samma funktion för förstärkaren 336. Såsom kan ses i fig. 13 är vardera förstärkarelementets nollställnings- och mätperioder inte av samma varaktighet. Den första förstärkarens 328 nollställningsperiod börjar exempelvis, när omkopplaren K kopplas från, och slutar, innan omkopplaren K åter kopplas på. På liknande sätt börjar den andra förstärkarens 336 nollinställ- ningsperiod, när omkopplaren L kopplas från, och slutar, innan omkopplaren L åter kopplas på. Följdaktligen är varje förstärkares nollinställningsperiod kortare än mätperioden och skillnaden är ett förutbestämt intervall. Detta är avsett att möjliggöra en stabiliseringstid för förstärkarna, innan de åter blir anslutna till den bistabila kretsen 52.

Det bör observeras att, förutom att medge extra tid för förstärkarstabi- lisering innan antingen den första eller den andra förstärkaren ansluts till den bistabila kretsen, fungerar styrlogiken 340 i sig själv långsammare än klockan 56. Som kan ses i fig. 13 drivs klocksignalen, som inte ritad i riktig skala, med en väsentligt högre frekvens än någon av omkopplarna i fig. 12. Styrlogiken 340 innefattar företrädesevis en frekvensdelningskrets för detta ändamål. Ut- förandet, som visas i fig. 12, kan sålunda använda en klocka av relativt hög frekvens, t ex 10 kHz, för att medge en ofta återkommande provtagning på mätvär- det och för en relativt hög upplösning, medan nollinställningen och kompensatio- nen av förstärkarelementen sker vid en tillräckligt låg frekvens för att minime- ra de fel, som beror på ett långsamt förstärkarsvar.

Metoden, såsom den utförs av utföringsformen i fig. 12, innefattar ett ytterligare steg i mätsteget för att koppla om mellan de första och andra förstärkarelementen 328 resp 336. Kompensationssteget innefattar mätning med det första förstärkarelementet och nollinställning av det andra förstärkarelementet och sedan mätning med det andra förstärkarelementet och nollinställning av den andra förstärkarelementet i en kontinuerlig följd, så att åtminstone ett av de felinställningskompenserade förstärkarelementen vid alla tidpunkter är anslutet till den summerande hopkopplingspunkten. Enligt metoden kan nollinställnings- 453 129 24 och mätperioderna vara olika och företrädesvis långsammare än klockintervallen.

Dessutom är nollinställningsperioderna kortare än mätperioderna för varje förstärkarelement i enlighet med tidsdiagrammet i fig. 13. Ett förstärkar- elements mätperiod påbörjas före slutet av det andra förstärkarelementets mätperiod, så att varje fel elimineras, som beror på ett långsamt komparator- svar från det första förstärkarelementet, när detta från början omkopplas från nollinställning till mätning.

Claims (8)

zs e 453 129 Patentkrav

1. Metod för att nollinställningsfelkompensera ett flertal förstärkarele- ment (70;70,74,108,46,180;50;328,336) innefattande N förstärkarelement, vilka vart och ett har ett flertal ingångar (181,188;306,308), för att väsentligen un- danröja fel beroende på spänningens nollinställningsfel mellan valda ingångar till vart och ett av förstärkarelementen, k ä n n e t e c k n a d av att meto- den använder en nollinställningskrets (182) för mätning av en spänning och för att alstra en ström som är proportionell mot spänningen, varvid varje förstär- karelement med en första ingång (l81;306;326,334) är anslutet till ett minnes- element (C1;C1,C2,C4,C3,C5;3l6,320), på vilket en kompensationsspän- ning (Vcomp) lagras för att väsentligen korrigera varje nollinställningsfel för spänningen på en andra ingång (l83;308) till förstärkarelementet, och varvid varje skillnad mellan kompensationsspänningen (Vcomp) på míHn8Sê1emeflt@t OCH förstärkarelementets nollinställningsfel för spänningen är en felspänning (verror), som uppträder på den andra ingången (l83;308), och att metoden inne- fattar stegen att i följd ansluta nollinställningskretsen (182) till vart och ett av de N förstärkarelementen och till de därmed förbunda minneselementen för att nollinställningsfelkompensera varje valt förstärkarelement i följd, varvid nollinställningskretsen (182) först ansluts till det valda förstärkarelementets andra ingång (183;308) under en periodiskt återkommande överföringsperiod för att bestämma felspänningen, nollinställningskretsen (182) sedan ansluts till det minneselement, som är förbundet med det valda förstärkarelementets första ingång (18l;306;326,334), under en periodiskt återkommande ladddningsperiod, vilken följer efter överföringsperioden, för att anpassa laddningen på minneselementet under laddningsperioden, så att felspänningen under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarelement minskas, och att metoden innefattar stegen att i följd förse vart och ett av de N förstärkarelementen med överförings- och ladd- ningsperioder i en kontinuerlig cykel. (fig. 1,6,8,10,12)

2. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nollinställnings- kretsen (182) innefattar en laddningsförstärkare (184) och ett temporärt minnes- element (186) med första (228) och andra (230) anslutningar, varvid metoden dessutom innefattar stegen att ansluta en ingång till laddningsförstärkaren (184) till det valda förstärkarelementets andra ingång och att ansluta det tem- porära minneselementets (186) första anslutning (228) till en återkopplings- slinga mellan en ingång (226) till och en utgång från laddningsförstärkaren (184) under varje överföringsperiod, och att samtidigt ansluta det temporära minneselementets (186) andra anslutning (230),till en gemensam jordpunkt under överföringsperioden, så att felspänningen (Verror) överförs via iaddningsför- 453 129 26 stärkaren (184) till det temporära minneselementet (186), och att sedan avbryta förbindelsen mellan den andra anslutningen och den gemensamma jordpunkten och att ansluta den andra anslutningen till laddningsförstärkarens utgång under föl- jande laddningsperiod, varigenom en spänning, som är proportionell mot felspän- ningen, uppträder på utgången från laddningsförstärkaren under laddningsperio- den. (fig. 6)

3. Metod enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av att den ytterligare innefattar att under varje laddningsperiod ansluta laddningsförstärkarens (184) Utgång till minneselementet (Cl) för nollinställning, så att en ström (lerror) leds till minneselementet, vilken är proportionell mot felspänningen, för att härigenom anpassa spänningen på minneselementet i en riktning, som mins- kar felspänningen under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarelemen- tet. (fig. 6)

4. Anordning för nollinställningsfelkompensation av ett flertal förstär- karelement (70;70,74,l08,46,180;328,336) innefattande N förstärkarelement, vilka vart och ett har ett flertal ingångar (181,183;306,308), varvid anordningen är avsedd att väsentligen undanröja fel beroende på spänningens nollinställningsfel mellan valda ingångar till vart och ett av förstärkarelementen, k ä n n e- t e c k n a d av att den innefattar N minneselement (C1;C1,C2,C4,C3, C5;3l6,320), som är anslutna till de N förstärkarelementen, så att ett minnes- element är anslutet till en vald första ingång (181;306;326,334) till varje för- stärkarelement, varvid minneselementen är avsedda att motta en kompensations- spänning (Vcomp), som i väsentlig grad minskar nollinställningsfelet på en vald andra ingång (l83;308) till det förbundna förstärkarelementet, och varvid varje skillnad mellan kompensationsspänningen (vcomp) och förstärkarelementets nollinställningsfel för spänningen uppträder som en felspänning (verror) på den andra ingången (l83;308), och att den innefattar en nollinställningskrets (182), som i följd kan anslutas till vart och ett av de N förstärkarelementen och till det minneselement, som är förbundet därmed, så att varje förstärkarele- ment i följd blir det valda förstärkarelement, som blir nollinställningsfelkom- penserat, varvid nollinställningskretsen (182) först ansluts till en andra in- gång till ett valt förstärkarelement under en periodiskt återkommande överfö- ringsperiod för att bestämma felspänningen och sedan ansluts till det minnesele- ment, vilket är anslutet till det valda förstärkarelementets första ingång, för att överföra laddning till minneselementet under en periodiskt återkommande ladddningsperiod, som följer efter öveföringsperioden, varvid anordningen för nollinställningsfelkompensation vidare innefattar organ fi9@ för att i följd för- se vart och ett av de N förstärkarelementen med överförings- och laddningsperio- 27 453 129 der, så att nollinställningsfelen på den andra ingången väsentligen undanröjs. (fig. 1,s,s,1o,12)

5. Anordning för nollinställningsfelkompensation enligt krav 4, k ä n- n e t e c k n a d av att nollinställningskretsen (182) innefattar en laddnings- förstärkare (184), ett temporärt minneselement (186), som är anslutet till ladd- ningsförstärkaren (184), och organ för att överföra felspänningen (Verror) från det valda förstärkarelementets andra ingång via laddningsförstärkaren till det temporära minneselementet under överföringsperioden. (fig. 6)

6. Anordning för nollinställningsfelkompensation enligt krav 4, k ä n- n e t e c k n a d av att det temporära minneselementet (186) innefattar första (228) och andra (230) anslutningar och att den innefattar organ för att ansluta det temporära minneselementets (186) första anslutning (228) till en återkopp- lingsslinga mellan en ingång (226) till och en utgång från ladddningsförstärka- ren (184) och för att ansluta det temporära minneselementets (186) andra anslut- ning till en gemensam jordpunkt under varje överföringsperiod, så att felspän- ningen (verrorl överförs till det temporära minneselementet (186), och inne- fattar organ (D,E) för att avbryta förbindelsen mellan den andra anslutningen och den gemensamma jordpunkten och för att ansluta den andra anslutningen till laddningsförstärkarens utgång under varje följande laddningsperiod, så att en spänning, som är proportionell mot det valda förstärkarelementets felspänning, uppträder på laddningsförstärkarens utgång under laddningsperioden. (fig. 6)

7. Anordning för nollinställningsfelkompensation enligt krav 6, k ä n- n e t e c k n a d av att den ytterligare innefattar organ för att ansluta ladd- ningsförstärkaren (186) utgång till det minneselement (Cl) för nollinställ- ningsfelet, som är anslutet till det valda förstärkarelementet, under varje laddningsperiod, så att en ström (lerrorl leds till minneselementet, vilken ström (lerror) är proportionell mot det valda förstärkarelementets spännings- fel, för att härigenom anpassa spänningen på minneselementet i en riktning, som minskar felspänningen under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarele- mentet. (fig. 6)

8. Användning av metoden och anordningen för nollinställningsfel- kompensation enligt något av kraver: 1-7 vid en anordning för att mäta elektrisk effekt, som överförs i en ledning (10).