SE453129B

SE453129B - METHOD AND DEVICE FOR ZERO ERROR COMPENSATION AND USE OF IT

Info

Publication number: SE453129B
Application number: SE8504813A
Authority: SE
Inventors: M A Robinton; A H Starkie
Original assignee: Robinton Prod Inc
Priority date: 1983-08-01
Filing date: 1985-10-16
Publication date: 1988-01-11
Also published as: DE3448183C2; SE8504815D0; DE3490349T1; GB2178177A; SE452516B; GB8620428D0; FR2555379A1; GB2178260B; SE8504816D0; SE8504816L; SE8504814D0; GB8507289D0; FR2555318A1; DE3448182C2; SE8504813D0; GB8620429D0; GB2154329B; FR2555318B1; WO1985000711A1; IT1176528B

Description

453 129 (ström eller spänning) och varierar i bredd i överensstämmelse med det andra analoga värdet. Ett lågpassfilter utvinner likströmskomponenten från produktsig- nalen, vilken är proportionell mot effektförbrukningen. Det skulle vara fördel- aktigt att ha ett mätsystem av hög noggrannhet, som är elektroniskt och som kan ge energiavläsningar fortlöpande både i kWh och VARS eller Q till lägsta möjliga kostnad. Det skulle också vara fördelaktigt, om ett sådant mätsystem separat kunde mäta nettoenergiflödet i varje riktning. Mätsystemet borde också vara vä- sentligen fritt från fel beroende på nollinställningsfel för spänningarna ("spännings-offsets") i de aktiva kretselementen. Systemet borde därför med stor fördel innefatta ett system för nollinställningsfelkompensation, som på ett eko- nomiskt sätt kan kompensera fel i ett flertal förstärkarelement. 453 129 (current or voltage) and varies in width according to the other analog value. A low-pass filter extracts the DC component from the product which is proportional to the power consumption. It would be beneficial to have a measurement system of high accuracy, which is electronic and which can provide energy readings continuously in both kWh and VARS or Q to the lowest possible cost. It would also be advantageous, if such a measurement system separately could measure the net energy flow in each direction. The measuring system should also be literally free from faults due to zero setting errors for the voltages ("voltage offsets") in the active circuit elements. The system should therefore be large advantage include a zero-setting error compensation system, which on an eco- can compensate for errors in a plurality of amplifier elements.

Anordningen och metoden för nollinställningsfelkompensation enligt uppfinningen är således särskilt lämpade för användning vid en metod och en anordning för att mäta elektrisk energi som flyter i en ledning. Denna effekt- mätningsanordning innefattar organ för att övervaka ström- och spänningssignaler i ledningen. En första signalomvandlare ger en första analog signal, som är proportionell mot en av ström-och spänningssignalerna, och en andra signalom- vandlare ger en andra analog signal, som är proportionell mot den andra av ström- och spänningssignalerna. En modulator modulerar en av de analoga signalerna, så att en första modulerad signal framställs, vilken kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda första klockintervall, så att den första modulerade signalen har en genomsnittsnivå, som över ett tillräckligt tidsintervall är proportionell mot den valda analoga signalen. Första multiplikationsorgan finns för att styra den andra analoga signalen som svar på förändringar i den första modulerade signalens nivå, så att de analoga signalerna multipliceras med varandra och så att en produktsignal framställs, som är proportionell mot den energi, som överförs i ledningen. En omvandlare omvandlar sedan produktsignalen till en första utgångssignal, som i den föredragna utföringsformen kan förändras mellan två nivåer vid förutbestämda klockintervall på ett sätt som är proportionellt mot produktsignalen och mot energin som överförs i ledningen.The device and the method of zero - setting error compensation according to the invention are thus particularly suitable for use in a method and a device for measuring electrical energy flowing in a line. This effect measuring device comprises means for monitoring current and voltage signals in the lead. A first signal converter provides a first analog signal, which is proportional to one of the current and voltage signals, and a second signal converters give a second analog signal, which is proportional to the other of the current and voltage signals. A modulator modulates one of the analog ones the signals, so that a first modulated signal is produced, which can be changed between two levels at predetermined first clock intervals, so that the first The modulated signal has an average level, which is above a sufficient time interval is proportional to the selected analog signal. First multiplier means are provided for controlling the second analog signal in response changes in the level of the first modulated signal, so that the analog the signals are multiplied by each other and so that a product signal is produced, which is proportional to the energy transmitted in the line. A converter then converts the product signal to a first output signal, as in it preferred embodiment can be changed between two levels at predetermined ones clock interval in a manner proportional to the product signal and to the energy transferred in the line.

Uppfinningen skall nu närmare beskrivas med hänvisning till de bifogade ritningarna, i vilka: 's 453 129 Fig. 1 är ett schematiskt blockschema för en mätanordning för att mäta energin i en ledning, vid vilken anordning uppfinningen är avsedd att användas.The invention will now be described in more detail with reference to the accompanying the drawings, in which: 's 453 129 Fig. 1 is a schematic block diagram of a measuring device for measuring the energy in a line, in which device the invention is intended to be used.

Fig. 2 är ett schematiskt kretsschema för den första modulatordelen av mätanordningen visad i fig. 1.Fig. 2 is a schematic circuit diagram of the first modulator part of the measuring device shown in Fig. 1.

Fig. 3 är ett schematiskt kretsschema för den första omvandlardelen för utgångssignalen i mätanordningen visad i fig. 1.Fig. 3 is a schematic circuit diagram of the first converter part for the output signal in the measuring device shown in Fig. 1.

Fig. 4 är en serie av diagram,vilka betecknas såsom fig. 4a-4g och vilka visar vissa valda inre signaler och utgångssignaler, som alstras, när mätanord- ningen enligt fig. 1-3 är i funktion.Fig. 4 is a series of diagrams, which are designated as Figs. 4a-4g and which shows certain selected internal signals and output signals, which are generated when measuring the operation according to Figs. 1-3 is in operation.

Fig. 5 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 5a-Si och vilka vi- sar vissa inre signaler och utgångssignaler, som alstras av omvandlaren i fig. 3 vid mätning av signaler av olika polaritet.Fig. 5 is a series of diagrams, which are designated as Figs. 5a-Si and which certain internal and output signals generated by the converter in Fig. 3 when measuring signals of different polarity.

Fig. 6 är ett schematiskt kretsschema för en kompensationsanordning för spänningarnas nollinställningsfel enligt föreliggande uppfinning.Fig. 6 is a schematic circuit diagram of a compensation device for the zero setting error of the voltages according to the present invention.

Fig. 7 är ett diagram över förändringen i felspänning, som alstras av kom- pensationsanordningen i fig. 13.Fig. 7 is a graph of the change in fault voltage generated by comm. the pension device of Fig. 13.

Fig. 8 är ett schematiskt kretsschema för en kompensationsanordning för spänningarnas nollinställningsfel av den typ som visas i fig. 6 för en full- ständig effektmätningsanordning.Fig. 8 is a schematic circuit diagram of a compensation device for the zero setting error of the voltages of the type shown in Fig. 6 for a full constant power measuring device.

Fig. 9 är ett tidsdiagram, som illustrerar funktionen hos anordningen för nollinställningskompensation i fig. 8.Fig. 9 is a timing chart illustrating the operation of the device for zero setting compensation in Fig. 8.

Fig. 10 visaren modulator med en kompensationsanordning för spän- ningarnas nollinställningsfel enligt en alternativ utföringsform.Fig. 10 shows the modulator with a compensation device for voltage zero setting error according to an alternative embodiment.

Fig. 11 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av kom- pensationsanordningen för spänningarnas nollinställningsfel i fig. 10.Fig. 11 is a timing diagram showing the control signals for driving the commutator. the voltage device for the zero setting error of the voltages in Fig. 10.

Fig. 12 är en alternativ utföringsform av en modulator för användning i mätanordningen i fig. 1, som innefattar kompensationskretsar för spänningarnas nollinställningsfel.Fig. 12 is an alternative embodiment of a modulator for use in the measuring device in Fig. 1, which comprises compensation circuits for the voltages reset error.

Fig. 13 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av an- ordningen för nollinställningsfelkompensation i fig. 12.Fig. 13 is a timing chart showing the control signals for driving the the zero setting error compensation scheme of Fig. 12.

Med hänvisning till fig. 1 visas schematiskt den mätanorning, vid vilken föreliggande uppfinning särskilt är avsedd att användas, som ett organ för att mäta den elektriska energi, som överförs i en ledning 10 från en källa 12 till en belastning 14. Strömmen i ledningen 10 betecknas allmänt IL 0Ch 5Pä"ﬂl"9@n 453 129 VL. Systemet innefattar ett organ för övervakning och behandling av signalerna såsom transformatorer 16 och 18 för att övervaka VL resp IL- Tränsformatorn 16, som betecknas det första signalorganet, alstrar i ledningen 20 en första analog signal IA1, som är proportionell mot VL- Transfórmatorn 18, som betecknas det andra signalorganet, alstrar i ledningen 22 en andra analog signal IA2, som är proportionell mot IL. En parallellresistans 24 är ansluten över transformatorns 18 sekundärlindning, genom vilken det mesta av strömmen i ledningen 22 passerar. Parallellresistansen 24 utgör en strömväg av låg impedans och kan väljas så att den styr strömsignalens IÃ2_Fpt¿l¿ variationsgmråde på ledningen 22.Referring to Fig. 1, the measuring device at which the present invention is particularly intended to be used, as a means of measure the electrical energy transmitted in a line 10 from a source 12 to a load 14. The current in line 10 is generally denoted IL 0Ch 5Pä "ﬂ l" 9 @ n 453 129 VL. The system includes a means for monitoring and processing the signals such as transformers 16 and 18 to monitor the VL and IL transformers, respectively 16, designated the first signal means, generates in the line 20 a first analog signal IA1, which is proportional to the VL Transformer 18, which designated the second signal means, generates in the line 22 a second analog signal IA2, which is proportional to IL. A parallel resistor 24 is connected across the secondary winding of the transformer 18, through which most of the current in line 22 passes. The parallel resistor 24 is a low impedance current path and can be selected to control the range of variation of the current signal IÃ2_Fpt¿l¿ the line 22.

Mätanordningen verkar så, att de första och andra analoga signalerna 1Al och 1A2 multipliceras med varandra, vilka passerar längs ledningarna 20 resp 22, och att sedan den multiplicerade produktsignalen omvandlas till en lämplig digital form. I stora drag åstadkoms detta genom att modulera en av signalerna och sedan styra eller koppla om den andra signalen, så att en sammansatt signal eller produktsignal erhålls, vars genomsnittsvärde är proportionellt mot effekten. Det inses av fackmannen, att antingen strömmen eller spänningen kan moduleras och att den resulterande modulerade signalen kan användas för att styra den andra analoga signalen för att alstra produkt- signalen. Således kan valet av den första och andra analogiska signalen som spännings- resp strömsignal omkastas, utan att man förändrar det fundamentala verkningssättet hos mätkretsen som visas i fig. 1. På samma sätt kan valet av de första och andra signalövervakarna likaledes omkastas.The measuring device operates so that the first and second analog signals 1A1 and 1A2 are multiplied by each other, which pass along the lines 20 and 22, and that then the multiplied product signal is converted to a appropriate digital form. Broadly speaking, this is accomplished by modulating one of the signals and then control or switch the other signal so that one composite signal or product signal is obtained, the average value of which is proportional to the effect. It will be appreciated by those skilled in the art, that either the current or the voltage can be modulated and that the resulting modulated signal can be used to control the second analog signal to generate product the signal. Thus, the selection of the first and second analog signals such as voltage or current signal is reversed, without changing the fundamental the mode of operation of the measuring circuit shown in Fig. 1. Similarly, the selection of the the first and second signal monitors are likewise reversed.

Mätanordningen innehåller ett multiplikationsorgan för att multiplicera signalerna IA1 och IAZ med varandra för att alstra en produktsignal, som är proportionell mot den energi, som överförs genom ledningen. För att åstadkomma den nödvändiga multiplikationen leds spänningssignalen IA1 först till en första modulatorkrets 30. Modulatorn 30 utgör ett modulationsorgan för att omvandla den analoga spänningssignalen IAl till en första modulerad signal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda klockintervall. Enligt principerna för delta-minus-sigma-modulering har den första modulerade utsignalen en genomsnittsnivå över ett tillräckligt långt tidsintervall, vilken nivå är proportionell mot den första analoga signalen, som inkomer till modulatoringången 32.The measuring device contains a multiplying means for multiplying the signals IA1 and IAZ with each other to generate a product signal, which is proportional to the energy transmitted through the line. To achieve the necessary multiplication, the voltage signal IA1 is first conducted to one first modulator circuit 30. The modulator 30 constitutes a modulation means for converting the analog voltage signal IA1 to a first modulated signal, which can be changed between two levels at predetermined clock intervals. According to the principles of delta-minus-sigma modulation have the first modulated the output signal an average level over a sufficiently long time interval, which level is proportional to the first analog signal received the modulator input 32.

Med hänvisning till fig. 2 inkommer den analoga (spännings-lsignalen IAI till en summerande hopkopplingspunkt 36 via en impedans 38. Modulatorn 30 inne- fattar modulatoråterkopplingsorgan för att alstra en återkopplingssignal IF, 453 129 som också leds till den summerande hopkopplingspunkten 36. IF styrs av module- torns utgångssignal, som benämns den första modulerade signalen och som uppträ- der i ledningen 34. Den ena eller den andra av ett par referenskällor V1+ och V1- förbinds omväxlande med den summerande hopkopplingspunkten 36 via en impedans 40 som svar på nivån hos den första modulerade signalen. Ãterkopplings- signalen 1; kopplar om mellan den positiva och den negativa referenskällan på ett sätt, som tidsmässigt balanserar den första analoga signalen IÅ1, De momentana skillnaderna mellan IF och den första analoga signalen resulterar i en dlffefensslgﬂﬂl Idfff från den summerande hopkopplingspunkten 36. Den momentana skillnaden mellan ingångssignalen och återkopplingssignalen, dvs Idiff, integreras och mäts av modulatorns mätkrets 42. Mätkretsen 42 innefattar en aktiv integrator, som har en kapacitans 44 som återkopplingselement för en inverterande operationsförstärkare 46. Signalen från förstärkarens utgång 48 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på P01äFlïêï@ﬂ GV Idiff. Den integrerade signalen på 48 jämförs med en tröskelnivå för modulatorn med hjälp av en komparator 50, som intar hög nivå, när signalen är ovanför modulatorns tröskelnivå, och låg nivå, när signalen är under modulatorns tröskelnivå.Referring to Fig. 2, the analog (voltage signal IAI) is received to a summing connection point 36 via an impedance 38. The modulator 30 contains means modulator feedback means for generating a feedback signal IF, 453 129 which is also led to the summing interconnection point 36. IF is controlled by the module tower output signal, which is called the first modulated signal and which occurs in line 34. One or the other of a pair of reference sources V1 + and V1- is alternately connected to the summing interconnection point 36 via a impedance 40 in response to the level of the first modulated signal. Feedback signal 1; switches between the positive and the negative reference source on a method which time-balances the first analog signal IÅ1, De the instantaneous differences between IF and the first analog signal result in a dlffefensslg ﬂﬂ l Idfff from the summing interconnection point 36. The instantaneous difference between the input signal and the feedback signal, ie Idiff, integrated and measured by the modulator's measuring circuit 42. The measuring circuit 42 comprises an active integrator, which has a capacitance 44 which feedback element for an inverting operational amplifier 46. The signal from the output 48 of the amplifier rises monotonically upwards or downwards depending on P01äFlïêï @ ﬂ GV Idiff. The integrated signal of 48 is compared with one threshold level of the modulator by means of a comparator 50, which occupies a high level, when the signal is above the modulator threshold level, and low level, when the signal is below the threshold level of the modulator.

Utgångssignalen från komparatorn 50 leds till D-ingången till en bistabil krets 52 i modulatorn. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen S2 är den första modulerade signalen. Den bistabila kretsen 52 ändrar tillstånd endast vid förutbestämda första klockintervall, som bestäms av en yttre klocka. En lämplig klocka för detta ändamål utgörs av en konventionell oscillator 54 och en frek- vensdelningskrets 56, som visas i fig. 1 och 2. För enkelhetens skull kommer tidsintervallet mellan impulser, som alstrats av frekvensdelaren 56, att beteck- nas som de första klockintervallen. Den bistabila kretsen 52 har en Q-utgångs- signal såväl som en Q-utgångssignal, där Q är inversen till Q. Både Q- och Q-ut- gångarna används för att styra återkopplingssignalen IF genom att påverka ett par omkopplare 58 resp. 60. Eftersom Q och Q är inverser till varandra, beteck- nas endast Q-utgångssignalen som den första modulerade signalen. Det inses emel- lertid, att både Q- och Q-utgångssignalerna innehåller den information, som av- ses med uttrycket “den första modulerade signalen", och att ledningen 34 beteck- nar de ledningar, som överför både Q- och Q-signalerna.The output signal from the comparator 50 is routed to the D input of a bistable circuit 52 in the modulator. The Q output signal from the bistable circuit S2 is it first modulated signal. The bistable circuit 52 changes state only at predetermined first clock intervals, which are determined by an external clock. A suitable clock for this purpose consists of a conventional oscillator 54 and a frequency circuit division 56, shown in Figs. 1 and 2. For the sake of simplicity the time interval between pulses generated by the frequency divider 56 to be denoted nas as the first clock intervals. The bistable circuit 52 has a Q output signal as well as a Q output signal, where Q is the inverse of Q. Both Q and Q outputs the passages are used to control the feedback signal IF by influencing one pair of switches 58 resp. 60. Since Q and Q are inverse to each other, only the Q output signal is used as the first modulated signal. It is understood, however, however, that both the Q and Q outputs contain the information is indicated by the expression "the first modulated signal", and that line 34 denotes the wires that transmit both the Q and Q signals.

Eftersom den första modulerade signalen är utgångssignal från den bistabi- la kretsen 52, kan den första modulerade signalen på ledningen 34 förändras mel- lan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen. Fastän nivån inte behöver förändras vid varje klockintervall, åstadkomer modulatorkretsen, att 453 129 när den första modulerade signalen ändrar nivå, inträffar sådana förändringar bara vid de förutbestämda första klockintervallen och inte vid några andra tid- punkter. Förändringar mellan den första modulerade signalens höga och låga nivå åstadkommer en samtidig omkoppling av omkopplarna 58 och 60 och motsvarande om- kastning av polariteten hos återkopplingssignalen IF till den summerande hop- kopplingspunkten 36. Beroende på om den integrerade differenssignalen antingen stiger monotont uppåt eller nedåt förbi komparatorns 50 tröskelnivå, åstadkoms förändringar i utgångssignalen från komparatorn. Vid varje klockintervall avgör den bistabila kretsen 52, om utgångssignalen från komparatorn 50 har ändrats, och om detta är fallet, alstrar den en motsvarande förändring i Q- och Ö-ut- gångssignalerna. Storleken av den analoga ingångssignalen åstadkommer en direkt proportionell förändring av den tidslängd, under vilken den första modulerade signalen ligger på en given nivå. Följdaktligen har den första modulerade signa- len en genomsnittlig nivå eller amplitud, som ligger antingen på eller mellan dessa två nivåer, och över varje tillräckligt långt tidsintervall är den genom- snittliga amplituden proportionell mot den analoga ingångssignalen.Since the first modulated signal is the output signal from the bistable circuit 52, the first modulated signal on line 34 may change between lan two levels at the predetermined first clock intervals. Although the level does not needs to be changed at each clock interval, the modulator circuit ensures that 453 129 when the first modulated signal changes level, such changes occur only at the predetermined first clock intervals and not at any other time points. Changes between the high and low levels of the first modulated signal provides a simultaneous switching of the switches 58 and 60 and the corresponding switching throwing the polarity of the feedback signal IF to the summing switching point 36. Depending on whether the integrated difference signal either rises monotonically upwards or downwards beyond the threshold level of the comparator 50, is achieved changes in the output signal from the comparator. At each clock interval decides the bistable circuit 52, if the output signal from the comparator 50 has changed, and if this is the case, it produces a corresponding change in Q- and Ö-ut- the running signals. The magnitude of the analog input signal provides a direct proportional change in the length of time during which the first modulated the signal is at a given level. Consequently, the first modulated signal len an average level or amplitude, which is either at or between these two levels, and over each sufficiently long time interval, the average average amplitude proportional to the analog input signal.

Exempel på modulatorns 30 funktion ges i det följande. Om ingångssignalen på ingången 32 är noll, kommer Q-utgången från den bistabila kretsen 52 att lig-. ga på hög nivå under exakt samma tidslängd som den ligger på låg nivå, vilket ger en genomsnittsnivå, som ligger exakt mellan Qzs höga och låga nivåer. Om in- gångssignalen på ingången 32 har positivt värde, måste den positiva strömmen till den summerande hopkopplingspunkten 36 balanseras av en större negativ ström, som leds till den summerande hopkopplingspunkten av den negativa refe- renskällan V1- via omkopplaren 58. Följdaktligen kommer Q att ligga på låg nivå under en tid, som är förhållandevis längre än den tid, under vilken den ligger på hög nivå, och omkopplaren 58 komer att vara sluten och omkopplaren 60 kommer att vara öppen under en längre tid än omvänt. Om ingångssignalen är negativ, kommer den positiva återkopplingsreferenskällan behöva att ledas fram under en längre tid, så att IF balanserar ingångssignalen, och Q kommer att ligga på hög nivå under en längre tid, än den ligger på låg nivå. Det är en egenskap hos modulatorn enligt föreliggande uppfinning, att Q kan kvarbli på hög eller låg nivå under hur lång tid det än tar för IF att balansera ingångssignalen vid hopkopplingspunkten.Examples of the function of the modulator 30 are given in the following. About the input signal on input 32 is zero, the Q output from the bistable circuit 52 will be equal. at a high level for exactly the same length of time as it is at a low level, which gives an average level, which is exactly between Qz's high and low levels. If in- the input signal at the input 32 has a positive value, the positive current must to the summing connection point 36 is balanced by a larger negative current, which is led to the summing connection point of the negative reference reindeer source V1- via switch 58. Consequently, Q will be at a low level for a time which is relatively longer than the time during which it is at a high level, and switch 58 will be closed and switch 60 will to be open for a longer time than vice versa. If the input signal is negative, the positive feedback reference source will need to be routed under one longer time, so that IF balances the input signal, and Q will be on high level for a longer period of time than it is at a low level. It is a property of the modulator of the present invention, that Q may remain at high or low level for how long it takes for IF to balance the input signal at the connection point.

För att åstadkomma en strömsignal för multiplikation med den modulerade spänningssignalen innefattar mätanordningen organ för att alstra inverterade och icke-inverterade representationer av ledningsströmmen IL. Med hänvisning till fig. 1 leds den analoga strömsignalen IA2 förSt till en fÖPStärkäPê 70, efïef vilken signalen leds till en signalinverterarkrets-72. Den visade inverterar- kretsen innefattar en operationsförstärkare 74 och motstånd 76 och 78, som 453 129 bestämmer förstärkningens storlek. Den förstärkta signalen IA2 leds ti11 den inverterande ingången till en förstärkare 74, som är utformad för att alstra en förstärkning av -1. Den inverterade signalen leds sedan till en av de två omkopplarna, vilka tillsammans utgör första styrorgan 80. Den inverterade signalen ankommer till omkopplaren 82, och en andra ledning 84 leder den icke- inverterade förstärkta signalen IAZ till omkopplaren 86. Det inses, att en lämplig transformator med mittuttag kan användas i stället för den andra transformatorn 18, i vilket fall signalerna till omkopplarna 82 och 86 kan fås direkt från transformatorn.To provide a current signal for multiplication with the modulated one the voltage signal comprises the measuring device means for generating inverted and non-inverted representations of the line current IL. With reference to Fig. 1, the analog current signal IA2 is first routed to a pre-amplifier 70, e.g. which signal is routed to a signal inverter circuit-72. The inverter shown the circuit includes an operational amplifier 74 and resistors 76 and 78, which 453 129 determines the size of the gain. The amplified signal IA2 is routed to it inverting the input of an amplifier 74, which is designed to generate one gain of -1. The inverted signal is then routed to one of the two the switches, which together form the first control means 80. The inverted one the signal arrives at the switch 82, and a second line 84 leads the non- inverted amplified signal IAZ to switch 86. It will be appreciated that a suitable transformer with center socket can be used instead of the other transformer 18, in which case the signals to switches 82 and 86 can be obtained directly from the transformer.

Q- och 0-utgångssignalerna från modulatorns 30 bistabila krets 52 används för att styra omkopplarna 82 och 86, så att dessa styr den andra analoga Slgﬂälêﬂ IAZ som svar på den första modulerade signalen. Eftersom Q är inversen till 0, inkopplas omkopplarna 82 och 86 växelvis, så att utgångssignalen från styrorganet 80 vid 88 är en analog signal, som omkopplas på ett modulerat sätt mellan positiv och negativ polaritet. En sådan styrverkan benämns allmänt tidsdivision eller "markspace"-modulering för amplituden.The Q and 0 outputs of the bistable circuit 52 of the modulator 30 are used to control the switches 82 and 86 so that they control the other analog Slg ﬂ älê ﬂ IAZ in response to the first modulated signal. Because Q is inverse to 0, switches 82 and 86 are switched on alternately, so that the output signal from the controller 80 at 88 is an analog signal which is switched on a modulated way between positive and negative polarity. Such a steering effect is commonly referred to as time division or "markspace" modulation for amplitude.

Omkopplarna 82 och 86 åstadkommer multiplikationen av de två analoga signalerna, som representerar strömmen och spänningen för den energi som överförs i ledningen 10. Den resulterande signalen, benämnd en produktsignal, uppträder på den första styrutgången 88 och är proportionell mot den effekt, som överförs i kraftledningen 10.Switches 82 and 86 provide the multiplication of the two analog signals, which represents the current and voltage of the energy transmitted in line 10. The resulting signal, termed a product signal, appears on the first control output 88 and is proportional to the power transmitted in power line 10.

Såsom visas i fig. 1 leds produktutgångssignalen från det första styrorganet till en första omvandlarkrets 90. Omvandlarkretsen omvandlar produktsignalen till en första utgångssignal på ledningen 92, som kan förändras mellan två nivåer vid bestämda klockintervall för omvandlaren på ett sätt som är proportionellt mot produktsignalen. Omvandlaren 90 fungerar väsentligen som ett lågpassfilter, som tar fram likströmskomponenten eller genomsnittsvärdet från produktsignalen. Den resulterande första utgångssignalen är proportionell mot den effekt, som överförs i ledningen 10.As shown in Fig. 1, the product output signal is derived from the first the controller to a first converter circuit 90. The converter circuit converts the product signal to a first output signal on line 92, which can be changed between two levels at set clock intervals for the converter in a way that is proportional to the product signal. The converter 90 essentially functions as one low-pass filter, which derives the direct current component or the average value from the product signal. The resulting first output signal is proportional to the power transmitted in the line 10.

Med hänvisning till fig. 3 är omvandlaren 90 i huvudsak en delta-minus- sigma-modulator av en typ liknande modulatorn 30, som är utformad för att alstra olika modulerade utgångssignaler, vilka är proportionella mot varje polaritet hos ingångssignalen. För att förenkla beskrivningen skall omvandlaren 90 och dess funktion först beskrivas med avseende på en första polaritet. Komponenterna i blocket 94 innefattar alla de element, som används vid drift med enkel polari- tet. I följande exempel antas, att den produktsignal som skall omvandlas är övervägande positiv, vilket antas motsvara energiflöde i ledningen 10 från käl- lan 12 till belastningen 14. Liksom i modulatorn 30 leds omvandlarens 90 in- gånggsignai, beteçknad Ip (produktsignalen) först till en summerande hopkopp- lingspunkt 96 via en impedans 95. Ett återkopplingsorgan avger en andra signal 453 129 12 till den summerande hopkopplingspunkten från en av ett flertal referenskäl- lor. Vid positiv polaritet kommer referenskällorna att växla mellan en negativ referenskälla 98 (VR-) via en omkopplare 100 och en Jordförbindelse 102 via en omkopplare 104. Eftersom enbart positiva värden hos produktsignalen kommer ifrå- Qä, äf en 0mk0PPlïﬂ9 HV lå mellan jord och ett negativt värde tillräcklig för att tidsmässigt balansera produktsignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96.Referring to Fig. 3, the converter 90 is essentially a delta-minus sigma modulator of a type similar to the modulator 30, which is designed to generate different modulated output signals, which are proportional to each polarity at the input signal. To simplify the description, the converter 90 and its function is first described with respect to a first polarity. The components in block 94 includes all the elements used in single polar operation tet. In the following example, it is assumed that the product signal to be converted is predominantly positive, which is assumed to correspond to energy flow in line 10 from the source 12 to the load 14. As in the modulator 30, the input of the converter 90 is operation signal, denoted Ip (product signal) first to a summing interconnection 96 via an impedance 95. A feedback means emits a second signal 453 129 12 to the summing connection point from one of a plurality of reference sources. lor. At positive polarity, the reference sources will switch between a negative one reference source 98 (VR-) via a switch 100 and a ground connection 102 via a switch 104. Since only positive values of the product signal come from Qä, äf a 0mk0PPlï ﬂ9 HV was between earth and a negative value sufficient for to time-balance the product signal at the summing interconnection point 96.

Såsom tidigare beskrivits för modulatorn 30, är varje skillnad mellan pro- duktsignalen Ip och 12 en differenssignal, som leds till en mätkrets 106.As previously described for modulator 30, any difference between the signal Ip and 12 a difference signal which is applied to a measuring circuit 106.

Mätkretsen integrerar differenssignalen och jämför differenssignalen med ett första tröskelvärde. Mätkretsen enligt utförandet i fig. 3, innefattar en aktiv integrator 107, som består av ett förstärkarelement 108 och en kondensator 110 som återkopplingselement. Spänningen på förstärkarens utgång 112 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på polariteten hos differenssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96. Den integrerade differenssignalen vid 112 leds till en första komparator 114, som har ett tröskelvärde, vilket är fastställt vid en vald första tröskelnivå. När den integrerade differenssignalen vid 112 ligger ovanför det första tröskelvärdet, ligger utgångssignalen från komparatorn 114 på hög nivå. När den integrerade differenssignalen är under den första tröskelnivån, är utgångssignalen från 114 på låg nivå.The measuring circuit integrates the difference signal and compares the difference signal with one first threshold. The measuring circuit according to the embodiment in Fig. 3, comprises an active one integrator 107, which consists of an amplifier element 108 and a capacitor 110 as a feedback element. The voltage at the amplifier output 112 rises monotonically up or down depending on the polarity of the difference signal at it summing interconnection point 96. The integrated difference signal at 112 is led to a first comparator 114, which has a threshold value, which is determined at a selected first threshold level. When the integrated difference signal at 112 is above the first threshold, the output signal is off the high level comparator 114. When the integrated difference signal is below it first threshold level, the output signal from 114 is at a low level.

Utgångssignalen från komparatorn, benämnd en första styrsignal, leds till 0-ingången till en bistabil krets 118 via en ledning 116. Q-utgången från den bistabila kretsen 118 kan ändras bara vid förutbestämda klockintervall för om- vandlaren, som företrädesvis är längre än de första klockintervallen för modu- latorn 30. Klockintervallen för omvandlaren kan framställas genom att koppla in en andra frekvensdelningskrets 120 till den första klockan 56. Tidsintervallen mellan pulserna alstrade av frekvensdelningskretsen 120 kommer att betecknas som omvandlarens klockintervall, och frekvensdelningskretsen kommer att betecknas som omvandlarens klocka. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen 118 är den första utgångssignalen, som styr omkopplarna 100 och 104 för att bestämma funk- tionen hos återkopplingssystemet, som avger den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96. Omkopplaren 104 styrs via en grind 122, som avger en signal av hög nivå för att sluta omkopplaren enbart när båda ingångarna 124 och 126 är på låg nivå. Grinden 122 är såsom visas en vanlig negativ OCH- grind. Under tider med positiva produktsignaler kommer ingången 126 att förbli på låg nivå, såsom kommer att beskrivas nedan. Närhelst Q är på hög nivå, sluts följdaktligen omkopplaren 100 och förbinder VR- med den summerande hopkopplings- punkten 96, och när Q är på låg nivå, är omkopplaren 100 öppen och omkopplaren 104 är sluten. 453 129 Verkningssättet för mätanordningen skall nu beskrivas i anslutning till figurerna 1-4. För enkelhets skull antas, att energi i ledningen 10 strömmar övervägande i positiv riktning. Spänningen på ledningen 10 visas i fig. 4a som en sinusformad växelspänning. Strömen IL VlSñS i fig- 4f S0m En Växände storhet, angiven av kurvan 128. Det första steget är för transformatorerna 16 och 18 att övervaka ström- och spänningssignalerna och att alstra analoga signaler IA1 och IA2, som är proportionella mot linjespänningen resp linjeströmmen. En av de analoga signalerna, spänningssignalen IA1 enligt det föredragna utförandet, leds sedan först till den första modulatorn 30. Fig. 4c visar den integrerade differenssignalen, som alstras i modulatorn 30 genom delta-minus-sigma-moduleringsmetoden, såsom beskrivits ovan. Den integrerade differenssignalen leds till mätkretsen 42. Fig. 4b visar de första klockintervallen, som alstras av den första klockan 56. Såsom ses, ändras lutningen hos den integrerade differenssignalen i fig. 4c endast vid de förutbestämda klockintervallen, vilka bestäms av den första klocksignalen. Ef- tersom den bistabila kretsen 52 slår om vid den främre flanken av varje uppåt- riktad puls, visas att de förutbestämda första klockintervallen börjar vid punk- terna, som betecknas a, b, c, d etc i fig. 4b. Den integrerade differenssignalen leds sedan till komparatorn 50. Linjen 130 i fig: 4c föreställer modulatorns tröskelnivå i komparatorn 50. Observera att den integrerade differenssignalen kastar om sin lutning vid början av varje klockintervall, sedan tröskeln 130 har passerats. Utgångssignalen från komparatorn 50 visas i fig. 4d. Närhelst den integrerade differenssignalen är under tröskelnivån 130, är komparatorns ut- gångssignal på låg nivåoch, när den integrerade differenssignalen är ovanför tröskelnivån 130, är komparatorns utgångssignal hög. Komparatorns utgångssignal leds sedan till D-ingången till den bistabila kretsen 52, som alstrar Q-signa- len, dvs den första modulerade utgångssignalen, som visas i fig. 4e4Q-utgångs- signalen är resultatet av modulation av spänningssignalen och kan ändras mellan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen. 453 129 10 Fig. 4f visar lika och motsatta analoga signaler, som är proportionella mot linjeströmmen IL. Linjen 128 framställer en växande strömsignal och linjen 129 är den inversa signalen, som alstras av den inverterande kretsen 42. Nästa steg är att styra den analoga strömsignalen genom användning av styrorganet 80.The output signal from the comparator, called a first control signal, is routed to The 0 input to a bistable circuit 118 via a line 116. The Q output from it bistable circuit 118 can be changed only at predetermined clock intervals for the converter, which is preferably longer than the first clock intervals for lator 30. The clock intervals of the converter can be produced by switching on a second frequency division circuit 120 to the first clock 56. The time intervals between the pulses generated by the frequency division circuit 120 will be referred to as the clock interval of the converter, and the frequency division circuit will be designated as the converter's clock. The Q output signal from the bistable circuit 118 is it the first output signal, which controls the switches 100 and 104 to determine the function of the feedback system, which outputs the second signal 12 to it summing connection point 96. Switch 104 is controlled via a gate 122, which emits a high level signal to close the switch only when both inputs 124 and 126 are at a low level. The gate 122 is, as shown, a common negative AND gate. During times of positive product signals, input 126 will remain at a low level, as will be described below. Whenever Q is at a high level, close consequently the switch 100 and connects the VR- to the summing interconnection point 96, and when Q is at a low level, the switch 100 is open and the switch 104 is closed. 453 129 The mode of operation of the measuring device shall now be described in connection with Figures 1-4. For simplicity, it is assumed that energy in the line 10 flows predominantly in a positive direction. The voltage on line 10 is shown in Fig. 4a as a sinusoidal alternating voltage. The current IL VlSñS in fig- 4f S0m En Växände quantity, indicated by curve 128. The first step is for the transformers 16 and 18 to monitor the current and voltage signals and to generate analog signals IA1 and IA2, which are proportional to the line voltage and the line current. One of the analog signals, the voltage signal IA1 according to it preferred embodiment, is then first routed to the first modulator 30. Fig. 4c shows the integrated difference signal generated in the modulator 30 by the delta-minus-sigma modulation method, as described above. The integrated the difference signal is fed to the measuring circuit 42. Fig. 4b shows the first the clock intervals generated by the first clock 56. As seen, change the slope of the integrated difference signal in Fig. 4c only at the predetermined clock intervals, which are determined by the first clock signal. Ef- because the bistable circuit 52 switches at the leading edge of each upward directional pulse, it is shown that the predetermined first clock intervals start at the the figures denoted a, b, c, d, etc. in Fig. 4b. The integrated difference signal is then passed to the comparator 50. The line 130 in Fig. 4c represents that of the modulator threshold level in the comparator 50. Note that the integrated difference signal reverses its slope at the beginning of each clock interval, since the threshold 130 has passed. The output signal from the comparator 50 is shown in Fig. 4d. Anytime integrated difference signal is below the threshold level 130, the output of the comparator is low level signal, and when the integrated difference signal is above threshold level 130, the output signal of the comparator is high. Comparator output signal is then routed to the D input of the bistable circuit 52, which generates the Q signal. ie the first modulated output signal shown in Fig. 4e4Q output the signal is the result of modulation of the voltage signal and can be changed between two levels at the predetermined first clock intervals. 453 129 10 Fig. 4f shows equal and opposite analog signals, which are proportional against the line current IL. Line 128 produces a growing current signal and line 129 is the inverse signal generated by the inverting circuit 42. Next step is to control the analog current signal by using the control means 80.

Utgångssignalen från styrorganet 80 är produktsignalen, kurvan 131, som visas i fig. 4 g. Kurvan 131 alstras genom omkoppling mellan signalerna 128 och 129 som svar på den första modulerade signalen, som visas i fig. 4e. Kurvans 131 genom- snittsnivå eller likströmskomponent visas av linjen 132 i fig. 4g.The output signal from the controller 80 is the product signal, curve 131, shown in Fig. 4 g. The curve 131 is generated by switching between the signals 128 and 129 which response to the first modulated signal shown in Fig. 4e. Curve 131 through- section level or DC component is shown by line 132 in Fig. 4g.

I det givna exemplet antas energi strömma övervägande i en riktning till belastningen 14. Följdaktligen är den produktsignal 131, som visas i fig. 49, övervägande av positiv polaritet, vilket framställs av linjen 132. Det antas vid beskrivningen av verkningssättet hos omvandlaren 90 nedan, att produktsignalen har ett övervägande värde eller genomsnittsvärde, som är positivt. Fastän pro- duktsignalens verkliga polaritet är ett konstruktionsval, är produktsignalen övervägande av en första polaritet, när energi i ledningen 10 har en första po- laritet med energiflöde i en riktning, och är övervägande av en andra polaritet, när energin i ledningen 10 är av en andra och motsatt polaritet med energin strömmande i andra riktningen.In the example given, energy is assumed to flow predominantly in one direction the load 14. Consequently, the product signal 131 shown in Fig. 49 is consideration of positive polarity, as represented by line 132. It is assumed at the description of the mode of operation of the converter 90 below, that the product signal has a predominant value or average value, which is positive. Although pro- the true polarity of the duct signal is a design choice, is the product signal consideration of a first polarity, when energy in line 10 has a first polarity energy flow in one direction, and is considering a second polarity, when the energy in line 10 is of a second and opposite polarity with the energy flowing in the other direction.

Nästa steg är att omvandla produktsignalen Ip till en första utgångssig- nal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda intervall på ett sätt, som är proportionellt mot Ip. Nu hänvisas till fig. 3, 4 och 5. Produktsigna- len Ip, såsom visas i fig. 49, leds till omvandlaren 90. Både Ip och den ändra Sl9"a1@" 12 leds till en summerande hopkopplingspunkt 96, där den momen- tana differensen integreras i en integrator 106. Integratorns 106 tidskonstant väljs, så att den är lång i jämförelse med den första modulatorns 30 omkopp- lingsfrekvens. Omvandlaren 90 kan därför fungera som ett lågpassfilter, som sva- PHP eﬂdﬂst På PV°dUktSl9ﬂﬂ1@ﬂS Ip likströmskomponent eller genomsnittsvärde.The next step is to convert the product signal Ip to a first output signal. which can be changed between two levels at predetermined intervals in one way, which is proportional to Ip. Referring now to Figures 3, 4 and 5, len Ip, as shown in Fig. 49, is led to the converter 90. Both Ip and the change S11 "a1 @" 12 is led to a summing interconnection point 96, where the the difference is integrated in an integrator 106. The time constant of the integrator 106 is selected so that it is long compared to the switch of the first modulator 30. frequency. The converter 90 can therefore function as a low-pass filter, which PHP e ﬂ d ﬂ st On PV ° dUktSl9 ﬂﬂ1 @ ﬂ S Ip DC component or average value.

Av detta skäl avbildas Ip i fig. Sa som en glatt analog kurva, fastän den i själva verket varierar på det sätt, som visas av 131 i fig. 4g. Fig. 5a visar bara Ipzs genomsnittsvärde. Tidsskalan i fig. 5a är avsevärt hoptryckt jämförd med skalan i fig. 4g. I beskrivningssyfte antas, att intervallet 134 i fig. 5a är ekvivalent med hela längden av den kurva 132, som visas i fig. 4g.For this reason, Ip in Fig. 5a is depicted as a smooth analog curve, although in in fact, it varies in the manner shown by 131 in Fig. 4g. Fig. 5a shows only the average value of Ipz. The time scale in Fig. 5a is considerably compressed compared to the scale in Fig. 4g. For the purpose of description, it is assumed that the interval 134 in Fig. 5a is equivalent to the entire length of the curve 132 shown in Fig. 4g.

Fig. 5b visar omvandlarens klockintervall, som alstras av klockan 120.Fig. 5b shows the clock interval of the converter generated by the clock 120.

Om endast positivt energiflöde betraktas, såsom visas mellan to och tl 453 129 ll i fig. 5a, kommer integratorn 106 att avge en integrerad differenssignal (IDS), som visas i fig. 5c. Den integrerade differenssignalen stiger monotont uppåt och nedåt kring komparatorns 114 första tröskelnivå TL1. Den integrerade differens- signalen (IDS) leds till komparatorn 114, där den jämförs med den första trös- kelnivån TL1. Komparatorn 114 avger en styrsignal 133 på ledningen 116, såsom visas i fig. Sd. Den nästa alstrade signalen är den första utgångssignalen, som visas i fig. 5e och som är utgångssignal via den bistabila kretsen 118. Styrsig- nalen 133 ändrar nivå beroende på den integrerade differenssignalens nivå i för- hållande till tröskelvärdet TL1. När IDS ligger ovanför TL1, har signalen 133 hög nivå, och när IDS är under TL1, har signalen 133 låg nivå. Nästa steg är att avge den första utgångssignalen, som visas i fig. 5e, via den första bistabila kretsen 118. Den första utgångssignalen har en genomsnittsnivå, som är propor- tionell mot en första polaritet hos energin i ledningen 10 över varje tillräck- ligt långt tidsintervall. Den kan förändras endast vid omvandlarens förutbestäm- da klockintervall, vilka visas som w, x, y och z i fig. 5b.If only positive energy flow is considered, as shown between to and tl 453 129 ll in Fig. 5a, the integrator 106 will output an integrated difference signal (IDS), shown in Fig. 5c. The integrated difference signal rises monotonically upwards and downwards around the first threshold level TL1 of the comparator 114. The integrated differential the signal (IDS) is passed to the comparator 114, where it is compared with the first console core level TL1. The comparator 114 emits a control signal 133 on the line 116, such as is shown in Fig. Sd. The next generated signal is the first output signal, which shown in Fig. 5e and which is the output signal via the bistable circuit 118. The control signal channel 133 changes level depending on the level of the integrated difference signal in holding to the threshold value TL1. When IDS is above TL1, the signal has 133 high level, and when the IDS is below TL1, the signal 133 has a low level. The next step is to output the first output signal, shown in Fig. 5e, via the first bistable circuit 118. The first output signal has an average level which is proportional to against a first polarity of the energy in line 10 over each sufficient long time interval. It can be changed only if the converter's predetermined clock intervals, which are shown as w, x, y and z in Fig. 5b.

Omvandlarens 90 funktion vid enkel polaritet innefattar, att återkopp- lingssignalen I2 omkopplas mellan den första referenskällan 98 och en andra referenskälla 102 beroende på den första utgångssignalens nivå (fig. 5e). Efter- som den andra referenskällan 102 är en anslutning till jord, kommer den del av omvandlaren 90, som hittills har beskrivits, inte att ta hand om negativt ener- giflöde i ledningen 10. När energiflödet (Ip) blir negativt, som det blir mel- ian tidgrna tl och ta i fig. Sa, utnyttjas ytterligare kretsar i omvandlaren 90. Med hänvisning till fig. 3 innefattar omvandlaren 90 en andra komparator 140, som mottar utgångssignalen från integratorn 107. Komparatorn 140 har en andra tröskelnivå TL2, som är skild från komparatorns 114 första tröskelnivå.The function of the transducer 90 at simple polarity includes that the feedback The signal I2 is switched between the first reference source 98 and a second reference source 102 depending on the level of the first output signal (Fig. 5e). After- as the second reference source 102 is a connection to ground, it comes part of the converter 90, which has been described so far, not to deal with negative energy when the energy flow (Ip) becomes negative, as it becomes ian tidgrna tl and ta in fig. Sa, additional circuits are used in the converter 90. Referring to Fig. 3, the converter 90 includes a second comparator 140, which receives the output signal from the integrator 107. The comparator 140 has one second threshold level TL2, which is different from the first threshold level of the comparator 114.

Tröskelnivåerna bör fastläggas tillräckligt långt ifrån varandra, så att de största förväntade variationerna i den integrerade differenssignalen, som avges från integratorn 107, kan behandlas utan att båda komparatorernas tröskelnivåer samidigt passeras. Den integrerade differenssignalen leds till komparatorns 114 icke inverterande ingång och till komparatorns 140 inverterande ingång, så att dessas utgångssignaler kommer att vara av motsatt polaritet. Utgångssignalen frånkomparatorn 140 antar hög nivå, när den integrerade skillnadssignalen ligger under den andra tröskelnivån 1 komparatorn 140, och antar låg nivå, när den integrerade skillnadssignalen ligger ovanför den andra tröskelnivån i komparatorn 140.Threshold levels should be set far enough apart so that they largest expected variations in the integrated difference signal, which is emitted from the integrator 107, can be processed without lowering the threshold levels of both comparators simultaneously passed. The integrated difference signal is routed to the comparator 114 non-inverting input and to the inverting input of comparator 140, so that their output signals will be of opposite polarity. The output signal the comparator 140 assumes a high level when the integrated difference signal is present below the second threshold level 1 comparator 140, and assumes low level, when integrated difference signal is above the second threshold level in the comparator 140.

Utgångssignalen från komparatorn 140 leds till D-ingången till en andra bistabil krets 142. Den andra bistabila kretsen 142 avger en andra utgångssignal på sin Q-utgång. Den andra utgångssignalen ligger på en av två nivåer beroende 453 129 12 på den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den andra tröskel- nivån vid vart och ett av omvandlarens kïockintervall. Den andra utgångssignalen leds till den negativa OCH-grindens 122 ingång 126 och till en omkopplare 146 för anslutning av en tredje referenskälla VR+ till den summerade hopkopplings- punkten 96. Återkopplingssignalen 12 regleras sålunda av den andra utgångssig- nalens nivå, vilken signal har en genomsnittsnivå, som är proportionell mot energin av den andra polariteten, som överförs i kraftledningen 10.The output signal from comparator 140 is routed to the D input of a second bistable circuit 142. The second bistable circuit 142 emits a second output signal on its Q output. The second output signal is at one of two levels dependent 453 129 12 at the level of the integrated difference signal in relation to the second threshold the level at each of the converter kïock intervals. The second output signal leads to the input 126 of the negative AND gate 122 and to a switch 146 for connecting a third reference source VR + to the summed interconnection point 96. The feedback signal 12 is thus regulated by the second output signal. level, which signal has an average level, which is proportional to the energy of the second polarity, which is transmitted in the power line 10.

Omvandlarens 90 funktion med den andra polariteten skall beskrivas med hänvisning tili fig. 3 0Ch 5. Efter tiden tl byter energiflödet riktning och produktsignalen Ip börjar leda bort laddning från den summerande hopkopplings- punkten 96. Med hänvisning till fig. 5c är den integrerade differenssignalen precis före tiden tl nedåtgående, vilket betyder att den negativa referenskäl- lan VR- är ansluten till den summerande hopkopplingspunkten via omkopplaren 100.The function of the converter 90 with the second polarity must be described with reference to Fig. 30 0Ch 5. After the time t1, the energy flow changes direction and the product signal Ip begins to dissipate charge from the summing interconnection point 96. Referring to Fig. 5c, the integrated difference signal is just before the time tl downwards, which means that the negative reference lan VR- is connected to the summing connection point via the switch 100.

Vid den klockpuls, som följer efter att den första tröskelnivån TL1 har passe- rats, kommer omkopplaren 100 att öppnas och omkopplaren 104 kommer att slutas, varigenom den summerande hopkopplingspunkten ansluts till jord. Eftersom pro- dUktSi9näl9ﬂ Ip är negativ efter tl, kommer den integrerade differenssigna- len att fortsätta att integreras nedåt, tills den når komparatorns 140 andra tröskelnivå TL2, när dennas utgångssignal 135 kommer att anta hög nivå (se fig.At the clock pulse which follows that the first threshold level TL1 has passed switch 100 will be opened and switch 104 will be closed, whereby the summing connection point is connected to earth. Since the pro- dUktSi9näl9 ﬂ Ip is negative after tl, the integrated difference signal continue to be integrated downwards until it reaches the second of the comparator 140 threshold level TL2, when its output signal 135 will assume a high level (see fig.

Sa). Vid komparatorns nästa klockintervall, efter det att omvandlaren 140 har antagit högt tillstånd, antar den bistabila kretsens 142 Q-utgång (den andra ut- gångssignalen) hög nivå, såsom visas i fig. Sh. När den andra utgångssignalen antar hög nivå, sluts en omkopplare 148, som är ansluten till den tredje refe- renskällan 146 (VR+). Den tredje referenskällan ger en positiv ström 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96 för att balansera den negativa produkt- signalen Ip och driva IDS tillbaka förbi TL2. När TL2 passeras, antar signalen 135 åter låg nivå och orsakar att den andra utgångssignalen antar låg nivå vid nästa klockintervall. Vid funktion med den andra polariteten förblir den första utgångssignalen (fig. Se) på låg nivå och, när den andra utgångssignalen (fig.Sa). At the next clock interval of the comparator, after the converter 140 has assumed high state, assumes the Q-output of the bistable circuit 142 (the second output high level, as shown in Fig. Sh. When the second output signal assumes a high level, a switch 148 connected to the third reference reindeer source 146 (VR +). The third reference source gives a positive current of 12 more the summing coupling point 96 to balance the negative product the signal Ip and drive the IDS back past the TL2. When TL2 is passed, the signal assumes 135 again low level and causes the second output signal to assume low level at next clock interval. When operating with the second polarity, the first remains the output signal (fig. Se) at low level and, when the second output signal (fig.

Sh) har låg nivå, är grindens 122 båda ingångar på låg nivå och dess utgång an- tar hög nivå. När grindens 122 utgång antar hög nivå, sluts omkopplaren 104 och referenskällan 102 med jordförbindelse ansluts till den summerande hopkopplings- punkten 96. När omkopplaren 104 sluts, tillåts IDS att åter passera TL2 i den andra riktningen. Under mellantiden mellan tiderna tl och tg, när eﬂ@F9lflÖ' det är negativt, bibehålls den integrerade differenssignalen i närheten av den andra tröskelnivån TL2.Sh) has a low level, both gates 122 of the gate are at a low level and its output is takes high level. When the output of gate 122 assumes a high level, switch 104 and the earthed reference source 102 is connected to the summing interconnection point 96. When switch 104 is closed, IDS is allowed to pass TL2 in it again the other direction. In the meantime between the times tl and tg, when e ﬂ @ F9lflÖ ' it is negative, the integrated difference signal is maintained in the vicinity of it second threshold level TL2.

Omvandlaren 90, som visas i fig. 3, är försedd med tre olika referenskäl- lor, av vilka den andra är en anslutning till mätkretsens gemensamma jordpunkt.The converter 90, shown in Fig. 3, is provided with three different reference of which the other is a connection to the common ground point of the measuring circuit.

På grund av utformningen av kretselementen, används jordförbindelsen, när den 453 129 13 integrerade differenssignalen ligger i området mellan de första och andra trös- kelnivåerna TL1 och TL2. Det är inte väsentligt, att den andra referenskällan är en förbindelse med jord. Separata positiva och negativa referenskällor kan an- vändas för funktion med respektive polaritet, om så önskas. I sådant fall an- vänds de första och andra referenskällorna för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när produktsignalen Ip här en första polaritet, och separata tredje och fjärde referenskällor används sedan för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när PP°dUkïSl9ﬁä1eﬂ Ip har den andra polariteten. I praktiken regleras valet av referenskällornas värden av nödvändigheten att bibehålla den integrerade dif- ferenssignalen i närheten av den använda komparatorns tröskelnivå. Referenskäl- lornas storlekar och polariteter är för övrigt endast konstruktionsval.Due to the design of the circuit elements, the ground connection is used, when it 453 129 13 integrated difference signal is in the range between the first and second comfort the TL1 and TL2 levels. It is not essential that the second source of reference is a connection with earth. Separate positive and negative reference sources can be used turned for function with the respective polarity, if desired. In such a case, the first and second reference sources are turned to output the second signal 12 to the summing interconnection point 96, when the product signal Ip here a first polarity, and separate third and fourth reference sources are then used to output the second signal 12 to the summing interconnect point 96, when PP ° dUkïSl9 ﬁ ä1e ﬂ Ip has the second polarity. In practice, the election is regulated of the reference sources' values of the need to maintain the integrated differential the reference signal near the threshold level of the comparator used. Reference reasons The sizes and polarities of the lorns are, by the way, only design choices.

Att använda referenskällor i omvandlaren 90, vilka innefattar åtminstone en anslutning till en jordpunkt, förbättrar den totala noggrannheten hos de mo- dulerade utgångssignalerna. Medan variationer kan uppträda i de positiva och negativa spänningsreferenskällorna, förblir jordförbindelsen fixerad. Om en av eller båda de positiva och negativa referenskällorna ligger över eller under sitt korrekta värde, kommer ett fel att finnas på en nivå, som är obetydligt längre eller kortare än den skall vara, eftersom under den tid som spänningsro- ferenskällan avger återkopplingssignalen, kommer den att avge något för mycket eller för litet ström. Ju närmare ingångssignalen är jord (noll), ju mindre kom- mer felet att vara. Lika stora referenskällor av olika tecken, såsom de som an- vänds i modulatorns 30 återkopplingssystem, har en större potentiell möjlighet att alstra fel, om det föreligger en missanpassning mellan referensspänningarna V1+ och V1-. Eftersom modulatorns 30 återkopplingssystem alltid kopplar om mel- lan V1+ och V1-, kommer varje fel, som härrör från en missanpassning mellan re- ferensspänningarna, tendera att orsaka att den modulerade utgångssignalen ligger på den ena eller den andra nivån under en inkorrekt tidslängd oberoende av in- gångssignalens storlek. Detta ger inte något problem i fallet med modulatorn 30, eftersom denna modulerar kraftledningens spänningssignal, som i allmänhet endast varierar litet. Noggrannhet behöver därför bara bibehållas i ett smalt område. Omvandlaren 90 erfordrar emellertid större noggrannhet på grund av de stora variationerna i produktsignalen, som representerar kraftledningens effekt.To use reference sources in the converter 90, which include at least a connection to a ground point, improves the overall accuracy of the dully output signals. While variations can occur in the positive and negative voltage reference sources, the ground connection remains fixed. If one of or both the positive and negative reference sources are above or below its correct value, an error will be at a level, which is insignificant longer or shorter than it should be, because during the time that the voltage the ferrense source emits the feedback signal, it will emit slightly too much or too little current. The closer the input signal is to ground (zero), the less more the mistake of being. Equally large sources of reference of different characters, such as those used in the modulator's feedback system, has a greater potential to generate errors, if there is a mismatch between the reference voltages V1 + and V1-. Since the feedback system of the modulator 30 always switches between V1 + and V1-, any error resulting from a mismatch between reference voltages, tend to cause the modulated output signal to lie at one or the other level for an incorrect length of time, regardless of the the size of the gait signal. This does not present a problem in the case of the modulator 30, since this modulates the voltage signal of the power line, as in general only varies slightly. Accuracy therefore only needs to be maintained in a narrow area. However, the converter 90 requires greater accuracy due to the large variations in the product signal, which represents the power line power.

Av detta skäl har särskiljandet av omvandlarens funktioner mellan effektens po- sitiva och negativa polariteter betydande fördelar. Eftersom endast en polaritet mäts av varje komparator, kan referenskällorna använda en jordanslutning för att ge återkopplingssignalen, vilket förbättrar omvandlarens totala noggrannhet. Den 453 129 14 information, som ges rörande energiflödet vid varje polaritet, är också önsk- värd, eftersom den ger ytterligare data rörande belastningens natur och dennas krav på energi.For this reason, the distinction between the functions of the converter and the positive and negative polarities significant advantages. Because only one polarity measured by each comparator, the reference sources can use a ground connection to provide the feedback signal, which improves the overall accuracy of the converter. The 453 129 14 information provided regarding the energy flow at each polarity is also desirable. host, as it provides additional data regarding the nature of the load and its energy requirements.

De första och andra utgångssignalerna i ledningarna 92 och 144 från om- vandlaren 90 (se fig. 1) kan förändras mellan två nivåer vid omvandlarens klock- intervall. För att åstadkomma lämpliga digitaliserade utgångssignaler, i vilka pulstätheten är proportionell mot energiflödet, finns ett system för att omvand- la utgångssignalerna till pulståg. Med hänvisning till fig. 1 och 5 leds de första och andra utgångssignalerna till första resp. andra OCH-grindar 150 och 152. Den andra ingångssignalen till OCH-grindarna fås från omvandlarens klocka 120. Fig. Sf visar det pulståg, som alstras för energin av den första polarite- ten från OCH-grinden 150. Pulståget har en pulstäthet, som är proportionell mot energiflödets storlek i den ena riktningen i ledningen 10. På samma sätt visar fig. 5i för energiflöde i motsatt riktning ett pulståg för energi av den andra polariteten från OCH-grinden 152. Olika organ är tillgängliga för att behandla de första och andra digitala utgångssignalerna, som visas i fig. Sf resp. 5i.The first and second output signals in lines 92 and 144 from the circuit the converter 90 (see Fig. 1) can be changed between two levels at the converter clock interval. To provide suitable digitized output signals, in which pulse density is proportional to the energy flow, there is a system for added the output signals to pulse trains. Referring to Figs. 1 and 5, they are shown the first and second output signals to the first resp. other AND gates 150 and 152. The second input signal to the AND gates is obtained from the converter clock 120. Fig. Sf shows the pulse train generated for the energy of the first polarity. from the AND gate 150. The pulse train has a pulse density which is proportional to the magnitude of the energy flow in one direction in line 10. In the same way shows Fig. 5i for energy flow in the opposite direction one pulse train for energy of the other the polarity of the AND gate 152. Various means are available for processing the first and second digital output signals, shown in Figs. 5i.

Det kan t ex vara lämpligt att leda de digitala signalerna till ett räknarorgan för att räkna pulserna av positiv och negativ polaritet. Räknaren kan sedan driva indikatorer eller registrera den totala energiförbrukningen. Räknaren 154 är ett exempel på en sådan indikatoranordning. Om dessutom en styrsignal ges till räknaren 154, kan effektmätningar i lämpliga enheter såsom kW lätt erhållas. Separata avläsningar av energiflödet i varje riktning kan också erhållas.For example, it may be appropriate to direct the digital signals to a counter means to count the pulses of positive and negative polarity. The counter can then drive indicators or record the total energy consumption. The counter 154 is an example of such an indicator device. If also a control signal is given to the counter 154, power measurements in suitable units such as kW can be easily obtained. Separate readings of the energy flow in each direction can also obtained.

För att uppnå hög noggrannhet i den beskrivna effektmätningsanordningen över ett stort dynamiskt område är det viktigt, att nollinställningsfelen undanröjs från de aktiva kretselementen. Nollinställningsfel av tillräcklig storlek för att negativt påverka mätningsnoggrannheten finns vanligen i bil-liga operationsförstärkare. Uttrycket spänningens nollinställningsfel definieras allmänt som spänningsskillnaden mellan ett par ingångar till ett aktivt kretselement, såsom en operationsförstärkare, när utgångssignalen är noll. Den är en missanpassning mellan förstärkarens ingångar och uppfinningen avser en metod och en anordning för nollinställningsfelkompensation, som korrigerar en sådan missanpassning.To achieve high accuracy in the described power measuring device over a large dynamic range, it is important that the zeroing errors removed from the active circuit elements. Zero setting error of sufficient size to negatively affect the measurement accuracy is usually found in cheap cars operational amplifier. The expression voltage zero setting error is defined generally as the voltage difference between a pair of inputs to an active one circuit elements, such as an operational amplifier, when the output signal is zero. The is a mismatch between the amplifier inputs and the invention relates to one method and a device for zero - setting error compensation, which corrects a such maladaptation.

Fig. 6 visar en anordning för nollinställningfelskompensation anpassad till en enda förstärkare. Den fundamentala principen för systemet för nollin- ställningsfelkompensation innefattar användning av en kondensator eller ett an- nat minneselement, som ansluts till den ena ingången till förstärkaren och sedan 453 129 15 uppladdas till en kompensationsspänning. Det inses, att andra likvärdiga system för att lagra och tillhandahålla en spänning till en förstärkaringång kan använ- das i stället för en kondensator. Operationsförstärkare har ofta mer än två in- gångar och innefattar ibland en eller flera ingångar, som är speciellt utformade för nollinställningsfelkompensation. Föreliggande uppfinning fungerar lika bra för att nollinställningfelkompensera förstärkare som har ytterligare ingångar.Fig. 6 shows a device for zero setting error compensation adapted to a single amplifier. The fundamental principle of the zero-zero system position error compensation involves the use of a capacitor or an memory element, which is connected to one input of the amplifier and then 453 129 15 charged to a compensation voltage. It will be appreciated that other equivalent systems to store and supply a voltage to an amplifier input can be used das instead of a capacitor. Operational amplifiers often have more than two passages and sometimes includes one or more entrances, which are specially designed for zero setting error compensation. The present invention works equally well to zero-fault error compensate amplifiers that have additional inputs.

Den ingång, som är avsedd att motta en kompensationsspänning för att korrigera spänningens nollinställningsfel, är den ingång, som kondensatorn är ansluten till. Anordningen för nollinställningsfelkonpemnsation innefattar dessutom organ för att uppladda kondensatorn till en nollinställningsspänning, som i huvudsak utplånar effekten av spänningens nollinställningsfel på den andra förstärkaringången. För enkelhets skull visas endast förstärkaren 70 (fig. 1) i fig. 6, fastän anordningen för nollinställningsfelkompensation enligt föreliggande uppfinning kan i en följd korrigera ett flertal förstärkare, såsom anges nedan.The input, which is intended to receive a compensation voltage to correct the zero setting error of the voltage, is the input to which the capacitor is connected to. The zero setting error compensation device further includes means for charging the capacitor to a zero setting voltage, as in essentially erases the effect of the voltage zeroing error on the other the amplifier input. For simplicity, only the amplifier 70 (Fig. 1) is shown in Fig. 6, although the zero setting error compensation device according to the present invention can sequentially correct a plurality of amplifiers, such as listed below.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation av en förstärkare, såsom det år utformat för förstärkaren 70, innefattar ett minneselement för noll- inställningsfelet såsom en kondensator Cl, som är ansluten till en första vald ingång 181 till förstärkaren. En nollinställningskrets 182, som är ansluten via omkopplare till både minneselementet för nollinställningsfelet och den andra valda ingången 183 till förstärkaren 70, finns också anordnad. Nollinställnings- kretsen 182 innefattar en laddningsförstärkare 184, som är förbunden med den andra ingången till förstärkaren 70 via en omkopplare A1. Nollinställnings- kretsen innefattar också ett temporärt minneselement, kondensatorn 186, och en serie omkopplare B, D och E, vilka ansluter kondensatorn 186 till laddnings- förstärkaren 184 såsom beskrivs nedan. Ytterligare omkopplare G1 och H1 förbinder laddningsförstärkaren 184 i en laddningskrets, som anpassar den spänning, som lagras på kondensatorn Cl, Kraftledninseﬂs Strömßisnﬂl IM ieas :in försrärkarens 7o inverterande ingång 183, som i det ideala fallet är en virtuell jord. Ett nollinställnings- fel för spänningen i förstärkaren 70 uppträder från början som en Spänning på den inverterande ingången 183. När kondensatorn Cl blir Uppïêddﬂdi minska" spänningen på den inverterande ingången 183, tills ett tillstånd med virtuell jord uppnås. Skillnaden mellan kompensationsspänningen Vcomp på C1 0Ch det verkliga inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70 benämns en fel- spänning Verror. Det är verror som uppträder på ingången 183. Det är ända- målet med anordningen för nollinställningsfelkompensation enligt föreliggande 453 129 16 uppfinning att minska Verror till ett minimum.The device for zero - setting error compensation of an amplifier, such as the year designed for the amplifier 70, includes a memory element for zero setting error such as a capacitor C1, which is connected to a first selected input 181 to the amplifier. A zero setting circuit 182, which is connected via switches to both the zero element memory element and the other selected input 183 to amplifier 70, is also provided. Reset circuit 182 includes a charge amplifier 184 connected to it the second input of the amplifier 70 via a switch A1. Reset the circuit also includes a temporary memory element, capacitor 186, and a series switches B, D and E, which connect the capacitor 186 to the charging amplifier 184 as described below. Additional switches G1 and H1 connects the charge amplifier 184 in a charge circuit which adjusts it voltage, which is stored on the capacitor C1, Power line current current in the inverter 7o inverter input 183, which in the ideal case is a virtual earth. A reset fault for the voltage in the amplifier 70 appears from the beginning as a Voltage on the inverting input 183. When the capacitor Cl becomes Uppïêdd ﬂ di decrease " the voltage at the inverting input 183, until a state of virtual soil is achieved. The difference between the compensation voltage Vcomp at C1 0Ch it The actual setting error of the voltage of the amplifier 70 is called an error. tension Verror. It is verror that appears at the entrance 183. It is the object of the zero setting error compensation device according to the present invention 453 129 16 invention to reduce Verror to a minimum.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation innefattar styrorgan för att åstadkomma de funktioner, som visas i blocket 190. 1 princip driver styrorganet omkopplare A1, B, D, E, G1 och H1, så att det i följd alstras en serie överförings- och laddningsperioder. Under en startöverföringsperiod är omkopplarna Al, B och D slutna och omkopplarna E, G1 och H1 öppna. Med omkopplaren A1 sluten leds Verror till den icke-inverterande ingången till laddningsförstärkaren 184, som är utformad som en förstärkare med förstärkning lika med 1. Omkopplaren B, som är sluten under ëverföringsperioderna, utgör en återkopplingsförbindelse mellan laddningsförstärkarens 184 utgång 192 och den inverterande ingången 226. En första anslutning 228 till den temporära laddningskondensatorn 186 är också ansluten till den inverterande ingången 226.The zero setting error compensation device includes control means for to perform the functions shown in block 190. 1 principle drives the control means switches A1, B, D, E, G1 and H1, so that a series of transfer and charge periods. During a start transfer period is switches A1, B and D are closed and switches E, G1 and H1 are open. With switch A1 closed leads Verror to the non-inverting input to the charge amplifier 184, which is designed as a gain amplifier equal to 1. Switch B, which is closed during the transfer periods, constitutes one feedback connection between the output 192 of the charge amplifier 184 and the inverting input 226. A first connection 228 to the temporary one the charging capacitor 186 is also connected to the inverting input 226.

Omkopplaren D förbinder, när den är sluten, en andra anslutning 230 hos kondensatorn 186 till en jordpunkt. Sålunda uppträder under överföringsperioden Verror på förstärkarutgången 192 och lagras på den temporära laddnings- kondensatorn 186 tillsammans med laddningsförstärkarens 184 nollinställningsfel för spänningen (VoffSet_Amp 134)- Under en följande laddningsperiod öppnar styrorganet 190 omkopplarna A1, B och D och sluter omkopplarna E, G1 och H1. Detta medför, att kondensatorns 186 andra anslutning 230 frigörs från jordpunkten och ansluts till förstärkarutgång- en 192 i en andra återkopplingsslinga. Resultatet är, att en spänning -Verror uppträder på förstärkarutgången 192. Laddningsförstärkarens 184 inre nollin- ställningsfel för spänningen (V0ffset_Amp 184) upphävs av komponenten -V°ffSet_Amp 184, som är lika stor och har motsatt värde och avges till ut- gången 192 från kondensatorn 186. Den slutna omkopplaren Gl och den öppna om- kopplaren A1 under laddningsperioden leder också spänningen Vcomp på kgnden- satorn Cl för nollinställningsfelet till laddningsförstärkarens 184 icke-in- verterade ingång. Med -Verror på laddningsförstärkarens utgång 192 och Vcomp på dess ingång (under laddningsperioden), uppstår en ström -Ierror genom impe- dansen 224 och omkopplaren H1, som anpassar Vcomp i den riktning, som är nöd~ vändig för att minska Verror under nästa överföringsperiod.Switch D, when closed, connects a second connection 230 at capacitor 186 to a ground point. Thus occurs during the transfer period Verror on amplifier output 192 and stored on the temporary charging the capacitor 186 together with the zero amplification error of the charge amplifier 184 for voltage (VoffSet_Amp 134) - During a subsequent charging period, the control means 190 opens the switches A1, B and D and closes switches E, G1 and H1. This causes the capacitor 186 second terminal 230 is released from the ground point and connected to the amplifier output a 192 in a second feedback loop. The result is, that a tension -Verror appears on the amplifier output 192. The internal zero of the charge amplifier 184 position error for voltage (V0ffset_Amp 184) is canceled by the component -V ° ffSet_Amp 184, which is the same size and has the opposite value and is output to time 192 from the capacitor 186. The closed switch G1 and the open switch the coupler A1 during the charging period also conducts the voltage Vcomp at the the zero setting error to the non-input charge of the charge amplifier 184 verteed input. With -Verror on the charge amplifier output 192 and Vcomp at its input (during the charging period), a current -Ierror occurs through impe- dance 224 and switch H1, which adjusts Vcomp in the direction required necessary to reduce Verror during the next transfer period.

Fig. 7 visar arbetssättet hos anordningen för nollinställningsfel- kompensationen under startförhållanden. Om det antas att spänningen V0ff5et_ Amp 70 representerar spänningens nollinställningsfel mellan förstärkarens 70 ingångar och att laddningen på kondensatorn C1 (vcompl från böríêﬂ är 0011, är Verror under den första överföringsperioden lika med V0ffSet_Amp 70.Fig. 7 shows the operation of the zero setting error device. the compensation under starting conditions. Assuming that the voltage V0ff5et_ Amp 70 represents the zero setting error of the voltage between the amplifier 70 inputs and that the charge on the capacitor C1 (vcompl from böríê ﬂ is 0011, is Verror during the first transfer period equal to V0ffSet_Amp 70.

Under den följande laddningsperioden kommer en spänning -Varfor att UPPtfädﬁ på förstärkarens utgång 192. En ström -Ierrør ieds då tiii kondensatorn 135, H 453 129 vilket ökar Vc0mp:s värde. Spänningen Vcomp på kondensatorn Cl medger att förstärkarens 70 nollinställningsfel i väsentlig grad minskas tills nästa överföringsperiod. Motståndets 224 och kondensatorns C1 värden VälJS. så att de ger en ström -Ierror, som inte i betydande grad förändrar spänningen på kondensatorn C1 under en enda laddningsperiod. Kondensatorn Cl k0mmGP därför inte att bli uppladdad till hela inställningsspänningen under de allra första överförings- och laddningscyklerna. När Vcomp närmar sig VoffSet_Amp 70, blir Verro, allt mindre. Till slut kommer Vepror att närma sig ett stabilt minimivärde, som är tillräckligt för att kompensera läckströmar och andra transienta signaler, som finns i kretsen. Vid denna punkt är nollinställnings- felen väsentligen undanröjda.During the following charging period, a voltage -Why to UPPtfäd ﬁ at the output of the amplifier 192. A current -Ierrør ieds then tiii the capacitor 135, H 453 129 which increases the value of Vc0mp. The voltage Vcomp on the capacitor C1 allows that the zero setting error of the amplifier 70 is substantially reduced until the next transfer period. The values of the resistor 224 and the capacitor C1 are selected. so that they give a current -Ierror, which does not significantly change the voltage on capacitor C1 during a single charging period. The capacitor Cl k0mmGP therefore not to be charged to the full setting voltage during the very first the transfer and charge cycles. As Vcomp approaches VoffSet_Amp 70, becomes Verro, less and less. In the end, Vepror will approach a stable minimum value, which is sufficient to compensate for leakage currents and others transient signals, which are present in the circuit. At this point, the zero setting is errors substantially eliminated.

Följande överförings- och laddningsperioder kan antingen följa direkt ef- ter föregående överförings- och laddningsperioder eller vara åtskiljda av en tidsfördröjning. I den föredragna utföringsformen, vari ytterligare förstärkare kompenseras för nollinställningsfel med användning av samma nollinställnings- krets 182, är de överförings- och laddningsperioder, som är förknippade med en förstärkare, åtskiljda av förutbestämda tidsintervall. Med hänvisning till fig. 7 VlSêY Häﬁfﬂ ÖVePfÖPlﬂ9SP@Pl°d GH Veppor, som är mindre såsom visas vid 222.Subsequent transfer and charge periods can either follow directly previous transfer and charge periods or be separated by a time delay. In the preferred embodiment, wherein additional amplifiers is compensated for reset errors using the same reset circuit 182, are the transfer and charge periods associated with a amplifiers, separated by predetermined time intervals. Referring to FIG. 7 VlSêY Hä ﬁ f ﬂ ÖVePfÖPl ﬂ9 SP @ Pl ° d GH Veppor, which is smaller as shown at 222.

Såsom tidigare lagras Verror först på kondensatorn 186 och uppträder sedan un- der följande laddningsperiod på laddningsförstärkarens utgång 192 som -Verr0r_ Under denna laddningsperiod adderas strömmen -Ierror till laddningen i konden- Sät0Yﬂ Cl, vilket ytterligare minskar Verrorzs storlek under nästa överfö- ringsperiod. Under följande cykler kommer Vcomp på kondensatorn Cl att ﬂärmﬂ sig det verkliga nollinställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70, vil- ket minskar Verror till approximativt noll.As before, Verror is first stored on capacitor 186 and then appears un- the following charging period at the output of the charge amplifier 192 as -Verr0r_ During this charging period, the current -Ierror is added to the charge in the capacitor- Sät0Y ﬂ Cl, which further reduces the size of Verrorz during the next transfer. ring period. During the following cycles, Vcomp on the capacitor C1 will ﬂ sleeve ﬂ the actual zero setting error of the voltage of the amplifier 70, which ket reduces Verror to approximately zero.

Anordningen för nollinställningsfelkompensation, som beskrivits ovan med avseende på en förstärkare 70, kan likaledes nollinställningsfelkompensera ett flertal förstärkarelement. Fig. 8 visar den föredragna utföringsformen av ett system för nollinställningsfelkompensation, som används för att nollinställ- ningsfelkompensera fem olika förstärkare. De fem förstärkare som skall nollinställningsfelkompenseras av kompensationsorganet hos mätsystemet är följande: strömsignalförstärkaren 70, strömsignalens ínverterande förstärkare 74, den första modulatorns integrerande förstärkare 46, omvandlarens integre- rande förstärkare 108 för en ytterligare integrerande förstärkare 180. Var och en av förstärkarna liknar förstärkaren 70 som diskuterats i samband med fig. 6, genom det att de alla har inverterande ingångar med virtuell jord, till vilka en signal leds. Var och en av dessa förstärkare är försedd med tillhörande minnes- element för nollinställningsfelet, kondensatorerna Cl _ C5. Förstärkarnas 453 129 18 icke-inverterande ingångar är anslutna till laddningsförstärkaren 184 i nollinställningskretsen 182 via tillhörande omkopplare A1 till A5, såsom visas i fig. 8. Omkopplarpar som är ekvivalenta med G1 och H1 i fig. 13, dvs G1 till G5 och H1 till H5, ansluter laddningsförstärkaren 184 till motsvarande minnes- kondensator för nollinställningsfelet hos varje förstärkare.The zero - setting error compensation device described above with with respect to an amplifier 70, likewise, zero setting error compensation may be one multiple amplifier elements. Fig. 8 shows the preferred embodiment of a zero-error-compensation system, which is used to reset compensate for five different amplifiers. The five amplifiers to zero setting error is compensated by the compensation means of the measuring system is the following: the current signal amplifier 70, the inverting amplifier of the current signal 74, the integrating amplifier 46 of the first modulator, the integrating of the converter amplifier 108 for an additional integrating amplifier 180. Each one of the amplifiers is similar to the amplifier 70 discussed in connection with Fig. 6, in that they all have inverting inputs with virtual earth, to which one signal leds. Each of these amplifiers is equipped with associated memory elements for the zero setting error, the capacitors C1 _ C5. Amplifiers 453 129 18 non-inverting inputs are connected to the charge amplifier 184 i the zero setting circuit 182 via the associated switches A1 to A5, as shown in Fig. 8. Switch pairs equivalent to G1 and H1 in Fig. 13, i.e. G1 to G5 and H1 to H5, connect the charge amplifier 184 to the corresponding memory capacitor for the zero setting error of each amplifier.

En enda nollinställningskrets 182 lagrar felspänningen och laddar minnes- kondensatorn för nollinställningsfelet hos varje förstärkare med hjälp av den operationsföljd, som beskrivs nedan. För klarhetens skull är kontrollkretsarna ej visade, vilka styr de olika omkopplarna, som visas i fig. 8. Ett vanligt styrorgan av någon lämplig typ kan användas för att styra omkopplarna i enlighet med det tidsdiagram, som visas i fig. 9. Styrorganet sluter först omkopplarna A1, B och D under en startöverföringsperiod för förstärkaren 70, öppnar sedan omkopplarna A1, D och B och sluter omkopplarna E, G1 och H1 under en laddningsperiod. Styrorganet ger sedan ytterligare på varandra följande överförings- och laddningsperioder för var och en av de andra förstärkarna, som skall nollinställningsfelkompenseras. Efter förstärkarens 70 laddningsperiod börjar förstärkarens 74 överföringsperiod, varvid styrorganet sluter omkopplarna A2, D och B och sedan öppnar dessa omkopplare och sluter omkopplarna E, G2 och H2 under följande laddningsperiod. För förstärkaren 46 sluts omkopplarna A3, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G3 och H3 sluts under laddningsperioden. För förstärkaren 108 sluts omkopplarna A4, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G4 och H4 sluts under laddningsperioden.A single reset circuit 182 stores the fault voltage and charges the memory the capacitor for the zero - setting error of each amplifier using it sequence of operations, as described below. For the sake of clarity, the control circuits are not shown, which control the various switches shown in Fig. 8. A common one control means of any suitable type may be used to control the switches accordingly with the time diagram shown in Fig. 9. The control means first closes the switches A1, B and D during a start transmission period for amplifier 70, then open switches A1, D and B and closes switches E, G1 and H1 under one charging period. The control member then provides the following one after the other transfer and charge periods for each of the other amplifiers, which the zero setting error shall be compensated. After the amplifier's 70 charging period begins the transmission period of the amplifier 74, the control means closing the switches A2, D and B and then open these switches and close the switches E, G2 and H2 during the following charging period. For amplifier 46, switches A3, B are closed and D during the transfer period and switches E, G3 and H3 are closed during charging period. For amplifier 108, switches A4, B and D are closed below the transfer period and switches E, G4 and H4 are closed during the charging period.

Slutligen sluts för förstärkaren 180 omkopplarna A5, B och D under överförings- perioden och omkopplarna E, G5 och H5 sluts under laddningsperioden.Finally, for amplifier 180, switches A5, B and D are closed during transmission. period and switches E, G5 and H5 close during the charging period.

Sedan en laddnings- och omkopplingsperiod har fullbordats för en förstär- kare, lämnas alla de omkopplare öppna, som är förknippade med förstärkaren, dvs omkopplarna A, G och H. Den laddning, som är lagrad på motsvarande minneskon- densator för nollinställningsfelet, kommer att kvarbli, tills styrorganet i följd alstrar en ny laddningsperiod förknippad med den kondensatorn. Fastän någon laddningsurladdning kommer att inträffa, kommer fel beroende på spännings- felen i väsentlig grad minskas för var och en av förstärkarna. Styrorganets arbetsfrekvens för att öppna och sluta omkopplarna, som är förknippade med anordningen för nollinställningsfelkompensationen, är ett konstruktionsval, men kan vara väsentligt långsammare än de klockor, som är förknippade med den tillhörande mätanordningen.After a charging and switching period has been completed for an amplification all the switches associated with the amplifier are left open, ie switches A, G and H. The charge stored on the corresponding memory con- densator for the zero setting error, will remain until the controller i consequently generates a new charging period associated with that capacitor. Although any charge discharge will occur, faults will occur due to voltage the errors are significantly reduced for each of the amplifiers. The governing body operating frequency to open and close the switches, which are associated with the zero compensation error compensation device, is a design choice, but can be significantly slower than the clocks associated with it associated measuring device.

Den beskrivna anordningen för nollinställningsfelkompensation kan användas för att korrigera nollinställningsfel i ett godtyckligt antal förstärkarelement, som är förknippade med ett mätsystem. En enda nollinställningskrets såsom kret- sen 182 kan i följd anslutas till upp till N förstärkarelement och till dessas 453 129 19 förknippade minneselement under en följd av överförings- och laddningsperioder.The described zero setting error compensation device can be used to correct zero setting errors in any number of amplifier elements, associated with a measurement system. A single zero-setting circuit such as the circuit sen 182 can be sequentially connected to up to N amplifier elements and to these 453 129 19 associated memory elements during a sequence of transfer and charge periods.

En sådan anordning för nollinställningsfelkompensation är ekonomisk och är idealiskt väl lämpad för användning av integrerade CMOS-kretsar, där nollinställningsfel kan utgöra problem. Fastän den har beskrivits i samband med ett mätsystem, kan anordningen för nollinställningsfelkompensation lika väl användas för andra typer av energimätningskretsar, som utnyttjar operationsför- stärkare. En sådan mätkrets kan innefatta t ex ett lämpligt organ för att multiplicera de analoga signalerna, som representerar ström och spänning, liksom en lämplig omvandlare eller filterkrets för att alstra en utgångssignal från produktsignalen. Om det antas, att mätsystemet utnyttjar upp till N förstärkar- element hos dess olika komponenter, kan anordningen för nollinställningsfel- kompensation enligt föreliggande uppfinning väsentligen undanröja nollinställ- ningsfelen på det nedan beskrivna sättet.Such a device for zero setting error compensation is economical and is ideally well suited for the use of integrated CMOS circuits, where reset errors can be a problem. Although it has been described in connection with a measuring system, the device for zero-setting error compensation can just as well be used for other types of energy metering circuits, which utilize operational stronger. Such a measuring circuit may comprise, for example, a suitable means for multiply the analog signals, which represent current and voltage, as well a suitable converter or filter circuit for generating an output signal from the product signal. Assuming that the measuring system uses up to N amplifiers, elements of its various components, the zero-setting error device can compensation according to the present invention substantially eliminates the zero setting errors in the manner described below.

De N förstärkarelementen har vart och ett ett flertal ingångar. En första vald ingång till en sådan förstärkare är den ingång, som skall motta en kompensationsspänning avsedd för att korrigera spänningens nollinställningsfel.The N amplifier elements each have a plurality of inputs. A first The selected input to such an amplifier is the input that is to receive one compensation voltage intended to correct the zero setting error of the voltage.

Det finns också N minneselement för nollställningsfelen såsom kondensatorer. Ett av de N minneselementen för nollinställningsfelen är anslutet till den första valda ingången till vart och ett av de N förstärkarelementen. Minneselementen för nollinställningsfelen mottar kompensationsspänningar, som i betydande grad reducerar inställningsfelet på en annan ingång till det förstärkarelement, till vilket det är anslutet, varvid den andra ingången betecknas som den andra valda ingången. En skillnad mellan kompensationsspänningen på minneselementet för nollinställningsfelet och förstärkarelementets inställningsfel för spänningen är en felspänning, som uppträder på förstärkarelementets andra valda ingång. En nollinställningskrets, såsom kretsen 182, finns också för kompensa- tionsanordningen. Nollinställningskretsen kan i följd anslutas till vart och ett av de N förstärkarelementen och till de därmed förbunda minneselementen för nollinställningsfelen. I beskrivningen nedan betecknas det förstärkarelement, till vilket nollställningskretsen är ansluten, och innefattande dess tillhörande minneselement, som det utvalda förstärkarelementet. På samma sätt som i den ovan beskrivna anordningen ansluts nollinställningskretsen först till det utvalda förstärkarelementets andra ingång under en återkommande övergångsperiod.There are also N memory elements for the reset errors such as capacitors. One of the N memory elements for the zero-setting errors are connected to the first selected input to each of the N amplifier elements. Memory elements for the zero setting errors receive compensation voltages, which to a significant degree reduces the setting error at another input to the amplifier element, to which it is connected to, the second input being designated as the second selected input. A difference between the compensation voltage on the memory element for the zero setting error and the amplifier element setting error for the voltage is a fault voltage which occurs at the second selected of the amplifier element entrance. A zero setting circuit, such as circuit 182, is also provided for compensating device. The reset circuit can be connected in succession to each one of the N amplifier elements and to the associated memory elements for reset errors. In the description below, the amplifier element is denoted, to which the reset circuit is connected, and including its associated memory element, such as the selected amplifier element. In the same way as in the one above described device, the zero setting circuit is first connected to the selected one the second input of the amplifier element during a recurring transition period.

Nollställningskretsen ansluts sedan till minneselementet för nollinställnings- felet, vilket är förbundet med det utvalda förstärkarelementet, under den återkommande laddningsperiod, som följer efter överföringsperioden. Ett styr- system ansluter sedan nollinställningskretsen i följd till de kvarvarande N förstärkarelementen för att förse vart och ett av förstärkarelementen med 453 129 20 överförings- och laddningsperioder. Följden upprepas fortlöpande, varigenom alla förstärkarelement felinställningskompenseras och inställningsfelen i mätsystemet i allt väsentligt undanröjs.The reset circuit is then connected to the reset memory element the fault, which is connected to the selected amplifier element, below it recurring charging period, which follows the transfer period. A control system then connects the reset circuit in succession to the remaining N amplifier elements to supply each of the amplifier elements with 453 129 20 transfer and charge periods. The sequence is repeated continuously, whereby all amplifier elements error setting is compensated and the setting errors in the measuring system essentially eliminated.

Genom införlivandet av anordningen för nollinställningsfelkompensation, som beskrivits ovan, utför mätanordningen enligt föreliggande uppfinning effektmätning med en hög grad av noggrannhet över ett vidsträckt dynamiskt område. Behovet av relativt dyrbara kalibrerade eller felfria förstärkare undanröjs, vilket gör mätanordningen relativt billig.By incorporating the zero-setting error compensation device, as described above, performs the measuring device according to the present invention power measurement with a high degree of accuracy over a wide dynamic range area. The need for relatively expensive calibrated or faultless amplifiers is eliminated, which makes the measuring device relatively inexpensive.

Fig. 10 visar en modulatorkrets, som innefattar en alternativ anordning för nollinställningsfelkompensation. Enligt detta utförande är komparatorn 50, som är ett operationsförstärkarelement, försedd med kompensationsorgan för att väsentligen undanröja varje inställningsfel, som resulterar från ett inställningsfel för spänningen mellan förstärkarens ingångar 306 och 308. Som beskrivits ovan definieras spänningens inställningsfel allmänt som den spänning, som erfordras mellan en förstärkares ingångar för att ge en utsignal av värdet noll. I det ideala fallet är spänningens inställningsfel noll, men i de flesta reella operationsförstärkare finns vanligen ett inställningsfel av okänt värde.Fig. 10 shows a modulator circuit comprising an alternative device for zero setting error compensation. According to this embodiment, the comparator 50, which is an operational amplifier element, provided with compensation means for substantially eliminate any setting error that results from a setting error for the voltage between the amplifier inputs 306 and 308. As described above, the setting error of the voltage is generally defined as the voltage required between the inputs of an amplifier to provide an output signal of the value zero. In the ideal case, the voltage setting error is zero, but in most real operational amplifiers there is usually a setting error of unknown value.

Enligt föreliggande uppfinning är ett första minneselement, såsom en kondensator 302, anslutet till en av förstärkarens ingångar, och en inställningsspänning, som väsentligen är lika stor som inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren, lagras på minneselementet för att kompensera spänningens inställningsfel. I det exempel, som visas i fig. 10, är kondensatorn 302 belägen i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och förstärkarens inverterande ingång 306. Det inses, att kondensatorn 302 liksom kondensatorn 44 och de andra minneselement som används i utföringsformerna nedan, representerar en typ av minneselement som kan användas, och att andra typer kretselement, såsom register med DA-omvandlare och liknande, kan användas som de olika minneselementen i föreliggande uppfinning.According to the present invention, a first memory element, such as a capacitor, is 302, connected to one of the inputs of the amplifier, and a setting voltage, which is substantially equal to the setting error of the voltage of the amplifier, is stored on the memory element to compensate for the voltage setting error. In the example shown in Fig. 10, capacitor 302 is located in the electrical line between the summing connection point 36 and the inverting input 306 of the amplifier It will be appreciated that the capacitor 302 as well the capacitor 44 and the other memory elements used in the embodiments below, represents a type of memory element that can be used, and that others types of circuit elements, such as registers with DA converters and the like, can be used as the various memory elements of the present invention.

Systemet för nollinställningsfelkompensation innefattar också en återkopp- lingsslinga 300, som med återkommande intervall ansluts omkring förstärkaren 50 mellan den inverterande ingången 306 och förstärkarens utgång via en omkopplare C. När omkopplaren C är sluten, uppträder spänningens inställningsfel med låg impedans på ingången 306. För att lagra den spänning, som alstras av återkopp- lingsslingan på kondensatorn 302, finns omkopplare A och B, som bryter förbin- delsen mellan kondensatorns ena anslutning och den summerande hopkopplingspunk- ten 36 och förbinder den med en gemensam jordpunkt 305.The zero-setting error compensation system also includes a feedback loop 300, which is connected at recurring intervals around the amplifier 50 between the inverting input 306 and the output of the amplifier via a switch C. When switch C is closed, the voltage setting error occurs with low impedance at input 306. To store the voltage generated by feedback switching loop on capacitor 302, there are switches A and B which disconnect the connection between one connection of the capacitor and the summing interconnection point 36 and connects it to a common ground point 305.

Organet för att styra anordningen för nollinställningsfelkompensation i 453 129 21 fig. 10 är en klocka S6, och fig. 11 visar styrfunktionen. Den bistabila kretsen 52 klockar på framflanken till varje klockcykel, såsom anges med pilarna 312. Varje uppåtgående puls representerar en klockpuls. Precis när klocksignalen börjar att gå från låg nivå till hög nivå, är omkopplarna B och C öppna och omkopplaren A sluten, vilket innebär att återkopplingsslingan kring förstärkaren 50 inte är inkopplad och att kondensatorn 302 är ansluten till den summerande hopkopplingspunkten 36. Så snart som klockpulsen börjar, kopplas omkopplarna B och C på och omkopplaren A kopplas från, vilket inkopplar återkopplingsslingan kring förstärkaren och ansluter kondensatorns 302 ena anslutning till jordpunkten. Under denna period, som benämns nollinställningsperioden, uppträder förstärkarens 50 nollinställningsfel för spänningen +V0ffSet på ingången 305, Eftersom kondensatorn 302 är ansluten mellan ingången 306 och jord, lagras Sßäﬂnlﬁgeﬂ +V°ffSet på kondensatorn. Under den sista hälften av varje klockcykel, som benämns mätperioden, kopplas omkopplarna B och C åter från och omkopplaren A kopplas på. Med den icke-inverterande ingången 308 ansluten till jord är felet på den inverterande ingången 306 det negativa värdet av Spänﬂinssfelet -V°ff5et. Föijaktiigen är den signai, som jämförs ma komparatorns 50 tröskelnivå, när A är sluten och B och ß är öppna, spänningen vid hopkopplingspunkten 306, dvs den integrerade differenssignalen plus Voffset plus ~VoffSet. Komparatorns 50 nollinställningsfel för spänningen upphävs därför, och det fel, som detta annars skulle ge vid tröskelmätningen, undanröjs i allt väsentligt.The means for controlling the zero setting error compensation device in 453 129 21 Fig. 10 is a clock S6, and Fig. 11 shows the control function. The bistable circuit 52 clocks on the leading edge of each clock cycle, as indicated by the arrows 312. Each upward pulse represents a clock pulse. Just when the clock signal starts to go from low level to high level, switches B and C are open and switch A is closed, which means that the feedback loop around the amplifier 50 is not connected and that the capacitor 302 is connected to the summing one switching point 36. As soon as the clock pulse starts, switches B are switched and C on and switch A is switched off, which switches on the feedback loop around the amplifier and connects one terminal of the capacitor 302 to ground point. During this period, which is called the zero setting period, occurs amplifier 50 zero setting error for voltage + V0ffSet on input 305, Since the capacitor 302 is connected between the input 306 and ground, it is stored Sßä ﬂ nl ﬁ ge ﬂ + V ° ffSet on the capacitor. During the last half of each clock cycle, called the measurement period, switches B and C are switched off and on again switch A is switched on. With the non-inverting input 308 connected to ground, the error at the inverting input 306 is the negative value of Tension elet inssfelet -V ° ff5et. Föijaktiigen is the signai, which is compared ma the threshold level of the comparator 50, when A is closed and B and ß are open, the voltage at the interconnection point 306, i.e. the integrated difference signal plus Voffset plus ~ VoffSet. Comparator 50 zero setting error for voltage is therefore repealed, and the error which this would otherwise give in the threshold measurement, eliminated in all material respects.

Ett annat utförande av en modulator, som utnyttjar en anordning för nollinställningsfelkompensation, visas i fig. 12. Enligt detta utförande har Emätorgan 298 första och andra förstärkarelement 328 resp 336, som fungerar som komparatorer och växelvis ansluts mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och den bistabila kretsen 52. Den första förstärkaren 328 är försedd med en inkopplingsbar återkopplingsslinga 324, som förbinder utgången 330 med den inverterande ingången 326 via omkopplaren D. Ett första minneselement i form av en kondensator 316 är anslutet i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och den inverterande ingången 320 via omkopplaren E. En ledning finns mellan kondensatorns 316 ena anslutning 318 och jord via omkopplaren F. Det andra förstärkarelementet 336 innefattar också en inkopplingsbar återkopplingsslinga 332, som förbinder utgången 338 och den inverterande ingången 334 via omkopplaren G, och ett minneselement, såsom en kondensator 320, finns i den elektriska ledningen mellan den inverterande ingången 334 och den summerande hopkopplingspunkten 36 via omkopplaren H. En anslutning finns via omkopplaren J mellan kondensatorns 320 ena anslutning 322 och jord. 453 129 22 Utförandet enligt fig. 12 är konstruerat för att ge två parallella noll- inställningskompenserade komparatorkretsar för att mäta den integrerade diffe- renssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 36. När omkopplarna E och K är slutna, avger det första förstärkarelementet den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och när omkopplarna H och L är slutna, avger det andra förstärkarelementet 335 den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52.Another embodiment of a modulator, which uses a device for zero setting error compensation, is shown in Fig. 12. According to this embodiment has Measuring means 298 first and second amplifier elements 328 and 336, respectively, which function as comparators and alternately connected between the summing interconnection point 36 and the bistable circuit 52. The first amplifier 328 is provided with a connectable feedback loop 324, which connects the output 330 to it inverting input 326 via switch D. A first memory element in the form of a capacitor 316 is connected in the electrical line between the summing the connection point 36 and the inverting input 320 via the switch E. A wire is located between one connection 318 of capacitor 316 and ground via switch F. The second amplifier element 336 also includes one connectable feedback loop 332, which connects the output 338 and the inverting input 334 via switch G, and a memory element, such as a capacitor 320, is located in the electrical line between the inverting the input 334 and the summing connection point 36 via the switch H. En connection is via the switch J between one connection 322 of the capacitor 320 and soil. 453 129 22 The embodiment of Fig. 12 is designed to give two parallel zeros. setting compensated comparator circuits to measure the integrated differential the clearing signal at the summing interconnection point 36. When the switches E and K are closed, the first amplifier element outputs the first control signal to it bistable circuit 52, and when switches H and L are closed, the other emits the other the amplifier element 335 provides the first control signal to the bistable circuit 52.

Genom att sluta omkopplarna E, G, J och K och öppna omkopplarna D, F, H och L, är det första förstärkarelementet 328 i mättillstånd och avger styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och det andra förstärkarelementet 336 är i ett nollin- ställningstillstånd, i vilket förstärkarelementets 336 nollinställningsfel för spänningen lagras på kondensatorn 320. Lagring av Voffset på kondensatorerna 316 och 320 åstadkommas på exakt samma sätt som för förstärkarelementet 50 och kondensatorn 302 i utförandet i fig. 10. Genom att omkasta läget hos alla om- kopplarna, dvs sluta omkopplarna D, F, H och L och öppna omkopplarna E, G, J och K, antar förstärkaren 328 nollinställningstillstånd och förstärkaren 336 mättillstånd, i vilket den integrerade differenssignalen vid den summerande hop- kopplingspunkten 336 avges till den inverterande ingången 334 via kondensatorn 320, varigenom den kompenseras för förstärkarens 336 nollinställningsfel för spänningen och ger en felfri första styrsignal till den bistabila kretsens 52 D- ingång.By closing the switches E, G, J and K and opening the switches D, F, H and L, is the first amplifier element 328 in the measurement state and outputs the control signal to the bistable circuit 52, and the second amplifier element 336 is in a zero line. position state, in which the zero element error of the amplifier element 336 for the voltage is stored on the capacitor 320. Storage of the Voffset on the capacitors 316 and 320 are provided in exactly the same manner as for the amplifier element 50 and the capacitor 302 in the embodiment of Fig. 10. By reversing the position of all switches, ie close switches D, F, H and L and open switches E, G, J and K, the amplifier 328 assumes a zero setting state and the amplifier 336 measurement state, in which the integrated difference signal at the summing the connection point 336 is supplied to the inverting input 334 via the capacitor 320, thereby compensating for the zero setting error of the amplifier 336 for voltage and provides an error-free first control signal to the bistable circuit 52 D- entrance.

En fördel hos utförandet, som visas i fig. 12, jämfört med det som visas i fig. 10, är att en nollinställningsfelkompenserad förstärkare i mättillstånd är tillgänglig vid alla tidpunkter. Dessutom inträffar omkoppling nellan mät- och nollinställningstillstånd i utförandet enligt fig. 10 vid klockans 56 klockfrek- vens. Om provtagningsfrekvensen, som den bestäms av klockans 56 frekvens, är tillräckligt hög, kommer förstärkarelementen, som fungerar som komperatorer, in- te att kunna stabiliseras efter varje nollinställningsperiod och fel kommer att införas. Utförandet i fig. 12, som använder vanlig styrlogik för att driva om- kopplarna D, E, F, G, H, J och L, vilka representeras av elementet 340, kan drivas vid en frekvens, som är skild från klockans 56. En vanlig frekvensdel- ningskrets kan t ex användas för att minska styroperationernas frekvens.An advantage of the embodiment shown in Fig. 12 over that shown in Figs Fig. 10, is that a zero setting error compensated amplifier in measurement condition is available at all times. In addition, switching occurs between the measuring and zero setting condition in the embodiment according to Fig. 10 at the clock frequency of vens. If the sampling frequency, as determined by the frequency of the clock 56, is high enough, the amplifier elements, which act as comparators, will be tea to be able to stabilize after each reset period and errors will introduced. The embodiment of Fig. 12, which uses common control logic to drive the couplers D, E, F, G, H, J and L, which are represented by the element 340, can operated at a frequency different from that of the clock. circuit can be used, for example, to reduce the frequency of control operations.

För att säkerställa att tillräcklig tid finns för att förstärkarna i ut- förandet i fig. 12 skall stabiliseras efter varje nollinställningsperiod, ut- sträcker styrlogiken 340, som fungerar som styrorgan för att driva omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L, mätperioden för varje förstärkarelement, vilket med- ger tid för stabilisering. Fig. 13 visar tidsschemat för styrning av omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L med hjälp av styrlogiken 340. Omkopplarna K och L, som ansluter utgångarna från det första resp det andra förstärkarelementet till 453 129 23 den bistabila kretsen 52, drivs ej i fas i förhållande till varandra. Omkoppla- ren K är i påläge under halva tiden och i frånläge under halva tiden och omkopp- laren L är i frånläge, när K är i påläge, och omvänt. Utöver att styra de om- kopplare, som ansluter förstärkarna till den bistabila kretsen 52, styr styrlo- giken 340 också de omkopplare, som bestämmer förstärkarnas 328 och 336 nollin- ställnings- och mätperioder. Omkopplarna D, E och F fungerar så, att de inkopp- lar en återkopplingsslinga kring förstärkaren 328 och ansluter kondensatorns 316 ena anslutning till Jord på exakt samma sätt som i utförandet i fig. 10. Omkopp- larna G, H och J utför samma funktion för förstärkaren 336. Såsom kan ses i fig. 13 är vardera förstärkarelementets nollställnings- och mätperioder inte av samma varaktighet. Den första förstärkarens 328 nollställningsperiod börjar exempelvis, när omkopplaren K kopplas från, och slutar, innan omkopplaren K åter kopplas på. På liknande sätt börjar den andra förstärkarens 336 nollinställ- ningsperiod, när omkopplaren L kopplas från, och slutar, innan omkopplaren L åter kopplas på. Följdaktligen är varje förstärkares nollinställningsperiod kortare än mätperioden och skillnaden är ett förutbestämt intervall. Detta är avsett att möjliggöra en stabiliseringstid för förstärkarna, innan de åter blir anslutna till den bistabila kretsen 52.To ensure that there is sufficient time for the amplifiers in the operation in Fig. 12 is to be stabilized after each zero setting period, extends the control logic 340, which acts as a control means for driving the switches D, E, F, G, H, J, K and L, the measurement period of each amplifier element, which provides time for stabilization. Fig. 13 shows the time schedule for controlling the switches D, E, F, G, H, J, K and L using the control logic 340. The switches K and L, which connects the outputs of the first and the second amplifier element, respectively 453 129 23 the bistable circuit 52, are not driven in phase relative to each other. Switch- pure K is in the on position for half the time and in the off position for the half time and the switch the L is in the off position, when K is in the on position, and vice versa. In addition to managing the coupler, which connects the amplifiers to the bistable circuit 52, controls the control 340 also includes the switches which determine the zero of the amplifiers 328 and 336. position and measurement periods. Switches D, E and F work so that the switches runs a feedback loop around the amplifier 328 and connects the capacitor 316 one connection to Earth in exactly the same way as in the embodiment in Fig. 10. G, H and J perform the same function for the amplifier 336. As can be seen in FIG. 13, the zeroing and measuring periods of each amplifier element are not the same duration. The reset period of the first amplifier 328 begins for example, when switch K is switched off, and stops, before switch K again switched on. Similarly, the reset of the second amplifier 336 begins period, when switch L is switched off, and ends, before switch L reconnected. Consequently, each amplifier is reset to zero shorter than the measurement period and the difference is a predetermined interval. This is intended to allow a stabilization time for the amplifiers, before they become again connected to the bistable circuit 52.

Det bör observeras att, förutom att medge extra tid för förstärkarstabi- lisering innan antingen den första eller den andra förstärkaren ansluts till den bistabila kretsen, fungerar styrlogiken 340 i sig själv långsammare än klockan 56. Som kan ses i fig. 13 drivs klocksignalen, som inte ritad i riktig skala, med en väsentligt högre frekvens än någon av omkopplarna i fig. 12. Styrlogiken 340 innefattar företrädesevis en frekvensdelningskrets för detta ändamål. Ut- förandet, som visas i fig. 12, kan sålunda använda en klocka av relativt hög frekvens, t ex 10 kHz, för att medge en ofta återkommande provtagning på mätvär- det och för en relativt hög upplösning, medan nollinställningen och kompensatio- nen av förstärkarelementen sker vid en tillräckligt låg frekvens för att minime- ra de fel, som beror på ett långsamt förstärkarsvar.It should be noted that, in addition to allowing extra time for amplifier before either the first or the second amplifier is connected to it bistable circuit, the control logic 340 in itself operates more slowly than the clock 56. As can be seen in Fig. 13, the clock signal, which is not drawn to the correct scale, is driven. with a substantially higher frequency than any of the switches in Fig. 12. The control logic 340 preferably includes a frequency division circuit for this purpose. Out- the method shown in Fig. 12 can thus use a relatively high clock frequency, eg 10 kHz, to allow frequent sampling of the measured value and for a relatively high resolution, while the zero setting and compensation The amplification elements take place at a sufficiently low frequency to minimize the errors due to a slow amplifier response.

Metoden, såsom den utförs av utföringsformen i fig. 12, innefattar ett ytterligare steg i mätsteget för att koppla om mellan de första och andra förstärkarelementen 328 resp 336. Kompensationssteget innefattar mätning med det första förstärkarelementet och nollinställning av det andra förstärkarelementet och sedan mätning med det andra förstärkarelementet och nollinställning av den andra förstärkarelementet i en kontinuerlig följd, så att åtminstone ett av de felinställningskompenserade förstärkarelementen vid alla tidpunkter är anslutet till den summerande hopkopplingspunkten. Enligt metoden kan nollinställnings- 453 129 24 och mätperioderna vara olika och företrädesvis långsammare än klockintervallen.The method, as performed by the embodiment of Fig. 12, comprises a additional steps in the measuring step to switch between the first and second amplifier elements 328 and 336, respectively. The compensation step includes measuring with it first amplifier element and resetting the second amplifier element and then measuring with the second amplifier element and resetting it second amplifier element in a continuous sequence, so that at least one of them error setting compensated amplifier elements at all times are connected to the summing connection point. According to the method, the zero setting 453 129 24 and the measurement periods are different and preferably slower than the clock intervals.

Dessutom är nollinställningsperioderna kortare än mätperioderna för varje förstärkarelement i enlighet med tidsdiagrammet i fig. 13. Ett förstärkar- elements mätperiod påbörjas före slutet av det andra förstärkarelementets mätperiod, så att varje fel elimineras, som beror på ett långsamt komparator- svar från det första förstärkarelementet, när detta från början omkopplas från nollinställning till mätning.In addition, the zero setting periods are shorter than the measurement periods for each amplifier element in accordance with the timing diagram of Fig. 13. An amplifier element measuring period begins before the end of the second amplifier element measurement period, so that any error is eliminated, which is due to a slow comparator response from the first amplifier element, when this is initially switched off zero setting for measurement.

Claims

zs e 453 129 Patentkrav

A method of zero setting error compensating a plurality of amplifier elements (70; 70,74,108,46,180; 50; 328,336) comprising N amplifier elements, each having a plurality of inputs (181,188; 306,308), to substantially eliminate error dependence. on the zero setting error of the voltage between selected inputs of each of the amplifier elements, characterized in that the method uses a zero setting circuit (182) for measuring a voltage and for generating a current proportional to the voltage, each amplifier element having a first input (181; 306; 326,334) is connected to a memory element (C1; C1, C2, C4, C3, C5; 316,320), on which a compensating voltage (Vcomp) is stored to substantially correct each zero setting error for the voltage at a second input (l83; 308) to the amplifier element, and wherein any difference between the compensation voltage (Vcomp) on the (error), which occurs at the second input (l83; 308), and that the method includes the steps of sequentially connecting the zero setting circuit (182) to each of the N amplifier elements and to the associated memory elements to zero-set error compensation selected amplifier element in succession, the zero setting circuit (182) first being connected to the second input (183; 308) of the selected amplifier element during a periodically repeated transmission period to determine the fault voltage, the zero setting circuit (182) is then connected to the memory element of the preselected element first input (181; 306; 326,334), during a periodically recurring charging period, which follows the transfer period, to adjust the charge on the memory element during the charging period, so that the fault voltage during the next transfer period of the selected amplifier element is reduced, and that the method includes provide each of the N amplifiers with transfer and charge periods in a continuous cycle. (Figs. 1,6,8,10,12)

Method according to claim 1, characterized in that the zero setting circuit (182) comprises a charge amplifier (184) and a temporary memory element (186) with first (228) and second (230) connections, the method further comprising the steps connecting an input of the charge amplifier (184) to the second input of the selected amplifier element and connecting the first connection (228) of the temporary memory element (186) to a feedback loop between an input (226) to and an output of the charge amplifier (184). ) during each transfer period, and simultaneously connecting the second connection (230) of the temporary memory element (186), to a common ground point during the transfer period, so that the fault voltage (Verror) is transmitted via the charging amplifier (184) to the temporary memory element ( 186), and to then disconnect the second connection and the common ground point and to connect the second connection to the charging amplifier output of the purge during the following charging period, whereby a voltage proportional to the fault voltage appears at the output of the charging amplifier during the charging period. (Fig. 6)

Method according to claim 2, characterized in that it further comprises, during each charging period, connecting the output of the charge amplifier (184) to the memory element (C1) for zero setting, so that a current (currents) is conducted to the memory element, which is proportional to the fault voltage. to thereby adjust the voltage on the memory element in a direction which reduces the error voltage during the next transmission period for the selected amplifier element. (Fig. 6)

A device for zero-setting error compensation of a plurality of amplifier elements (70; 70.74, 108.46, 180; 328.336) comprising N amplifier elements, each of which has a plurality of inputs (181,183; 306,308), the device being intended to substantially eliminate errors depending on the zero setting error of the voltage between selected inputs to each of the amplifier elements, characterized in that it comprises N memory elements (C1; C1, C2, C4, C3, C5; 316,320), which are connected to the N the amplifier elements, so that a memory element is connected to a selected first input (181; 306; 326,334) to each amplifier element, the memory elements being intended to receive a compensation voltage (Vcomp), which substantially reduces the zero setting error on a selected second input (l83; 308) to the connected amplifier element, and wherein any difference between the compensation voltage (vcomp) and the amplifier element's zero setting error for the voltage appears as an error voltage (verror ) at the second input (l83; 308), and that it comprises a zero setting circuit (182), which can be sequentially connected to each of the N amplifier elements and to the memory element connected thereto, so that each amplifier element in succession, the selected amplifier element becomes zero-setting error compensated, the zero-setting circuit (182) first being connected to a second input of a selected amplifier element during a periodically repeated transmission period to determine the error voltage and then connected to that memory element, which is connected to the first input of the selected amplifier element, for transferring charge to the memory element for a periodically recurring charging period following the transfer period, the zero setting error compensation device further comprising means ﬁ9 @ for sequentially supplying each of the N amplifier elements with transfer and charge periods 27,453,129 periods, so that the zero setting errors at the second entrance is substantially eliminated. (Fig. 1, s, s, 1o, 12)

Zero setting error compensation device according to claim 4, characterized in that the zero setting circuit (182) comprises a charge amplifier (184), a temporary memory element (186) connected to the charge amplifier (184), and means for to transmit the error voltage (Verror) from the second input of the selected amplifier element via the charge amplifier to the temporary memory element during the transmission period. (Fig. 6)

Zero setting error compensation device according to claim 4, characterized in that the temporary memory element (186) comprises first (228) and second (230) connections and that it comprises means for connecting the first connection of the temporary memory element (186) (186). 228) to a feedback loop between an input (226) to and an output of the charge amplifier (184) and to connect the second connection of the temporary memory element (186) to a common ground point during each transmission period, so that the fault voltage the verrorl is transferred to the temporary memory element (186), and includes means (D, E) for interrupting the connection between the second terminal and the common ground point and for connecting the second terminal to the output of the charge amplifier during each subsequent charging period, so that a voltage proportional to the fault voltage of the selected amplifier element occurs at the output of the charge amplifier during charging speed rioden. (Fig. 6)

Device for zero-setting error compensation according to claim 6, characterized in that it further comprises means for connecting the charge amplifier (186) output to the memory element (C1) for the zero-setting error, which is connected to the selected amplifier element, during each charging period, so that a current is applied to the memory element, which current (currents) is proportional to the voltage error of the selected amplifier element, thereby adjusting the voltage of the memory element in a direction which reduces the error voltage during the next transmission period of the selected amplifier element. ment. (Fig. 6)

Use of the method and device for zero-setting error compensation according to any one of claims: 1-7 in a device for measuring electrical power, which is transmitted in a line (10).