SE452516B

SE452516B - Metod och anordning for att meta elektrisk effekt overford i en ledning

Info

Publication number: SE452516B
Application number: SE8501603A
Authority: SE
Inventors: M A Robinton; A H Starkie
Original assignee: Robinton Prod Inc
Priority date: 1983-08-01
Filing date: 1985-04-01
Publication date: 1987-11-30
Also published as: FR2555318B1; SE453129B; SE8504813D0; GB8620427D0; GB2178261A; SE8504816D0; GB8620426D0; FR2555382A1; SE8504813L; GB2178260B; WO1985000711A1; GB8620428D0; FR2555381A1; IT1176528B; DE3490349T1; CH672847A5; DE3448183C2; DE3448184C2; DE3448185C2; GB2178177B

Description

452516 _ ("spännings-offsets"l i de aktiva kretselementen. Systemet borde därför med stor fördel innefatta ett system för nollinställningsfelkompensation, som på ett eko- nomiskt sätt kan kompensera fel i ett flertal förstärkarelement.

I enlighet med vad som ovan sagts anvisas enligt uppfinningen en metod och en anordning för att mäta elektrisk effekt, som flyter i en ledning. Anordningen innefattar organ för att övervaka ström- och spänningssignaler i ledningen. En första signalomvandlare ger en första analog signal, som är proportionell mot en av ström-och spänningssignalerna, och en andra signalomvandlare ger en andra analog signal, som är proportionell mot den andra av ström- och spänningssigna- lerna. En modulator modulerar en av de analoga signalerna, så att en första mo- dulerad signal framställs, vilken kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda första klockintervall, så att den första modulerade signalen har en genomsnitts- nivå, som över ett tillräckligt tidsintervall är proportionell mot den valda analoga signalen. Första multiplikationsorgan finns för att styra den andra ana- loga signalen som svar på förändringar i den första modulerade signalens nivå, så att de analoga signalerna multipliceras med varandra och så att en produkt- signal framställs, som är proportionell not den energi, som överförs i ledning- en. En omvandlare omvandlar sedan produktsignalen till en första utgångssignal, som i den föredragna utföringsformen kan förändras mellan två nivåer vid förut- bestämda klockintervall på ett sätt som är proportionellt mot produktsignalen och mot energin som överförs i ledningen.

Mätanordningen enligt föreliggande uppfinning innefattar en omvandlare, som separat mäter energin vid varje polaritet i ledningen och innefattar digita- la organ för att ändra fasförhållandet mellan de analoga signalerna för att framställa en produktsignal, som är proportionell mot ett valt fasförhållande- värde såsom VARS eller Q. Anordningen innefattar också ett system för nollin- ställningsfelkompensation, som korrigerar nollinställningsfel för spänningarna i de olika operationsförstärkarna i mätsystemet, så att nollinställningsfel ("offset errors") undanröjes och så att hög noggrannhet erhålls. Det system för nollinställningsfelkompensation, som beskrivs nedan, korrigerar nollinställ- ningsfelen för spänningarna mellan ingångarna till N förstärkarelement. Systemet för nollinställningsfelkompensation innefattar N minneselement för nollinställ- ningsfelen, vilka element vart och ett är förbundet med en ingång till varje förstärkarelement, så att denna erhåller en kompensationsspänning, som väsentli- gen minskar nollinställningsfelet på förstärkarelementets andra ingång. Varje skillnad mellan kompensationsspänningen och förstärkarelementets nollinställ- ningsfel för spänningen benämns ett spänningsfel, som uppträder på den andra förstärkaringången. Systemet innefattar en nollinställningskrets, som i följd kan anslutas till vart och ett av de N förstärkarelementen och till de därmed _ 3 452 516 _ förbundna minneselementen för nollinställningsfelen, så att varje förstärkarele- ment i följd blir det utvalda förstärkarelement, som blir nollinställningsfel- kompenserat. Nollinställningskretsen ansluts först till den andra ingången till det utvalda förstärkarelementet under en periodiskt återkommande överföringspe- riod för att bestämma felspänningen. Nollinställningskretsen ansluts till min- neselementet för nollinställningfelet, vilket element är förbundet med en ingång till det utvalda förstärkarelementet under en periodiskt återkommande laddnings- period, som följer efter överföringsperioden. Systemet för nollinställningsfel- kompensation innefattar organ för att i följd tillhandahålla överförings- och laddningsperioderna för vart och ett av de N förstärkarelementen, så att noll- inställningsfelen i mätsystemet väsentligen undanröjs.

Uppfinningen skall nu närmare beskrivas i samband med de bifogade ritning- arna, i vilka: Fig. 1 är ett schematiskt blockschema för en anordning för att mäta ener- gin i en ledning i enlighet med föreliggande uppfinning.

Fig. 2 är ett schematiskt kretsschema för den första modulatordelen av mätanordningen visad i fig. 1.

Fig. 3 är ett schematiskt kretsschema för den första omvandlardelen för utgångssignalen i mätanordningen visad i fig. 1.

Fig. 4 är en serie av diagram,vilka betecknas såsom fig. 4a-4g och vilka visar vissa valda inre signaler och utgångssignaler, som alstras, när mätanord- ningen enligt fig. 1-3 är i funktion.

Fig. 5 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 5a-Si och vilka vi- sar vissa inre signaler och utgångssignaler, som alstras av omvandlaren i fig. 3 vid mätning av signaler av olika polaritet.

Fig. 6 är ett schematiskt kretsschema för en modulator enligt ett alterna- tivt utförande avsedd för användning i effektmätningsanordningen, som åstadkom- mer att den modulerade utgångssignalen har en positiv fasförskjutning.

Fig. 7 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 7a-7g och vilka vi- sar vissa valda inre signaler och utgångssignaler alstrade av modulatorn i fig. 6.

Fig. 8 är ett schematiskt blockschema för en mätanordning enligt förelig- gande uppfinning, som innefattar apparatur för att åstadkomma mätningar av VARS och Q.

Fig. 9 är ett schematiskt kretsschema för en signalmultiplikationsanord- ning för användning i mätanordningen i fig. 8, som innefattar digitala kretsar för fasförskjutning för att möjliggöra mätning av VARS och Q.

Fig. 10 är en serie diagram, vilka som betecknas fig. 10a-lDh och vilka visar vissa valda inre signaler och utgångssignaler, som alstras i multiplika- 452 516 tionsanordningen i fig. 9.

Fig. 11 är ett schematiskt kretsschema, som visar ytterligare detaljer i de digitala kretsarna för fasförskjutning i fig. 9.

Fig. 12 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. l2a-12d och vilka visar en vald fasförskjutning för en modulerad signal, som alstras av multipli- kationsanordningen i fig. 9.

Fig. 13 är ett schematiskt kretsschema för en utföringsform av ett kompen- sationssystem för spänningarnas nollinställningsfel för användning i föreliggan- de uppfinning.

Fig. 14 är en diagram över förändringen i felspänning, som alstras av kom- pensationssystemet i fig. 13.

Fig. 15 är ett schematiskt kretsschema för ett kompensationssystem för spänningarnas nollinställningsfel av den typ som visas i fig. 13 för ett full- ständigt effektmätningssystem.

Fig. 16 är ett tidsdiagram, som illustrerar funktionen hos systemet för nollinställningskompensation i fig. 15.

Fig. 17 är ett schematiskt kretsschema för en modulator enligt en andra utföringsform för användning i effektmätningsanordningen i fig. 1.

Fig. 18 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 18a-18e och vilka visar olika signaler, som alstras av modulatorn i fig. 17.

Fig. 19 visar modulatorn i fig. 17 med ett kompensationssystem för spän- ningarnas nollinställningsfel enligt en alternativ utföringsform.

Fig. 20 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av kom- pensationssystemet för spänningarnas nollinställningsfel i fig. 19.

Fig. 21 är en alternativ utföringsform av en modulator för användning i mätanordningen i fig. 1, som innefattar kompensationskretsar för spänningarnas nollinställningsfel.

Fig. 22 är ett tidsdiagram, som visar styrsignalerna för drivning av sys- temet för nollinställningsfelkompensation i fig. 21.

Fig. 23 visar en modulator enligt en alternativ utföringsform och därmed förbundna kretsar för utgångssignaler med två polariteter.

Fig. 24 är en serie diagram, vilka betecknas såsom fig. 24a-24j och vilka visar olika signaler, som alstras av modulatorn i fig. 23 och av därmed förbund- na kretsar. ' Med hänvisning till fig. 1 visas schematiskt mätanordningen enligt före- liggande uppfinning som ett organ för att mäta den elektriska energi, som över- förs i en ledning 10 från en källa 12 till en belastning 14. Strömmen i ledning- en 10 betecknas allmänt IL och spänningen VL- Mätäﬂ0PdﬂlP9@ﬂ lﬂﬂefatöaf ett organ för övervakning och behandling av signalerna såsom transformatorer 16 och 452 516 _ 18 för att övervaka VL resp IL. Transformatorn 16, som betecknas det första signalorganet, alstrar i ledningen 20 en första analog signal IA1, som är pro- portionell mot VL. Transformatorn 18, som betecknas det andra signalorganet, alstrar i ledningen 22 en andra analog signal IA2, som är proportioneii mot IL. En parallellresistans 24 är ansluten över transformatorns 18 sekundärlind- ning, genom vilken det mesta av strömmen i ledningen 22 passerar. Parallellre- sistansen 24 utgör en strömväg av låg impedans och kan väljas så att den styr StfÖmSl9ﬁﬁl@"S IA2 totala variationsområde på ledningen 22.

Anordningen och metoden för mätning enligt föreliggande uppfinning verkar så, att de multiplicerar de första och andra analoga signalerna IA1 och IAZ med varandra, vilka passerar längs ledningarna 20 resp 22, och att de sedan om- vandlar den multiplicerade produktsignalen till en lämplig digital form. I stora drag åstadkoms detta genom att modulera en av signalerna och sedan styra eller koppla om den andra signalen, så att en sammansatt signal eller produktsignal erhålls, vars genomsnittsvärde är proportionellt mot effekten. Det inses av fackmannen, att antingen strömmen eller spänningen kan moduleras och att den re- sulterande modulerade signalen kan användas för att styra den andra analoga sig- nalen för att alstra produktsignalen. Således kan valet av den första och andra analogiska signalen som spännings- resp strömsignal omkastas, utan att man för- ändrar det fundamentala verkningssättet hos mätkretsen som visas i fig. 1. På sama sätt kan valet av de första och andra signalövervakarna likaledes omkas- tas.

Mätanordningen anvisar ett multiplikationsorgan för att multiplicera sig- naierna IAI och IAZ med varandra för att alstra en produktsignal, som är proportionell mot den energi, som överförs genom ledningen. För att åstadkomma den nödvändiga multiplikationen leds spänningssignalen IA1 först till en förs- ta modulatorkrets 30. Modulatorn 30 utgör ett modulationsorgan för att omvandla den analoga spänningssignalen IA1 till en första modulerad signal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda klockintervall. Enligt principerna för delta-minus-sigma-modulering har den första modulerade utsignalen en genom- snittsnivå över ett tillräckligt långt tidsintervall, vilken nivå är proportio- nell mot den första analoga signalen, som inkommer till modulatoringången 32.

Med hänvisning till fig. 2 inkommer den analoga (spännings-lsignalen IA1 till en summerande hopkopplingspunkt 36 via en impedans 38. Modulatorn 30 inne- fattar modulatoråterkopplingsorgan för att alstra en återkopplingssignal IF, som också leds till den summerande hopkopplingspunkten 36. Ip StYPS öv N°dUlﬂ' torns utgångssignal, som benämns den första modulerade signalen och som uppträ- der i ledningen 34. Den ena eller den andra av ett par referenskällor V1+ och V1- förbinds omväxlande med den summerande hopkopplingspunkten 36 via en impe- 452_ 516 ' - 1 dans 40 som svar på nivån hos den första modulerade signalen. Återkopplingssig- nalen IF kopplar om mellan den positiva och den negativa referenskällan på ett sätt, som tidsmässigt balanserar den första analoga signalen IA1. De nnmentana skillnaderna mellan IF och den första analoga signalen resulterar i en diffe- renssignal Idiff från den sunnærande hopkopplingspunkten 36. Den momentana skillnaden mellan ingångssignalen och återkopplingssignalen, dvs Idiff, integ- reras och mäts av modulatorns mätkrets 42. Mätkretsen 42 innefattar en aktiv in- tegrator, som har en kapacitans 44 som återkopplingselement för en inverterande i operationsförstärkare 46. Signalen från förstärkarens utgång 48 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på polariteten av Idiff. Den integrerade signalen på 48 jämförs med en tröskelnivå för modulatorn med hjälp av en komparator 50, som intar hög nivå, när signalen är ovanför modulatorns tröskelnivå, och låg ni- vå, när signalen är under modulatorns tröskelnivå.

Utgångssignalen från komparatorn 50 leds till D-ingången till en bistabil krets 52 i modulatorn. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen 52 är den första modulerade signalen. Den bistabila kretsen 52 ändrar tillstånd endast vid förutbestämda första klockintervall, som bestäms av en yttre klocka. En lämplig klocka för detta ändamål utgörs av en konventionell oscillator 54 och en frek- vensdelningskrets 56, som visas i fig. 1 och 2. För enkelhetens skull kommer tidsintervallet mellan impulser, som alstrats av frekvensdelaren 56, att beteck- nas som de första klockintervallen. Den bistabila kretsen 52 har en Ö-utgångs- signal såväl som en Q-utgångssignal, där Q är inversen till Q. Både Ö- och Q-ut- gångarna används för att styra återkopplingssignalen IF genom att påverka ett par omkopplare 58 resp 60. Eftersom Q och Ö är inverser till varandra, beteck- nas endast Q-utgångssignalen som den första modulerade signalen. Det inses emel- lertid, att både Q- och Ö-utgångssignalerna innehåller den information, som av- ses med uttrycket “den första modulerade signalen", och att ledningen 34 beteck- nar de ledningar, som överför både Q- och Ö-signalerna.

Eftersom den första modulerade signalen är utgångssignal från den bistabi- la kretsen 52, kan den första modulerade signalen på ledningen 34 förändras mel- lan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen. Fastän nivån inte behöver förändras vid varje klockintervall, åstadkommer modulatorkretsen, att när den första modulerade signalen ändrar nivå, inträffar sådana förändringar bara vid de förutbestämda första klockintervallen och inte vid några andra tid- punkter. Förändringar mellan den första modulerade signalens höga och låga nivå åstadkommer en samtidig omkoppling av omkopplarna 58 och 60 och motsvarande om- kastning av polariteten hos återkopplingssignalen IF till den summerande hop- kopplingspunkten 36._Beroende på om den integrerade differenssignalen antingen stiger monotont uppåt eller nedåt förbi komparatorns 50 tröskelnivå, åstadkoms 45-2' 5% förändringar i utgångssignalen från komparatorn. Vid varje klockintervall avgör den bistabila kretsen 52, om utgångssignalen från komparatorn 50 har ändrats, och om detta är fallet, alstrar den en motsvarande förändring i Q- och Q-ut- gångssignalerna. Storleken av den analoga ingångssignalen åstadkommer en direkt proportionell förändring av den tidslängd, under vilken den första modulerade signalen ligger på en given nivå. Följdaktligen har den första modulerade signa- len en genomsnittlig nivå eller amplitud, som ligger antingen på eller mellan dessa två nivåer, och över varje tillräckligt långt tidsintervall är den genom- snittliga amplituden proportionell not den analoga ingångssignalen.

Exempel på modulatorns 30 funktion ges i det följande. Om ingångssignalen på ingången 32 är noll, kommer Q-utgången från den bistabila kretsen 52 att lig- ga på hög nivå under exakt samma tidslängd som den ligger på låg nivå, vilket ger en genomsnittsnivå, som ligger exakt nellan Qzs höga och låga nivåer. Om in- gångssignalen på ingången 32 har positivt värde, måste den positiva strömmen till den summerande hopkopplingspunkten 36 balanseras av en större negativ ström, som leds till den summerande hopkopplingspunkten av den negativa refe- renskällan V1- via omkopplaren 58. Följdaktligen kommer Q att ligga på låg nivå under en tid, som är förhållandevis längre än den tid, under vilken den ligger på hög nivå, och omkopplaren 58 kommer att vara sluten och omkopplaren 60 kommer att vara öppen under en längre tid än omvänt. Om ingångssignalen är negativ, kommer den positiva återkopplingsreferenskällan behöva att ledas fram under en längre tid, så att IF balanserar ingångssignalen, och Q kommer att ligga på hög nivå under en längre tid, än den ligger på låg nivå. Det är en egenskap hos modulatorn enligt föreliggande uppfinning, att Q kan kvarbli på hög eller låg nivå under hur lång tid det än tar för IF att balansera ingångssignalen vid hopkopplingspunkten.

För att åstadkomma en strömsignal för multiplikation med den modulerade spänningssignalen innefattar anordningen organ för att alstra inverterade och icke-inverterade representationer av ledningsströmmen IL. Med hänvisning till fig. 1 leds den analoga strömsignalen IA2 förSt till en fÖPSïäPkäP@ 70, efter vilken signalen leds till en signalinverterarkrets 72. Den visade inverterar- kretsen innefattar en operationsförstärkare 74 och motstånd 76 och 78, som be- stämmer förstärkningens storlek. Den förstärkta signalen IA2 leds till den in- verterande ingången till en förstärkare 74, som är utformad för att alstra en förstärkning av -1. Den inverterade signalen leds sedan till en av de två Om- kopplarna, vilka tillsammans utgör första styrorgan 80. Den inverterade signalen ankonmer till omkopplaren 82, och en andra ledning 84 leder den icke-inverterade förstärkta Signaien IAZ till omkopplaren 86. Det inses, att en lämplig trans- formator med mittuttag kan användas i stället för den andra transformatorn 18, i 4s2_ 516 vilket fall signalerna till omkopplarna 82 och 86 kan fås direkt från transfor- matorn.

Q- och Ö-utgångssignalerna från modulatorns 30 bistabila krets 52 används för att styra omkopplarna 82 och 86, så att dessa styr den andra analoga signa- lêﬂ IA2 som svar på den första modulerade signalen. Eftersom Q är inversen till Q, inkopplas omkopplarna 82 och 86 växelvis, så att utgångssignalen från styrorganet 80 vid 88 är en analog signal, som omkopplas på ett modulerat sätt mellan positiv och negativ polaritet. En sådan styrverkan benämns allmänt tids- division eller "markspace“-modulering för amplituden. Omkopplarna 82 och 86 åstadkommer multiplikationen av de två analoga signalerna, som representerar strömmen och spänningen för den energi som överförs i ledningen 10. Den resulte rande signalen, benämnd en produktsignal, uppträder på den första styrutgången 88 och är proportionell mot den effekt, som överförs i kraftledningen 10.

Såsom visas i fig. 1, leds produktutgångssignalen från det första styror- ganet till en första omvandlarkrets 90. Dmvandlarkretsen omvandlar produktsigna len till en första utgångssignal på ledningen 92, som kan förändras mellan två nivåer vid bestämda klockintervall för omvandlaren på ett sätt som är proportio nellt mot produktsignalen. Omvandlaren 90 fungerar väsentligen som ett lågpass- filter, som tar fram likströmskomponenten eller genomsnittsvärdet från produkt- signalen. Den resulterande första utgångssignalen är proportionell mot den ef- fekt, som överförs i ledningen 10.

Med hänvisning till fig. 3 är omvandlaren 90 i huvudsak en delta-minu$- sigma-modulator av en typ liknande modulatorn 30, som är utformad för att alstra olika modulerade utgångssignaler, vilka är proportionella mot varje polaritet hos ingångssignalen. För att förenkla beskrivningen skall omvandlaren 90 och dess funktion först beskrivas med avseende på en första polaritet. Komponenterna i blocket 94 innefattar alla de element, som används vid drift med enkel polari- tet. I följande exempel antas, att den produktsignal som skall omvandlas är övervägande positiv, vilket antas motsvara energiflöde i ledningen 10 från käl- lan 12 till belastningen 14. Liksom i modulatorn 30 leds omvandlarens 90 in- gångsgignai, beteçknad Ip (produktsignalen) först till en summerande hopkopp- lingspunkt 96 via en impedans 95. Ett återkopplingsorgan avger en andra signal 12 till den summerande hopkopplingspunkten från en av ett flertal referenskäl- lor. Vid positiv polaritet kommer referenskällorna att växla mellan en negativ referenskälla 98 (VR-) via en omkopplare 100 och en jordförbindelse 102 via en omkopplare 104. Eftersom enbart positiva värden hos produktsignalen kommer ifrå- ga, är en omkoppiing av 12 mellan jord och ett negativt värde tillräcklig för att tidsmässigt balansera produktsignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96. 452 516 Såsom tidigare beskrivits för modulatorn 30, är varje skillnad mellan pro- duktsignalen Ip och 12 en differenssignal, som leds till en mätkrets 106.

Mätkretsen integrerar differenssignalen och jämför differenssignalen med ett första tröskelvärde. Mätkretsen enligt det föredragna utförandet, visad i fig. 3, innefattar en aktiv integrator 107, som består av ett förstärkarelement 108 och en kondensator 110 som återkopplingselement. Spänningen på förstärkarens ut- gång 112 stiger monotont uppåt eller nedåt beroende på polariteten hos diffe- renssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 96. Den integrerade diffe- renssignalen vid 112 leds till en första komparator 114, som har ett tröskelvär- de, vilket är fastställt vid en vald första tröskelnivå. När den integrerade differenssignalen vid 112 ligger ovanför det första tröskelvärdet, ligger ut- gångssignalen från komparatorn 114 på hög nivå. När den integrerade differens- signalen är under den första tröskelnivån, är utgångssignalen från 114 på låg nivå.

Utgångssignalen från komparatorn, benämnd en första styrsignal, 1eds till D-ingången till en bistabil krets 118 via en ledning 116. Q-utgången från den bistabila kretsen 118 kan ändras bara vid förutbestämda klockintervall för om- vandlaren, som företrädesvis är längre än de första klockintervallen för modu- latorn 30. Klockintervallen för omvandlaren kan framställas genom att koppla in en andra frekvensdelningskrets 120 till den första klockan 56. Tidsintervallen mellan pulserna alstrade av frekvensdelningskretsen 120 kommer att betecknas som omvandlarens klockintervall, och frekvensdelningskretsen kommer att betecknas som omvandlarens klocka. Q-utgångssignalen från den bistabila kretsen 118 är den första utgångssignalen, som styr omkopplarna 100 och 104 för att bestämma funk- tionen hos återkopplingssystemet, som avger den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96. Omkopplaren 104 styrs via en grind 122, som avger en signal av hög nivå för att sluta omkopplaren enbart när båda ingângarna 124 och 126 är på låg nivå. Grinden 122 är såsom visas en vanlig negativ OCH- grind. Under tider med positiva produktsignaler kommer ingången 126 att förbli på låg nivå, såsom kommer att beskrivas nedan. Närhelst Q är på hög nivå, sluts följdaktligen omkopplaren 100 och förbinder VR- med den summerande hopkopplings- punkten 96, och när Q är på låg nivå, är omkopplaren 100 öppen och omkopplaren 104 är sluten.

Verkningssättet för och metoden enligt mätanordningen i enlighet med före- liggande uppfinning skall nu beskrivas i anslutning till figurerna 1-4. För en- kelhets skull antas, att energi i ledningen 10 strömmar övervägande i positiv riktning. Spänningen på ledningen 10 visas i fig. 4a som en sinusformad växel- Spänﬂlﬂg- Stfömmeﬂ IL visas i fig. 4f som en växande storhet, angiven av kur- van 128. Det första steget är för transformatorerna 16 och 18 att övervaka 452516 10 ström- och spänningssignalerna och att alstra analoga signaler IA1 och IA2, som är proportionella mot linjespänningen resp linjeströmmen. En av de analoga signalerna, spänningssignalen IA1 enligt det föredragna utförandet, leds sedan först till den första modulatorn 30. Fig. 4: visar den integrerade differens- signalen, som alstras i modulatorn 30 genom delta-minus-sigma-moduleringsmeto- den, såsom beskrivits ovan. Den integrerade differenssignalen leds till mätkret- sen 42. Fig. 4b visar de första klockintervallen, som alstras av den första klockan 56. Såsom ses, ändras lutningen hos den integrerade differenssignalen i fig. 4c endast vid de förutbestämda klockintervallen, vilka bestäms av den förs- ta klocksignalen. Eftersom den bistabila kretsen 52 slår om vid den främre flan- ken av varje uppåtriktad puls, visas att de förutbestämda första klockinterval- len börjar vid punkterna, som betecknas a, b, c, d etc i fig. 4b. Den integrera- de differenssignalen leds sedan till komparatorn 50. Linjen 130 i fig. 4c före- ställer modulatorns tröskelnivå i komparatorn 50. Observera att den integrerade differenssignalen kastar om sin lutning vid början av varje klockintervall, se- dan tröskeln 130 har passerats. Utgångssignalen från komparatorn 50 visas i fig. 4d. Närhelst den integrerade differenssignalen är under tröskelnivån 130, är komparatorns utgångssignal på låg nivå och, när den integrerade differenssigna- len är ovanför tröskelnivån 130, är komparatorns utgångssignal hög. Komparatorns utgångssignal leds sedan till D-ingången till den bistabila kretsen 52, som alstrar Q-signalen, dvs den första modulerade utgångssignalen, som visas i fig. 4e. Q-utgångssignalen är resultatet av modulation av spänningssignalen och kan ändras mellan två nivåer vid de förutbestämda första klockintervallen.

Eftersom den bistabila kretsen kan förändra tillstånd bara vid de förutbe- stämda klockintervallen, som visas i fig. 4b, kommer förändringar i Q-signalen obetydligt efter förändringarna i komparatorns utgångssignal, såsom visas i fig. 4d. Beroende på den grad av noggrannhet som erfordras i signalmultiplikations- systemet, kan det vara önskvärt att kompensera den obetydliga eftersläpningen hos den modulerade signalen, vilken införs av den bistabila kretsen 52. En sådan korrektion kan åstadkomas genom att insätta ett RC-nät i ledningen 20, så att signalen IAI ges en liten positiv fasförskjutning, när den inkommer till modu- latorns ingång 32. En annan metod skulle bestå av att införa en obetydlig efter- släpning i den analoga strömsignalen IA2- Ett tredje êltﬂfﬁaïlvl S°m ﬁ"Vä"def en delta-minus-sigma-modulator med digitala kretsar för positiv fasförskjutning kommer att beskrivas i det följande. Den införda anpassningen av fasförskjut- ningen, som bara kommer att vara en bråkdel av det första klockintervallet, bör vara medelvärdet av den fördröjning, som införs av Q-signalens eftersläpning i förhållande till komparatorns utgångssignal.

Fig. 4f visar lika och motsatta analoga signaler, som är proportionella 452 516 - 11 m0t 1ïﬂJ@StPÖmmHn IL. Linjen 128 framställer en växande strömsignal och linjen 129 är den inversa signalen, som alstras av den inverterande kretsen 42. Nästa steg är att styra den analoga strömsignalen genom användning av styrorganet 80.

Utgångssignalen från styrorganet 80 är produktsignalen, kurvan 131, som visas i fig.4g. Kurvan 131 alstras genom omkoppling mellan signalerna 128 och 129 som svar på den första modulerade signalen, som visas i fig. 4e. Kurvans 131 genom- snittsnivå eller likströmskomponent visas av linjen 132 i fig. 4g.

I det givna exemplet antas energi strömma övervägande i en riktning till belastningen 14. Följdaktligen är den produktsignal 131, som visas i fig. 49, f övervägande av positiv polaritet, vilket framställs av linjen 132. Det antas vid beskrivningen av verkningssättet hos omvandlaren 90 nedan, att produktsignalen har ett övervägande värde eller genomsnittsvärde, som är positivt. Fastän pro- duktsignalens verkliga polaritet är ett konstruktionsval, är produktsignalen övervägande av en första polaritet, när energi i ledningen 10 har en första po- laritet med energiflöde i en riktning, och är övervägande av en andra polaritet, när energin i ledningen 10 är av en andra och motsatt polaritet med energin strömmande i andra riktningen.

Nästa steg är att omvandla produktsignalen Ip till en första utgån95519_ nal, som kan ändras mellan två nivåer vid förutbestämda intervall på ett sätt, som är proportionellt mot Ip. Nu hänvisas till fig. 3, 4 och 5. Produktsigna- len Ip, såsom visas i fig. 49, leds till omvandlaren 90. Både Ip och den äﬂdra 5190476" 12 leds till en summerande hopkopplingspunkt 96, där den momen- tana differensen integreras i en integrator 106. Integratorns 106 tidskonstant väljs, så att den är lång i jämförelse med den första modulatorns 30 omkopp- lingsfrekvens. Omvandlaren 90 kan därför fungera som ett lågpassfilter, som sva- Päf endast På PP0dUkïSl9"äï@"S Ip likströmskomponent eller genomsnittsvärde.

Av detta 5kä1 avbiidas Ip i fig. Sa som en glatt analog kurva, fastän den i själva verket varierar på det sätt, som visas av 131 i fig. 4g. Fig. Sa visar bara 1p:s genomsnittsvärde. Tidsskalan i fig. Sa är avsevärt hoptryckt jäm- förd med skalan i fig. 4g. I beskrivningssyfte antas, att intervallet 134 i fi9- Sa är ekvivalent med hela längden av den kurva 132, som visas i fig. 4g. Fig. Sb visar omvandlarens klockintervall, som alstras av klockan 120.

Om endast positivt energiflöde betraktas, såsom visas mellan to och tl i fig. Sa, kommer integratorn 106 att avge en integrerad differenssignal (IDS), som visas i fig. 5c. Den integrerade differenssignalen stiger monotont uppåt och nedåt kring komparatorns 114 första tröskelnivå TL1. Den integrerade differens- signalen (IDS) leds till komparatorn 114, där den jämförs med den första trös- kelnivån TL1. Komparatorn 114 avger en styrsignal 133 på ledningen 116, såsom visas i fig. Sd. Den nästa alstrade signalen är den första utgångssignalen, som 452 516 - 12 visas i fig. Se och som är utgångssignal via den bistabila kretsen 118. Styrsig- nalen 133 ändrar nivå beroende på den integrerade differenssignalens nivå i för- hållande till tröskelvärdet TL1. När IDS ligger ovanför TL1, har signalen 133 hög nivå, och när IDS är under TL1, har signalen 133 låg nivå. Nästa steg är att avge den första utgångssignalen, som visas i fig. 5e, via den första bistabila kretsen 118. Den första utgångssignalen har en genomsnittsnivå, som är propor- tionell mot en första polaritet hos energin i ledningen 10 över varje tillräck- ligt långt tidsintervall. Den kan förändras endast vid omvandlarens förutbestäm- da klockintervall, vilka visas som w, x, y och z i fig. 5b.

Omvandlarens 90 funktion vid enkel polaritet innefattar, att återkopp- ïlﬂgﬁslgﬂﬂïeﬂ 13 omkopplas nellan den första referenskällan 98 och en andra referenskälla 102 beroende på den första utgångssignalens nivå (fig. Se). Efter- som den andra referenskällan 102 är en anslutning till jord, kommer den del av omvandlaren 90, som hittills har beskrivits, inte att ta hand om negativt ener- giflöde i ledningen 10. När energiflödet (Ip) blir negativt, som det biir mei- lan tiderna fl och tz i fig. 5a, utnyttjas ytterligare kretsar i omvandlaren 90. Med hänvisning till fig. 3 innefattar omvandlaren 90 en andra komparator 140, som mottar utgångssignalen från integratorn 107. Komparatorn 140 har en andra tröskelnivå TL2, som är skild från komparatorns 114 första tröskelnivå.

Tröskelnivåerna bör fastläggas tillräckligt långt ifrån varandra, så att de största förväntade variationerna i den integrerade differenssignalen, som avges från integratorn 107, kan behandlas utan att båda komparatorernas tröskelnivåer samidigt passeras. Den integrerade differenssignalen leds till komparatorns 114 icke inverterande ingång och till komparatorns 140 inverterande ingång, så att dessas utgångssignaler kommer att vara av motsatt polaritet. Utgångssignalen från komparatorn 140 antar hög nivå, när den integrerade skillnadssignalen lig- ger under den andra tröskelnivån i komparatorn 140, och antar låg nivå, när den integrerade skillnadssignalen ligger ovanför den andra tröskelnivån i kompara- torn 140.

Utgångssignalen från komparatorn 140 leds till D-ingången till en andra bistabil krets 142. Den andra bistabila kretsen 142 avger en andra utgångssignal på sin Q-utgång. Den andra utgångssignalen ligger på en av två nivåer beroende på den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den andra tröskel- nivån vid vart och ett av omvandlarens klockintervall. Den andra utgångssignalen leds till den negativa OCH-grindens 122 ingång 126 och till en omkopplare 146 för anslutning av en tredje referenskälla VR+ till den summerade hopkopplings- punkten 96. Ãterkopplingssignalen Iz regleras sålunda av den andra utgångssig- nalens nivå, vilken signal har en genomsnittsnivå, som är proportionell mot energin av den andra polariteten, som överförs i kraftledningen 10. 452 516 - 13 Omvandlarens 90 funktion med den andra polariteten skall beskrivas med hänvisning till fig. 3 och 5. Efter tiden tl byter energiflödet riktning och Pf°dUkﬁSl9Häï@ﬂ Ip börjar leda bort laddning från den summerande hopkopplings- punkten 96. Med hänvisning till fig. Sc är den integrerade differenssignalen precis före tiden tl nedåtgående, vilket betyder att den negativa referenskäl- lan VR- är ansluten till den summerande hopkopplingspunkten via omkopplaren 100.

Vid den klockpuls, som följer efter att den första tröskelnivån TL1 har passe- rats, kommer omkopplaren 100 att öppnas och omkopplaren 104 kommer att slutas, varigenom den summerande hopkopplingspunkten ansluts till jord. Eftersom pro- duktsignalen Ip är negativ efter tl, kommer den integrerade differenssigna- len att fortsätta att integreras nedåt, tills den når komparatorns 140 andra tröskelnivå TL2, när dennas utgångssignal 135 kommer att anta hög nivå (se fig.

Sa). Vid komparatorns nästa klockintervall, efter det att omvandlaren 140 har antagit högt tillstånd, antar den bistabila kretsens 142 Q-utgång (den andra ut- gångssignalen) hög nivå, såsom visas i fig. Sh. När den andra utgångssignalen antar hög nivå, sluts en omkopplare 148, som är ansluten till den tredje refe- renskällan 146 (VR+). Den tredje referenskällan ger en positiv ström 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96 för att balansera den negativa produkt- signalen Ip och driva IDS tillbaka förbi TL2. När TL2 passeras, antar signalen 135 åter låg nivå och orsakar att den andra utgångssignalen antar låg nivå vid nästa klockintervall. Vid funktion med den andra polariteten förblir den första utgångssignalen (fig. Se) på låg nivå och, när den andra utgångssignalen (fig.

Sh) har låg nivå, är grindens 122 båda ingångar på låg nivå och dess utgång an- tar hög nivå. När grindens 122 utgång antar hög nivå, sluts omkopplaren 104 och referenskällan 102 med jordförbindelse ansluts till den summerande hopkopplings- punkten 96. När omkopplaren 104 sluts, tillåts IDS att åter passera TL2 i den andra riktningen. Under mellantiden mellan tiderna tl och tg, när energiflö- det är negativt, bibehålls den integrerade differenssignalen i närheten av den andra tröskelnivån TL2. ' Omvandlaren 90, som visas i fig. 3, är försedd med tre olika referenskäl- lor, av vilka den andra är en anslutning till mätkretsens Qtmensamma jordpunkt.

På grund av utformningen av kretselementen, används jordförbindelsen, när den integrerade differenssignalen ligger i området mellan de första och andra trös- kelnivåerna TL1 och TL2. Det är inte väsentligt, att den andra referenskällan är en förbindelse med jord. Separata positiva och negativa referenskällor kan an- vändas för funktion med respektive polaritet, om så önskas. I sådant fall an- vänds de första och andra referenskällorna för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när produktsignalen Ip har en första polaritet, och separata tredje och fjärde referenskällor används sedan 452 516 - 14 för att avge den andra signalen 12 till den summerande hopkopplingspunkten 96, när produktsignalen Ip har den andra polariteten. I praktiken regleras valet av referenskällornas värden av nödvändigheten att bibehålla den integrerade dif- ferenssignalen i närheten av den använda komparatorns tröskelnivå. Referenskäl- lornas storlekar och polariteter är för övrigt endast konstruktionsval.

Att använda referenskällor i omvandlaren 90, vilka innefattar åtminstone en anslutning till en jordpunkt, förbättrar den totala noggrannheten hos de mo- dulerade utgångssignalerna. Medan variationer kan uppträda i de positiva och negativa spänningsreferenskällorna, förblir jordförbindelsen fixerad. Om en av eller båda de positiva och negativa referenskällorna ligger över eller under sitt korrekta värde, kommer ett fel att finnas på en nivå, som är obetydligt längre eller kortare än den skall vara, eftersom under den tid som spänningsre- ferenskällan avger återkopplingssignalen, kommer den att avge något för mycket eller för litet ström. Ju närmare ingångssignalen är jord (noll), ju mindre kom- mer felet att vara. Lika stora referenskällor av olika tecken, såsom de som an- vänds i modulatorns 30 återkopplingssystem, har en större potentiell möjlighet att alstra fel, om det föreligger en missanpassning mellan referensspänningarna Vl+ och V1-. Eftersom modulatorns 30 återkopplingssystem alltid kopplar om mel- lan Vl+ och V1-, kommer varje fel, som härrör från en missanpassning mellan re- ferensspänningarna, tendera att orsaka att den modulerade utgångssignalen ligger på den ena eller den andra nivån under en inkorrekt tidslängd oberoende av in- gångssignalens storlek. Detta ger inte något problem i fallet med modulatorn 30, eftersom denna modulerar kraftledningens spänningssignal, som i allmänhet endast varierar litet. Noggrannhet behöver därför bara bibehållas i ett smalt område. Omvandlaren 90 erfordrar emellertid större noggrannhet på grund av de stora variationerna i produktsignalen, som representerar kraftledningens effekt.

Av detta skäl har särskiljandet av omvandlarens funktioner mellan effektens po- sitiva och negativa polariteter betydande fördelar. Eftersom endast en polaritet mäts av varje komparator, kan referenskällorna använda en jordanslutning för att ge återkopplingssignalen, vilket förbättrar omvandlarens totala noggrannhet. Den information, som ges rörande energiflödet vid varje polaritet, är också önsk- värd, eftersom den ger ytterligare data rörande belastningens natur och dennas krav på energi.

De första och andra utgångssignalerna i ledningarna 92 och 144 från om- vandlaren 90 (se fig. 1) kan förändras mellan två nivåer vid omvandlarens klock- intervall. För att åstadkomma lämpliga digitaliserade utgångssignaler, i vilka pulstätheten är proportionell mot energiflödet, finns ett system för att omvand- la utgångssignalerna till pulståg. Med hänvisning till fig. 1 och 5 leds de första och andra utgångssignalerna till första resp. andra OCH-grindar 150 och 452 516 1 ' 15 l 152. Den andra ingångssignalen till OCH-grindarna fås från omvandlarens klocka 120. Fig. 5f visar det pulståg, som alstras för energin av den första polarite- ten från OCH-grinden 150. Pulståget har en pulstäthet, som är proportionell mot energiflödets storlek i den ena riktningen i ledningen 10. På samma sätt visar fig. 51 för energiflöde i motsatt riktning ett pulståg för energi av den andra polariteten från OCH-grinden 152. Olika organ är tillgängliga för att behandla de första och andra digitala utgångssignalerna, som visas i fig. Sf resp Si. Det kan t ex vara lämpligt att leda de digitala signalerna till ett räknarorgan för _ att räkna pulserna av positiv och negativ polaritet. Räknaren kan sedan driva _ indikatorer eller registrera den totala energiförbrukningen. Räknaren 154 är ett i exempel på en sådan indikatoranordning. Om dessutom en styrsignal ges till räk- L naren 154, kan effektmätningar i lämpliga enheter såsom kW lätt erhållas. Sepa- rata avläsningar av energiflödet i varje riktning kan också erhållas.

Såsom tidigare anmärkts införs, eftersom den bistabila kretsen 52 (fig. 2) kan förändras bara vid förutbestämda klockintervall, en obetydlig eftersläpning É i den modulerade utgångssignalen. Fig. 6 visar en delta-minus-sigma-modulator 30', som har digitala kretsar för positiv fasförskjutning för att kompensera för F faseftersläpningen. Samma element i modulatorerna i fig. 2 och 6 betecknas med samma hänvisningssiffror. Dessutom kan, om så önskas, en positiv fasförskjutning erhållas, som är mer än tillräcklig för att kompensera för den faseftersläpning, som orsakas av den bistabila utgångskretsen 52 i fig. 2.

Den modifierade modulatorn 30' i fig. 6 innefattar liksom modulatorn i fig. 2 en bistabil krets 52, som styr en källa för återkopplingsströmmen IF via omkopplare 58 och 60. En summerande hopkopplingspunkt 36 mottar ingångssig- nalen IA1 via ingångsmotståndet 38. Momentana skillnader mellan återkopplings- signalen och ingångssignalen betecknas Id1ff. OCH dêﬂﬁä díff@VeﬂSSi9"ä1 mäts av mätkretsen 42. Komparatorns 50 utgångsstyrsignal är på hög nivå, när den in- tegrerade differenssignalen ligger över komparatorns tröskelnivå, och är på låg nivå, när den integrerade differenssignalen ligger under tröskelnivån. Q Modulatorn 30' skiljer sig från modulatorn 30 i fig. 2 genom att den inne- fattar ett digitalt skiftregister mellan mätkretsen 42 och den bistabila kretsen 52. Det digitala skiftregistret inför en tidsfördröjning i utgångsstyrsignalen från komparatorn 50. I fig. 6 är det digitala skiftregistret en bistabil krets 59, som mottar utgångsstyrsignalen från komparatorn på sin D-ingång. Vid be- skrivningen av det nedan givna exemplet antas, att den bistabila kretsen 59 klockas med samma hastighet som den bistabila kretsen 52 men med ett halvt klockintervalls fasförskjutning.

Funktionen hos modulatorn i fig. 6 för att ge en positiv fasförskjutning i den modulerade utgångssignalen skall beskrivas med hänvisning till fig. 7. In- 452 516 ' 16 gångssignalen IAI till nndulatorn 30' visas i fig. 7a. Den första klockans 56 utgångssignal visas i fig. 7b. Den första klockan 56 ger också signal till den bistabila kretsen 59 via en inverterande krets 57, och den andra klocksignalen visas i fig. 7c. Om IA1 är positiv vid klockpulsen a och om den bistabila kretsens 52 Q-utgång, som visas i fig. 7g, från början är på hög nivå, är IF positiv räknat i riktning mot den summerande hopkopplingspunkten 36. Detta alst- rar en P0SlïlV Idiff, som leds till den integrerande förstärkarens 46 inverte- rande ingång, vilket orsakar att den integrerade differenssignalen vid punkt 47 från början avtar monotont nedåt vid 21 i fig. 7d. Linjen 22 i fig. 7d anger komparatorns 50 tröskelnivå. När den integrerade differenssignalen passerar tröskelnivån 22, går styrsignalen, som visas i fig. 7e, från hög till låg nivå.

Dm det antas, att den bistabila kretsen 59 klockas på uppåtgående pulser a', b', c', d', e' etc, kommer den bistabila kretsens 59 utgångssignal att gå från hög nivå till låg nivå vid klockpulsen a'. Den bistabila kretsens 59 utgångssignal (Q') betecknas här som den fördröjda styrsignalen, som sedan leds till den bi; stabila kretsens 52 D-ingång. Fig. 7f visar den fördröjda styrsignalen och fig. 20 visar den bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal. När Q' går från hög nivå till låg nivå, går den bistabila kretsens 52 Q-utgång från hög nivå till låg nivå vid sin nästa klockpuls b. Förändringen i Q öppnar omkopplaren 60 och slu- ter omkopplaren 58, vilket gör att IF blir negativ. Den integrerade differens- signalen stiger då uppåt, passerar komparatorns tröskelnivå 22 och gör åter, att styrsignalen antar hög nivå. Vid en andra klockans klockpuls d' antar den bista- bila kretsens 59 Q'-utgång åter hög nivå. Detta medför, att den första bistabila kretsens 52 Q-utgång antar hög nivå vid dennas följande klockpuls e.

Det ovan beskrivna förloppet kommer att fortsätta, varvid den bistabila kretsens 52 Q-utgång ger signalerna för att styra modulatorns återkopplings- slinga. Om det antas, att den tidsförskjutning, som införs av det digitala skiftregistret, som utgörs av den bistabila kretsen 59, inte är tillräckligt stor för att alstra instabilitet i återkopplingsslingan, kommer modulatorn 30' att ge en modulerad signal, som är likvärdig men inte identisk med utgångssig- nalen från modulatorn 30. Med likvärdighet menas, att den bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal är en modulerad signal, som förändras vid förutbestämda första klockintervall på ett sätt som är proportionellt mot modulatorns ingångssignal.

Den bistabila kretsens 59 Q'-utgångssignal kommer att ha en positiv fasförskjut- ning i förhållande till den första bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal med en tidslängd, som beror på skillnaderna mellan de klocksignaler, som levereras till de båda bistabila kretsarna. Denna positiva fasförskjutning inträffar som en na- turlig följd av det faktum, att den bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal endast ändras vid nästa klockpuls, som följer efter en förändring i den bistabila kret- 452 516 - 17 sens 59 Q'-utgångssignal. Q'-utgångssignalen är således en äkta positivt fasför- skjuten signal i förhållande till Q-utgångssignalen.

Utgångssignalen i ledningen 34 kommer att ha en positiv fasförskjutning utgörande hälften av ett första klockintervall, jämfört med den bistabila kret- sens 52 Q- och Ü-utgångssignaler. Eftersom de klockintervall som de båda bista- bila kretsarna 59 och 52 förses med är desamma, kommer den fördröjda utgångs- styrsignalen i ledningen 34 att förändras vid samma intervall som den bistabila kretsens 52 Q-och Ö-utgångssignaler och komer för övrigt att likna varje annan delta-minus-sigma-modulerad signal. Den klocksignal, som den bistabila kretsen 59 förses med, blir i själva verket den bestämmande klocksignalen, som reglerar förändringar i modulatorns utgångssignal. Det är möjligt att ersätta den bista- bila kretsen 59 med en annan typ av digitalt skiftregister såsom ett flertill- stånds skiftregister, så länge den införda fördröjningen inte är tillräckligt lång för att göra återkopplingsslingan instabil. Det använda digitala skiftre- gistret kan också klockas med en annan hastighet än den första bistabila kretsen 52, även om detta skulle förändra den fördröjda styrsignalens utseende. Om t ex ett flertillstånds skiftregister, som klockas med en hög hastighet, insätts i stället för den bistabila kretsen 59, kommer det att fördröja styrsignalen ett valt antal korta intervall. Utgångssignalen från ett sådant skiftregister är en fördröjd styrsignal, som ändras med den högre klockhastigheten. Det kan också användas ett skiftregister, som har olika tillstånd, vilka klockas med olika hastighet. Vid ett sådant utförande bestämmer det längsta klockintervallet, som används för att klocka något av tillstânden, de intervall vid vilka den slutliga fördröjda styrsignalen kan ändras. Varje system för att fördröja styrsignalen bör innefatta åtminstone en bistabil krets, som klockas vid diskreta intervall, så att modulatorns modulerade utgångssignal (den fördröjda styrsignalen) kan ändras vid dessa diskreta intervall.

Den positiva fasförskjutning, som alstras i modulatorn 3D', är Valbar. Ett sådant val åstadkoms genom att anpassa klocksignalerna, som förser de bistabila kretsarna 52 och 59. Om det antas, att en första klocksignal alstrar pulser med första klockintervall, vilka leds till den bistabila kretsen 52, och en andra klocksignal, som alstrar pulser med andra klockintervall, vilka leds till det digitala skiftregistret (den bistabila kretsen 59), och att de båda första och andra klockintervallen är lika, bestämmer fasförskjutningen mellan klocksigna- lerna storleken hos modulatorns utgångssignals positiva fasförskjutnings. I det med hänvisning till fig. 7 diskuterade exemplet var den andra klockan inversen till den första klockan och den totala förskjutningen var hälften av ett klock- intervall. Om de klockpulser, som den andra klockan förser den bistabila kretsen 59 med, ligger tre fjärdedelar av ett klockintervall före de pulser, som den 452 516 - 18 bistabila kretsen 52 förses med, kommer en positiv fasförskjutning utgörande tre fjärdedelar av ett klockintervall att alstras. Det är längden av tidsförskjut- ning mellan en förändring hos den bistabila kretsens 59 Q'-utgångssignal och den bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal, som bestämmer storleken av den positiva fasförskjutningen hos utgångssignalen i ledningarna 34.

Storleken av den positiva fasförskjutning, som kan erhållas medelst modu- latorn i fig. 6, beror på den förskjutningsgrad, som kan införas i återkopp- lingsslingan till en delta-minus-sigma-modulator utan att göra densamma insta- bil. Det är emellertid känt, att en fördröjning med längd, vilket är'en bråkdel gav ett klockpulsintervall i överensstämmelse med det sätt, vilket beskrivits i exemplet ovan, fungerar och alstrar den positiva fasförskjutningen hos den modu- lerade signalen, såsom beskrivits.

Fig. 8 visar ett mätanordning enligt ett ytterligare utförande av förelig- gande uppfinning, som dessutom ger mätningar av utgångseffekten i antingen VARS eller Q. Som beskrivits i den allmänna delen av beskrivningen ovan, innebär VARS- och 0-effektmätningar, att ett angivet fasförhållande införs mellan ström- och spänningssignalerna. VARS erhålls genom att multiplicera strömmen med en spänningssignal, som är fördröjd 90°, medan Q erhålls genom att multiplicera strömmen med en spänningssignal, som är fördröjd 60°. I mätsystemet enligt denna utföringsform av föreliggande uppfinning kan VARS, Q eller ett effektvärde med varje annat önskat fasförhållande lätt erhållas genom att fördröja modula- torns 30 utgångssignal med en vald tidslängd. Fördröjningen kan lämpligen fram- ställas genom tidsfördröjningsorgan såsom ett skiftregister på det nedan be- skrivna sättet.

Modulatorns 30 Q-utgångssignal enligt utföringsformen i fig. 8 leds både till styrorgan 80 och till ett skiftregister 160. Skiftregistret 160 fördröjer modulatorns 30 utgångssignal med ett valt tidsintervall. Fördröjningens storlek beror på det valda fasförhållandet för det önskade effektvärdet (VARS eller Q) och också på den mätta växelspänningens frekvens (50 eller 60 Hz). För att för- enkla kretsen leds endast modulatorns 30 Q-utgångssignal till skiftregistret 160. Skiftregistret tidsfördröjda utsignal leds sedan till en inverterare 161, och båda de inverterade och icke-inverterade signalerna blir den tidsfördröjda signalen i ledningen 162. Här används uttrycket "tidsfördröjd signal" växelvis med uttrycket "fasmodifierad signal" och detta innebär, att den införda fasmodi- fikationen åstadkoms med hjälp av en tidsfördröjning av signalen.

Den vidare behandlingen av den tidsfördröjda modulerade signalen är exakt densamma som för den första modulerade signalen enligt utföringsformen i fig. 1.

Den tidsfördröjda modulerade signalen leds till andra styrorgan 164, som inne- fattar ett par omkopplare 166 och 168, som styrs av den tidsfördröjdä m°dU1eTade 452 516 _ ' 19 signalen. Den inverterade och icke-inverterade analoga strömsignalen IA2 led; till omkopplarna 166 och 168. Den fasmodifierade modulerade signalen sluter väx- elvis omkopplarna 166 och 168 för att multiplicera ström- och spänningssignaler- na med varandra och alstra en andra produktsignal vid 170. Den andra produktsig- nalen leds sedan till ingången till en VARS/Q-omvandlare 172, som är exakt lik omvandlaren 90 i fig. 3. VARS/Q-omvandlaren 172 avger första och andra utgångs- signaler, som beror på energins polaritet i ledningen 10 på exakt samma sätt som omvandlaren 90. Omvandlarens 172 utgångssignaler är första och andra utgångssig- naler, som kan ändras mellan två nivåer vid omvandlarens klockintervall på ett sätt, som är proportionellt mot den andra produktsignalen och mot det valda fas- förhållandet för effektvärdet (VARS eller Q, 50 eller 60 Hz) för energin i led- ningen 10. Den följande behandlingen av de första och andra utgångssignalerna från VARS/Q-omvandlaren 172 är exakt densamma som för utgångssignalerna från om- vandlaren 90 i fig. 1, vilken innefattar användning av räknarorgan lämpade för att avge valda effektvärden.

En väljarkrets (ej visad) kan finnas för att utvälja antingen VARS eller Q som mätsystemets andra utgångssignal. Väliarkretsen anpassar skiftregistret 160, så att detta alstrar den spänningseftersläpning, som behövs för att alstra det valda fasförhållandet, och för att samtidigt utvälja en lämplig indikator.

Den som exempel givna och nya digitala fasväljartekniken avbildad i fig. 8 är inte begränsad till användning för effektmätning. Tekniken kan användas i al- la användningar med signalmultiplikation, där fasförhållandet mellan ingångssig- nalerna skall anpassas för att mäta ett produktvärde av ett valt fasförhållande.

Fig. 9 avbildar en multiplikationsanordning liknande den multiplikations- anordning, som används i effektmätningsanordningen i fig. 8. Lika element be- tecknas med samma hänvisningsbeteckningar. IA1 och IÅ2 är de signaler, som skall multipliceras med varandra, och de antas vara periodiska vågor, inte nöd- vändigtvis sinusformade, som har ett förutbestämt fasförhållande till varandra- Liksom i effektmätningsanordningen i fig. 8 åstadkoms multiplikation genom den metod, som är känd som tidsdivision eller "markspace“-multiplikation, i vilken en av signalerna IA2 moduleras och sedan används för att styra eller omkasta den andra signalens IA1 polaritet, så att en produktsignal erhålls. Signalen IAZ leds till ett styrorgan i både inverterad och icke-inverterad form. En vanlig inverterande krets 42 avger signalen till omkopplaren 82. Den icke-inver- terade signalen leds till omkopplaren 65. Den modulerade signalen för styrning av omkopplarna 65 och 66 leds till styrorganet via ledningen 34.

Modulatorn 30 i fig. 9 är likvärdig vad beträffar uppbyggnad och funktion med motsvarande modulator 30 i fig. 1 och 2. För att åstadkomma ett valt fasför- hållande mellan signalerna IA1 och IA2 ﬂ"Vä"d$ ett dl9ltä1ï Skïftfeâlstef 452 516 - 20 160, som inför en vald fördröjning i modulatorns 30 utgångssignal. Det digitala skiftregistret 160 kan ha ett antal utformningar, varav en enkel version visas som elementet 198 i fig. 11. Ett skiftregisters funktion kan lämpligen illustre- ras som ett serie tillstånd framställda av de bistabila kretsarna 200 till 204, vilka är förbundna så, att en bistabil krets' Q-utgång leds till den närliggande bistabila kretsens D-ingång. En klocksignal leds till var och en av de bistabila kretsarna via ledningen 196, vilket medför att varje tillstånd blir samtidigt klockat. En digital puls i ledningen 53 till skiftregistret 198, som antingen går från låg till hög nivå eller från hög till låg nivå, fördröjs ett ingångs- klockintervall av varje bistabil krets, genom vilken den passerar. Om t ex sig- nalen i ledningen 53 går från låg till hög nivå, kommer den bistabila kretsens 200 Q-utgång att gå från låg till hög nivå vid nästa klockpuls. På grund av in- neboende omkopplingsfördröjningar måste, när den bistabila kretsens 200 Q-utgång går från låg till hög nivå och denna signal leds till den bistabila kretsens 201 D-ingång, dennas 0-utgång vänta till följande klockpuls för att anta hög nivå.

På detta sätt kan digitala signaler på lämpligt sätt fördröjas varje önskat an- tal diskreta intervall, genom att skiftregistret helt enkelt förse med tillräck- ligt många fördröjningssteg. Skiftregister, som är kommersiellt tillgängliga, är försedda med ett flertal utgångsledningar 206, från vilka signalen kan uttas.

Benets läge bestämmer den totala införda fördröjningen som funktion av klock- frekvensen.

Det digitala tidsfördröjningsorganet 160 i multiplikationssystemet visat i fig. 9 antas vara ett vanligt skiftregister såsom ett skiftregister 198 enligt fig. 11. Multiplikationssystemet erfordrar införandet av en vald tidsanpassning i'en av de signaler som skall multipliceras, varvid ett digitalt skiftregister används, som inför en fördröjning, vilken är ett valt antal diskreta intervall.

Skiftregistret 198 är ett lämpligt digitalt skiftregister för att alstra en så- dan fördröjning. Med hänvisning nu till fig. 10 antas, att signalerna IA1 och IAZ skall multipliceras med varandra och att en fasfördröjning av 90° skall införas i signalen IA2. Fig. 10a visar ett exempel på en första ingångssignal IÅ1 (VL) och fig. 10g visar ett exempel på ett andra ingångssignal IAg, vilka signaler skall multipliceras med varandra. Fig. 10b visar den klocksignal, som avges av klockan 56, och fig. 10c visar integratorns 42 utgångssignal, som härrör från ingångssignalen IA1. Fig. 10d visar komparatorns 50 resulterande utgångssignal. Modulatorns 30 utgångssignal visas i fig. 10e och leds i ledning- en 53 i fig. 9 och 11. Klocksignalen från modulatorns klocka 56 leds till skift- registret 198 via ledningen 196. I det givna exemplet är klockintervallen, som visas i fig. 10b, 24 gånger signalens IA2 frekvens. En fasfördröjning av 90° erfordrar därför en fördröjning med sex klockintervall. Om det antas, att skift- 452 516 21 _ registrets 198 ben 206' är det sjätte benet, blir således signalen IA2, som är modulerad och fördröjd 90°, fördröjd totalt sex klockintervall, som avges av klockan 56. Utgångssignalen från skiftregistrets 198 ben 206' visas i fig. l0f.

Den fördröjda modulerade signalen, som visas i fig. 10f, är en exakt avbildning av modulatorns 30 modulerade Q-utgångssignal, som visas i fig. 10e och är för- flyttad sex klockintervall till höger.

Multiplikation av signalerna åstadkoms genom att leda den fördröjda modu- lerade signalen, som visas i fig. 10f, till signalstyrorganet via ledningen 34.

Ledningen 34 innefattar både inverterade och icke-inverterade framställningar av den fördröjda modulerade signalen, genom att signalen leds till en vanlig digi- tal inverterande krets 161. Signalen IA1 visas 1 fig, 109 både 1 inverterad och icke-inverterad form. Multiplikationen utförs med hjälp av omkopplarna 82 och 86, vilka öppnas och sluts växelvis i förhållande till varandra, varvid om- kopplingspunkten 88 i fig. 9 ligger mellan_signalens IA1 TCKG-lHVêPtêYäd@ OCH inverterade framställningar. Den resulterande signalen visas i fig. 10h. Signa- len i fig. 10h kan sedan ledas genom ett lämpligt lågpassfilter 90 för att ge ett genomsnittsvärde eller likströmsvärde, såsom visas vid linjen 132 i fig. 10h. Linjen 132 föreställer en produktsignal, som är proportionell mot produkt- värdet av IM med :A2 med en fasföraröjning av 9o° införd i IAZ. Om t ex signalen IA1 är proportionell mot den ström som flyter i en kraftledning och $l9"äl@" IAZ är proportionell mot ledningens spänning, är den produktsignal, som framställs av linjen 132 i fig 10h, proportionell mot VARS.

En speciell fördel vid användning av en delta-minus-sigma-modulator såsom modulatorn 30 i kombination med multipliceraren är, att den modulerade signalen ändras bara vid förutbestämda klockintervall. Digitala tidsfördröjningsmetoder indelar med nödvändighet en inkommande signal i diskreta enheter eller inter- vall. Dessa intervalls längd eller varaktighet är ett konstruktionsval. Signalen av digitaltyp bär information vid pulsflankerna, när signalerna går från låg till hög nivå eller från hög till låg nivå. Ett skiftregister konstruerat av en serie bistabila kretsar "söker" efter sådana pulsflanker varje gång som det klockas. Ju högre klockfrekvensen är, ju oftare testas, om den inkommande signa- len har en pulsflank. Eftersom den fördröjning, som införs i en signal vid varje tillstånd hos ett skiftregister, beror på klockfrekvensen, fordrar skiftregis- ter, som klockas vid en högre frekvens, fler tillstånd för att åstadkonne en gi- ven fördröjning än skiftregister, som klockas vid en lägre frekvens. Naturligt- vis innebär klockning av ett skiftregister vid en låg frekvens, att den inkom- mande signalen mindre ofta testas med avseende på pulsflanker, och detta kan va- ra en nackdel, om pulsflankernas läge inte är känt, såsom är fallet med vanliga pulsbreddsmodulerade signaler. Modulatorn 30 avger en signal, som har pulsflan- 452 516 22 - ker, vilka uppträder endast vid förutbestämda klockintervall. Genom att synkro- nisera klocksignalerna, som avges till modulatorn och skiftregistret 198, kommer skiftregistret att "söka" efter pulsflanker bara vid de erfordrade tidpunkterna.

Detta innebär, att ett färre antal skiftregistersteg behövs för att införa en given förskjutning i en modulerad signal, än vad som skulle vara fallet, om pulsflankernas läge inte var noggrannt känt. I själva verket kan i det ovan giv- na exemplet skiftregistret klockas med samma hastighet som modulatorn 30 utan någon som helst förlust av information. Det är därför möjligt att använda ett ekonomiskt skiftregister med ett relativt litet antal steg för att alstra en gi- ven förskjutning i en delta-minus-sigma-modulerad signal, medan ett mycket stör- re skiftregister skulle behövas för att alstra en jämförbar fördröjning i en signal med pulsflanker vid slumpvisa lägen. Även om ett skiftregister av rela- tivt hög frekvens används för att fördröja en slumpvis modulerad signal av vä- sentligt lägre frekvens, skulle en förlust av information inträffa, när en puls- flank inte är precis synkroniserad med skiftregistrets klocka. Ingen sådan in- formationsförlust uppträder i utföringsformen enligt föreliggande uppfinning be- skriven ovan, eftersom modulatorn och skiftregistret är synkroniserade med var- andra och eftersom pulsflankerna därför inte är förskjutna.

De klockintervall, som klockar skiftregistret, behöver inte vara exakt de- samma som modulatorns 30 första klockintervall. Det föredras emellertid, att skiftregistrets klocka är synkroniserad med modulatorns klocka. För att undvika informationsförlust skall skiftregistret drivas vid en frekvens, som inte är lägre än modulatorns, men kan drivas med högre hastigheter för att åstadkomma varje önskad tidsfördröjning. Ett lämpligt sätt att öka skiftregistrets klockas frekvens under bibehållande av synkroniseringen med modulatorns första klockin- tervall är att använda en frekvensdelningskrets för modulatorklockan. Medan den önskade tidsfördröjningen i den modulerade signalen i exemplet beskrivet ovan motsvarar ett helt antal första klockintervall, behöver detta inte alltid vara fallet. För att åstadkomma ytterligare flexibilitet vid valet av tidsfördröj- ningen kan det vara önskvärt att anordna antingen ett andra skiftregister eller ytterligare steg inom ett enkelt skiftregister, vilka klockas vid en högre frek- vens och vilka därigenom inför ökade fördröjningar i den modulerade signalen.

Skiftregistrets tillstånd inom elementet 212 i fig. 11 visar en metod för att ge ytterligare urvalsmöjlighet vid den digitala tidsanpassningen enligt föreliggan- de uppfinning. I detta exempel leds den fördröjda utgångssignalen från ett ut- valt steg i skiftregistret 198 till en andra grupp skiftregistersteg, som visas i fig. 11 som ett andra skiftregister 212. Skiftregistret 212 utgörs av ett flertal bistabila kretsar 212. Den fördröjda signalen från skiftregistret 198 leds till skiftregistrets 102 ingång 214. En klocksignal, som foretradesevis har 452 516 23 - en högre frekvens än den första klockan 56, leds via ledningen 208 till de bi- stabila kretsarna, som utgör skiftregistret 212. Den högre klockfrekvensen kan lämpligen erhållas ned hjälp av en oscillator 220, som arbetar vid en högre frekvens än den första klockan 56. Genom användning av en lämplig frekvensdel- ningskrets 210 kan de olika skiftregisterstegen förses med klocksignaler av oli- ka frekvens liksom även modulatorn 30, om så önskas.

Här används uttrycket "första klockintervall“ allmänt som beteckning för klocksignalerna avgivna av den första klockan 56 och "de andra klockintervallen" är de, som avges av den andra klockan 220. Dessutom kan de skiftregistersteg, som visas i fig. 11, betraktas som antingen ett första skiftregister 198 och ett andra skiftregister 212 eller ett enkelt skiftregister, som har ett flertal steg, som klockas vid olika valda frekvenser. Vare sig det sker genom användning av separata oscillatorer eller en enkel oscillator med frekvensdelningskrets, ökar arrangemanget med olika klocksignaler flexibiliteten hos de digitala skift- metoder, som används i föreliggande uppfinning. Att fördröja en signal ned hjälp av ett skiftregister, som har ett antal steg vilka alla klockas med samma has- tighet, möjliggör att en signal fördröjs ett antal diskreta intervall upp till det maximala antal, som anges av antal steg i skiftregistret. Genom att anordna ytterligare steg, som klockas av en annan klocksignal, kan ytterligare valda fördröjningsintervall tillhandahållas. En signal kan passera genom ett första skiftregister och fördröjas ett visst antal första intervall och sedan passera genom en andra uppsättning skiftregistersteg och fördröjas ett ytterligare antal andra intervall. På så sätt kan en fördröjning som utgörs av ett önskat antal hela delar och bråkdelar av de första intervallen erhållas. En liknande flexi- bilitet, vad beträffar signalfördröjningar med hjälp av digitala organ, kan upp- nås genom att använda en andra klocka, som arbetar med samma frekvens som den andra klockan men har en tidsförskjutning av vald storlek. Om t ex en signal passerar genom ett första skiftregister, som klockas vid första intervall, och sedan leds till ett ytterligare steg, som klockas med inversen till klocksigna- len med det första intervallet, införs en ytterligare fördröjning uppgående till hälften av det första klockintervallet. Beroende på förskjutningen mellan de klocksignaler, som avges till den första och andra gruppen av skiftregistersteg, kan nästan varje fördröjningsstorlek införas. g Ett exempel på arbetssättet hos modulatorn och det digitala tidsfördröj- ningsorganet i fig. 9 och 11 ges i fig. 12. Om det antas, att den första klock- signalen, som avges av klockan 56, är den som visas i fig. 12b och att den andra klocksignalen, som avges av den andra klockan 220, är den som visas i fi9- 108. fördröjs en modulerad ingångssignal till skiftregistret på det sätt som beskrivs nedan. I detta exempel har den andra klockan 220 en frekvens som är exakt tva 452516 24 " gånger den första klockans 56 frekvens. Om t ex en fördröjning i den modulerade signalen uppgående till två och ett halvt första klockintervall önskas, utfor- mas skiftregistret så, att utgångsbenet 206" förbinds med det andra skiftregist- rets ingång 214. På detta sätt passerar en modulerad ingångssignal via ledningen 53 genom de två första skiftregisterstegen 200 och 201 och genom det första ste- get i det andra skiftregistret 212, varefter signalen avges vid benet 218. Sig- nalen fördröjs två hela första klockintervall och ytterligare ett andra klock- intervall genom ett sådant system. Om det antas, att en modulerad signal, som framgår av fig. 12c, är ingångssignal till ovan beskrivna anordningen, blir ut- gångssignalen på benet 218 den signal, som visas i fig. 12d. Den fördröjda modu- lerade signalen, som visas i fig. l2d, är exakt densamma som den modulerade sig- nal, som visas i fig. 12c och är fördröjd två och ett halvt första klockinter- vall.

Den digitala skiftmetoden enligt föreliggande multiplikationssystem har den fördel, som finns i digital elektronik och som består i att den är relativt fri från drift och fri från fel. Dessutom görs tidsanpassningen på ett sätt, som är oberoende av den signal, som skall anpassas. Med andra ord är den inte bero- ende av frekvensen hos den signal, som skall tidsanpassas. Systemet som visas i fig. 9 medger fasanpassning vid multiplikation av två analoga signaler utan an- vändning av RC-nät och därmed förbundna signalförvrängningar. Om delta-minus- sigma-modulering används vid multiplikationen, behöver de använda skiftregist- rens storlek inte vara oöverkomligt stor, medan de ändå ger en hög grad av nog- granhet.

För att uppnå hög noggrannhet i effektmätningsanordningen enligt förelig- gande uppfinning över ett stort dynamiskt område är det viktigt, att nollin- ställningsfelen undanröjs från de aktiva kretselementen. Nollinställningsfel av tillräcklig storlek för att negativt påverka mätningsnoggrannheten finns vanli- gen i billiga operationsförstärkare. Uttrycket spänningens nollinställningsfel definieras allmänt som spänningsskillnaden mellan ett par ingångar till ett ak- tivt kretselement, såsom en operationsförstärkare, när utgångssignalen är noll.

Den är en missanpassning mellan förstärkarens ingångar och mätanordningen enligt föreliggande uppfinning innefattar organ för nollinställningsfelkompensation, som korrigerar en sådan missanpassning.

Fig. 13 visar ett system för nollinställningfelskompensation anpassat till en enda förstärkare. Den fundamentala principen för systemet för nollinställ- ningsfelkompensation innefattar användning av en kondensator eller ett annat minneselement, som ansluts till den ena ingången till förstärkaren och sedan uppladdas till en kompensationsspänning. Det inses, att andra likvärdiga Syßtïm för att lagra och tillhandahålla en spänning till en förstärkaringång kan anvan- 452 51,6 zs -- das i stället för en kondensator. Operationsförstärkare har ofta mer än två in- gångar och innefattar ibland en eller flera ingångar, som är speciellt utformade för nollinställningsfelkompensation. Föreliggande system fungerar lika bra för att nollinställningfelkompensera förstärkare som har ytterligare ingångar. Den ingång, som är avsedd att motta en kompensationsspänning för att korrigera spän- ningens nollinställningsfel, är den ingång, till vilken kondensatorn är anslu- ten. Systemet innefattar dessutom organ för att uppladda kondensatorn till en nollinställningsspänning, som i huvudsak utplånar effekten av spänningens noll- inställningsfel på den andra förstärkaringången. För enkelhets skull visas en- dast förstärkaren 70 (fig. 1) i fig. 13, fastän organet för nollinställningsfel- kompensation kan i en följd korrigera ett flertal förstärkare, såsom anges ne- dan.

Organet för nollinställningsfelkompensation av en förstärkare, såsom det är utformat för förstärkaren 70, innefattar ett minneselement för nollinställ- ﬂlﬂgsfeïet Så$°m en k°ﬂd9ﬂSäf0Y Cl, som är ansluten till en första vald ingång 181 till förstärkaren. En nollinställningskrets 182, som är ansluten via omkopp- lare till både minneselementet för nollinställningsfelet och den andra valda in-. gången 183 till förstärkaren 70, finns också anordnad. Nollinställningskretsen 182 innefattar en laddningsförstärkare 184, som är förbunden med den andra in- gången till förstärkaren 70 via en omkopplare A1. Nollinställningskretsen inne- fattar också ett temporärt minneselement, kondensatorn 186, och en serie omkopp- lare B, D och E, vilka ansluter kondensatorn 186 till laddningsförstärkaren 184 såsom beskrivs nedan. Ytterligare omkopplare G1 och H1 förbinder laddningsför- stärkaren 184 i en laddningskrets, som anpassar den spänning, som lagras på kon- densatorn C1.

Kraftledningens strömsignal IA¿ leds till förstärkarens 70 inverterande ingång 183, som i det ideala fallet är en virtuell jord. Ett nollinställnings- fel för spänningen i förstärkaren 70 uppträder från början som en spänning på den inverterande ingången 183. När kondensatorn Cl blir uppladdad, minskar spänningen på den inverterande ingången 183, tills ett tillstånd med virtuell jord uppnås. Skillnaden mellan kompensationsspänningen Vcomp på Cl OCH det verkliga inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70 benämns en fel- spänning Verror. Det är verror som uppträder på ingången 183. Det är ända- målet med organet för nollinställningsfelkompensation att minska Ve,,°, till ett minimum.

Organet för nollinställningsfelkompensation innefattar styrorgan för att åstadkomma de funktioner, som visas i blocket 190. I princip driver styrorganet omkopplare A1, B, D, E, G1 och H1, så att det i följd alstras en serie överfö- rings- och laddningsperioder. Under en startöverföringsperiod är omkopplarna A1, 452 516 26 - B och D slutna och omkopplarna E, G1 och H1 öppna. Med omkopplaren A1 sluten 1ed5 verror till den icke inverterande ingången till laddningsförstärkaren 184, som är utformad som en förstärkare med förstärkning lika med 1. Omkopplaren B, som är sluten under överföringsperioderna, utgör en återkopplingsförbindelse mellan laddningsförstärkarens 184 utgång 192 och den inverterande ingången 226.

En första anslutning 228 till den temporära laddningskondensatorn 186 är också ansluten till den inverterande ingången 226. Omkopplaren D förbinder, när den är sluten, en andra anslutning 230 hos kondensatorn 186 till en jordpunkt. Sålunda uppträder under överföringsperioden Verror på förstärkarutgången 192 och lag- ras på den temporära laddningskondensatorn 186 tillsammans med laddningsför- stärkarens 184 nollinställningsfel för spänningen (VoffSet_Amp 184), Under en följande laddningsperiod öppnar styrorganet 190 omkopplarna A1, B och D och sluter omkopplarna E, G1 och H1. Detta medför, att kondensatorns 186 andra anslutning 230 frigörs från jordpunkten och ansluts till förstärkarutgång- en 192 i en andra återkopplingsslinga. Resultatet är, att en spänning -Verror uppträder på förstärkarutgången 192. Laddningsförstärkarens 184 inre nollin- ställningsfel för spänningen (V°ffset_Amp 184) upphävs av komponenten -V0ffSet_Amp 184, som är lika stor och har motsatt värde och avges till ut- gången 192 från kondensatorn 186. Den slutna omkopplaren G1 och den öppna om- kopplaren Al under laddningsperioden leder också spänningen Vcomp På kﬂﬁdeﬂ- Sät0Pﬂ C1 för nollinställningsfelet till laddningsförstärkarens 184 icke-in- verterade ingång. Med -Verror på laddningsförstärkarens utgång 192 och Vcomp på dess ingång (under laddningsperioden), uppstår en ström -Ierror genpm impe- dansen 224 och omkopplaren H1, som anpassar Vcomp i den riktning, som är nöd- vändig för att minska Verror under nästa överföringsperiod.

Fig. 14 visar arbetssättet hos organet för nollinställningsfelkompensatio- nen under startförhållanden. Om det antas att spänningen VoffSet_Amp 70 repre- senterar spänningens nollinställningsfel mellan förstärkarens 70 ingångar och att laddningen på kondensatorn Cl (vcompl från början är noll, är Verror under den första överföringsperioden lika med V0ff5et_Amp 70. Under den föl- jande laddningsperioden kommer en spänning -Verror att uppträda på förstärka- rens utgång 192. En ström -Ierrør leds då till kondensatorn 186, vilket ökar Vcompzs värde. Spänningen Vcomp på kondensatorn Cl medger att förstärka- rens 70 nollinställningsfel i väsentlig grad minskas tills nästa överföringspe- rl0d. MOÉStåHÖElZS 224 OCll KODÖGIISâlZOPHS Cl Värden väljs, så att dg ger en ström -Ierror, som inte i betydande grad förändrar spänningen på kondensatorn Cl under en endå laddningsperiod. Kondensatorn C1 kommer därför inte att bli uppladdad till hela inställningsspänningen under de allra första överförings- och laddningscyklerna. När Vcomp närmar sig v0ffSet_Amp 70, piir Verror 452 516 27 - allt mindre- Till slut kommer Varm, att närma sig ett stabilt minimivarae, som är tillräckligt för att kompensera läckströmmar och andra transienta sig- naler, som finns i kretsen. Vid denna punkt är nollinställningsfelen väsentligen undanröjda.

Följande överförings- och laddningsperioder kan antingen följa direkt ef- ter föregående överförings- och laddningsperioder eller vara åtskiljda av en tidsfördröjning. I den föredragna utföringsformen, vari ytterligare förstärkare kompenseras för nollinställningsfel med användning av samma nollinställnings- krets 182, är de överförings~ och laddningsperioder, som är förknippade med en förstärkare, åtskiljda av förutbestämda tidsintervall. Med hänvisning till fig. 14 visar nästa överföringsperiod en Verror, som är mindre såsom visas vid 222.

Såsom tidigare lagras verror först på kondensatorn 186 och uppträder sedan un- der följande laddningsperiod på laddningsförstärkarens utgång 192 som -Verror_ Under denna laddningsperiod adderas strömmen -Ierror till 1äCdﬂlﬂ9@ﬂ l kﬂﬂdeﬂ- Sätßfﬂ C1, vilket ytterligare minskar Ve,r°r:s storlek under nästa överfö- ringsperiod. Under följande cykler kommer Vcomp på kondensatorn Cl att närma sig det verkliga nollinställningsfelet för spänningen hos förstärkaren 70, vil- ket minskar Verror till approximativt noll.

Systemet för nollinställningsfelkompensation som beskrivits ovan med avse- ende på en förstärkare 70 kan likaledes nollinställningsfelkompensera ett fler- tal förstärkarelement. Fig. 15 visar den föredragna utföringsformen av ett sys- tem för nollinställningsfelkompensation, som används för att nollinställnings- felkompensera fem olika förstärkare. De fem förstärkare som skall nollinställ- ningsfelkompenseras av kompensationsorganet hos mätanordningen är följande: strömsignalförstärkaren 70, strömsignalens inverterande förstärkare 74, den första modulatorns integrerande förstärkare 46, omvandlarens integrerande för- stärkare 108 för avgivning av watt och omvandlarens integrerande förstärkare 180 för avgivning av VARS/Q. Var och en av förstärkarna liknar förstärkaren 70 som diskuterats i samband med fig. 13, genom det att de alla har inverterande ingångar med virtuell jord, till vilka en signal leds. Var och en av dessa för- stärkare är försedd med tillhörande minneselement för nollinställningsfelet, kondensatorerna cl _ 05. Förstärkarnas icke-inverterande ingångar är anslut- na till laddningsförstärkaren 184 i nollinställningskretsen 182 via tillhörande omkopplare A1 till A5, såsom visas i fig. 15. Omkopplarpar som är ekvivalenta med G1 och H1 i fig. 13, dvs G1 till G5 och H1 till H5, ansluter laddningsför- stärkaren 184 till motsvarande minneskondensator för nollinställningsfelet hos varje förstärkare.

En enda nollinställningskrets 182 lagrar felspänningen och laddar minnes- kondensatorn för nollinställningsfelet hos varje förstärkare med hJä1P av de" 452 516 za -- operationsföljd, som beskrivs nedan. För klarhetens skull är kontrollkretsarna ej visade, vilka styr de olika omkopplarna, som visas i fig. 15. Ett vanligt styrorgan av någon lämplig typ kan användas för att styra omkopplarna i enlighet med det tidsdiagram, som visas i fig. 16. Styrorganet sluter först omkopplarna A1, B och D under en startöverföringsperiod för förstärkaren 70, öppnar sedan omkopplarna A1, D och B och sluter omkopplarna E, G1 och H1 under en laddnings- period. Styrorganet ger sedan ytterligare på varandra följande överförings- och laddningsperioder för var och en av de andra förstärkarna, som skall nollin- ställningsfelkompenseras. Efter förstärkarens 70 laddningsperiod börjar för- stärkarens 74 överföringsperiod, varvid styrorganet sluter omkopplarna A2, D och B och sedan öppnar dessa omkopplare och sluter omkopplarna E, G2 och H2 un- der följande laddningsperiod. För förstärkaren 46 sluts omkopplarna A3, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G3 och H3 sluts under laddningspe- rioden. För förstärkaren 108 sluts omkopplarna A4, B och D under överföringspe- rioden och omkopplarna E, G4 och H4 sluts under laddningsperioden. Slutligen sluts för förstärkaren 180 omkopplarna A5, B och D under överföringsperioden och omkopplarna E, G5 och H5 sluts under laddningsperioden.

Sedan en laddnings- och omkopplingsperiod har fullbordats för en förstär- kare, lämnas alla de omkopplare öppna, som är förknippade med förstärkaren, dvs omkopplarna A, G och H. Den laddning, som är lagrad på motsvarande minneskon- densator för nollinställningsfelet, kommer att kvarbli, tills styrorganet i följd alstrar en ny laddningsperiod förknippad med den kondensatorn. Fastän nå- gon laddningsurladdning kommer att inträffa, kommer fel beroende på spännings- felen i väsentlig grad minskas för var och en av förstärkarna. Styrorganets ar- betsfrekvens för att öppna och sluta omkopplarna, som är förknippade med organet för nollinställningsfelkompensationen, är ett konstruktionsval, men kan vara vä- sentligt långsammare än de klockor, som är förknippade med mätsystemet.

Det beskrivna systemet för nollinställningsfelkompensation kan användas för att korrigera nollinställningsfel i ett godtyckligt antal förstärkarelement, som är förknippade med ett mätsystem. En enda nollinställningskrets såsom kret- sen 182 kan i följd anslutas till upp till N förstärkarelement och till dessas förknippade minneselement under en följd av överförings- och laddningsperioder.

Ett sådant system för nollinställningsfelkompensation är ekonomiskt och är idea- liskt väl lämpat för användning av integrerade CMOS-kretsar, där nollinställ- ningsfel kan utgöra problem.

De N förstärkarelementen har vart och ett ett flertal ingångar. En första vald ingång till en sådan förstärkare är den ingång, som skall motta en kompen- sationsspänning avsedd för att korrigera Spänﬂíﬂgeﬂs "°1ll"Stäl1"l"95fe1° Det finns också N minneselement för nollställningsfelen såsom kondensatorer. Ett av 452 516 29 “ de N minneselementen för nollinställningsfelen är anslutet till den första valda ingången till vart och ett av de N förstärkarelementen. Minneselementen för nollinställningsfelen mottar kompensationsspänningar, som i betydande grad redu- cerar inställningsfelet på en annan ingång till det förstärkarelement, som det är anslutet till, varvid den andra ingången betecknas som den andra valda in- gången. En skillnad mellan kompensationsspänningen på minneselementet för noll- inställningsfelet och förstärkarelementets inställningsfel för spänningen är en felspänning, som uppträder på förstärkarelementets andra valda ingång. En noll- inställningskrets, såsom kretsen 182, finns också för effektmätningssystemet.

Nollinställningskretsen kan i följd anslutas till vart och ett av de N förstär- karelementen och till de därmed förbunda minneselementen för nollinställnings- felen. I beskrivningen nedan betecknas det förstärkarelement, till vilket noll- ställningskretsen är ansluten, och innefattande dess tillhörande minneselement, som det utvalda förstärkarelementet. På samma sätt som i det ovan beskrivna sys- temet ansluts nollinställningskretsen först till det utvalda förstärkarelemen- tets andra ingång under en återkommande övergångsperiod. Nollställningskretsen ansluts sedan till minneselementet för nollinställningsfelet, vilket är förbun- det med det utvalda förstärkarelementet, under den återkommande laddningsperiod, som följer efter överföringsperioden. Ett styrsystem ansluter sedan nollinställ- ningskretsen i följd till de kvarvarande N förstärkarelementen för att förse vart och ett av förstärkarelementen med överförings- och laddningsperioder.

Följden upprepas fortlöpande, varigenom alla förstärkarelement felinställnings- kompenseras och inställningsfelen i mätsystemet i allt väsentligt undanröjs.

Genom införlivandet av organet för nollinställningsfelkompensation som be- skrivits ovan utför mätanordningen enligt föreliggande uppfinning effektmätning med en hög grad av noggrannhet över ett vidsträckt dynamiskt område. Behovet av relativt dyrbara kalibrerade eller felfria förstärkare undanröjs, vilket gör mätanordningen relativt billig. Systemet ger fortlöpande parallella avläsningar av effekt i både watt och iVARS eller Q. Eftersom modulatorns utgångssignal från modulatorn 30 klockas precis vid det första intervallet, är det möjligt att ma- nipulera signalen med digital logik. Ett skiftregister kan lämpligen användas för att införa den tidsfördröjning, som är nödvändig för att ge en riktig fas- förskjutning för VARS- och Q-mätningarna. Genom att helt enkelt utvälja det lämpliga steget i skiftregistret, kan fördröjningen i den modulerade signalen anpassas, så att den önskade utgångssignalen alstras (VARS eller Q, 50 eller 60 Hz). Uppfinningen undanröjer sålunda behovet av inställda analoga fasförskjut- ningselement för att alstra den önskade spänningseftersläpningen. Eftersom ut- gångssignalen från modulatorn kan ledas både till en omvandlare för effekt och för VARS/Q, kan samtidiga avläsningar framställas med bara en enda modulator. 452 516 30 * Systemet ger dessutom digitala utsignaler för vardera polariteten hos den ef- fekt, som strömmar i ledningen. Det erhålls därför maximal information med en hög grad av noggrannhet på ett effektivt och ekonomiskt sätt.

Fig. 17 visar en del av en modulator enligt ett alternativt utförande, som är något enklare till sin konstruktion än modulatorn 30, som visas i fig. 2. En- ligt denna utföringsform är en kondensator 44 ansluten mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och jordpunkten. Kondensatorn 44 fungerar som modulatorns integrator. Komparatorns 50 inverterande ingång är också ansluten till hopkopp- lingspunkten 36 medan dess icke-inverterande ingång är ansluten till jord. Kom- paratorn 50 alstrar en styrsignal som svar på spänningsförändringar i hopkopp- lingspunkten 36, vilken signal är kopplad till en bistabil krets 52. Kretsen 52 används för att styra ett par omkopplare, som ger en återkopplingssignal till hopkopplingspunkten 36 såsom beskrivs nedan.

Fig. 18 visar flera av de signaler, som alstras av modulatorn i fig. 17.

Iﬂ9åﬂ9S$l9ﬂä1@ﬂ VL visas i fig. 18a. Vid användning för växelspänningsmät- ningar är VL naturligtvis sinusformad. Från början antas omkopplaren 58 vara sluten och en negativ referensström leds till den Summerande hopkopplingspunkten 36 via motståndet 40. V1-:s och motståndets 40 värden väljs, så att de ger en ström IF, som är i stor i förhållande till ingångssignalen IA1. Idiff kommer därför att ha ett negativt nettovärde, varvid ström tas från kondensa- torn 44. Följaktligen avtar den integrerade differensspänningssignalen från början såsom visas i fig. 18c.

Klockan 56 avger signaler, som visas i fig. l8b. Den bistabila kretsen 52 klockas på framflanken till varje uppåtgående puls. Vid klockpulsen a har den integrerade differenssignalen i fig. 18c ännu inte passerat komparatorns 50 tröskelnivå, vilket medför att Q förblir på låg nivå och Q på hög nivå och att skillnadssignalen fortsätter att integreras nedåt. Eftersom differenssignalen leds till komparatorns 50 inverterande ingång, omkopplas komparatorns utgångs- signal från låg till hög nivå, när signalen passerar tröskelnivån. Styrsignalen, som visas i fig. 18d, representerar utgångssignalen från komparatorn 50. Följd- aktligen förändrar vid klockpulsen b den bistabila kretsens 52 tillstånd och Q går från låg till hög nivå. När Q blir hög, antar Q låg nivå och omkopplaren 60 sluts och omkopplaren 58 öppnas. En positiv referenssignal leds då till den sum- merande hopkopplingspunkten 36, vilket får integralen av Idiff ötï Ökﬂ tills nästa klockpuls vid c. Mellan klockpulserna b och c passerar den integrerade signalen åter komparatorns 50 tröskelnivå, vilket får den första styrsignalen att anta låg nivå. Q antar då lågt värde vid nästa klockpuls, vilket medför att referenssignalen, som leds till den summerande hopkopplingspunkten 36, åter blir negativ. När VL ökar, förändras differenssignalens lutning och dess värde 452 516 31 -Å minskar, tills den åter passerar tröskelnivån. Q förblir på låg nivå, tills en förändring i den första styrsignalen upptäcks vid klockpulsen f. Q antar då högt värde och omkopplar åter referenssignalen från negativt till positivt värde.

Den ovan beskrivna kretsen och metoden fungerar som en delta-minus-sigma- omvandlare, i vilken bara skillnaden mellan ingångssignalen och referenssignalen integreras och mäts. Kretsen bibehåller alltid den integrerade differenssignalen i läget kring komparatorns 50 tröskelnivå. Den bistabila kretsens 52 Q-utgångs- signal väljs som den första utgångssignalen, vilken tidsmässigt har en genoms- nittlig nivå eller amplitud, som är proportionell mot VL;5 Storiek, Fig. 19 visar en modulatorkrets såsom i fig. 17, som innefattar ett alter- nativt system för nollställningsfelkompensation. Enligt detta utförande är kom- paratorn 50, som är ett operationsförstärkarelement, försedd med kompensations- organ för att väsentligen undanröja varje inställningsfel, som resulterar från ett inställningsfel för spänningen mellan förstärkarens ingångar 306 och 308.

Som beskrivits ovan definieras spänningens inställningsfel allmänt som den spän- ning, som erfordras mellan en förstärkares ingångar för att ge en utsignal av värdet noll. I det ideala fallet är spänningens inställningsfel noll, men i de flesta reella operationsförstärkare finns vanligen ett inställningsfel av okänt värde. Enligt föreliggande uppfinning är ett första minneslement, såsom en kon- densator 302, anslutet till en av förstärkarens ingångar, och en inställnings- spänning, som väsentligen är lika stor som inställningsfelet för spänningen hos förstärkaren, lagras på minneselementet för att kompensera spänningens inställ- ningsfel. I det exempel, som visas i fig. 19, är kondensatorn 302 belägen i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplingspunkten 36 och förstärka- rens inverterande ingång 306. Det inses, att kondensatorn 302 liksom kondensa- torn 44 och de andra minneselement som används i utföringsformerna nedan, repre- senterar en typ av minneselement som kan användas, och att andra typer kretsele- ment, såsom register med DA-omvandlare och liknande, kan användas som de olika minneselementen i föreliggande uppfinning.

Systemet för nollinställningsfelkompensation innefattar också en återkopp- lingsslinga 300, som med återkommande intervall ansluts omkring förstärkaren 50 mellan den inverterande ingången 306 och förstärkarens utgång via en omkopplare C. När omkopplaren C är sluten, uppträder spänningens inställningsfel med låg impedans på ingången 306. För att lagra den spänning, som alstras av återkopp- lingsslingan på kondensatorn 302, finns omkopplare A och B, som bryter förbin- delsen mellan kondensatorns ena anslutning och den summerande hopkopplingspuuk- ten 36 och förbinder den med en gemensam jordpunkt 305. _ Drganet för att styra systemet för nollinställningsfelkompensation i fig. 19 är en klocka 56, och fig. 20 visar styrfunktionen. Den bistabila kretsen 52 452 516 32 klockar på framflanken till varje klockcykel, såsom anges med pilarna 312. Var- je uppåtgående puls representerar en klockpuls. Precis när klocksignalen börjar att gå från låg nivå till hög nivå, är omkopplarna B och C öppna och omkopplaren A sluten, vilket innebär att återkopplingsslingan kring förstärkaren 50 inte är inkopplad och att kondensatorn 302 är ansluten till den summerande hopkopplings- punkten 36. Så snart som klockpulsen börjar, kopplas omkopplarna B och C på och omkopplaren A kopplas från, vilket inkopplar återkopplingsslingan kring förstär- karen och ansluter kondensatorns 302 ena anslutning till jordpunkten. Under den- na period, som benämns nollinställningsperioden, uppträder förstärkarens 50 nollinställningsfel för spänningen +V°ffSet på ingången 305, Eftersom k0n¿en- satorn 302 är ansluten mellan ingången 306 och jord, lagras spänningen +V0ffSet på kondensatorn. Under den sista hälften av varje klockcykel, som be- nämns mätperioden, kopplas omkopplarna B och C åter från och omkopplaren A kopp- las på. Med den icke-inverterande ingången 308 ansluten till jord är felet på den inverterande ingången 306 det negativa värdet av spänningsfelet -Voffset.

Följdaktligen är den signal, som jämförs med komparatorns 50 tröskelnivå, när A är sluten och B och C är öppna, spänningen vid hopkopplingspunkten 306, dvs den integrerade differenssignalen plus Voffset plus -Voffset. Komparatorns 50 nollinställningsfel för spänningen upphävs därför, och det fel, som detta annars skulle ge vid tröskelmätningen, undanröjs i allt väsentligt.

Ett annat utförande av en modulator, som utnyttjar ett system för nollin- ställningsfelkompensation, visas i fig. 21. Enligt detta utförande har mätorgan 298 första och andra förstärkarelement 328 resp 336, som fungerar som kompara- torer och växelvis ansluts mellan den sumerande hopkopplingspunkten 36 och den bistabila kretsen 52. Den första förstärkaren 328 är försedd med en inkopplings- bar återkopplingsslinga 324, som förbinder utgången 330 med den inverterande in- gången 326 via omkopplaren D. Ett första minneselement i form av en kondensator 316 är anslutet i den elektriska ledningen mellan den summerande hopkopplings- punkten 36 och den inverterande ingången 320 via omkopplaren E. En ledning finns mellan kondensatorns 316 ena anslutning 318 och jord via omkopplaren F. Det and- ra förstärkarelementet 336 innefattar också en inkopplingsbar återkopplings- slinga 332, som förbinder utgången 338 och den inverterande ingången 334 via om- kopplaren G, och ett minneselement, såsom en kondensator 320, finns i den elekt- riska ledningen mellan den inverterande ingången 334 och den summerande hopkopp- lingspunkten 36 via omkopplaren H. En anslutning finns via omkopplaren J mellan kondensatorns 320 ena anslutning 322 och jord.

Utförandet enligt fig. 21 är konstruerat för att ge två parallella noll- inställningskompenserade komparatorkretsar för att mäta den integrerade diffe- renssignalen vid den summerande hopkopplingspunkten 36. När omkopplarna E och K 33 452 516 är slutna, avger det första förstärkarelementet den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och när omkopplarna H och L är slutna, avger det andra förstärkarelementet 336 den första styrsignalen till den bistabila kretsen 52.

Genom att sluta omkopplarna E, G, J och K och öppna omkopplarna D, F, H och L, är det första förstärkarelementet 328 i mättillstånd och avger styrsignalen till den bistabila kretsen 52, och det andra förstärkarelementet 336 är i ett nollin- ställningstillstånd, i vilket förstärkarelementets 336 nollinställningsfel för spänningen lagras på kondensatorn 320. Lagring av Voffset på kondensatorerna 316 och 320 åstadkomes på exakt samma sätt som för förstärkarelementet 50 och kondensatorn 302 i utförandet i fig. 19. Genom att omkasta läget hos alla om- kopplarna, dvs sluta omkopplarna D, F, H och L och öppna omkopplarna E, G, J och K, antar förstärkaren 328 nollinställningstillstånd och förstärkaren 336 mättillstånd, i vilket den integrerade differenssignalen vid den summerande hop- kopplingspunkten 336 avges till den inverterande ingången 334 via kondensatorn 320, varigenom den kompenseras för förstärkarens 336 nollinställningsfel för spänningen och ger en felfri första styrsignal till den bistabila kretsens 52 D- ingång.

En fördel hos utförandet, som visas i fig. 21, jämfört med det som visas i fig. 19, är att en nollinställningsfelkompenserad förstärkare i mättillstånd är tillgänglig vid alla tidpunkter. Dessutom inträffar omkoppling mellan mät- och nollinställningstillstånd i utförandet enligt fig. 19 vid klockans 56 klockfrek- vens. Om provtagningsfrekvensen, som den bestäms av klockans 56 frekvens, är tillräckligt hög, kommer förstärkarelementen, som fungerar som komperatorer, in- te att kunna stabiliseras efter varje nollinställningsperiod och fel kommer att införas. Utförandet i fig. 21, som använder vanlig styrlogik för att driva om- kopplarna D, E, F, G, H, J och L, vilka representeras av elementet 340, kan drivas vid en frekvens, som är skild från klockans 56. En vanlig frekvensdel- ningskrets kan t ex användas för att minska styroperationernas frekvens.

För att säkerställa att tillräcklig tid finns för att förstärkarna i utfö- randet i fig. 21 skall stabiliseras efter varje nollinställningsperiod, utsträc- ker styrlogiken 340, som fungerar som styrorgan för att driva omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L, mätperioden för varje förstärkarelement, vilket medger tid för stabilisering. Fig. 22 visar tidsschemat för styrning av omkopplarna D, E, F, G, H, J, K och L med hjälp av styrlogiken 340. Dmkopplarna K och L, som an- sluter utgångarna från det första resp det andra förstärkarelementet till den bistabila kretsen 52, drivs ej i fas i förhållande till varandra. Omkopplaren K är i påläge under halva tiden och i frånläge under halva tiden och omkopplaren L är i frånläge, när K är i påläge, och omvänt. Utöver att styra de omkopplare. som ansluter förstärkarna till den bistabila kretsen 52, styr styrlogiken 340 452 _516 34 också de omkopplare, som bestämmer förstärkarnas 328 och 336 nollinställnings- och mätperioder. Omkopplarna D, E och F fungerar så, att de inkopplar en åter- kopplingsslinga kring förstärkaren 328 och ansluter kondensatorns 316 ena an- slutning till jord på exakt samma sätt som i utförandet i fig. 19. Omkopplarna G, H och J utför samma funktion för förstärkaren 336. Som kan ses i fig. 22 är vardera förstärkarelementets nollställnings- och mätperioder inte av sama var- aktighet. Den första förstärkarens 328 nollställningsperiod börjar exempelvis, när omkopplaren K kopplas från, och slutar, innan omkopplaren K åter kopplas på.

På liknande sätt börjar den andra förstärkarens 336 nollinställningsperiod, när omkopplaren L kopplas från, och slutar, innan omkopplaren L åter kopplas på.

Följdaktligen är varje förstärkares nollinställningsperiod kortare än mätperio- den och skillnaden är ett förutbestämt intervall. Detta är avsett att möjliggöra en stabiliseringstid för förstärkarna, innan de åter blir anslutna till den bi- stabila kretsen 52.

Det bör observeras att, förutom att medge extra tid för förstärkarstabili- sering innan antingen den första eller den andra förstärkaren ansluts till den bistabila kretsen, fungerar styrlogiken 340 i sig själv långsammare än klockan 56. Som kan ses i fig. 22 drivs klocksignalen, som inte ritad i riktig skala, med en väsentligt högre frekvens än någon av omkopplarna i fig. 21. Styrlogiken 340 innefattar företrädesevis en frekvensdelningskrets för detta ändamål. Utfö- randet, som visas i fig. 21, kan sålunda använda en klocka av relativt hög frek- vens, t ex 10 kHz, för att medge en ofta återkommande provtagning på mätvärdet och för en relativt hög upplösning, medan nollinställningen och kompensationen av förstärkarelementen sker vid en tillräckligt låg frekvens för att minimera de fel, som beror på ett långsamt förstärkarsvar.

Den metod, som utförs av anordníngen i fig. 21, innefattar ett ytterligare steg i mätsteget för att koppla om mellan de första och andra förstärkarelemen- ten 328 resp 336. Kompensationssteget innefattar mätning med det första förstär- karelementet och nollinställning av det andra förstärkarelementet och sedan mät- ning med det andra förstärkarelementet och nollinställning av den andra förstär- karelementet i en kontinuerlig följd, så att åtminstone ett av de felinställ- ningskompenserade förstärkarelementen vid alla tidpunkter är anslutet till den summerande hopkopplingspunkten. I metodens föredragna utföringsform är nollin- ställnings- och mätperioderna olika och företrädesvis långsammare än klockinter- vallen. Dessutom är nollinställningsperioderna kortare än mätperioderna för var- je förstärkarelement i enlighet med tidsdiagrammet i fig. 22. Ett förstärkarele- ments mätperiod påbörjas före slutet av det andra förstärkarelementets mätperi- od, så att varje fel elimineras, som beror på ett långsamt komparatorsvar från det första förstärkarelementet, när detta från början omkopplas från nollin- 35 452 516 _ _ ställning till mätning.

Vid drift av anordningen i fig. 21 fås det resultat, som visas i fig. 18. om det antas, att VL är såsom visas i fig. 18a, är den integrerade differens- signalen, som uppträder vid den summerande hopkopplingspunkten 36, den som visas i fig 18c. Både den första styrsignalen i fig. 18d och Q-utgångssignalen i fig. 18e är opåverkade av det periodiska drivsättet och de cykliska nollställnings- och mätperioderna för förstärkarna 328 och 336. Utförandet i fig. 21 ger en större noggrannhet vid högre klockfrekvenser men är annars funktionellt iden- tiskt med utförandet i fig. 19.

Modulatorn 30, som används i mätanordningen i fig. 1, avger således modu- lerade utgångssignaler, som anger ingångssignalens polaritet. Med hänvisning nu till fig. 23 visas ett alternativt utförande av modulatorn, som ger sådana ut- gångssignaler. Ingångssignalen IA1 avges till en summerande hopkopplingspunkt 36 via ett motstånd 38. En av de två referenssignalerna, som företrädesvis är av lika storlek och av motsatt polaritet, avges också till den summerande hopkopp- lingspunkten via motståndet 4D. Referensspänningarna V1- och Vl+ är anslutna till den summerande hopkopplingspunkten via ett par omkopplare 58 resp 60, som styrs av modulatorns utgångssignal. De momentana skillnaderna mellan ingångs- strömmen IA1 och återkopplingsstömmen IF i hopkopplingspunkten 36 leds till en integrator, som alstrar en växande eller avtagande rampspänning. Den integre- rade signalen jämförs sedan med en tröskelnivå med hjälp av en komparator 50, som avger en styrsignal, som anger om integratorns utgångssignal är över eller under tröskelnivån. Utgångssignalen från komparatorn 50 avges till en bistabil krets såsom en vippa 52.

Den bistabila kretsen ändrar tillstånd bara vid förutbestämda klockinter- vall, som bestäms av klockan 56. När den integrerade signalen passerar kompara- torns 50 tröskelnivå, växlar den bistabila kretsens 52 utgångar tillstånd vid nästa klockpuls. Den bistabila kretsens 52 Q-utgångssignal, som är den första modulerade signalen enligt föreliggande uppfinning, styr omkopplaren 60, som an- sluter den positiva referensspänningen Vl+ till den summerande hopkopplingspunk- ten 36. Q-utgångssignalen, som alltid är inversen till Q-utgångssignalen, driver omkopplaren 58, som ansluter den negativa referensspänningen V1- till den summe- rande hopkopplingspunkten 36. Omkopplarna 58 och 50 drivs alltid växelvis, vil- ket innebär att den ena eller den andra av referenssignalerna alltid leds till den summerande hopkopplingspunkten 36.

Den bistabila kretsens Q-utgång är ansluten till D-ingången till en andra bistabil krets 53 och båda mottar klocksignaler från samma klocka 56. På grund av fördröjning i grindarna följer alltid förändringar i den bistabila kretsens 53 Q-utgångssignal efter förändringar i den bistabila kretsens 52 Q-utgångssig- 452516 36 _ nal, varvid fördröjningen är en klockpuls. En OCH-grind 350 finns också, som mottar de båda bistabila kretsarna 52 och 53 Q-utgångssignaler liksom en klock- signal från klockan 56. OCH-grinden fungerar som organ för att avge en första digital signal, som är proportionell mot ingångssignalens storlek av den ena po- lariteten. ' Fig. 24 visar de ovan beskrivna kretselementens funktion. Om det i illust- rativt syfte antas, att spänningen som leds till hopkopplingspunkten 32 till mo- dulatorn enligt det alternativa utförandet, är den som avbildas i fig. 24a, om- vandlas signalen till en första modulerad signal på den bistabila kretsens 52 Q- utgång på det ovan beskrivna sättet. Den bistabila kretsen 52 Q-utgångssignal antas vara den som visas i fig. 24d. Klockans 56 utgångssignal visas i 24b. Ut- gångssignalen från den andra bistabila kretsens 53 benämns “fördröjd Q-signal" och avbildas i fig. 24e. Den fördröjda Q-signalen är i allt väsentligt lik Q- signalen, men fördröjd i tiden ett klockintervall. Föreliggande uppfinning kom- binerar Q-signalen, den fördröjda Q-signalen och en klocksignal i en OCH-grind 350 (se fig. 23).

Fastän det inte är nödvändigt i ideala kretsar, i vilka komponentfördröj- ningar inte finns, är det med reella komponenter fördelaktigt att insätta en in- verterande krets 57 mellan klockan 56 och OCH-grinden 350. Den inverterande kretsen 57 inverterar klocksignalen, så att en inverterad klocksignal erhålls, som visas i fig. 24c. Anledningen till att avge en inverterad klocksignal till OCH-grinden är på grund av, att signalfördröjningarna i de bistabila kretsarna 52 och 53 kommer att tendera att avge sin utgångssignaler i någon mån efterslä- pande i förhållande till klockans 56 utgångssignal och kommer att alstra korta samtidiga högnivåtillstånd samtidigt i alla tre signalerna vid fel tidpunkt. Re- sultatet av att inte invertera klockan är en extra “signalspik“ från OCH-grinden 350, som skulle representera en felaktig puls. Av detta skäl finns inverteraren 57 med i fig. 23. Den resulterande utgångssignalen från OCH-grinden 350 visas i fig. 24f.

Signalen i fig. 24f är väsentligen en digital framställning av den tids- längd, som är skillnaden mellan den tid under vilken Q är på hög nivå och den tid under vilken Q är på låg nivå. I exemplet i fig. 24 innehåller signalen i fig. 24f bara två pulser, som alstras efter varandra och uppträder på högra de- len av figuren. Dessa två pulser sammanfaller i grova drag med det område, vari ingångssignalen i fig. 24a är negativ. Företrädesvis överskrider klockans frek- vens i hög grad den analoga ingångssignalens variationer, så att högre upplös- ningar erhålls än de som visas i fig. 24a. Emellertid är funktionssättet exakt detsamma. I princip alstras, genom att kombinera en fördröjd modulerad signal med den ursprungliga modulerade signalen med hjälp av en OCH-grind, en utgångs- 452 516 37 4_l signal, som antar hög nivå bara när Q förblir på hög nivå under åtminstone två på varandra följande klockpulser. Klocksignalen gör att utgångssignalen från OCH-grinden är ett pulståg, som har pulser vid intervall, som inte är mindre än klocksignalens klockintervall. I det beskrivna exemplet avger OCH-grinden pulser endast, när alla signaler som leds till den är på hög nivå. Om Q är på låg nivå under två eller flera efter varandra följande klockpulser, har det inte någon effekt på OCH-grindens 350 utgångssignal, eftersom endast höga utgångssignaler mäts. Sålunda är utsignalen från OCH-grinden en framställning av ingångssig- nalens storlek av enbart en polaritet. Utgångssignalen är i själva verket en halvvågslikriktad signal, som representeras digitalt.

För att alstra en digital utgångssignal, som är proportionell nnt ingångs- signalens andra polaritet, utnyttjar det alternativa utförandet av modulatorn de bistabila kretsarnas 52 och 53 Ö-utgångar såsom första resp andra inverterade modulerade signaler. Om det antas, att det föreligger samma ingångssignaler och klockor såsom visas i fig. 24, kommer Ötha utseendet enligt fig. 24g. Den bista- bila kretsen 53 avger en fördröjd Q-signal såsom visas i fig. 24h. Båda signa- lerna leds till en andra OCH-grind 352 (fig. 23) tillsammans med den inverterade klocksignalen, som visas i fig. 24c. Utgångssignalen från den andra OCH-grinden 352 visas i fig. 24i och benämns en andra digital signal. Den andra OCH-grinden fungerar som ett organ för att avge en andra digital signal, som innehåller pul- ser i förhållande till den tidslängd, som är skillnaden mellan den tid under vilken den första inverterade modulerade signalen har en nivå och den tid under vilken den har den andra nivån. När alla tre ingångssignalerna till OCH-grinden är på hög nivå, alstras pulser vid intervall som inte är mindre än klockans 120 klockintervall. I föreliggande exempel representerar signalen i fig. 24i in- gångssignalens komponent av positiv polaritet. Såsom ses i figurerna motsvarar pulsernas läge i grova drag de områden, vari ingångssignalen i fig. 24a är på hög nivå. Signalen i fig. 24i ger en digital framställning av ingångssignalens positiva halvvågkomponents storlek. ' Med hänvisning åter till fig. 23 kan anordningen dessutom användas för att avge en digitalsignal, som är proportionell mot ingångssignalens hela storlek.

Detta åstadkoms genom att leda den första digitala utgångssignalen från OCH- grinden 350 och den andra digitala utgångssignalen från OCH-grinden 352 till en ELLER-grind 351, som tjänstgör som ett grindorgan för att kombinera de digitala signalerna och för att avge en summerad digital signal, som visas i fig 24j.

Signalen i fig. 24j är proportionell mot hela ingångssignalens storlek, inne- fattande båda polariteterna och benämns här av "absolut storlek". Utgångarna från och-grindarna sso och 352 är koppiaaa tm upp- och nearakningsingângar till en upp-ned-räknare 354, så att antalet positiva och negativa pulser kan jämföras över varje valt tidsintervall.

Claims

452 516 ' 38 Patentkrav

1. Metod för att mäta elektrisk effekt överförd i en ledning (10) inne- fattande stegen att övervaka ström (IL) och spänning (VL) i ledningen och att alstra en första analog signal (IÅ1), som är proportionell mot en av ström- och spänningssignalerna, och att alstra en andra analog signal (IA2). som är propor- tionell mot den andra av ström- och spänningssignalerna, att modulera en (IAI) av de analoga signalerna för att alstra en första modulerad signal, som är pro- portionell mot den ena analoga signalen och kan förändras mellan två nivåer, att styra den andra analoga signalen (IA2) som svar på förändringar i den_första mo- dulerade signalens nivå för att multiplicera signalerna med varandra och alstra en produktsignal (Ip), som är proportionell mot effekten överförd i ledningen (10), och att omvandla produktsignalen (Ip) till en första utgångssignal, som moduleras på ett sätt, vilket är proportionellt mot produktsignalens värde och mot effekten överförd i ledningen (10), k ä n n et e c k n a d av att den förs- ta modulerade signalen kan förändras mellan de båda nivåerna endast vid förutbe- stämda första klockintervall.

2. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att modulationssteget innefattar att alstra en återkopplingssignal (IF), som ändrar värde samtidigt med förändringar i den första modulerade signalen och som tidsmässigt balanserar den ena analoga signalen (IA1), och att mäta momentana skillnader mellan åter- kopplingssignalen (IF) och den ena analoga signalen (IÅ1) och att avge en sig- nal, som anger en sådan skillnad till en bistabil krets (52), vilken avger den första modulerade signalen vid en av de två nivåerna beroende på den uppmätta skillnaden mellan återkopplingssignalen (IF) och den ena analoga signalen (IA1) vid varje första klockintervall.

3. Metod enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av att modulationssteget innefattar att leda den ena analoga signalen (IAI) och återkopplingssignalen (IF) till en sunmerande hopkopplingspunkt (36) och att mätsteget innefattar att integrera signalen (Idiff) i den summerande hopkopplingspunkten (36), vilken signal anger skillnaden mellan den ena analoga signalen (IA1) och återkopplings- signalen (IF), och att sedan jämföra det integrerade värde, som alstras av in- tegrationssteget, med en förutbestämd tröskelnivå för modulatorn.

4. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att steget att om- vandla produktsignalen (Ip) innefattar att alstra den första utgångssignalen me- delst en bistabil krets (118), som har en utgång, vilken ändras mellan två nivå- er vid förutbestämda klockintervall för omvandlaren, att leda produktsignalen (Ip) till en summerande hopkopplingspunkt (96), att leda en andra signal (12) till den summerande hopkopplingspunkten (96) från ett flertal referenskällor 452 516 _ öl (98,102) som svar på den första utgångssignalens nivå, varvid den andra signalen (12) tidsmässigt balanserar produktsignalen (Ip) och varje momentan skillnad mellan produktsignalen och den andra signalen är en differenssignal, och att jämföra den integrerade differenssignalen med en första tröskelnivå (TL1) och att sedan åstadkomma, att den bistabila kretsen (118) avger den första utgångs- signalen vid en av de två nivåerna beroende på den integrerade differenssigna- lens nivå i förhållande till den första tröskelnivån (TL1) vid varje klockinter- vall för omvandlaren.

5. Metod enligt krav 4, k ä n n e t e c k n a d av att produktsignalen (Ip) har en övervägande första polaritet, när effekten i ledningen (10) har en första polaritet, för vilken energiflödets övervägande riktning har en första riktning, varvid omvandlingssteget innefattar att leda den andra signalen (I2) till den summerande hopkopplingspunkten (96) från en första referenskälla (98, VR-), vilken har en polaritet, som är motsatt den första_polariteten, och en gstorlek, som är tillräcklig för att balansera produktsignalen (Ip), och att me. toden innefattar att använda den första referenskällan (98,VR-) som den andra signalen (12), när den första utgångssignalen har den ena nivån, för att driva den integrerade differenssignalen förbi den första tröskelnivån (TL1) i en rikt- ning, och att utbyta den första referenskällan mot en andra referenskälla (102), när den första utgångssignalen har den andra av de två nivåerna, för att medge, att den integrerade differenssignalen passerar den första tröskelnivån (TL1) i den andra riktningen, så att den integrerade differenssignalen bibehålls i när- heten av den första tröskelnivån (TL1), när effekten i ledningen (10) har den första polariteten. _

6. Metod enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att produktsignalen (Ip) har en övervägande andra polaritet, som är motsatt den första polariteten, när effekten i ledningen (10) har en andra polaritet, för vilken energiflödets övervägande riktning har en andra riktning, som är motsatt den första riktning- en, varvid omvandlingssteget innefattar att jämföra den integrerade differens- signalen med en andra tröskelnivå (TL2), som är skild från den första tröskelni- vån (TL1), och att avge en andra utgångssignal via en andra bistabil krets (142), som avger den andra utgångssignalen vid en av två nivåer beroende på den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den andra tröskelnivån (TL2) vid varje klockintervall för omvandlaren, och att metoden innefattar att leda den andra signalen från en tredje referenskälla (148,VR+), när effekten i ledningen (10) har den andra polariteten, varvid den tredje referenskällan (148, VR+) har en polaritet, som är motsatt den andra polariteten, och en storlek, som är tillräcklig för att balansera produktsignalen (Ip), varvid den tredje refe- renskällan (l48,VR+) används som den andra signalen (12), när den andra utgång5_ 452 516 - 40 signalen har den ena nivån, för att driva den integrerade differenssignalen för- bi den andra tröskelnivån (TL2) i en riktning, och att utbyta den tredje refe- renskällan mot en fjärde referenskälla (102), när den andra utgångssignalen har den andra av de två nivåerna, för att medge, att den integrerade differenssigna- len passerar den andra tröskelnivån (TL2) i den andra riktningen, så att den in- tegrerade differenssignalen bibehålls i närheten av den andra tröskelnivân (TL2), när effekten i ledningen (10) har den andra polariteten.

7. Metod enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av att den andra och fjärde referenskällan (102) är desamma och omvandlarsteget innefattar att leda den andra signalen (Iz) till den summerande hopkopplingspunkten (96) från en av de första.(98,VR-), tredje (148,VR+) och de identiska andra (102) och fjärde (102) referenskällorna.

8. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar steget att invertera den andra (IA2) av de analoga signalerna och att leda både den inverterade signalen och den icke-inverterade andra analoga signalen till organ, som utför styrningssteget.

9. Metod enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar användningen av N förstärkarelement (70;70,74,108,46,180;328,336), som vart och ett har ett flertal ingångar (181,183;306,308) och är avsedda att utföra åtmins- tone något av metodens steg, och att metoden innefattar de ytterligare stegen att nollinställningsfelkompensera de N förstärkarelementen för att undanröja fel beroende på spänningens nollinställningsfel mellan valda ingångar till vart och ett av de N förstärkarelementen, vilka vart och ett är anslutet till ett minnes- element (Cl;C1,C¿,C4,c3,c5;302,316,320) för nollinställningsfelet vid en första vald ingång (181;306;326,334) till förstärkarelementet (70;50;328,336), i vilket minneselement en kompensationsspänning (vcompl lagras av metodens steg för noll- inställningsfelkompensation för att väsentligen korrigera varje nollinställ- ningsfel på en andra vald ingång (183;308) till förstärkarelementet, och varvid en skillnad mellan kompensationsspänningen på nñnneselemenentet för nollinställ- ningsfelet och förstärkarelementets nollinställningsfel för spänningen är en felspänning (Verrar), som uppträder på den andra ingången (183;308), varvid ste- gen för nollinställningsfelkompensation innefattar att i följd ansluta en noll- inställningskrets (182) till vart och ett av de N förstärkarelementen och till de därmed förbundna minneselementen för nollinställningsfelen för att nollin- ställningsfelkompensera varje valt förstärkarelement i följd med hjälp av stegen för nollinställningsfelkompensation, och att metoden innefattar att först anslu- ta nollinställningskretsen (182) till det valda förstärkarelementets andra in- gång under en periodiskt återkommande överföringsperiod för att bestämma fel- spänningen och sedan ansluta nollinställningskretsen till det minneselement för 452 516 ' 41 nollinställningsfelet, vilket är förbundet med det valda förstärkarelementets första ingång, under en periodiskt återkommande laddningsperiod, som följer ef- ter överföringsperioden, för att anpassa laddningen på minneselementet för noll- inställningsfelet under laddningsperioden, så att spänningsfelet under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarelementet minskas, och att metoden in- nefattar stegen att i följd förse vart och ett av de N förstärkarelementen med överförings- och laddningsperioder i en kontinuerlig cykel.

10. Metod enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d av att nollinställ- ningskretsen (182) innefattar en laddningsförstärkare (184) och ett temporärt minneselement (186) med första (228) och andra (230) anslutningar, varvid stegen för nollinställningsfelkompensation innefattar att ansluta en ingång till ladd- ningsförstärkaren (184) till det valda förstärkarelementets andra ingång och att ansluta det temporära minneselementets första anslutning (228) till en återkopp- lingsslinga mellan en ingång till och en utgång från laddningsförstärkaren (184) under varje överföringsperiod och samtidigt ansluta det temporära minneselemen- tets andra anslutning (230) till en gemensam jordpunkt under överföringsperio- den, så att felspänningen (Verrorl överförs via laddningsförstärkaren till det temporära minneselementet, och att sedan avbryta förbindelsen mellan den andra anslutningen och den gemensamma jordpunkten och att ansluta den andra anslut- ningen till laddningsförstärkarens utgång under den följande laddningsperioden, varigenom en spänning, som är proportionell mot felspänningen (verrorl, uppträ- der på laddningsförstärkarens (184) utgång under laddningsperioden.

11. Metod enligt krav 10, k ä n n e t e c k n a d av att stegen för nollinställningsfelkompensation dessutom innefattar att under varje laddningspe- riod ansluta laddningsförstärkarens utgång till det minneselement för nollin- ställningsfelet, som är anslutet till det valda förstärkarelementet, via en im- pedans, så att en ström leds till minneselementet för nollinställningsfelet, vilken ström är proportionell mot felspänningen för att härigenom anpassa spän- ningen på minneselementet för nollinställningsfelet i en riktning, som minskar felspänningen under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarelementet.

12. Anordning för att mäta elektrisk effekt i en ledning (10) innefattande organ för att övervaka ström- och spänningssignaler (IL,V1) i ledningen, inne- fattande första signalorgan (16) för att alstra en första analog signal (IA1). som är proportionell mot en av ström- och spänningssignalerna, och andra signal- organ (18) för att alstra en andra analog signal (IA2), som är proportionell mot den andra av ström- och spänningssignalerna, modulatororgan (30,30') för att om- vanala en (IAI) av de analoga signalerna till en första modulerad signal, som kan förändras mellan två nivåer på ett sätt, vilket är proportionellt mot en av de analoga signalerna, första multiplikationsorgan (80), som innefattar organ 452 516 " 41 (82,86) för att styra den andra (IA2) av de analoga signalerna som svar på den första modulerade signalen för att multiplicera de analoga signalerna med var- andra och alstra en produktsignal (Ip), Sﬂm är PPOP0rti0nel1 m0t effekten Över- förd i ledningen (10), första omvandlarorgan (90) för att omvandla produktsigna- len (Ip) till en första utgångssignal, som moduleras på ett sätt, vilket är pro- P°ftl°"eï1t m0t PP°dUkt$í9"a1eﬂ$ (Ip) värde och mot effekten överförd i ledning- en (10), k ä n n e t e c k n a d av att den första modulerade signalen kan för- ändras mellan de båda nivåerna endast vid förutbestämda första klockintervall. (fig. 1,8)

13. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att modulatoror- ganet (30;30') avger den första modulerade signalen via en bistabil krets (52), som kan förändras vid de första klockintervallen, varvid modulatororganet (30) dessutom innefattar återkopplingsorgan (58,V1-,60,V1+,40) för att alstra en återkopplingssignal (IF), som ändrar värde samtidigt med förändringar i den första modulerade signalen och som tidsmässigt balanserar den ena (IA1) av de analoga signalerna, och en mätkrets (42) för att mäta momentana skillnader mel- lan återkopplingssignalen (IF) och den ena analoga signalen (IA1) och för att avge en signal, som anger en sådan skillnad till den bistabila kretsen (52), så att den första modulerade signalen förändrar nivå som svar på den uppmätta skillnaden mellan den ena analoga signalen (IÅ1) och återkopplingssignalen (IF). (fig. 2,6,9,17,19,21,23)

14. Anordning enligt krav 13, k ä n n e t e c k n a d av att modulatoror- ganet (30,30') innefattar en sunnerande hopkopplingspunkt (36), vid vilken en av de äﬂäïﬁgê Sígﬂﬂlernê (IAI) och återkopplingssignalen (IF) kombineras, varvid modulatorns mätkrets (42) innefattar en integrator (44,46;44) för att integrera Signalen (Idiff) vid nodulatorns summerande hopkopplingspunkt (36) och en kompa- rator (50;328,336) för att jämföra det integrerade värde, som alstras av integ- ratorn (44,46;44), med en förutbestämd tröskelnivå för modulatorn. (fig. 2,6,9, 17,19,21,23)

15. Anordning enligt krav 13, k ä n n e t e c k n a d av att det första omvandlarorganet (90) avger den första utgångssignalen via en bistabil krets (118), som har en utgångssignal, vilken kan ändras mellan två nivåer vid förut- bestämda klockintervall, varvid det första omvandlarorganet dessutom innefattar organ (95) för att avge produktsignalen (Ip) till en summerande hqpkoppiings- punkt (96), återkopplingsorgan, som svarar på den första utgångssignalen och av- 99* êﬂ andra Slgﬂêï (12) till den summerande hopkopplingspunkten (96). som tids- mässigt balanserar produktsignalen (Xp), varvid den andra signalen (Iz) är be- stämd av den första utgångssignalens nivå, varvid varje nomentan skillnad mellan produktsignalen (Ip) och den andra signalen (X2) är en differenssignal, som upp- 452 516 ' 45 träder vid den summerande hopkopplingspunkten (96), och en mätkrets (106) för att integrera (108,110) differenssignalen och för att jämföra (114) den integ- rerade differenssignalen med en första tröskelnivå (TL1), varvid mätkretsens (106) utgångssignal leds till den bistabila kretsen (118) och därigenom föror- - sakar, att den första utgångssignalen är på en av de två nivåerna beroende på den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den första tröskelni- vån (TL1) vid varje klockintervall för omvandlaren, så att genomsnittsnivån tidsmässigt för den första utgångssignalen är proportionell mot produktsignalen (Ip) och mot effekten överförd i ledningen (10). (fig. 3)

16. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den första analoga signalen (IA1) är proportionell mot spänningssignalen och den andra analoga signalen (IA2) är proportionell nnt strömsignalen.

17. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att det första omvandlarorganet (90) avger den första utgångssignalen via en bistabil krets (118), som kan förändras vid omvandlarens klockintervall (120), varvid det förs- ta omvandlarorganet dessutom innefattar organ för att avge produktsignalen (Ip) till en summerande hopkopplingspunkt (96), återkopplingsorgan, som svarar på den första utgångssignalen och avger en andra signal (12) til] den summeran- de hopkopplingspunkten, vilken tidsmässigt balanserar produktsignalen (Ip), var- Vid den andra Signalen (Iz) är bestämd av den första utgångssignalens nivå och varvid varje momentan skillnad mellan produktsignalen (Ip) och den andra signa- len (12) är en differenssignal, som uppträder vid den summerande hopkopplings- punkten (96), och en mätkrets (106) för att integrera (10B,110) differenssigna- len och för att jämföra (114) den integrerade differenssignalen med den första tröskelnivå (TL1), varvid mätkretsens (106) utgångssignal avges till den bista- bila kretsen (118) och därigenom förorsakar, att den första utgångssignalen är på en av de tvâ nivåerna beroende pâ den integrerade differenssignalens nivå i förhållande till den första tröskelnivån (TL1) vid varje klockintervall (120) i för omvandlaren, så att genomsnittsnivån tidsmässigt för den första utgångssig- nalen är proportionell mot produktsignalen (Ip) och mot effekten överförd i led- ningen (10)- (fig. 3)

18. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att produktsig- nalen (Ip) har en övervägande första polaritet, när effekten i ledningen (10) har en första polaritet, för vilken energiflödets övervägande riktning har en första riktning, varvid återkopplingsorganet innefattar en första referenskälla (98,VR-), som används när effekten i ledningen (10) har den första polariteten, varvid den första referenskällan (98,VR-) har en polaritet, som är motsatt den första polariteten, och en storlek, som är tillräcklig för att balansera pro- duktsignaien (Ip), varvid den första referenskällan (98,VR-) periodiskt återkom- 452 516 _ fm mande används som den andra signalen (12), när den första utgångssignalen har den ena nivån, för att driva den integrerade differenssignalen förbi den första tröskelnivån (TL1) i en riktning, och dessutom en andra referenskälla (102), som omväxlande används som den andra signalen (Iz), när den första utgångssignalen har den andra av de två nivåerna, för att medge, att den integrerade differens- signalen passerar den första tröskelnivån (TL1) i den andra riktningen, så att den integrerade differenssignalen bibehålls i närheten av den första tröskelni- vån (lll), när effekten i ledningen (10) har den första polariteten. (fig. 3)

19. Anordning enligt krav 18, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar första digitala styrorgan (120,150) för att motta den första utgångssignalen och för att alstra ett första pulståg, som har en pulshastighet som är propor- tionell mot den första utgångssignalen. (fig. 1)

20. Anordning enligt krav 18, k ä n n e t e c k n a d av att produktsig- nalen (Ip) har en övervägande andra polaritet, som är motsatt den första polari- teten, när effekten i ledningen (10) har en andra polaritet, för vilken energi- flödets övervägande riktning har en andra riktning motsatt den första riktning- en, varvid omvandlarorganet (90) innefattar organ (140) för att jämföra den in- tegrerade differenssignalen med en andra tröskelnivå (TL2), varvid omvandlaror- ganet (90) innefattar en andra bistabil krets (142) för att avge en andra ut- gångssignal, som har en av två nivåer beroende på den integrerade differenssig- nalens nivå i förhållande till den andra tröskelnivån (TL2) vid varje klockin- tervall (120) för omvandlaren, och varvid återkopplingsorganet innefattar en tredje referenskälla (148,VR+), som används, när effekten i ledningen (10) har den andra polariteten, varvid den tredje referenskällan (148,VR+) har en polari- tet, som är motsatt den andra polariteten, och en storlek, som är tillräcklig för att balansera produktsignalen (Ip), varvid den tredje referenskällan (148, VR+) periodiskt återkommande används som den andra signalen (12), när den andra utgångssignalen har den ena nivån, för att driva den integrerade differenssigna- len förbi den andra tröskelnivån i en riktning, och dessutom en fjärde referens- källa (102), som omväxlande används som den andra signalen, när den andra ut- gångssignalen har den andra av de två nivåerna, för att medge, att den integre- rade differenssignalen passerar den andra tröskelnivån (TL2) i den andra rikt- ningen, så att den integrerade differenssignalen bibehålls i närheten av den andra tröskelnivån (TL2), när effekten i ledningen (10) har den andra polarite- ten. (fig. 3)

21. Anordning enligt krav 20, k ä n n e t e c k n a d av att den andra (102) och fjärde (102) referenskällan har samma värde. (fig. 3)

22. Anordning enligt krav 21, k ä n n e t e c k n a d av att de andra och 7 fjärde referenskällorna (102) båda är anslutningar till en gemensam jordpunkt 452 516 As för mätsystemet och att den första utgångssignalen är proportionell mot energi- flödet med den första polariteten och den andra utgångssignalen är proportionell mot energiflödet i ledningen (10) med den andra polariteten. (fi g. 3)

23. Anordning enligt krav 20, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar andra digitala styrorgan (120,152) för att motta den andra utgångssignalen och för att alstra ett andra pulståg, som har en pulshastighet, vilken är pro- portionell mot den andra utgångssignalen. (fig. 1)

24. Anordning enligt krav 23, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar första digitala styrorgan (120,150) för att motta den första utgångssignalen och för att alstra ett första pulståg, som har en pulshastighet, vilken är pro- portionelï mot den första utgångssignalen, och att den vidare innefattar räknar- organ (154) för att motta de första och andra pulstâgen och för att motta pul- serna däri för bestämning av energiflödet i ledningen. (fig. ll

25. Mätsystem enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar organ (72,84) för att alstra den andra analoga signalen (IA2) i både inver- terad och icke-inverterad form, varvid de inverterade och icke-inverterade for- merna av den andra analoga signalen (IA2l leds till multiplikationsorganet (80), varvid nultiplikationsorganet dessutom innefattar omkopplarorgan (82,86) för att avge den andra analoga signalens inverterade och icke-inverterade former till en gemensam punkt (88) växelvis som svar på den första modulerade signalen för bildning av produktsignalen (Ip). (fig. 1)

26. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar fasförskjutningsorgan ((160) för att anpassa fasförhållandet mellan de sig- naler, som avges till multipliceríngsorganet (164;82,86), så att produktsignalen är proportionell mot ett effektvärde av valt fasförhållande för energin överförd i ledningen (10). (fig. 8,9)

27. Anordning enligt krav 26, k ä n n e t e c k n a d av att fasförskjut- ningsorganet (160) är ett tidsfördröjningsorgan, som fördröjer en av de signa- ler, vilka avges till multiplíkationsorganet (164;82,86), med ett valt tidsin- tervall. (fig. 8,9)

28. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefat- tar ett skiftregister (160;198) för fördröjning av den första modulerade signa- len med ett valt tidsintervall, så att fasförhållandet mellan de med varandra multiplicerade signalerna i mätsystemet modifieras för mätning av ett effektvär- de av ett valt fasförhållande, varvid skiftregistret (160;198) mottar den första modulerade signalen och avger en fördröjd första modulerad signal, som är tids- mässigt fördröjd med ett valt intervall. (fig. 8,9,11)

29. Anordning enligt krav 28, k ä n n e t e c k n a d av att den fördröj- da första modulerade signalen och den andra analoga signalen (IA2) avges till 452 516 _' 1-16 ett andra multiplikationsorgan (164), som innefattar organ (166,168) för att Styfä dêﬂ êﬂdfâ 6061096 S19nalen (IA2) som svar på den fördröjda första module- rade signalen för multiplikation av signalerna med varandra och för alstring av en andra produktsignal, som är proportionell mot ett effektvärde av ett valt fasförhållande för energin överförd i ledningen (10), och att den innefattar andra omvandlarorgan (172) för att omvandla den andra produktsignalen till en första utgångssignal av visst fasförhållande, som moduleras på ett sätt, vilket är proportionellt mot den andra produktsignalens värde och mot effektvärdet av det valda fasförhållandet för effekten överförd i ledningen (10). (fig. 8)

30. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att åtminstone fett av övervakningsorganet (16,18), modulatororganet (30) och det första omvand- larorganet (90) innefattar N förstärkarelement (70;70,74,108,46,180;50;328,336), som vart och ett har ett flertal ingångar (181,183;306,308), varvid anordningen innefattar organ för nollinställningsfelkompensation för att väsentligen upphäva fel beroende på spänningarnas nollinställningsfel mellan de N förstärkarelemen- tens valda ingångar, varvid organet för nollinställningsfelkompensation innefat- tar N minneselement (C1;C1,C2,C4,C3,C5;302;316,320) för nollinställningsfelen, av vilka ett är anslutet till en vald första ingång (181;306;326,334) till var- je förstärkarelement för att motta en kompensationsspänning (Vcomp), som 1 vä- sentlig grad minskar nollinställningsfelet på en vald andra ingång (183;308) till förstärkarelementet, varvid varje skillnad mellan kompensationsspänningen (Vcomp) ochförstärkarelementets nollinställningsfel för spänningen är en fel- spänning (verror), som uppträder på den andra ingången (183;308), och innefat- tar en nollinställningskrets (182), som i följd kan anslutas till vart och ett av de N förstärkarelementen och till det minneselement för nollinställningsfe- let, som är därmed förbundet, så att varje förstärkarelement i följd blir det utvalda förstärkarelement, som blir nollinställningsfelkompenserat, varvid nollinställningskretsen (182) först ansluts till det valda förstärkarelementets andra ingångunder en periodiskt återkommande överföringsperiod för bestämning av felspänningen och sedan ansluts till det minneselement för nollinställningsfe- let, vilket är anslutet till det valda förstärkarelementets första ingång, för att överföra laddning till minneselementet för inställningsfelet under en perio- diskt återkommande laddningsperiod, som följer efter överföringsperioden, varvid organet förnollinställningsfelkompensation (190) innefattar organ för att i följd förse vart och ett av de N förstärkarelementen med överförings- och ladd-

31. Anordning enligt krav 30, k ä n n e t e c k n a d av att nollinställ- ningskretsen (182) innefattar en laddningsförstärkare (184), ett temporärt min- neselement (186), som är anslutet till laddningsförstärkaren (184), och organ för att överföra felspänningen iverror) från det valda förstärkarelementets and- LH 452 516 ra ingång via laddningsförstärkaren till det temporära minneselementet under överföringsperioden. (fig. 13)

32. Anordning enligt krav 31, k ä n n e t e c k n a d av att det temporä- ra minneselementet (186) har första (228) och andra (230) anslutningar och att organet för nollinställningsfelkompensation innefattar organ för att ansluta det temporära minneselementets (186) första anslutning (228) till en återkopplings- slinga mellan en ingång (226) till och en utgång från laddningsförstärkaren (184) och för att ansluta det temporära minneselementets andra anslutning (230) till en gemensam jordpunkt under varje överföringsperiod, så att felspänningen (verror) överförs till det temporära minneselementet (186), och innefattar or- gan (D,E) för att avbryta förbindelsen mellan den andra anslutningen (230) och den gemensamma jordpunkten och för att ansluta den andra anslutningen (230) till laddningsförstärkarens utgång under varje följande laddningsperiod, så att en spänning, som är proportionell mot det valda förstärkarelementets felspänning, uppkommer på laddningsförstärkarens utgång under laddningsperioden. (fig. 13)

33. Anordning enligt krav 32, k ä n n e t e c k n a d av att organet för nollinställningsfelkompensation dessutom innefattar organ för att ansluta ladd- ningsförstärkarens (184) utgång till det minneselement (C1) för nollinställ- ningsfelet, som är anslutet till det valda förstärkarelementet (70), under ladd- ningsperioden, så att en ström (lerror) leds till minneselementet för nollin- ställningsfelet, vilken ström (lerror) är proportionell mot det valda förstär- karelementets felspänning för att härigenom anpassa spänningen på minneselemen- tet för nollinställningsfelet i en riktning, som minskar felspänningen under nästa överföringsperiod för det valda förstärkarelementet. (fig. 13)