NO162740B - Analog/digital-omformer for et treghetsnavigasjonssystem. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår analog/digital-omformer for et treghetsnavigasjonssystem som angitt i innledningen til krav 1.

Omformeren ifølge foreliggende oppfinnelse er en multiplekset analog/digital-omformer med flere kanaler og med dag-til-dag forspenningsstabilitet i submikrovoltområdet. En primær anvendelse er funnet å være digitalisering av gjen-lagring av strømmer i gyro- og akselerometerstyresløyfer for treghetsstyresystemer.

En tidligere kjent analog/digital-omformer er vist

i U.S. patent nr. 3.389.271. Ved en slik omformer blir ukjent strøm delt ved hjelp av en følermotstand og en summerings-motstand og ført til en elektronisk integrator som blir til-bakestilt ved hjelp av strømpulser av nøyaktig kjent lad-

ning. Dette er en såkalt spennings-til-frekvens (V/F) omformer. Fra US-patentene nr. 3613112, 3750142 og 4118698 er det kjent analog/digital-omformere som kan motta flere inngangssignaler og som består av en komparator som sammenligner et inngangs-

signal méd utgangssignalet fra en rampegenerator, en teller og en taktenhet for telling av et antall pulser som er represen-tative for inngangssignalet og en tilbakekoplingssløyfe mellom telleren og rampegeneratoren.

Fra U.S. patent nr-. 3879724 er det dessuten kjent bruken av et vibrasjonssignal i forbindelse med komparatoren i en analog/digital-omformer.

Problemet med den tidligere kjente anordningen er

at den anvender nøyaktige balanseringspulser som er vanligvis lange med hensyn til stige- og falltiden til analogbryter-anordningen og begrenser således maksimalpulsfrekvensen og følgelig oppløsningen.

Et formål med foreliggende oppfinnelse er å

forbedre oppløsningen av omformingen ved at denne oppløsningen begrenses kun ved frekvensbegrensningen til de logiske elementene i omformeren.

Et formål med foreliggende oppfinnelse er følgelig å tilveiebringe en analog/digital-omformer hvor omformingsopp-iøsningen er begrenset kun av frekvensbegrensningen til omformerens logiske elementer.

Et ytterligere formål med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en analog/digital-omformer som har multipleksevne for derved å redusere kostnadene og gjøre størrelsen til et minimum mens det samtidig tilveiebringes flerkanalom-forming.

Et ytterligere formål med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en multiplekset analog/digital-omformer som har en forspenningsstabiliseringssløyfe fra digitalutgangen istedenfor kun rundt en analog seksjon i inngangssek-

sj onen.

Ovenfornevnte formål tilveiebringes ved hjelp av

den analoge/digitale omformeren nevnt innledningsvis, og hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1.

Ytterligere trekk ved omformeren fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Foreliggende oppfinnelse skal beskrives nærmere med henvisning til følgende beskrivelse av utførelseseksempler med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk blokkdiagram av en analog/digital-omformer ifølge foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser nærmere et nærmere detaljert blokkdiagram av en del av analog/digital-omformeren på fig. 1. Fig. 3 viser en vibrasjonsbølgeform ("dither bølgeform") i vibrasjonsgeneratoren til omformeren. Fig. 1 viser en stabilisert rampeomformer 10 (SRC) som er en utførelsesform av foreliggende oppfinnelse. Rampe-omf ormeren 10 innbefatter en takt- og styreseksjon 12, en analogseksjon 14, en utgangsseksjon 16. Omformeren 10 er en basisstabilisert rampeomformer (SRC).

Takt- og styreseksjonen 12 inneholder en høyfre-kvent oscillator (ikke vist) som tilfører en høyfrekvens-klokke 17 (se fig. 2). Nedtellingen av klokken 17 tilveiebringer taktsignaler, som styrer driften og sekvensen av analogseksjonen 14 og utgangsseksjonen 16.

Analogseksjonen 14 innbefatter en multiplekser 18, en buffer 20, en rampegenerator 22, en komparator 24, en vibrasjonsgenerator ("dither generator") 26 og en referansegenerator 27, som beskrevet nærmere senere.

Analogseksjonen 14 har også et gyroskop 21 og et akselerometer 23, som er forbundet med multiplekseren 18, og som er komponenter til et treghetsførings-plattformsystem 25.

Multiplekseren 18 blir tilført en kanalvelgerkode fra takt- og styreseksjonen 12 for å velge ett av åtte (8) signaler forbundet med dens inngang.

Multiplekserens 18 utgang tilfører det valgte signalet til bufferen 20. Utgangen til bufferen 20 rampegeneratoren 22 og vibrasjonsgeneratoren 26 blir summert ved inngangen til komparatoren 24.

En referansegenerator 27 tilfører en referansespenning. Vn og en spenning to ganger dette nivået, 2V-., til vibrasjonsgeneratoren 26 og rampegeneratoren 22.

Analogseksjonen 14, som vist på fig. 1, har åtte signalinnganger 28, 30, 32, 34, 36, 38, 40, 42 som tilfører inngangssignaler til multiplekseren 18. Analogseksjonen 14 har også tre kanalvelgerterminaler 44, 46, 48 som bestemmer hvilke av inngangssignalene som blir valgt av multiplekseren 18. Multiplekseren 18 har også en utgangslinje 50 som forbinder den med bufferen 20. Inngangsterminalene 28 og 36

til multiplekseren 18 er forbundet med jord. Inngangstermi-nalen 4 2 er forbundet med plattformens 25 gyroskop 21. Inn-gangsterminalen 34 er forbundet med plattformens. 25 akselerometer 23. Konstruksjonens drift blir beskrevet senere.

Bufferen 20 er forbundet med en Ri-signalsummer-ingsmotstand 52 som igjen er forbundet med en R2-rampe-summeringsmotstand 54 og en R3-vibrasjonssummeringsmotstand 56 ved knutepunktet 53.

Referansegeneratoren 27 har en referansespenningslinje 58 og også en andre referansespenningslinje 59 som har en spenning to ganger spenningen på linjen 58. Vibrasjonsgeneratoren 26, referansegeneratoren 27 og rampegeneratoren 22 er sammenkoplet over tilhørende linjer 58 og 59.

Rampegeneratoren 22, som vist på fig. 2, har et styreflipflop 57 av D-typen, som har en servolinje 61 ved dens utgang. Dens D-inngang er en inngangslinje 63 og den klokkeinngang er en inngangslinje 65.

Rampegeneratoren 22, som vist på fig. 1, har en klem-("clamp") styrelinje 60, som er tilkoplet utgangsseksjonen 16 og en rampegeneratorutgangslinje 62.

Komparatoren 24 har en ikke-inverterende inngangs-lin je 64 og en inverterende inngangslinje 66, som er forbundet med jord 68 og en stopputgangslinje 70, som skal beskrives nærmere senere. Komparatorens 24 utgang endrer sin tilstand for logisk "1" til logisk "0" når summen av strømmene i motstandene 52, 54, 56 blir negative. Dvs. en rampespenning er lik og 'motsatt summen av det bufferførte inngangssignaler og vibrasjonsspenningen. ;

Vibrasjonsgeneratoren 26 har en vibrasjonsgenera-torutgangslinje 72 og en vibrasjonsreferansefrekvenslinje 74.

Utgangsseksjonen 16 har en portstyreflipflop 76,

en port 78, en teller 80 og et skiftregister 82.

Flipflopen 76 har en innstillingsinngang, som blir matet fra en startsignallinje 84 og en tilbakestillingsinn-gang som blir matet fra stoppsignallinjen 70. Flipflopen 76 har også en utgangslinje 86, som åpner porten 78.

Porten 78 har en klokkeinngangslinje 88 og en portført klokkeutgangslinje 90.

Fig. 2 viser nærmere rampegeneratoren 22, vibfa-sjonsgeneratoren 26 og referansegeneratoren 27.

Rampegeneratoren 22 har styreflipflopen 57 som er klokket ved slutten av hver stabiliseringsomforming, dvs. omformingen blir som et resultat mens multiplekseren velger signaljord som en inngang. Betingelsen for utgangen'etter klokkingen avhenger av tilstanden til den mest vektige biten til den portførte telleren 80. Utgangen av flipflopen blir ført til inngangen til en åpen kollektorinverter 92.

Utgangen til interteren 92 blir trukket opp til

2VR til linje 59 via en motstand 94 og ført til en integratorforsterker 96 via en inngangsresistor 98. Forsterkeren 96 har en tilbakekoplingskondensator 100, som er tilkoplet for å utføre integrasjon av inngangssignalet.

Forsterkerens 96 utgang er tilkoplet over motstand 102 med knutepunktet 104 for motstanden 106 og 108, som til-fører primærstrømmen til summeringsforsterkeren 110, som har en tilbakekoplingskondensator 112, dvs. tilkoplet for å ut-føre integrasjon av inngangssignalet.

Generatoren 22 har en første FET-bryter 114 som er parallell med kondensatoren 112 for å tilveiebringe en lav resistansebane over kondensatoren 112 når klemspenningen i linjen 60 er positiv og har også en andre FET-bryter 116 som tilveiebringer en lav resistansebane fra knutepunktet 104 til referanselinjen 58 når klemspenningen på linjen 60 er positiv. Når klemspenningen 60 således er positiv, blir utgangen til forsterkeren 110 tilført VR-linjen 58. Når klemspenningen 60 er negativ, trekker en FET-driver 118, hvis inngang er linjen'60, portene til FET-bryteren 114 og FET-bryteren 116 til negativ tilstand. Dette bevirker, således at deres resi-stanse blir tilnærmet uendelig og forsterkeren 110 begynner å få en rampe nedover på grunn av primærstrømmen tilført over motstanden 106 og fininnstillingsstrømmen tilført via motstanden 102 fra forsterkeren 96.

Operasjonen beskrevet ovenfor tilveiebringer en fininnstillingsstrøm fra forsterkeren 06 som modifiserer stigningen til rampeutgangen til forsterkeren 110 slik at nominelt 50% av stabiliseringsomformingene medfører en logisk "1" som den mest vektige biten for den portførte telleren.

Den øvrige delen av omformingene medfører en logisk "0" utgang. Gjennomsnittstellerverdien i den portførte telleren for stabiliseringsomformingen er følgelig er følgelig en halv LSB (minst vektige bit) mindre enn halvdelen av tellerkapasiteten. Dette er et viktig trekk ved omformeren 10.

Forsterkerens 110 utgang blir tilført via motstanden 54 til summeringsknutepunktet 64 til komparatoren 24.

Vibrasjonsgeneratoren 26 har en åpen kollektcr-inverter 120, hvis inngang blir utledet fra vibrasjonsrefer-anselinjen 74 og hvis utgang blir trukket opp til 2V for linjen 59 ved hjelp av motstanden 122. Inverterutgangen blir ført over en motstand 124 til et summeringsknutepunkt 125

for forsterkeren 126.

Også forbundet med summeringsknutepunktet 125 til forsterkeren 126 er en motstand 128 fra 2VR linje 59. En parallellkopling bestående av en kondensator 130 og en motstand 132 er forbundet med utgangen til forsterkeren 126.

Vibrasjonssekvensen innført på linjen 74 bevirker således at forsterkeren 126 avgir en tilnærmet triangulær bølge med vibrasjonsfrekvens. Utgangen til forsterkeren 126 blir tilført via motstanden 56 til komparatorens 24 summer-ingspunkt 64.

Referansegeneratoren 27 har en zener-referanse-

diode 134 og en deler sammensatt av motstandene 136 og 138.

En annen seksjon av referansegeneratoren innbefatter en motstand 140, en motstand 14 2, tilbakekoplingsmot-standen 144, en operasjonsforsterker 146 og en forsterker 148 som er anordnet slik at den tilfører referansespenningen VR på linje 58 og to ganger referansespenningen, 2VR, på linjen 59.

En diode 150 er tilkoplet en +5V-kilde slik at

den sikrer oppstartingen av referansekilden.

Flipflopen 76, som vist på fig. 2, er noe mere komplisert enn den vist på fig. 1. En ytterligere flipflop 152 er anvendt for å synkronisere starten av rampen og da styrt ved hjelp av linjen 60 og åpning av telleren 80 til høyfrekvensklokkeutgangslinjen 88 og da styrt ved hjelp av linjen 86.

Synkroniseringen blir tilveiebragt ved å innstille flipflopen 152 med startsignalet på linjen 84. Flipflopen 152 har utgangslinjen 154 og utgangslinjen 156, som forbe-reder flipflopen 76 for å bli innstilt ved den negativt-blivende kanten av til den påfølgende klokkepulsen på linjen 88. Den første telleverdien i telleren 80 forekommer således en halv klokkeperiode etter at flipflopen 76 er innstilt.

Tellingen av høyfrekvensklokken 17 fortsetter i telleren 80 inntil utgangen til komperatorlinjen 70 blir en logisk "0" og tilbakestiller således flipflopene 152 og 76. Antallet akkumulert i telleren 80 blir så et mål på valgt inngangssignalamplitude.

Driften av omformeren 10 skal bli nærmere beskrevet senere. Omformeren 10 er en basisrampeomformer som vist på fig. 1. Rampegeneratoren 22 er tilkoplet en referansespenning, V , mens inngangssignalet (spenningen) som skal bli omformet blir valgt i multiplekseren (MUX) 18 og ført til bufferen 20. En "START"-puls frembragt i takt- og styre-(T&C) seksjonen 12 innstiller flipflopen (F/F) 76 idet én av dens utganger portfører en høyfrekvensklokke 17 til telleren 80 og starter samtidig den nedovergående stigningen til rampegeneratoren 22. Når rampen når amplituden til det bufrede inngangssignalet, men med motsatt polaritet, endrer og tilbakestiller komparatoren 24 matet med disse signalene flipflopen 76 og sperrer derved enhver ytterligere telling.. Den akkumulerte telleverdien er derfor proporsjonal med tiden mellom rampens start og komparatorens overgang. For-holdene er som følger:

Rampespenningen VR = VR - st

hvor V_ K = referansespenningen

s = rampestigningen

t = tiden.

Overgang følger når:

Dersom klokkefrekvensen er fCL# akkumulerer telleren:

Mens VR og f^L kan være nøyaktig frembragt ved å benytte en termisk styrt referansediode 134 for førstnevnte og en kry-stalloscillator 17 for sistnevnte, er stigningen, s, til en rampegenerator 22 ikke så enkel å stabiliere med vanlig til-gjengelige komponenter.

Rampegeneratorene anvender generelt en spennings-kilde VG lagt over en motstand R^, for å frembringe en strøm IG som igjen lader en kondensator CG som således tilveiebringer en spenningsrampe over kondensatoren med en stigning på I_,/C„ volt/sekunder. Rampestigningen blir derfor direkte påvirket av driften i V_, R„ og C„. Omformeren (SRC) 10 ifølge oppfinnelsen kompenserer for disse driftene ved å benytte stabiliserings- (STAB) intervaller i omformingstiden i løpet av hvilken MUX 18 velger signaljord i stedet for et aktivt inngangssignal for omformingen. Dersom målingen med SRC 10 til dette STAB-signalet angir et positivt nivå lik eller større enn 0, blir et styreflipflop 57 innstilt eller til-bakestilt. Denne flipflopens utgang er tilkoplet en integrator som innbefatter delene 92, 94, 96, 98, 100, hvis utgang tilføres en fininnstillingsstrøm og tillagt rampegene-ratorens primærstrøm I„ på linje 106 for å styre rampestigningen (se fig. 2). Tilstanden i flipflopen 57 vil endres etter hver STAB-syklus hvor den digitale målingen angir en endring i polariteten til det samplede 0-voltsignal. Det finnes således en grensesyklus hvor halvparten av STAB-omformingene reflekterer en 0- eller positiv måling og halvparten reflekterer en negativ måling. Det gjennomsnittlige digitale resultatet av STAB-omformingene (eller enhver annen inngangskanal som er ved 0 volt) vil være -0,5 LSB hvor en LSB er den minst vektige biten til omformerens utgang.

Bruksområdene, sem SRC 10 er ment for, er de hvor gjennomsnittet av utgangslesningene er kritiske, slik at en syklusføring av LSB i etter hverandre følgende omforminger ikke nødvendigvis er forkastelig. For at gjennomsnittsutgangen til SRC 10 skal være riktig, skulle 1/2 LSB bli digitalt tillagt hver omforming. Et tillegg av 1 LSB til vekslende omforminger er likeledes mulig.

For å gjøre virkningen av kvantiseringsfeil i gjennomsnitts SRC 10-utgangen til et minimum, blir et "vibrasjons"-signal på linje 72 summert i komparatorens 24 krets med rampe- og bufrede inngangssignaler.

Det skal bemerkes at ved en ideell støyløs omformer vil egnet digital utgang for analoge innganger fra -1/2 LSB-til +1/2 LSB-ekvivalenter alltid være 0, dvs. døde bånd finnes hvor små endringer i analoginngangen ikke har vist seg i digitalutgangen. Den triangulære vibrasjonen,anvendt ved SRC 10 gjør dette døde båndets virkning på gjennomsnitts-data til et minimum, som vist på fig. 3. For at vibrasjons-signalet skal ha en maksimal virkning må det være et integral-antall av LSB i ekvivalentinngangssignalamplitude, ha svært lineære stigninger og ha en annen frekvens enn den ved hvilken et bestemt kanal blir omformet. Dersom nøyaktig N (et helt tall) omfrominger av en likestrømsspenning forekommer i nøyaktig M (et helt tall) vibrasjonssykler (hvor hverken M/N eller N/M er hele tall) og vibrasjonsamplituden er nøy-aktig Z (et helt tall) LSB topp-til-topp i en ekvivalent amplitude, blir gjennomsnittskvantiseringsfeilamplituden for likestrømsinngangssignalene Z/2N LSB heller enn 1/4 LSB,

som det vil være uten vibrasjon, med gjennomsnittet akkumulert over N omforminger. Uunngåelig elektrisk støy i inngangen, rampe- og vibrasjonssignalene, såvel som ved komparatorens fremre ende, tillegger andre vibrasjonsvirkninger som ytterligere reduserer virkningen av døde bånd, men forlenger perioden over hvilken omformingene må bli gjennomsnittsbe-regnet for å tilveiebringe en bestemt oppløsning av det digitale resultatet.

Med henvisning til fig. 3 må den anvende formelen for gjennomsnittsutgangen være:

hvor analoginngangen er ekvivalent med (Q+y)'s minst vektige biter (y er en del av en LSB).

En utførelse av SRC-prinsippet er vist i fig. 2.

I denne konstruksjonen" ble en 8 kanal MUX 18 anvendt, valg

av én av 6 aktive inngangskanaler og 2 STAB-kanaler i en fast sekvens.

Inngangen 61 til inverteren 92 er utledet av flipflopen 57 som vist på fig. 2. "Vibrasjons"inngangen til inverteren 120 er en firkantbølge utledet i en nedtellings-krets (ikke vist) fra 52,4288 MHz hovedklokken 17. Referansegeneratoren .27 viser tilførselsspenningene VR og 2VR som er nødvendige ved andre seksjoner av omformeren. Skjemaet innbefatter vesentlige elementer til en bestemt utførelse av SRC-teknikken.

En prototyp av omformeren 10 har de følgende detaljkomponenter.

5

I det følgende er vist prøvedata ved en prototyp av

omformeren 10.

SRC- forskyvningsstabilitet i forhold til tiden Forskyvning i PPM i forhold til full målestokk forts, tabell

I det følgende skal fordeler ved oppfinnelsen bli nærmere beskrevet.

En hovedfordel med SRC 10 i forhold til andre omformingsmetoder er dens multipleksevne og følgelig lavere kostnader og mindre størrelse ved de systemer hvor fler-kanalomforminger er nødvendige. Andre fordeler, spesielt med hensyn til analog/frekvens-(A/C) omformere er forbed-ret oppløsning av omformingen ved at oppløsningen blir begrenset kun av frekvensgrensen til de logiske elementene i SRC, mens derimot A/F-teknikken anvender nøyaktig balan-ser ingspulser som er normalt lange med hensyn til stige- og falltiden til analogbryteranordningene og som således begrenser den maksimale pulsfrekvens og følgelig oppløsning. SRC 10 tilveiebringer dessuten en forspenningsstabiliserings-sløyfe fra selve digitalutgangen i stedet for kun rundt en analog seksjon i inngangsseksjonen, som det blir gjort med automatiske bryterstabiliserte forsterkere ved mange andre omformingsmetoder.

SRC 10 anvender også utstyr for automatisk skalering av dens inngang når den blir benyttet som strøm-til-digitalomformer ved elektrisk kopling av avfølingsmotstander i løpet av "ikke åpne" intervaller for påvirket signal idet det således unngås signalavbrudd og ladningsinjeksjoner som følge av koplingen.

Andre konstruksjonmetoder skal bli beskrevet.

Andre SRC-skjemaer kan anvende

(a) en negativ referansespenning og positiv rampe,

(b) en signalbuffer med en forsterkning større

enn enheten for å øke følsomheten,

(c) en summering av vibrasjonen og MUX-utgangen i bufferinngangskretsen med komparatoren anordnet for å av-føle forskjellen mellom rampe og signal-pluss-vibrasjonssignal, i stedet for summen av rampe, signal og vibrasjon og som forbinder disse signalene med forskjellige inngangs-terminaler til komparatoren og fjerner komparatorsummerings-motstandene (som opphever motstandstilpasningsnøyaktighet-ene med; komparatorens felles modus avvisningsforholdsmangler) , (d) andre innretninger for å tilkople og frakople rampegeneratoren og/eller (e) forskjellige typer operasjonsforsterkere, transistorer, komparatorer, logiske elementer, dioder, mot-stander, kondensatorer etc.

En annen metode for å frembringe vibrasjon, heller enn. et analogsignal, ville være fasevibrasjon av rampestarten med' hensyn til høyfrekvensklokken som er akkumulert i data-telleren. Dette kan bli tilveiebragt ved å utlede startsignalet fra en totalt uavhengig klokkekilde.

Andre metoder for å anvende korreskjonssignalet ved' utgangen til integratoren 100, som følger flipflopen som reflekterer digitalutgangspolariteten som følger STAB-inter-vallene, innbefatter det å gå bort fra rampegeneratoren ufor-styrret og anvende dette korreksjonssignalet som (a) en ytterligere analoginngang for komparator-summeringspunktet eller (b) en fininnstillingsspenningsinngang til en spenningsstyrt oscillator som vil erstatte krystalloscilla-toren som tilfører den høye frekvensklokken til omformeren.

Følgende trekk ved SRC skal nevnes:

(a) Teknikken med periodisk valg av et signaljord ved linjene 28 og 36 som en inngang for omformeren 10 og anvendelsen av omformerens gjennomsnittlige digitale mål gjennom dette signalet som er angitt på linjen 63 for å kompensere for begynnelsesforskyvning og forskyvningsdrift i inngangstrinnet til bufferen 20 til omformeren 10 såvel som for drift til omformerens indre parametre (f.eks. rampestigning). (b) Anvendelse av en muliplekset, i det vesentlige impulssamplet A/D-omformer for å tilføre sekvensmessige utgangssignaler for skiftregisteret 82 ved en fast hastig-het, som, om digitalt akkumulert, utgjør et resultat ekvivalent med integralet til signalet som blir omformet, eller ved riktig skalering og akkumulatortilbakestilling langtids-gjennomsnittet for det signalet (som tilveiebragt ved inte-greringslikestrømsvoltmeter). (c) Innføring av en nøyaktig amplitudevibrasjon for å gjøre effekten av det døde båndet mellom kvantiser-ingsnivåene i gjennomsnittet tiil ten serie med omforminger til et minimum.

Claims (3)

1. Analog/digital-omformer for et treghetsnavigasjonssystem som innbefatter en treghetsnavigasjonsplattform med et gyroskop (21) og et akselerometer (23) som tilfører flere analoge signaler, en multiplekser (18) er forbundet med gyroskopet (21) og akselerometeret (23) for å motta flere analogsignaler, en taktenhet (12) forbundet med multiplekseren (18) for å velge ett av de analoge inngangssignaler, og en komparator (24) som har en inngang forbundet med utgangen til multiplekseren (18), karakterisert ved en tilbakekoblingsstabilisert rampegenerator (22) som har utgangen forbundet med komparatorens (24) inngang og som har en tilbakekoblingsinngang, en over en port tilkoblet teller (80) i forbindelse med og styrt av komparatoren (24) for å tilføre et digitalutgangssignal som er representativt for nevnte analoge signaler for plattformen, en tilbakekoblings-linje (63) anbragt mellom den nevnte telleren (80) og den stabiliserte rampegeneratoren (22) , en vibrasjonsgenerator (26) forbundet med komparatorinngangen, en buffer (20) som har en inngang (50) forbundet med utgangen av multiplekseren (18) og en utgang forbundet med inngangen til komparatoren (24), samt en referansegenerator (27) som er forbundet med den stabiliserte rampegeneratoren (22) og som er forbundet med vibrasjonsgeneratoren (26).

2. Omformer ifølge krav 1, karakterisert ved at den stabiliserte rampeomformeren (22) har en styreflipflop (57) av D-typen med en inngang forbundet med tilbakekoblingslinjen (63) fra telleren (80), en åpen kollektorinverter (92) med inngangen forbundet med utgangen av styreflipflopen (57) av D-typen, en integratorforsterker (96) med inngangen forbundet med utgangen av den åpne kollektorinverteren (92) og en summeringsforsterker (110) med inngangen forbundet med utgangen av integratorforsterkeren (96) og med utgangen forbundet med komparatorinngangen (64).

3. Omformer ifølge krav 2, karakterisert ved at telleren (80) har en flipflbp (76) forbundet med taktenheten (12) og som forbinder den med utgangen til komparatoren (22), en port (78) forbundet med taktenheten (12) og flipflopen (76) og hvis utgang er forbundet med telleren (80), og et skiftregister (82) forbundet med taktenheten (12) og som er forbundet med telleren (80) for å motta data derfra.