SE454120B - Analog/digitalomvandlare avsedd for ett troghetsnavigeringssystem - Google Patents

Description

20 25 30 35 454 120 2 gången i stället för bara runt en analog del av ingångssektionen.

Föredragen utföringsform, Ytterligare ändamål och fördelar med den föreliggande uppfinningen kommer attvara uppenbara vid studium av den följ- ande beskrivningen, som ges i samband med bifogade ritningar, där fig. 1 visar ett blookschema för en analogldigitalom- vandlare enligt den föreliggande uppfinningen, fig. 2 visar ett mer detaljerat blockschema av en del av analog/digitalomvandlaren enligt fig. 1 och fig. 3 visar en vibrationsvág hos omvandlarens vibra- tionsgenerator.

I fig. 1 återges en stabíliserad rampomvandlare 10 (SRC) som utgör en utföringsform av uppfinningen. Rampomvandlaren 10 innefattar en styrnings- och tidregleringssektion 12, en analog sektion lä och en utsignalsektion 16. Omvandlaren 10 utgör en grundstabíliserad rampomvandlare (SRC).

Styrnings- och tidregleringssektionen 12 innefattar en högfrekvensoscillator (ej visad) som tillförs en högfrekvent klocka 17 (se fig. 2). Nedräkningen av klockan 17 alstrar tid- signaler vilka styr operationen och sekvensen hos den analoga sektionen 14 och utsignalsektionen 16.

Den analoga sektionen 14 innefattar en multiplexerare 18, en buffert 20, en rampgenerator 22, en komparator 24, en vibrationsgenerator 26 och en referensgenerator 27 såsom kommer att förklaras nedan. Den analoga sektionen 14 innefattar även ett gyro 21 och en accelerometer 23 som är anslutna till multi~ plexeraren 18 och utgör komponenter i en plattform 25 av trög- hetsstyrningstyp. Multiplexeraren 18 matas med en kanalvalkod från styrnings- och tidreglersektionen 12 för att välja en av åtta (8) signaler som tillförs dess ingång. Multiplexerarens 18 utgång matar den valda signalen till bufferten 20. Buffertens 20, rampgeneratorns 22 och vibrationsgeneratorns 26 utsignaler summeras på komparatorns 2% ingång.

En referensgenerator 27 matar en referensspänning VR och en spänning med dubbla denna nivå ZVR till vibrations- generatorn 26 och rampgeneratorn 22. 10 15 20 25 30 35 454 120 3 Den analoga sektionen 14 innefattar, såsom visas i fig. 14, åtta insignalledare 28, 30, 32, 34, 35, 38, 40, 42 vilka matar insignaler till multiplexeraren 18. Den analoga sektionen lä innefattar även tre kanalväljarledare M4, H6, &8 som bestämmer vilken av insignalkanalerna som väljes av multi- plexeraren 18. Multiplexeraren 18 har även en utsignalledare 50 som ansluter till bufferten 20. Multiplexerarens 18 insignal- ledare 28, 36 är jordade. Insignalledaren H2 ansluter till plattformens 25 gyrot 21. Insignalledaren 34 ansluter till platt- formens 25 accelerometer 23. Konstruktionen kommer att beskrivas nu och funktionen kommer att beskrivas senare nedan.

Bufferten 20 ansluter till en för en R1-signal avsedd summerarresistor 52, som ansluter till en knutpunkt 53 för en summerarresistor SH för en R2-rampsignal och en summerar- resistor 56 för en R3-vibrationssignal.

Referensgeneratorn 27 har en första referensspännings- ledare 58 och en andra referensspänningsledare 58, vilken upp- visar en spänning som är den dubbla för den på ledaren 58.

Ledaren 58, 59 från referensgeneratorn 27 ansluter till mot- svarande ledare 58, 59 på vibrationsgeneratorn 26 och på ramp- generatorn 22. Rampgeneratorn 22 har, såsom framgår av fig. 2, en D-styrd vippa 57 som har en servoledare 61 för sin utsignal.

Dess D-ingång ligger på insignalledaren 63 och dess klock- insignal ligger på insignalledaren 65. Rampgeneratorn 22 har, såsom framgår av fig. 1, en hållstyrledare 60, som ansluter till utsignalsektionen 16, samt en rampgeneratorutsignalledare 62.

Komparatorn ZH har en icke-inverterande ingång 64 och en inverterande ingång 66, som är signalmässigt jordad 68, samt en utgång 70 för en stoppsignal såsom kommer att förklaras nedan. Komparatorns 2H utsignal ändrar nivå från logiskt ett till logiskt noll när summan av strömmarna på resistorerna 52, 54, 56 blir negativ. Dvs. när rampspänningen är lika med och motsatt summan av den lagrade buffertinsignalen och víbrations- spänningen.

Vibrationsgeneratorn 26 har en utgång 72 och en vibrationsfrekvensledare 74. Dess uppbyggnad kommer att be- 10 15 20 25 30 35 454 120 14 skrivas nu medan funktionen beskrivs nedan längre fram. Ut- signalsektionen 16 innefattar en grindstyrningsvippa 76, en grind 78, en räknare 80 och ett skiftregister 82. Vippan 76 uppvisar en utställningsingång, som matas från en startsignal- ledare 84, och en återställningsingång som matas från stopp- signalledaren 70. Vippan 76 har även en utgång 86 som akti- verar grinden 78. Grinden 78 uppvisar en klockinsignalledare 88 och en klockstyrd utgång 90.

I fig. 2 återges rampgeneratorn 22, vibrationsgene- ratorn 26 och referensgeneratorn 27 mer i detalj. Uppbyggnaden kommer att beskrivas härefter medan funktionen beskrivs senare nedan.

Rampgeneratorn 22 innefattar en styrvippa 57, som klockstyrs vid slutet av varje stabiliseringsomkastning, dvs. den omvandling som blir resultatet av att multiplexeraren väljer signalen jord som insignal. Utsignalförhållandet efter klock- styrningen beror på läget för den mest signifikativa biten hos den grindstyrda räknaren 80. Vippans utsignal inmatas på in- gången till en öppen uppsamlingsinverterare 92. Inverterarens 92 utsignal dras upp till ZVR på ledaren 59 via en resistor 94 och inmatas på en integrerande förstärkare 96 via en ingångs- resistor 98. Förstärkaren 96 har en återkopplingskondensator 100 som är ansluten till att integrera insignalen.

I Förstärkarens 96 utsignal matas via en resistor 102 till kopplingspunkten 10% för resistorerna 106, 108, vilken senare matar primär ström till en summerarförstärkare 110, som har en àterkopplíngskondensator 112 vilken är inkopplad för att ut- föra en integrering av insignalen.

Generatorn 22 har en första FET-omkopplare 11H, som ligger över kondensatorn 112 för att ge en lågresistansbana över kondensatorn 112 när hållspänningen på ledaren 60 är positiv, samt en andra FET-omkopplare 116, som utgör en låg- resistansbana från kopplingspunkten 104 till referensledaren 58 när hållspänningen pà ledaren 60 är positiv. När hàllspänningen 60 sålunda är positiv hålles förstärkarens 110 utgång på leda- rens 58 spänning VR. När hållspänningen 60 är negativ drar en FET-drivenhet 118, vars ingång utgörs av ledaren 60, PET- E11 10 15 20 25 30 35 454 120 5 omkopplarnas 114, 116 grindar till att bli negativa. Detta med- för sålunda att deras resistans går mot oändligheten, varvid förstärkarens 110 utgång börjar gå nedåt tack vare primär ström inmatad via resistorn 106 och fininställningsström som matas via resistorn 102 från förstärkaren 96.

Den ovan beskrivna funktionen ger en fininställnings- ström från förstärkaren 96 som modifierar lutningen på för- stärkarens 110 utsignal så att nominellt femtio procent av sta- biliseringsomkastningen resulterar i en logisk etta vid den mest signifikanta biten för den grindstyrda räknaren. Återstoden av omkastningarna resulterar i en logisk nollutsignal. Följ- aktligen är medeltalvärdet i den grindstyrda räknaren för sta- biliseringsomkastning halva den minst signifikanta biten mindre än halva räknarkapaciteten. Detta är en viktig egenskap hos omvandlaren 10. Förstärkarens 110 utsignal matas via resistorn 54 till den summerande kopplingspunkten för komparatorn 24.

Vibrationsgeneratorn 26 innefattar en öppen samlar- inverterare 120,vars insignal erhålles från vibrations- referensledaren 74 och vars utsignal dras upp till 2VR av leda- ren 59 medelst en resistor 122. Inverterarutsignalen matas via en resistor 124 till en summerarkopplingspunkt 125 för för- stärkaren 126. Till förstärkarens 126 summerarkopplingspunkt 125 är även en resistor 128 från ZVR-ledaren 59 ansluten. En kon- densator 130 och en resistor 132 är i parallellkoppling an- slutna till förstärkarens 126 utgång. Den på ledaren 74 in- matade vibrationsfrekvensen gör att förstärkaren 126 på sin utgång således avger en approximativt sågtandformad våg med vibrationsfrekvensen. Förstärkarens 126 utsignal matas via resistorn 56 till komparatorns 24 summerarkopplingspunkt 64.

Referensgeneratorn 27 innefattar en referenszenerdiod 134, en delarkrets bestående av resistorerna 136, 138. En sek- tion av referensgeneratorn omfattar resistorerna 140, 142, en âterkopplingsresistor 144, en operationsförstärkare 146 samt en förstärkare 148, som är så anordnad att ge referensspän- ningen VR på ledaren 58 och dubbla referensspänningen ZVR på ledaren 59. 10 15 20 25 30 35 454 120 6 En diod 150 är ansluten till en +5V-källa för att säker- ställa starten av referensmatningen. Den i fig. 2 visade vip- pan 76 är mer komplicerad än vad som visas i fig. 1. En ytter- ligare vippa 152 utnyttjas för att synkronisera starten av rampsignalen, som styrs av ledaren 60, och anslutningen av räk- naren 80, som styrs av ledaren 86, till den högfrekventa klock- utsignalledaren 88.

Synkroniseringen utförs genom utställning av vippan 152 i samband med starten av signalen på ledaren 84. Vippan 152 uppvisar utsignalledaren 154, 156 som bereder vippan 76 till att bli utställd vid negativt gående kant på efterföljande klockpuls på ledaren 88. Det första talvärdet i räknaren 80 upp- träder således en halv klockperiod efter det att vippan 76 blivit utställd. Den högfrekventa klockan 17 fortsättes att bli räknad i räknaren 80 tills utsignalen på komparatorledaren 70 går till att bli logiskt noll och sålunda återställer vip- porna 152 och 76. Det talvärde som ackumuleras i räknaren 80 utgör därefter ett mätt på vald insignalamplitud.

Omvandlarens 10 funktion förklaras ytterligare nedan.

Omvlandlaren 10 är en grundrampomvandlare såsom framgår av fig. 1. Rampgeneratorn 22 hålles på en referensspänning VR medan den insignal (spänning) som skall omvandlas väljes i multíplexeraren (MUX) 18 och inmatas i bufferten 20. En START- puls som genereras i styrnings- och tidreglersektionen 12 ut- ställer vippan 76 och en av dess utsignaler grindstyr en hög- frekvent klocka 17 mot en räknare 80 och startar samtidigt den nedåtgående lutningen hos rampgeneratorn 22. När ram- signalen när amplituden för, men med motsatt polaritet, den buffertlagrade insignalen, kommer komparatorn ZN, som matas med dessa signaler, att ändra läge och återställa vippan 76 och därmed hindra varje ytterligare räkning. Det ackumulerade talvärdet är därför proportionellt mot tiden mellan rampsignal- starten och komparatorfunktionen (övergången). Förhållandena är följande: Rampspänningen VR = VR - st där VR = referensspänningen rampsignalens lutning tiden S 'II 10 15 20 25 30 35 454 120 7 Övergången sker när VR =-VSIG VR ' st = "VsIG st = VR + VSIG t = T = (VR + VSIG)/s Om klockfrekvensen är fCL ackumulerar räknaren C = FcL.T = (VR + VSIG) . fCL/s VSIG = (sC/fCL) - VR Även om VR och fcL kan vara ytterst exakt genererade, med användning av termískt styrd referensdiod 134 för den först- nämnda och en kristalloscillator 17 för den senare, blir lut- ningen s för en rampgenerator 22 ej lätt att stabilisera med hittills tillgängliga komponenter. Rampgeneratorer utnyttjar vanligen en spänningskälla VG som inmatas över en resistans Re densator CG och alltså alstrar en spänningsram över kondensatorn för att generera en ström IG, som i sin tur laddar en kon- med en lutning IG/CG volt/sekund. Rampsignallutningen är så- lunda direkt påverkad av driften hos VG, RG och CG. Omvandlaren 10 enligt uppfinningen kompenseras för denna drift genom ut- nyttjande av stabiliseringsintervall i omvandlartidregleringen, under vilken multiplexeraren 18 för omvandlingen väljer signalen jord i stället för en aktiv insignal. Om mätningen medelst om- vandlaren 10 av denna stabiliseringssignal indikerar en posi- tiv nivå som är lika med eller större än noll volt utställes en styrvippa 57, som annars är återställd. Denna vippas ut- signal matar en integrator, innefattande delarna 92, QH, 96, 98, 100, vars utsignal matar en fininställningsström som adde- ras till rampgeneratorns primära ström IG på ledaren 108 för att styra rampsignalens lutning. (Se fig. 2). Vippans 57 läge kommer att ändras efter varje stabiliseringscykel där det di- gitala måttet indikerar en polaritetsändring hos den samplade nollvoltsignalen. Därefter existerar en begränsad cykel där hälften av stabiliseringsomvandlingarna återger en nolla eller ett positivt mått och hälften reflekterar ett negativt mått.

Det resulterande digitala medelvärdet för stabiliseringsom- vandlingarna (eller varje annan insignalkanal som uppvisar noll volt) kommer att vara 0,5 LSB, där LSB är den minst signifikativa biten i omvandlarens utsignal. 10 15 20 25 30 35 454 120 8 De användningsområden som stabiliseringsomvandlaren 10 är avsedd för är de för vilka medelvärdet för utsignalavläsning- arna är kritiska, så att en cykelbildning för LSB vid succes- siva omvandlingar icke nödvändigtvis behöver vara tvivelaktig.

För att medelvärdet på stabiliseringsomvandlarens 10 utsignal skall vara korrekt bör 1/2 LSB digitalt adderas till varje om- vandling. En addering av 1 LSB till varannan omvandling är likaledes acceptabel.

För att nedbringa effekterna av kvantiseringsfel i medelvärdet för stabiliseringsomvandlarens 10 utsignal summeras en "vibrationssignal" pâ ledaren 72 i komparatorkretsen 24 till ramp- och buffertsignalerna.

Observera att i en ideell störningsfri omvandlare är riktig digital utsignal alltid noll för analoga insignaler från -1/2 LSB till +1/2 LSB ekvivalenter, dvs. döda band förekommer där små förändringar i den analoga insignalen ej återges i den digitala utsignalen. Den triangelformade vibrationen som an- vändes i stabiliseringsomvandlaren 10 nedbringar denna död- bandseffekt hos medelvärdesdata, såsom framgår av fig. 3. För att vibrationssígnalen skall vara maximalt effektiv mäste det vara ett heltal för LSB i den ekvivalenta insignalamplituden, ha mycket linjära lutningar samt vara en annan frekvens än den vid vilken envisskanal omvandlas. Om exakt N (ett heltal) om- vandlingar av en likspänníng uppträder i exakt M (ett heltal) vib- rationscykler (där varken N/M eller M/N är heltal) samt vibra- tionsamplituden är exakt Z (ett heltal) LSB-toppvärden i ekvi- valent amplitud, så kommer medelvärdet av kvantiserad fel- amplitud för likspänningsinsignalerna att bli Z/2N LSB snarare än 1/4 LSB, som det skulle ha blivit utan vibration med medel- värdet ackumulerat över N omvandlingar. Oundvikliga elektriska störningar i insignalen, rampsignalen och vibrationssignalen liksom i komparatorns framände, tillför en annan vibratione- effekt som ytterligare reducerar effektiva döda band men för- lânger den period över vilken man måste bilda medelvärden av omvandlingarna för att uppnå en bestämd upplösning av det digi- tala resultatet. 454 120 9 Med hänvisning till fig. 3 kan visas att den tillämp- liga formeln för medelvärdesutsignalen är: (Q+l)ZT + Q(l-y)T _ Dmed ' T _ Q+y där analog insígnal är ekvivalent med de (Q+y) minst signi- fikanta bitarna (y utgör en liten del av en LSB).

Ett förverkligande av stabíliseringsomvandlaridén illustreras i fig. 2. I denna form användes en multiplexerare 18 med åtta kanaler där en av sex aktiva insignalkanaler och tvà stabiliseringskanaler väljes i en bestämd sekvens.

Inverterarens 92 insignal 61 erhålles från vippan 57 såsom visas i fig. 2. "Vibrationsínsignalen" till inverteraren 120 är en sågtandsvåg erhållen i en nedräkningskrets (ej visad) ur 52,H288 MHz-klockan 17. Referensgeneratorn 27 som visas matar VR- och ZVR-spänningar såsom fordras i andra sektioner av omvandlaren. Schemat innehåller de viktiga elementen för ett speciellt utförande av stabiliseringsomvandlartekniken.

En prototyp av omvandlaren 10 har följande detaljerade komponentbestyckning: RESISTORER 52 1,3k 106 ask 130 u,99k su 1,ak 100 ssk 130 1,uk se s,sM 122 ak _1u0 n,s9k en 10k 120 ssk 102 u,9ek es zzn 120 1,sM 100 1,sk 102 s,2M 132 1,sM KONDENSATORER 100 o,1ur 112 zooopr 130 0,01ur FÖRSTÄRKARE 20 BUF-02 (PMI) 130 OP-16 (PMI) 96 OP-15 (PMI) 146 OP-16 (PMI) 110 OP-16 (PMI) 148 OP-16 (PMI) 10 15 20 25 30 454 120 10 Multiplexerare: CD4051 (RCA) Komparator: LM161D (Nat'l) Dubbelvippa 76/1542 543113 Vippa 57: 54LS7U Grind: SQLSÛÛ Inverterare 92 och 120: SHLSZB Räknare 80, den första sektionen: 548197 återstående sektioner: 54LS393 J-FET-kretsar 114 och 116: 2N4391 Klocka 17: 49,92 MHz (MF Electronics) Testdata för en prototyp av omvandlaren 10 anges i det föjande: Stabiliseringsomvandlíng med förskjuten stabilisering relativt tiden: Förskjutning i PPM av full skala Testtíd i minuter KANAL 12 955 135 72 130 1221 103 1 +8,3 +8,3 +8,6 +8,5 +8,5 +8,4 +8,1 2 -2,u -2,7 -2,6 -2,8 -2,4 -2,4 -2,1 3 +1,3 +0,8 +1,1 +1,1 +0,9 +1,0 +1,0 4 +7,8 +7,6 +7,5 +7,6 +7,6 +7,5 +7,H 5 +3,1 +2,9 +2,7 +2,7. +2,6 +2,7 +2,7 6 +8,5 +6,5 +6,3 +6,4 +6,4 +6,3 +5,2 medelv. +u,2 +3,9 +4,0 +3,9 +3,9 +3,9 +3,8 Anm.: 1) MUX bortkopplad och utgången jordad.

MUX-väljarkoden bortkopplad från matningen. 2) Provkörning mellan 1980-07-01 kl. 7 till 1980-09-01 kl. 4. 3) Möjlig variation av omgivningstemperaturen: SOC toppvärde. 4) Använd klocka 24 MHz i stället för 26,21#4 MHz. 5) Vibrationsfrekvens: H00 Hz Fördelarna med uppfinningen kommer att förklaras nedan. 10 15 20 25 30 35 454 120 11 En primär fördel hos stabiliseringsomvandlaren 10 jäm- fört med andra omvandlarförfaranden utgöts av dess multiplexe- ringsmöjligheter och därmed sammanhängande patentiellt lägre kostnader och mindre storlek än vid de system där flerkanal- omvandling erfordras. En annan fördel, speciellt i jämförelse med analog/frekvensomvandlaren (A/F), är den förbättrade upp- lösningen för omvandlingen genom att denna upplösning endast begränsas av frekvensbegränsníngen för de logiska elementen i stabiliseringsomvandlaren medan A/F-tekniken utnyttjar preci- sionsblanaserade pulser, som normalt är långa med avseende på stig- och falltiderna för analoga omkopplaranordningar och där- med begränsar maximal pulsfrekvens och följaktligen upplösningen.

Dessutom medför stabiliseringsomvandlaren 10 en förspänd stabi- liseringsslinga från själva den digitala utgång i stället för enbart runt en analog sektion inom ingângsdelen, såsom före- ligger vid hoppstabiliserade förstärkare i många andra omvandlar- lösningar.

Stabiliseringsomvandlaren 10 underlättar även ett för- verkligande av automatisk skalanpassning för dess insignal då den användes som en ström/digitalomvandlare, genom elektrisk omkoppling av avkännarresistorer under "hàllösa" intervall hos påverkad signal och sålunda undvikes signaldiskontinuiteter och laddningsinmatningseffekter som förorsakas av omkoppling Alternativa konstruktionsutföranden kommer nu att diskuteras nedan.

Alternativa schemor för stabiliseringsomvandling kan inbegripa: a) en negativ referensspänning och positiv ramsignal, b) en signalbuffert med en förspänning som är större än ett för att öka känsligheten. c) en summation av vibrations- och multíplikatorutsignalerna i buffertens ingångskrets med komparatorn anordnad att av- känna skillnaden mellan ram- och insignal+vibrationssignalerna i stället för summan av ram-, insignal- och vibrationssigna- lerna och anslutning av dessa signaler till olika ingångar på komparatorn och undanröjande av komparatorns summerar- resistorer (vilket undanröjer anpassningsfel för resistorerna i samband med undvikande av propretíonsbristfälligheter i komparatorns normala funktion), 10 15 20 25 30 35 454 120 12 d) andra organ för att in- och bortkoppla rampgeneratorn och/eller e) alternativa utföranden av operationsförstärkare, tran- sistorer, komparatorer, logiska element, dioder, resis- torer, kondensatorer osv. _ Ett annat förfarande för att generera vibration i stäl- let för som en analog signal skulle vara fasvibrering av ram- signalstarten med avseende på den högfrekventa klocksignalen som lagras i dataräknaren. Detta kanförverkligas genom ut- vinning av START-signalen ur en fullständigt oberoende klock- källa.

Andra förfaranden för att använda korrigeringssignalen på integratorns 100 utgång efter dne vippa, som_àterger den di- gitala utsignalpolariteten som följer stabiliseringsintervallen, innefattar att rampgeneratorn lämnas oberörd, varvid korri- geringen utnyttjas som a) en ytterligare analog insignal till komparatorns summerar- punkt eller som b) en fininställningsspänning på en spänningsstyrd oscilla- tor som skulle ersätta den kristalloscillator som matar den högfrekventa klocksignalen till omvandlaren.

Stabiliseringsomvandlingen anses vara ny i följande avseenden: _ a) Tekniken med periodiskt val av en jordad signal på ledarna 28 och 36 som insignal till omvandlaren 10 samt använd- ningen av omvandlarens medelvärde på digitala värden för denna signal såsom indikeras på ledaren 63, för att kom- pensera initialförskjutning och för^kjutningsdrift hos buf- fertens 20 ingângsdel i omvandlaren 10 liksom att kompen- sera för drift hos omvandlarens egna parametrar (exempelvis rampsignalens lutning). b) Användningen av en multiplex, i huvudsak pulssamplad A/D-omvandlare för att mata sekventiella utsignaler från skiftregistret 82 med en bestämd hastighet, som om de lag- ras digitalt ger ett resultat som är ekvivalent med inte- gralen för den signal som omvandlas eller genom lämplig skalbildning och ackumulatorinställning ger långvarigt medelvärde för denna signal (såsom förverkligas i inte- grerande likspänningsmätare). w #4 454 1éo" 13 c) Inmatningen av en exakt vibrationsampltiud för att ned- bringa effekterna av döda band mellan kvantiseringsnivåer till ett minimum hos medelvärdet för en serie omvandlingar.

Det är uppenbart att den utföringsform av uppfinningen som beskrivits ovan tillgodoser ändamålen med uppfinningen samt kanvara modifierbar utan att uppfinningstanken, såsom den framgår av de efterföljande patentkraven, frångás. \\~_

Claims (3)

10 15 20 25 30 35 14 PATENTKRAV

1. Analog/digitalomvandlare avsedd för ett tröghetsnavige- ringssystem och innefattande en tröghetsnavigeringsplattform (25) med ett gyroskop (21) och en accelerometer (23) anordnad att mata ett flertal analoga signaler, varvid en multiplexerare (18) är ansluten till gyroskopet och accelernmetern för att mot- ta de analoga signalerna och en tidreglerenhet (12) är ansluten till multiplexeraren för val av den analoga ínsignal som skall inmatas medan en komparator (24) har en ingång ansluten till multiplexerarens utgång, k ä n n e t e c k n a d av en åter- kopplingsstabiliserad rampgenerator (22) vars utgång är ansluten till komparatorns (24) ingång och som uppvisar en återkopplings- ingång, varvid en grindstyrd (via 76, 78) räknare (80) är anslu- ten till och styrd av komparatorn (24) för att utmata en digital utsignal, som är representativ för plattformens analoga signaler, samt av en återkopplingsledare (63) anordnad mellan räknaren (80) och den stabiliserade rampgeneratorn (22), en vibrationsgenerator (26) är ansluten till komparatorns ingång, en buffert (20) har sin ingång (50) ansluten till multiplexerarens (18) utgång och sin utgång ansluten till komparatorns (24) ingång, och en refe- rensgenerator (27) är ansluten till den stabiliserade rampgene- ratorn (22) och till vibrationsgeneratorn (26).

2. Omvandlare enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att den stabiliserade rampgeneratorn (22) innefattar en D- styrd vippa (57) med en ingång ansluten till äterkopplingsled- ningen (63) från räknaren (80), en öppen kollektorinverterare (92) vars ingång är ansluten till den D-styrda vippans (57) ut- gång, en integrerande förstärkare (96) vars ingång är ansluten till den öppna kollektorinverterarens (92) utgång samt en summe- rande förstärkare (110) som med sin ingång är ansluten till den integrerande . förstärkarens (96) utgång och.med sin utgång är ansluten till komparatorns (24) ingång (64).

3. Omvandlare enligt patentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att räknaren (80) innefattar en vippa (76), som är ansluten till tidreglerenheten (12) och ansluter dess utgång till kompara- torn (22), samt en grind (78) som är ansluten till tidregler- enheten (12) och vippan (76), vars utgång är ansluten till räk- naren (80), varvid ett skiftregister (82) är anslutet till tid- reglerenheten (12) och till den grindstyrda râknaren (80) för att ' motta data från denna. '? 77 V: