DE2530374A1

DE2530374A1 - Elektronischer messumwandler zur ueberwachung zweier wechselstromsignale

Info

Publication number: DE2530374A1
Application number: DE19752530374
Authority: DE
Inventors: Maghar S Chana; Eric A Hauptmann; Raymond L Kraley; Barry M Pressman
Original assignee: Rochester Instrument Systems Inc
Current assignee: Rochester Instrument Systems Inc
Priority date: 1974-07-22
Filing date: 1975-07-08
Publication date: 1976-02-05
Also published as: US3959724A; JPS5149067A; ZA751533B; GB1516397A; AU8282675A

Description

Trier, den 4.7.1975

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Rochester Instrument System, Inc. Roehester/USA

Elektronischer Meßumwandler zur Überwachung zweier Wechselstromsignale

Die Erfindung betrifft einen elektronischen Meßumwandler, der ein dem Produkt zweier wellenförmiger Eingangssignale und ihrer relativen Phase proportionales Ausgangssignal liefert, wobei die beiden wellenförmigen Eingangssignale verschieden in der Amplitude sind, jedoch gleiche Frequenz

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aufweisen. Insbesondere betrifft die Erfindung einen elektronischen Wirk- und Blindleistungsmesser, der die Wirk- und Blindleistung in einem Netz oder an einer Last mißt.

Es ist bekannt, die Wechselstromleistung mit dynamischen Wattmetern zu messen. Diese Wattmeter weisen elektromagnetische Spulen auf, die einen Zeiger oder eine Scheibe zur Anzeige der Durchschnittsleistung bewegen. Diese Instrumente haben den Nachteil, daß sie nicht genügend genau und zu langsam in der Anzeige sind und keinen direkten Stromausgangs zum Anschluß an Aufnahme- und Hilfsgeräte aufweisen.

Ferner sind zahlreiche elektronische Wattumwandler und Wattmeter.bekannt. Einige dieser elektronischen Wattumwandler benutzen Halleffektvorrichtungen, die jedoch relativ teuer und ungenau sind und eine aufwendige Temperaturkompensation erfordern. Andere dieser elektronischen Wattumwandler beruhen auf dem statistischen Koinzidenzverfahren und haben komplexe Schaltungen, wie dies bei den Umwandlern nach den US-Patenten 3 510 772 und 3 525 O42 der Fall ist. Die elektronischen Wattmeter nach den US-Patenten 2 879 k77 und 3 662 264 weisen Schaltungen auf, die zur Bestimmung der Durchschnittsleistung das Quadrat berechnen.

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Die Erfindung geht von einem elektronischen Wattumwancller aus, "bei dem die eine Wellenform ein Steuersignal für einen Schalter liefert, der mit der Leitung der anderen Wellenform verbunden ist. Derartige Wattmeter sind in den ÜS-Patenten 3 79k 917 und 3 500 200 beschrieben. Bei dem Wattneter nach der US-Patentschrift 3 500 200 wird ein dreieckförmiges Signal durch den Stromeingang in seiner Breite verändert, durch den Spannungseingang in seiner Amplitude verändert und anschließend das dreieckförmige Signal zur Gewinnung eines Gleichstromausgangssignals integriert, wobei das Gleichstromausgangssignal der verbrauchten Durchschnittsleistung entspricht. Bei dem Wattneter nach dem US-Patent 3 79*f 917 sind die Eingangsspannung und ein genaues dreieckförmiges Signal mit einem Vergleicher verbunden, so daß das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Vergleichers proportional zur Amplitude der Eingangsspannung ist. Jedoch sind die Schaltungen nach diesen beiden Patenten relativ umfangreich und teuer. Durch die Aufwendigkeit dieser Schaltungen ist es schwierig, Abweichungen durch Alterung und Temperaturveränderungen zu vermeiden, so daß dies zu ungenauen Messungen führt.

Wattmeter messen die elektrische Durchschnittsleistung, wenn der Strom und die Spannung gemeinsame Frequenz auf-

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weisen, wobei jedoch ein Phasenunterschied zwischen beiden bestehen kann. Zur genauen Erfassung der wirklich verbrauchten Durchschnittsleistung Vi müssen die Spannung, der Strom und der Unterschied zwischen ihren Wellenspitzen (Phasenverschiebung Θ) berücksichtigt werden, wobei die Phasenverschiebung gleich dem Leistungsfaktor cos θ ist. Die Durchschnittsleistung W bei einer gegebenen Frequenz ist das Produkt der Effektivwerte der Spannung V, des Stromes I und des Kosinus des Phasenunterschiedes Θ, d.h. W = V · I · cos Θ. Die Durchschnittsleistung W über einen Zeitbereich D ist

gleich dem Integral W = f e · i · dt, wobei e

T oJ
und i die Augenblickswerte der Spannung und des Stromes sind. Das erfindungsgemäße Wattmeter liefert ein genau angenähertes Ausgangssignal, so daß das Integral = W ist. Eine Pulsfolge wird derart verändert, daß das Tastverhältnis der Pulse proportional zu I und daß die Amplitude der Pulse proportional zu V ist. Nach dem Filtern dieses Signals ist die erhaltene Gleichspannung genau an W angenähert.

Gemäß der Erfindung ist ein VVattumwandler zur Überwachung der Leistung in einem Netz vorgeaäaen. Er weist einen Stromtransformator, einen Spannungstransformator und

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einen Leistungstransformator auf, die mit ihren Primärwicklungen an das Netz angeschlossen sind. Die Sekundärwicklung des Stromtransformators ist mit einem im Tastverhältnis veränderbaren Oszillator verbunden, wobei die Wechselstromverstärkung konstant gehalten wird, jedoch die Gleichstromverstärkung, d.h. die Pulsbreite und ihre Frequenz langsam veränderbar ist. Der Nulldurchgang der Pulsfolge (das Tastverhältnis) wird durch die Amplitude des wellenförmigen Stromsignals bestimmt. Der Oszillator besteht aus einem Operationsverstärker mit einer negativen Rückkopplung und einem Widerstands-Kondensator-Netzwerk oder einem anderen entsprechenden Phasenschiebernetzwerk und aus zwei Bezugs-Zenerdioden (temperaturkompensierte Zenerdioden) zum Abkappen der Pulse, um Abweichungen durch die Speisespannung und Temperaturänderungen zu vermeiden. Die Sekundärwicklung des Spannungstransformators ist mit dem Emitter eines Transistors verbunden, der als elektronischer Schalter arbeitet. Der Steuereingang dieses Schalters, die Basis dieses Transistors ist mit dem Ausgang des Oszillators verbunden, so daß beim Nulldurchgang der Pulse des Oszillators der Zustand des Transistros verändert wird.

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Die Amplitude der erhaltenen Pulsfolge ist somit durch die Amplitude der Spannung und das Tastverhältnis der Pulsfolge ist somit durch die Amplitude des Stromes bestimmt. Diese Pulsfolge wird einem Filter aus einem Widerstands-Kondensator-Netzwerk zugeführt, das die Gesamtenergie der Pulsfolge bildet und ein der Durchschnittsleistung des Netzes proportionales Gleichstromausgangssignal liefert. Ein Verstärker, ein Operationsverstärker, verstärkt das Gleichstromsignal des Filters zur Aufzeichnung oder zu einer anderen Messung.

Durch die erfindungsgemäße Anordnung wird ein Wattumwandler vorgeschlagen, der eine genaue Leistungsmessung unabhängig von Eingangspegel über einen großen Strom- oder Spannungsbereich ermöglicht.

Mit diesem Wattumwandler ist eine genaue Messung ungeachtet von Temperaturänderungen bei langer Lebensdauer möglich.

Außerdem sind bei dem erfindungsgemäßen elektronischen Wattumwandler einfache Schaltungen aus zuverlässigen aktiven Festkörperelementen benutzt.

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Die Erfindung ist in den Zeichnungen beispielhaft dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Schaltungsanordnung eines Wattumwandlers, der die Blindleistung (Änderungen) eines Netzes anzeigt,

Fig. 2a, 2aa, 2b, 2bb, 2c, 2d und 2e Wellendiagramme an

verschiedenen Punkten

der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 eine schematische Schaltungsanordnung einer anderen Ausführungsform eines Teiles der Schaltung nach Fig. 1.

Nach Fig. 1 erhält das erfindungsgemäße Wattmeter seine Leistung von den Netzleitungen 3 und Zf. Die Punkte 5 und sind mit der Primärwicklung eines Leistungstransformators 7 verbunden. Die Sekundärwicklung dieses Leistungstransformators 7 ist an ihren Enden und mit ihrer Mittelanzapfung mit einer Vollweg-Gleichrichterbrücke 8 aus vier Dioden verbunden. Der von der Gleichrichterbrücke gelieferte Gleichstrom wird durch ein Kapazitäts- und

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Zenerdiodennetzwerk 9 aus vier Zenerdioden stabilisiert. Die Ausgänge dieser Speisespannung 10 liefern die notwendigen Spannungen zur Versorgung des Wattmeters. Nach Fig. 1 sind die Ausgangsspannungen +13 Volt, +6,2 Volt, -6,2 Volt und -13 Volt. Diese Spannungen sind mit den entsprechend bezeichneten Leitungen im Schaltbild verbunden. Wenn z.B. ein Anschluß mit "+13 Volt" gekennzeichnet ist, so ist darunter zu verstehen, daß diese Leitung mit der durch "+13 Volt" gekennzeichneten Spannung der Speisespannungen 10 verbunden ist.

Zwei Windungen der Primärwicklung eines Stromtransformators ZfO sind der Stromeingang des Wattneters. Zwischen den Ausgangsklemmen 41 und 42 der Sekundärwicklung des Strom transformator s ZfO ist ein Widerstand 11 geschaltet. Die Ausgangsklemme 41 ist über einen Widerstand Zf3 mit dem negativen Eingang 44 eines Operationsverstärkers verbunden. Die Ausgangsklemme 42 der Primärwicklung des Stromtransformators 40 hat Nullpotential und ist über einen Widerstand 45 mit dem positiven Eingang 18 des Operationsverstärkers 19 verbunden. Der Operationsverstärker erhält an seinen Anschlußklemmen 46 und 47 die Speisespannungen +13 Volt und -13 Volt.

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■..*■

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Der Ausgang des Operationsverstärkers liegt an einem Widerstand 25, der mit einem negativen Rückkopplungsnetzwerk des Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Das Netzwerk umfaßt Bezugs-Zenerdioden 29 und 30 (temperaturstabilisiert), Widerstände 22, 23 und 21+ und Kondensatoren 26, 2.7 und 28. Eine Leitung 21 des negativen Rückkoppelnetzwerkes ist über einen Widerstand 17 mit dem negativen Eingang 1+1+ des Operationsverstärkers 19 verbunden. Der Operationsverstärker 19 bildet zusammen mit dem negativen Rückkoppelnetzwerk einen im Tastverhältnis veränderbaren Oszillator 20, der eine Puls folge nach Fig. 2c erzeugt. Zur besseren Erläuterung ist eine kleinere Frequenz der Pulse gezeigt. Jeder der Pulse 32 der Pulsfolge weist bei fehlendem Eingangssignal am Punkt B der Fig. 1 die gleiche Breite auf, jedoch ändert sich die Breite der Ausgangspulse langsam ohne Abweichung entsprechend dem Ausgangssignal des Wattumwandlers. Die Zenerdioden 29 und 30 kappen die Ausgangspulse, d.h. sie stabilisieren die Spannungen V1 und V2, wie dies in Fig. 2c dargestellt ist. V1 und V2 sind die Amplitude der Pulse 32. Die durch die Bezugs-Zenerdioden 29 und 30 stabilisierten Spannungen V1 und V2 liegen unter der Speisespannung des Operationsverstärkers,

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so daß Spannungsstöße oder Abweichungen in der Speisespannung und Temperaturänderungen sich nicht auf die Amplituden der Pulse der Pulsfolge auswirken. V1 muß nicht gleich V2 sein, jedoch können sie gleich sein.

Ist eine negative Spannung an Punkt B vorhanden, so wird der im Tastverhältnis veränderbare Oszillator 20 breitere Pulse erzeugen., jedoch bleibt die Amplitude dieser Pulse unverändert. Die. Frequenz kann sich leicht verändern, jedoch ist dies nicht erheblich. Die Veränderung des Tastverhältnisses, d.h. das Verhältnis von Ein und Aus ist proportional zu der Eingangsspannung an Punkt B, die · durchaus unsymmetrisch sein kann. Wie die Fig. 2d zeigt, verringert sich der Abstand zwischen den Pulsen 33a, 33b, 33p und 33d. Wenn das Eingangssignal am Punkt B der Fig. 1 positiv ist, werden die Pulse schmäler, ohne daß sich die Amplitude der Pulse verändert. Es ergeben sich somit Pulse, wie sie in Fig. 2d mit 33e und 33f bezeichnet sind. Andererseits bleibt der Nulldurchgang der Vorderflanke der Signale 32 unverändert, so daß die Vorderflanke der Ruhepunkt des Signals ist. Diese ruhende Vorderflanke ist weder vorwärts verschoben, um die Pulse bei einem negativen Eingangssignal breiter zu machen, noch

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ist diese ruhende Vorderflanke rückwärtsverschoben, um die Pulse bei einem positiven Eingangssignal schmäler zu machen. Wesentlich ist, daß das Ausgangssignal über die Zeit gemittelt ist, so daß Frequenzänderungen oder Änderungen der Pulsbreite der Ausgangspulse zur Ruheeingangsspannung von null Volt keinen Einfluß auf den gemittelten Ausgang haben. Eine Frequenzänderung oder eine Änderung der Nennpulsbreite wirkt sich gleichmäßig auf die positive und negative Abweichung der Wellenform aus, hebt sich auf und hat somit keine Wirkung auf den gemittelten Ausgang.

Der Ausgang des im Tastverhältnis veränderbaren Oszillators ist an Punkt C über einen Widerstand 46a mit der Basis eines Transistors 70 verbunden. Der Transistor 70 arbeitet als elektronischer Schalter oder Zerhacker. Der Kollektor des Transistors 70 ist mit Masse verbunden, und sein Emitter ist mit Punkt E und über einen Widerstand 1+7 mit Punkt A verbunden. Punkt A ist der zweite Wechselstromeingang zu dem Multiplizierer. Wie Fig. 1 zeigt, ist der Spannungseingang mit einem Phasenschiebernetzwerk if8 mit 90° Nennphasenverschiebung verbunden, so daß das Wattmeter die Durchschnittsblindleistung mißt. Zum Ausgleich der Phaseneharakteristik des Oszillators

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und anderer Phasenfehler in der Schaltung ist eine Phasenkorrektur bei diesem Netzwerk vorgesehen. Die Phasenverschiebung ist durch Veränderung des veränderbaren Widerstandes -/f8a einstellbar. In diesem Fall wird beim Messen der Änderungen der Leistung das wellenförmige Eingangssignal an der Primärwicklung des Transformators 40 multipliziert mit dem wellenförmigen Eingangssignal an den Eingahgsklemmen 49 und 50 in Abhängigkeit des Sinus des zeitlichen Winkels zwischen beiden. Wie in Fig. 1 zu erkennen ist, umfaßt das 90 -Phasenschiebernetzwerk 48 zwei Kondensatoren, drei feste Widerstände und einen veränderbaren Widerstand und ist mit der Primärwicklung eines Spannungstransformators 51 verbunden. Die Sekundärwicklung des Spannungstransformators 5I weist zwischen ihren Ausgangsklemmen einen Widerstand 12 auf und ist an ihrer einen Seite mit Punkt A verbunden.

Das Ausgangssignal des Transistorschalters 70 an Punkt E besteht aus dem Eingangssignal an Punkt A, das durch den Transistorschalter 70 verändert oder zerhackt wird. Dieses zerhackte Signal an Punkt E ist in Fig. 2e dargestellt. Wie zu erkennen ist, weisen die Pulse 34 die Breite der Pulse 33 auf, die die Ausgangspulse des im Tastverhältnis veränderbaren Oszillators 20 sind. Die

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Amplitude der Pulse 3k wird durch das wellenförmige Signal 3115 Fig. 2bb, bestimmt, in diesem Fall das Spannungssignal an Punkt A. Das Eingangsstromsignal ist in Fig. 2a dargestellt, und das entsprechende Spannungssignal an Punkt B in Fig. 2aa.

Punkt E ist mit einem Filternetzwerk 55 verbunden, das die Wechselstromwelligkeit vom Ausgang fernhält. Das Filternetzwerk weist Widerstände 56 und 57 und Kondensatoren 58 und 100 auf. Das Ausgangssignal des Filters an Punkt F ist die Multiplikator», der beiden wellenförmigen Eingangssignale, in zeitlicher Abhängigkeit des Phasenwinkels zwischen beiden Eingangssignalen mit gleicher Frequenz. Dieser Gleichstromausgang ist über eine Leitung 62 mit dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 59 verbunden. Der negative Eingang des Operationsverstärkers ist mit einer veränderbaren Widerstandseichschaltung 60, die den Nullpunkt bestimmt, und mit einer veränderbaren Widerstandseichschaltung 61 verbunden. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 59 liegt an den Klemmen 62 und 63 an. Es ist ein verstärktes Gleichstromsignal, das zur Weiterverwendung in außerhalb angeordneten Meßgeräten, Aufnahmegeräten od.dgl. dient.

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Der Blindleistungsumwandler nach Fig^ 1 liefert ein Gleichstromausgangssignal, das positiv für nacheilenden Leistungsfaktor und das negativ für vorauseilenden Leistungsfaktor ist. Das Gleichstromausgangssignal in dieser Anordnung entspricht der Blindleistung in einer Phase, d.h. Effektivwert der Spannung · Effektivwert des Stromes · sin Θ, wobei θ der Phasenwinkel zwischen Spannung und Strom ist. Wird das ^^Phasenschiebernetzwerk 1+8 weggelassen und eine Phasenkorrekturschaltung hinzugefügt, so ILefert der Wattumwandler ein Gleichstromausgangssignal, das positiv für Vorwärtsleistung und negativ für Rückwärtsleistung ist, d.h. Effektivwert der Spannung · Effektivwert des Stromes · cos θ^-wob ei θ der Phasenwinkel zwischen Spannung und Strom' ist.

Die vorgeschlagene Schaltung ist über einen weiten Bereich der Spannung, des Stromes und des Leistungsfaktors sehr genau. Sie ermöglicht weiterhin genaue Messungen unabhängig von Temperaturveränderungen und Alterungserscheinungen. Darüber hinaus gewährleistet die Schaltung ein Höchstmaß an Unempfindlichkeit gegen Spannungsstöße des Versorgungsnetzes (Stehstoßspannungsfestigkeit). Die erfindungsgemäße Vorrichtung wurde in einem Tempera-

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turbereich von -20° C bis 65° C überprüft. In diesem Bereich ergab sich eine Abweichung von kleiner als +0,1 %. Diese Anordnung gewährleistet eine Langzeitstabilität und eine hohe Genauigkeit, insbesondere eine Abweichung von kleiner als +0,1 % bei Änderungen des Stromes, der Spannung und des Leistungsfaktors.

Diese Vorteile beruhen:

1. auf den Bezugs-Zenerdioden 29 und 30, die die Spannung in Abhängigkeit von der Speisespannung abschneiden, so daß Abweichungen der Speisespannung oder Temperaturänderungen keine Abweichungen des Meßergebnisses bewirken.

2. darauf, daß die Vorrichtung nicht abhängig von der Frequenz des im Tastverhältnis veränderbaren Oszillators ist, so daß langsame Frequenzänderungen durch Alterung keine Abweichung hervorrufen. Ebenso wenig beeinflußt eine Änderung der Eingangsspannung des Operationsverstärkers 19 oder eine Drift der Eingangsspannung mit der Zeit und der Temperatur des Operationsverstärkers 19 die Genauigkeit der Vorrichtung. Jedoch muß die modulierte Wechselstrompulsfolge konstant gehalten werden, und deshalb sind zwei Bezugs-Zenerdioden 29 und 30 und Wider-

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stände 22, 23, 24, 17 und 43 vorgesehen, die sorgfältig mit höchster Genauigkeit ausgewählt sind und die temperatur- und alterungsbeständig sind. Ebenso muß der elektronische Schalter, der Transistor 70 ein Transistor mit geringen Änderungen sein.

3. darauf, daß die Vorrichtung den Phasenwinkel zwischen den wellenförmigen Signalen überwacht, so daß eine Änderung des Phasenwinkels eine Änderung des Gleichstromausgangssignals bewirkt. Z.B. liegen die Eingangsspannung und der Eingangsstrom an den Eingängen von in ihrer Verstärkung selbsttätig gesteuerten Verstärkern, so daß Signale mit konstanter Amplitude und mit Nulldurchgängen erzeugt werden, wobei diese Nulldurchgänge den der Ursprungssignale entsprechen. Diese Signale werden einer Anzeige der erfindungsgemäßen Vorrichtung zugeführt, die ein Ausgangssignal liefert, das proportional dem Kosinus θ (Leistungsfaktor) oder mit 90° Phasenverschiebung proportional dem Sinus θ ist.

4. darauf, daß bei Benutzung mehrerer dieser Vorrichtungen nach der Erfindung und bei Zusammenfassen ihrer Anzeigen eine Leistungsmessung in beliebig vielen Phasen möglich

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ist. Z.B. ist ein Dreiphasensystem mit vier Leitungen durch drei erfindungsgemäße Wattmeter zu überwachen.

Folgende Abänderungen sind vorteilhaft anwendbar:

1. Das 90 -Phasenschiebernetzwerk nach Fig. 1 wird weggelassen, so daß die Wirkleistung meßbar ist, d.h. Eingangsspannung · Eingangsstrom · cos Θ.

2. Der elektronische Schalter, vorstehend ein Transistor, ist durch andere elektronische Einheiten, die ein Zerhacken erlauben, ersetzbar, wie z.B. durch einen FET (Feld-Effekt-Transistor) oder durch eine optische Einheit, die im Nebenschluß, in Reihe oder in Reihe-Nebenschluß od.dgl. mehr angeordnet sind.

3. Das Phasenschiebernetzwerk am Ausgang des Operationsverstärkers 19> das aus den Widerständen 22, 23, 2Zf und den Kondensatoren 26, 27, 28 besteht, ist durch andere Phasenschiebernetzwerke aus aktiven oder passiven Elementen ersetzbar.

if. Zur Verbesserung der Genauigkeit der Vorrichtung ist ein Phasenschiebernetzwerk zum Ausgleich der kleinen

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vorauseilenden Phasenverschiebung durch den veränderbaren Oszillator 20 hinzufügbar. Der veränderbare Oszillator addiert dann eine sich vergrößernde Phasen- verschiebung, sobald die Eingangsfrequenz sich der Frequenz des veränderbaren Oszillators ändert. Diese Phasenkorrektur_ist an mehreren Stellen der Schaltung einsetzbar. Drei- vorteilhafte Stellen sind:

a) Hinzufügen eines nacheilenden Phasennetzwerkes zu dem Stromeiiigang, 'z.B. an die Primärwicklung des Tr ans formator/s_. ^-0, ·;/;·.

b) Hinzufügen eines nacheilenden Phasenschiebernetzwerkes, an den zweiten Eingang, z.B. an Punkt A in Fig. 1 ,'■.■·.-. . ; . .

c) Anordnen eines Kondensators parallel zum Widerstand in

Die erfi&dungsgemäße Vorrichtung ist in ihrer Verwendung als Yfettmeter beschrieben. Jedoch sind weitere Verwendungen "als Multiplizierer und Umwandler von wellenförmigen Signalen vorteilhaft möglich. Einmal ist die erfindungsgemäße Vorrichtung als Wechselstrommultiplizierer, bei dem das Produkt, zweier Wechselstromsignale erhalten wird, aölifendbar, zum anderen ist sie als Gleichstrommultiplizlerer anwendbar. Die Parameter, die zur Asymmetrie

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des veränderbaren Oszillators beitragen, wie z.B. die Veränderung der Eingangsspannung und die Drift der Eingangsspannung des Operationsverstärkers, sind sorgfältig zu überwachen, was jedoch jedem Fachmann geläufig ist. Weiterhin ist der Multiplizierer nach der vorliegenden Erfindung bei zwei Eingangsstromsignalen oder einem Eingangsstrom und einer Eingangsspannung benutzbar.

In der Schaltung nach Fig. 1 weisen z.B. für einen Stromeingangsbereich von 0-5 Ampere Vifechse Istrom und für einen Spannungseingangsbereich von 0-150 Volt Viechseistrom die Widerstände 22, 23, 24 einen Wert von 3,01 KOhm, der Widerstand 25 einen Wert von 1 KOhm, der Widerstand 17 einen Wert von if, 99 KOhm, der Widerstand einen Wert von 4>99 KOhm, der Widerstand 11 einen Wert von 249 KOhm, der Widerstand 12 einen Wert von 1 KOhm und der Widerstand 47 einen Wert von 10 KOhm auf.

An Punkt H der Fig. 1 sind nach Fig. 3 mehrere wellenförmige Eingangssignale anschließbar. Ein veränderbarer Oszillator 20b in Fig. 3 summiert und zeigt drei Eingangssignale an, jedoch sind auch zwei oder mehr als drei möglich. Die Verstärkung des veränderbaren.Oszillators am Eingang X ist proportional zu B2 + 3R3 + R4 + R5

Rx

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Ί3Γ.« '-

Jedoch erfordert diese Verstärkung lediglich, daß das Verhältnis R2 + R3 + EZf + R5 zu Rx gleich bleiben muß, während die absoluten Werte der Widerstände nicht gleich bleiben müssen. Daher können die Widerstände aus einer Einheit bestehen, Z.B. bei im Filmverfahren hergestellten Widerständen bleibt ihr Verhältnis und damit die Wechselstromverstärkung gleich, wenn die Widerstände ihren Widerstandswert mit der Temperatur ändern.

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Claims

Patentansprüche

j Elektronischer Meßumwandler zur Überwachung zweier Wechselstromsignale, z.B. eines Stromes und einer Spannung, zur linearen und genauen Messung der elektrischen Leistung mit ersten Überwachungsorganen der ersten Wellenform, mit zweiten ÜberwachungsOrganen der zweiten Wellenform und mit einem Modulator, der mit diesen ersten Überwachungsorganen verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator ein Oszillator (20) ist, dessen Frequenz unabhängig von der ersten Wellenform ist, dessen Ausgangspulse jedoch in ihrem Tastverhältnis in direktem Verhältnis zu der Amplitude der ersten Wellenform verändert sind, wobei dieser Oszillator ein Operationsverstärker (19) mit einem Eingang (Vf) ^u&d einem Ausgang, mit Phasenverschiebungsorganen und mit einer negativen Rückkopplung (21) zwischen Ein- und Ausgang des Operationsverstärkers umfaßt, und wobei die negative Rückkopplung ein Phasenschiebernetzwerk umfaßt, so daß der Modulator eine lineare und. konstante Wechselstromverstärkung aufweist, während seine Gleichstromveränderung veränderbar ist, daß ein elektronischer Schalter (70), der mit dem Modulator verbunden

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und der- in seinem Schalten von dem Modulator gesteuert ist, mit den zweiten Überwachungsorganen verbunden ist und eiaajen Ausgang (E) aufweist, wobei dieser Schalter zwischen Leiten und. Nichtleiten während des Nulldurchgangs des Modulators schaltet, so daß das Ausgangssignal dieses Schalters eine Pulsfolge ist, deren Amplitude direkt proportional zu der Amplitude der zweiten Wellenform und deren.fTastverhältnis direkt proportional zu der Amplitude der ersten Wellenform ist und deren Nennfrequenz konstant ist, und daß Filtermittel (55) mit dem Ausgang des Schalters zur Erzeugung eines Gleichstromsignals verbunden sind, das proportional der elektrischen Leistung ist, wobei dieses Gleichstromsignal unabhängig von der Symmetrie des Modulatorausganges und somit im wesentlichen unabhängig 'von Abweichungen durch Alterung und Temperaturänder^ixögen ist»
2. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenschiebernetzwerk ein Widerstands^Kondensator-Phasenscheibernetzwerk (22-2i|.j 26-28) ist, dös eine Phasenverschiebung von im wesentlichen 180° .zur Frequenz der Schwingung erzeugt.

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3. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch zwei Bezugs-Zenerdioden (29, 30) zur Erzeugung eines positiven und negativen Abschneidepunktes, so daß die Amplitude des Modulatorausganges unabhängig von der Speisespannung der Temperatur ist.
if. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter ein Einzeltransistor (70) mit Basis-, Emitter- und Kollektoranschlüssen ist, wobei der Basisanschluß mit dem Ausgang des Modulators (20) verbunden ist.
5. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Verstärkungsorgane, die einen Operationsverstärker (59) aufweisen, der mit dem Filter (55) zur Verstärkung des Gleichstromausgangssignals des Filters verbunden ist.
6. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung als Wattmeter zur Überwachung eines Leistungsnetzes, wobei die ersten Uberwachungsorgane ein Stromtransformator (^.O) sind, dessen Primärwicklung mit dem Netz verbunden ist, und wobei die zweiten Überwachungsorgane ein Spannungstransformator (51) sind, dessen Primärwicklung mit dem Netz verbunden ist.

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7. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein das Wattmeter und eine Stromversorgung einschließendes Gehäuse, wobei diese Stromversorgung einen Leistungstransformator (7), dessen Primärwicklung mit dem Netz verbunden ist, einen Brückengleichrichter (8), der mit der Sekundärwicklung des Leistungstransformators verbunden ist, und eine Steuerschaltung aus mehreren Zenerdioden (9)» die mit dem Gleichrichter verbunden sind, aufweist.
8. Elektronischer Meßumwandler nach Anspruch 7» gekennzeichnet durch ein Phasenschiebernetzwerk (48) mit einer Nennphasenverschiebung von 90°> das zwischen dem Netz und der Primärwicklung des Transformators angeordnet ist, wobei dieses Phasenschiebernetzwerk Widerstände und Kondensatoren umfaßt, so daß der Meßumwandler die Blindleistung überwacht.
9. Wattmeter zur Messung der elektrischen Wechselstromleistung in einem elektrischen Netz, gekennzeichnet durch erste Uberwachungsorgane des Wechselstromes im Netz, durch zweite Überwachungsorgane der Wechselspannung im Netz, durch einen im Tastverhältnis veränder-

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baren Oszillator (20), der mit einem dieser Überwachungsorgane verbunden ist und der eine Pulsfolge mit gleicher Frequenz und gleicher Amplitude erzeugt, deren Tastverhältnis durch das mit ihm verbundene Überwachungsorgan verändert ist, wobei das einzige aktive Element in diesem im Tastverhältnis veränderbaren Oszillator ein Operationsverstärker (19) mit einer negativen Rückkopplung (21) und mit einem Phasenschiebernetzwerk in dieser Rückkopplung ist, durch einen elektronischen Schalter (70) mit einem Eingang und einem Steuereingang, wobei der Eingang mit den anderen Überwachungsorganen verbunden ist und wobei der Steuereingang mit dem Ausgang des in seinem Tastverhältnis veränderbaren Oszillators verbunden ist, so daß der Schalter eine Pulsfolge erzeugt, deren Tastverhältnis durch das Tastverhältnis der Signale des im Tastverhältnis veränderbaren Oszillators am Steuereingang des Schalters bestimmt ist und deren Amplitude von der Amplitude an dem anderen Überwachungsorgan bestimmt ist, und durch Filterorgane (55)» die mit dem Schalter verbunden sind und die die Pulse des Schalters glätten, um eine der elektrischen Leistung entsprechende Gleichspannung zu erzeugen.

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10. Wattmeter nach Anspruch 9» gekennzeichnet durch einen Verstärker mit Eingang und Ausgang, dessen Eingang mit dem Filter (55) verbunden ist und dessen Ausgang der Ausgang des Wattmeters ist.
11. Wattmeter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Operationsverstärker (59) ist.
12. Wattmeter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Überwachungsorgane ein Stromtransformator (i+O) und daß die zweiten Überwachungsorgane ein Spannungstransformator (51) sind.
13. Wattmeter nach Anspruch 9» gekennzeichnet durch ein das Wattmeter und eine Stromversorgung einschließendes Gehäuse, wobei die Stromversorgung einen Leistungstransformator (7)» dessen Primärwicklung mit dem Netz verbunden ist, einen Brückengleichrichter (8), der mit der Sekundärwicklung des Leistungstransformators verbunden ist, und eine Steuerschaltung aus mdreren Zenerdioden (9) aufweist, die mit dem Gleichrichter verbunden sind.

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