DE3829731C2

DE3829731C2 -

Info

Publication number: DE3829731C2
Application number: DE3829731A
Authority: DE
Inventors: Kenichi Tokio/Tokyo Jp Okada
Original assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Current assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Priority date: 1987-09-02
Filing date: 1988-09-01
Publication date: 1992-12-10
Also published as: US4883358A; FR2618545B1; DE3829731A1; FR2618545A1; DE3844745C2

Description

Die Erfindung betrifft einen faseroptischen Kreisel gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiger Kreisel ist aus der DE 30 40 514 A1 entnembar.

Fig. 1 stellt einen bekannten faseroptischen Kreisel (japa nische Offenlegungsschrift 62-9 214) dar. Aus einer Licht quelle 11 emittiertes Licht 18 wird über einen optischen Koppler/Verteiler 12 und einen Polarisator 13 zu einem op tischen Koppler/Verteiler 14 geleitet, durch den es in Lichtwellen 19 und 20 aufgespalten wird, die sich in entge gengesetzten Richtungen durch einen kreisförmigen Lichtweg 16 fortpflanzen, der wenigstens eine Schleife darstellt. Zwischen dem optischen Koppler/Verteiler 14 und dem Licht weg 16 ist ein Phasenmodulator 15 in Kaskade geschaltet. Das Ausgangssignal eines Oszillators 27 wird über eine Pha senmodulatortreiberschaltung 28 an den Phasenmodulator 15 geliefert, durch den die Lichtwellen 19 und 20 phasenmo duliert werden. Die Lichtwellen 19 und 20, die durch den Lichtweg 16 hindurchgetreten sind, werden über den opti schen Koppler/Verteiler 12 als Interferenzlicht 21 einem Fotodetektor 17 zugeführt. Die Intensität I₀ des Interfe renzlichtes 21 ist in diesem Beispiel gegeben durch die folgende Gleichung (1):

In dieser Gleichung bedeuten C eine Konstante, Jn(x) die nte Ordnung einer Besselfunktion der ersten Art, x ist 2Asinπf_mτ, wobei A die Amplitude des lichtphasenmodulierten Signals und τ die Zeitdauer für die Fortpflanzung der Licht wellen durch den Lichtleiter 16 ist, ω ist die Treiberfre quenz des Phasenmodulators 15 (wobei ω=2πf_m), ΔΦ ist die Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen, die durch den Lichtweg 16 in entgegengesetzten Richtungen hindurchgetre ten sind (wobei ΔΦ=4πRLΩ/(cλ), R ist der Radius des Lichtweges 16, L die Länge des Lichtweges 16, c die Licht geschwindigkeit, λ die Wellenlänge des Lichtes und Ω die auf den Lichtweg 16 in Umfangsrichtung ausgeübte Winkelge schwindigkeit, und R ist die Phasendifferenz zwischen der dem Phasenmodulator 15 zugeführten Treiberspannung V_{p m} (V_{p m}= Asinωt) und dem phasenmodulierten Licht.

Wie aus Gleichung (1) hervorgeht, enthält die Intensität I₀ des Interferenzlichtes 21 einen zu cosΔΦ und zu sinΔΦ pro portionalen Term. Da die Empfindlichkeit der Interferenz lichterfassung zunimmt, wenn die Phasendifferenz ΔΦ inner halb eines Bereiches von annähernd ±π/4 um jeweils ±mπ liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., wird die zu sinΔΦ proportio nale Komponente im Ausgangssignal des Fotodetektors 16 durch einen Synchrondetektor 22 erfaßt. Wird im Synchronde tektor 22 ein Bezugssignal V_r1a wie folgt gesetzt:

wobei R_f die Phasendifferenz zwischen der an den Phasenmo dulator 15 angelegten Treiberspannung, V_{p m}=Asinω_t, und dem phasenmodulierten Licht bedeutet, dann wird das Aus gangssignal V_1a des Synchrondetektors 22 zu

V_1a=K₁J₁ (x)sinΔΦcos(Φ-Φ_f) (3)

wobei K₁ eine Konstante bedeutet. Da außerdem die Interfe renzerfassungsempfindlichkeit zunimmt, wenn die Phasendif ferenz ΔΦ innerhalb eines Bereiches von annähernd ±π/4 um jeweils ±(2m+1) · π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2 . . ., wird die zu cosΔΦ proportionale Komponente im Ausgangssignal des Fo todetektors 17 durch einen Synchrondetektor 23 erfaßt. Wird im Synchrondetektor 23 ein Bezugssignal V_r2a wie folgt ge setzt:

dann wird das Ausgangssignal V_2a des Synchrondetektors 23 zu:

V_2a=K₂J₂ (x)cosΔΦcos2(R-R_f) (5)

wobei K₂ eine Konstante bedeutet. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 22 und 23 werden Tiefpaßfiltern 24 bzw. 25 zugeführt, deren Ausgangssignale V_1a bzw. V_2a wiederum an Anschlüsse 29 bzw. 30 geliefert werden. Das Ausgangssi gnal des Oszillators 27 wird demm Synchrondetektor 23 als Bezugssignal V_r2a zugeführt und gleichzeitig über eine Lo gikschaltung 26 als Bezugssignal V_r1a dem Synchrondetektor 22.

Um den dynamischen Bereich des faseroptischen Kreisels zu vergrößern, wird das Synchrondetektorausgangssignal V_1a oder V_2a als Ausgangssignal V₀ abgeleitet, je nachdem ob die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von ±π/4 um ±mπ oder um ±(2m+1)π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2, . . . , und es wird die Anzahl der Schaltvorgänge zwischen den Synchrondetektoraus gangssignalen V_1a und V_2a gemessen, wodurch gemäß der fol genden Gleichung (6) die Winkelgeschwindigkeitinformation Ω₁ erhalten wird:

wobei K[rad/v] die Konversionsverstärkung bedeutet. Das heißt, bei der Darstellung nach Fig. 2 wird die zu sinΔΦ (Signal 72 in Fig. 3) proportionale Komponente und die zu cosΔΦ (Signal 73 in Fig. 3) proportionale Komponente dem Anschluß 29 bzw. 30 zugeführt. Das zu sinΔΦ proportionale Signal und das zu cosΔΦ proportionale Signal werden in ei nem Schalter 61 durch ein Ausgangssignal D geschaltet, das von dem der Anschlüsse eines Zweirichtungszählers 70 gelie fert wird, der mit 2⁰ gewichtet ist. Die Polarität des Aus gangssignals des Schalters 61 wird in einem Schalter 62 um gekehrt durch ein Ausgangssignal E, das von dem der An schlüsse des Zweirichtungszählers 70 geliefert wird, der mit 2¹ gewichtet ist. Das in der Polarität invertierte Aus gangssignal wird über einen Linearisierer 64 einem Kreisel ausgangsanschluß 65 zugeführt. Das Ausgangssignal des Schalters 62 wird außerdem einem nichtinvertierenden Ein gangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß von Vergleichern 66 bzw. 67 zugeführt, in denen es mit Bezugs spannungen +V_r und -V_r der Bezugsspannungsquellen 68 und 69 verglichen wird. Die Ausgangssignale der Vergleicher 66 bzw. 67 werden den Aufwärtszähl- bzw. Abwärtszähl-Anschlüs sen UP bzw. DOWN des Zweirichtungszählers 70 zugeführt, in dem sie aufwärts bzw. abwärts gezählt werden. Das Ausgangs signal D am Ausgangsanschluß des Zweirichtungszählers 70, der mit 2⁰ gewichtet ist, wird als Schaltsteuersignal dem Schalter 61 und das Ausgangssignal E am Ausgangsanschluß, der mit 2¹ gewichtet ist, als Schaltsteuersignal dem Schal ter 62 zugeführt. Die Schalter 61 und 62 liegen an einem Anschluß NC im Ausgangszustand (in dem das Schaltsteuersig nal eine logische "0" darstellt) und schalten zum Anschluß NO, wenn das Schaltsteuersignal eine logische "1" dar stellt. Der Zählwert des Zweirichtungszählers 70 kann von einem Anschluß 71 abgenommen werden.

Wie beschrieben, ändert sich das Ausgangssignal am Anschluß 29 proportional zu sinΔΦ, wie dies durch die Kurve 72 in Reihe A von Fig. 3 dargestellt ist, während sich das Aus gangssignal am Anschluß 30 proportional zu cosΔΦ ändert, wie dies die Kurve 73 in Reihe A von Fig. 3 veranschau licht. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich zwischen ±π/4 liegt, befinden sich die Schalter 61 und 62 jeweils in dem in Fig. 2 dargestellten Zustand und das vom Anschluß 29 ge lieferte Ausgangssignal, das zu sinΔΦ proportional ist, wird durch den Linearisierer 64 linearisiert und danach zum Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert. Wenn das Eingangssig nal des Vergleichers 66, das heißt das vom Schalter 62 ge lieferte Ausgangssignal die Bezugsspannung V_r überschrei tet, werden die in Reihe B von Fig. 3 dargestellten Impulse erzeugt. Die Impulse werden durch den Zweirichtungszähler 70 additiv gezählt.

Wenn andererseits das Ausgangssignal des Schalters 62 die Bezugsspannung -V_r in negativer Richtung überschreitet, werden die in Reihe C von Fig. 3 dargestellten Impulse er zeugt und durch den Zweirichtungszähler 70 subtraktiv ge zählt. Das Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70, das 2⁰ gewichtet ist, verändert sich wie in Reihe D von Fig. 3 dargestellt und das Ausgangssignal E, das 2¹ gewich tet ist, verändert sich wie in Reihe E von Fig. 3 gezeigt. Wenn das 2⁰-gewichtete Ausgangssignal D des Zweirichtungs zählers 70 einen hohen Pegel (logische "1") aufweist, wird der Schalter 61 umgeschaltet und das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, wird linearisiert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 ge liefert. Umgekehrt erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Schalters 62 in negativer Richtung größer wird als die Be zugsspannung -V_r, der Vergleicher 67 Impulse, die durch den Zweirichtungszähler 70 subtraktiv gezählt werden. Als Folge hiervon nimmt das 2⁰gewichtete Ausgangssignal D einen ho hen Pegel ein, durch den der Schalter 61 betätigt wird und wie im obigen Fall wird das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, lineari siert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert.

Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im absoluten Wert zunimmt und das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal die Bezugsspan nung +V_r bzw. -V_r im absoluten Wert überschreitet, werden von den Vergleichern 66 und 67 Impulse erzeugt und durch den Zweirichtungszähler additiv bzw. subtraktiv gezählt. Der Schalter 61 wird in seine Ausgangsposition zurückver setzt und das Signal 29, das heißt das zu sinΔΦ proportio nale Ausgangssignal, wird linearisiert und an den Kreisel ausgangsanschluß 65 geliefert. Gleichzeitig wird ein Sig nal-Polaritätumkehr-Befehl (ein Schaltsteuersignal) durch das 2¹-gewichtete Ausgangssignal E des Zweirichtungszählers 70 geliefert, so daß die zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Ausgangssignale bezüglich der Phasendifferenz ΔΦ positiv werden und der Schalter 62 wird mit dem Inverter 63 verbun den. Sind die Ausgangsspannungen des Schalters 62, die pro portional zu sinΔΦ und cosΔΦ sind, wenn die Phasendifferenz ΔΦ gleich π/4 ist, geringfügig niedriger eingestellt als die Bezugsspannungen +V_r und -V_r im absoluten Wert, dann kann am Ausgangsanschluß 65 ein sägezahnförmiges Ausgangs signal erhalten werden, wie dies in der Reihe G von Fig. 3 dargestellt ist und es kann im Schaltvorgang zwischen den zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Signalen eine Hysterese eingeführt werden, die einen stabilen Betrieb gewährlei stet. Auf diese Weise wird, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±mπ liegt, die sinΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert und wenn die Phasendif ferenz im Bereich von etwa ±π/4 um ±(2m+1)π2 liegt, die cosΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert, wo durch über den gesamten Bereich ein Ausgangssignal mit ei nem hohen Ausmaß an Linearität erhalten werden kann.

Aus diesem Ausgangssignal kann die Winkelgeschwindigkeit unter Verwendung von Gleichung (6) erhalten werden. In Gleichung (6) bedeutet V₀ die Spannung am Kreiselausgangs anschluß 65 und m die Differenz zwischen der Gesamtzahl von den durch den Zweirichtungszähler 70 addierten und subtra hierten Impulsen, das heißt den Zählwert des Zweirichtungs zählers 70, der vom Anschluß 71 abgenommen wird.

Für eine geeignete Extraktion der sinΔΦ und cosΔΦ Komponen ten aus dem fotoelektrischen Konversionsausgangssignal des Fotodetektors 17 ist es erforderlich, daß das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem Synchrondetektor im wesentlichen gleichphasig sind.

Die Phasendifferenz R zwischen der Treiberspannung V_pm, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird und der Grundfre quenzkomponente des Interferenzlichtes - die Phasendiffe renz bei den höherfrequenten Komponenten nimmt einen Wert ein, der bezüglich dem in Gleichung (1) angegebenen Wert um die Ordnung der Harmonischen multipliziert ist - ändert sich jedoch mit den Umgebungsbedingungen, insbesondere mit der Temperatur, der der Phasenmodulator 15 ausgesetzt ist. Da der Phasenmodulator 15 zum Beispiel durch Wickeln einer optischen Faser um einen zylindrischen elektrostriktiven Vibrator hergestellt ist, ist dessen Eingangs/Ausgangs-Pha sencharakteristik wesentlich Schwankungen in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen unterworfen. Wenn darüber hin aus der Arbeitspunkt des Phasenmodulators auf dessen Reso nanzpunkt eingestellt ist, ändert sich die Eingangs/Aus gangs-Phasencharakteristik wesentlich mit den Umgebungsbe dingungen. Im übrigen wird gewöhnlich der Arbeitspunkt des Phasenmodulators 15 auf seinen Resonanzpunkt gestellt. Des halb sind das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem der Synchrondetektoren 22 und 23 nicht miteinander in Phase, so daß Änderungen im Maßstabsfaktor der Ausgangssig nale V_1a und V_2a auftreten, wie dies aus den Gleichungen (3) und (5) ersichtlich ist. Dies ist nichts anderes als eine Änderung im Kreiselausgangssignal V₀ mit der Folge ei nes Fehlers in der Messung der Winkelgeschwindigkeit durch den faseroptischen Kreisel, dessen Eingabebereich vergrö ßert werden soll, wie dies aus Gleichung (6) ersichtlich ist.

Es ist bereits das folgende Verfahren angewandt worden, um den Maßstabsfaktor (Übertragungsverhältnis) zu stabilisie ren. Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm einer Maßstabfaktor- Stabilisierungsschaltung dar, durch die die Amplitude K₁ · J₁ (x) des Ausgangssignals V_1a in Gleichung (3) konstant gehalten wird. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird Synchrondetektoren 31 und 32 zugeführt, in denen jeweils eine synchrone Erfassung bei einer phasenmodulierenden Fre quenz f₀ bzw. einer Frequenz 2f₀, die zweimal höher als die erstere liegt, ausgeführt wird. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 31 und 32 werden durch Quadrierschaltun gen 33 bzw. 34 quadriert und ihre quadrierten Ausgangssig nale V₁² und V₂² durch einen Addierer 35 zusammengezählt, dessen Ausgangsspannung V sich wie folgt darstellt:

V=V₁²+V₂²=(K₁ · P₀ · J₁ (x))² · sin²ΔΦ+(K₂ · P₀ · J₂(x))² · cos²ΔΦ (7)

wobei K₁ und K₂ Konstanten sind (wie ein Verstärkungsfak tor, eine fotoelektrische Konversionsstärkung, eine Syn chrondetektorverstärkung, etc.). Wird die Gesamtverstärkung so eingestellt, daß K₁ · P₀ · J₁ (x)=K₂ · P₀ · J₂ (x), dann wird mit der Annahme, daß die Amplitude in diesem Fall durch K repräsentiert wird, die Ausgangsspannung V von Gleichung (7) zu:

V=K² · (sin²ΔΦ+cos²ΔΦ)=K² (8)

Der Ausgangswert oder der Bezugswert der Ausgangsspannung V sei durch K_R² repräsentiert. Durch Erfassen des Unter schieds zwischen dem Bezugswert K_R² eines Bezugspegelgene rators 36 und der Ausgangsspannung V mittels eines Diffe rentialverstärkers 37 und Gegenkoppeln der Differenz zu ei ner Lichtleistungssteuerschaltung 39 über einen Integrator 38 kann die Amplitude der Ausgangsspannung V₁ selbst dann konstant gehalten werden, wenn die Lichtleistung der Licht quelle, die optischen Übertragungsverluste und der polari sierte Zustand des Lichtes variieren.

Dies wird nun im einzelnen beschrieben. Wenn die beim Foto detektor 17 ankommende maximale Lichtleistung P₀ aus ir gendeinem Grund reduziert wird und die Spannung V unter den Bezugswert K_R² des Bezugssignalgenerators 36 fällt, erzeugt der Differentialverstärker 37 ein positives Signal. Durch Setzen des Systems mit diesem positiven Signal in der Wei se, daß die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung zunimmt, läßt sich die maximale Lichtleistung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, vergrößern. Andererseits erzeugt der Differentialverstärker 37 ein negatives Signal, wenn die maximale Lichtleistung P₀ aus irgendeinem Grund zunimmt, und die Spannung V den Bezugswert K_R² überschreitet, wo durch die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung verringert wird. Als Ergebnis wird die maximale Lichtlei stung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, abgeschwächt. Auf diese Weise kann die Spannung V stets auf dem Bezugs wert K_R² gehalten werden. Mit anderen Worten kann die Am plitude des Ausgangssignals V₁ konstant gehalten werden.

Die Amplitude des Ausgangssignals V₁ kann in ähnlicher Wei se auch dadurch konstant gehalten werden, daß in der auf den Fotodetektor 17 folgenden Stufe eine Verstärkungssteu erschaltung vorgesehen wird, deren Verstärkungsgrad durch ein externes Signal variiert werden kann und durch eine ne gative Rückkopplung zum Ausgang des Integrators 38.

Bei der bekannten Maßstabsfaktorstabilisierschaltung ist es zur Gewährleistung einer Stabilisierung des Maßstabfaktors erforderlich, daß x, das eine Variable der Besselfunktionen der ersten Art J₁ (x) und J₂ (x) darstellt, in hohem Maße sta bil ist. Selbst wenn ein Verfahren zum Stabilisieren des Wertes x angewandt wird, kann ein Steuerfehler auftreten und der Wert x, wenn auch nur geringfügig, variieren. Nor malerweise wird der Wert x auf 1,84 eingestellt, bei dem das Ausgangssignal V₁ mit maximaler Empfindlichkeit erfaßt wird. Mit X=1,84, ist J₁ (x) stabil, unabhängig von einer Änderung im Wert x, aber J₂ (x), welches einen Koeffizienten des Ausgangssignals V₂ darstellt, ist nicht stabil und ver ändert sich mit einer Änderung im Wert x, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn der Wert x einer solchen Änderung unterworfen wird, gilt K₁ · P₀ · J₁ (x) ≠ K₂ · P₀ · J₂ (x) und Gleichung (8) ist nicht mehr erfüllt. Mit anderen Worten wird die Maßstabsfaktorstabilisierungsschaltung nicht nor mal arbeiten und der Maßstabsfaktor als Eingangs/Ausgangs- Charakteristik des faseroptischen Kreisels kann nicht mehr in hohem Maße stabil gehalten werden.

Gemäß Fig. 4 werden von einem Bezugssignalgenerator 41 Be zugssignale der Frequenzen f₀, 3f₀ und 2f₀ zu Synchronde tektoren 31, 42 bzw. 32 geliefert, die Signale V₁, V₃ bzw. V₂ erzeugen. Da die Signale V₁ und V₃ abhängig von positi ven und negativen Eingangswinkelgeschwindigkeiten, mit de nen der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, sowohl positive als auch negative Spannungen annehmen können, werden sie durch Absolutwertschaltungen 43 und 44 in absolute Werte umgewan delt. Die Absolutwertschaltungen 43 und 44 können durch Quadrierschaltungen ersetzt werden. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 43 wird einem Plus (+) Eingang eines Differentialverstärkers 45 und das Ausgangssignal der Abso lutwertschaltung 44 einem Minus (-) Eingang des Differen tialverstärkers 45 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Differentialverstäkers 45 wird über einen Integrator 46 an die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 geliefert. Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 weist eine Anordnung auf, bei der die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird, durch ein positives bzw. ein negatives Signal vom Differentialverstärker 45 vergrößert bzw. verringert wird. Auf diese Weise wird eine automatische Steuerschleife vor gesehen.

Wenn das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 45 bei einer solchen Anordnung 0 ist, das heißt wenn V₁=V₃ (es sei angenommen, daß in diesem Fall die Konstanten K₁ und K₃ so eingestellt worden sind, daß sie einander gleich sind), dann wird die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung durch die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 so einge stellt, daß die Besselfunktionen der ersten Art J₁ (x) und J₃ (x) denselben Wert einnehmen, das heißt etwa 3,05 in den Termen des Wertes x an der Stelle A in Fig. 5.

Unter der Annahme, daß die Amplitude A des phasenmodulie renden Signals zunimmt und demzufolge der Wert x ansteigt, nimmt die Besselfunktion J₁ (x) ab, J₃ (x) nimmt jedoch zu, wie dies in Fig. 5 an der Stelle A dargestellt ist. Als Folge hiervon liefert der Differentialverstärker 45 an den Integrator 46 ein negatives Signal, das Ausgangssignal des Integrators nimmt ab und die Phasenmodulatortreiberschal tung 28 verringert die Spannung eines dem Phasenmodulator 15 zuzuführenden Treibersignals entsprechend, so daß eine Abnahme im Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Si gnals bewirkt wird.

Andererseits nimmt die Besselfunktion der ersten Ordnung J₁ (x) zu, die der dritten Ordnung J₃ (x) jedoch ab, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist, wenn die Amplitude A des phasen modulierenden Signals abnimmt und sich der Wert x entspre chend verringert. Als Folge hiervon führt der Differential verstärker 45 dem Integrator 46 ein positives Signal zu. Der Integrator 46 vergrößert sein Ausgangssignal und die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 vergrößert die Spannung des dem Phasenmodulator zuzuführenden Treibersignals ent sprechend, so daß der Wert der Amplitude A des phasenmodu lierenden Signals zunimmt.

Auf diese Weise können der Wert x und demzufolge die Emp findlichkeit des Kreiselausgangssignals zu allen Zeiten konstant gehalten werden, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch die Umgebungsbedingungen oder äußere Kräfte, die auf die Einrichtung ausgeübt wer den, verändert wird. Der zwischen dem Differentialverstär ker 45 und der Phasenmodulatortreiberschaltung 28 angeord nete Integrator 46 dient dazu, eine Restabweichung des Dif ferentialverstärkers im Proportionalbetrieb zu eleminieren und damit den Wert x zu allen Zeiten auf einem Zielwert (x =3,05) zu halten.

Wie erwähnt, verwendet die bekannte Schaltung die Ausgangs signale V₁ und V₃ der Synchrondetektoren 31 und 42 als Steuersignale zur Stabilisierung der Phasenmodulation. Die Ausgangssignale V₁ und V₃ lassen sich durch die folgenden Gleichungen ausdrücken:

V₁=K₁ · P₀ · J₁ (x)sinΔΦ (9)

V₃=K₃ · P₀ · J₃ (x)sinΔΦ (10)

Die Ausgangssignale V₁ und V₃ sind zu sinΔΦ proportional. Wenn deshalb die Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder extrem klein ist, werden die Ausgangssignale zu Null oder extrem klein und machen eine Steuerung zur Stabilisierung der Phasenmodulation unmöglich. In diesem Fall ist der In tegrator 46 positiv oder negativ gesättigt und die Ampli tude des phasenmodulierenden Signals wird zu einem Maximum oder zu einem Minimum. In einem solchen Zustand kann der Kreisel nicht auf ein Hochgeschwindigkeitseingangssignal ansprechen und deshalb kann nicht erwartet werden, die nor male Arbeitsweise zur Stabilisierung der Phasenmodulation und des Maßstabsfaktors auszuführen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen faseroptischen Krei sel verfügbar zu machen, bei dem selbst bei ei ner Änderung der Umgebungsbedingungen der Kreiselmaßstabsfaktor stabil gehalten wird.

Die Erfindung ist durch die Merkmale der Ansprüche 1 bzw. 2 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten faseroptischen Kreisels;

Fig. 2 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil des faseroptischen Kreisels in einem vergrößerten Meß bereich darstellt;

Fig. 3 eine Reihe von Wellenformen, die an entsprechenden Teilen des in Fig. 2 dargestellten Kreisels auftre ten zur Erläuterung der Arbeitsweise;

Fig. 4 ein Blockdiagramm, das einen faseropti schen Kreisel darstellt, der eine Phasenmodulati onsstabilisierungsschaltung enthält;

Fig. 5 eine grafische Darstellung, die Besselfunktionen der ersten Art darstellen;

Fig. 6 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil einer Ausführungsform dieser Erfindung dar stellt;

Fig. 7 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar stellt;

Fig. 8 ein Blockdiagramm, das eine modifizierte Form des in Fig. 7 teilweise dargestellten faseroptischen Kreisels darstellt;

Fig. 9 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar stellt.

Fig. 6 stellt einen wesentlichen Teil einer Ausführungsform dieser Erfindung dar. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird durch den Synchrondetektor 31 synchron zu einem Be zugssignal V_R1 einer Frequenz f_R1 erfaßt. Die Komponente, die in diesem Fall synchron erfaßt wird, ist die Komponente der Grundfrequenz f_m des durch Gleichung (1) ausgedrückten Signals und das erfaßte Ausgangssignal wird einem Ausgangs anschluß 56 des faseroptischen Kreisels zugeführt. Das Si gnal V₁, dessen Wechselstromkomponente so entfernt worden ist, ist proportional zu sinΔΦ. Das Ausgangssignal V₁ wird:

V₁=K₁ · sinΔΦ · cos(R-R_f) (11)

wobei K₁ eine Konstante und R_f die Phasendifferenz zwischen der an den Phasenmodulator 15 angelegten Treiberspannung und dem Bezugssignal V_R1 ist. Hier ist die Phasendifferenz R die Phasendifferenz zwischen der Treiberspannung, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird und dem lichtphasenmo dulierenden Signal, auf das bereits hingewiesen worden ist. Diese Phasendifferenz variiert merklich mit den Umgebungs bedingungen, insbesondere mit der Temperatur und macht den Maßstabsfaktor der Spannung V₁, die im wesentlichen als Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels benutzt wird, instabil.

Um dies zu verhindern, verwendet die vorliegende Erfindung für die Phasenkorrektur eine geradzahlige Harmonische des im Interferenzlicht enthaltenen Signals. Bei dieser Ausfüh rungsform wird eine zweite harmonische Komponente benutzt. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird durch ein Be zugssignal V_R2 einer Frequenz f_R2 im Synchrondetektor 32 synchron erfaßt. Die Phase des Bezugssignals V_R2 wird durch eine logische Schaltung 57 so eingestellt, daß vom Syn chrondetektor 32 das Ausgangssignal V₂ erhalten wird, wel ches durch die folgende Gleichung (12) bestimmt ist:

V₂=K₂ · cosΔΦ · sin{2(R-R)} (12)

Das Signal V₂ wird an einen Integrator 58 und einen automa tischen Paseneinsteller 59 geliefert, dessen Phasendiffe renz R_f durch das Ausgangssignal des Integrators 58 so steuerbar ist, daß die Phasendifferenz R_f gleich der Pha sendifferenz R wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 27 wird über den automatischen Phaseneinsteller 59 an die lo gische Schaltung 57 geliefert, in der die Bezugssignale V_R1 und V_R2 erzeugt werden. Der automatischen Phaseneinsteller 59 wird so gesteuert, daß die Differenz (R-R_f) stets Null ist, das heißt das Ausgangssignal des Integrators 58 eben falls stets Null ist. Als Folge hiervon wird Gleichung (11) zu:

V₁=K₁ · sinΔΦ (13)

Selbst wenn die Phasendifferenz R zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Phasenmodulators 15 bei einer Änderung der Umgebungsbedingung, insbesondere der Umgebungstemperatur, variiert, ist es möglich, die Schwankung des Maßstabfak tors, der die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des faserop tischen Kreisels darstellt, zu unterdrücken.

Der Grund weshalb die Harmonische einer geradzahligen Ord nung für die Phasenkorrektur verwendet wird, ist der fol gende: Wie aus Gleichung (12) ersichtlich ist, ist selbst wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit Ω, mit der der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, Null oder sehr klein ist, das heißt selbst wenn die Phasendifferenz ΔΦ zwischen den durch den Lichtweg 16 in entgegengesetzten Richtungen fort schreitenden Lichtwellen sehr klein ist, ist das Signal der geradzahligen Harmonischen proportional zu cosΔΦ und lie fert deshalb einen ausreichend großen Wert als Steuersig nal.

Andererseits ist die ungeradzahlige harmonische Komponente sehr klein, wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit klein ist, wie dies aus Gleichung (11) hervorgeht, so daß die harmonische Komponente der ungeradzahligen Ordnung nicht für die Verwendung als Steuersignal für die Phasenmodula tion geeignet ist.

Wie jedoch aus Gleichung (12) hervorgeht, verursacht, falls eine geradzahlige harmonische Komponente benutzt wird, eine Zunahme in der Eingangswinkelgeschwindigkeit eine Zunahme in der Phasendifferenz ΔΦ und das Signal V₂ als Steuersig nal nimmt entsprechend ab.

Ist jedoch in einer faseroptischen Kreisel, in dem die Pha sendifferenz ΔΦ zwischen den durch den Lichtweg 16 in ent gegengesetzten Richtungen fortschreitenden Lichtwellen bei der maximalen Eingangswinkelgeschwindigkeit etwa 50° oder weniger, dann wird die Herabsetzung des zweiten Ausgangs signals V₂ annähernd 30% oder weniger und das Ausgangssig nal V₂ kann in ausreichender Weise als Steuersignal genutzt werden.

Fig. 7 stellt einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausfüh rungsform dieser Erfindung dar, wobei die Teile, die jenen von Fig. 1 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen aufwei sen. Bei dieser Ausführungsform sind Synchrondetektoren 81 und 82 vorgesehen. Logische Schaltungen 83 und 84 erzeugen Signale V_r1b bzw. V_r2b, die gegenüber den Bezugssignalen V_r1a bzw. V_r2a für die Synchrondetektoren 22 bzw. 23 um 90° in der Phase verschoben sind. Die Signale V_r1b und V_r2b werden den Synchrondetektoren 81 und 82 als Bezugssignale zugeführt, in denen das Ausgangssignal V₁ des Fotodetektors 17 synchron erfaßt wird. Die Ausgangssignale der Synchron detektoren 81 und 82 sind jeweils mit Tiefpaßfiltern 85 bzw. 86 versehen. Die Ausgangssignale V_1b und V_2b der Tief paßfilter 85 und 86 stellen sich wie folgt dar:

V_1b=V₁ · V_r1b=K_1b · J₁ (x) · sinΔΦsin(R-R_f) (14)

V_2b=V₁ · V_r2b=K_2b · J₂ (x) · sinΔΦsin2(R-R_f) (15)

wobei K_1b und K_2b Konstanten sind. Die Ausgangssignale V_1a und V_1b der Tiefpaßfilter 24 und 85 werden einem Multipli kator 87 zugeführt, der als Phasendetektoreinrichtung dient und die Ausgangssignale V_2a und V_2b der Tiefpaßfilter 25 und 86 einem Multiplikator 88, der ebenfalls als Phasende tektoreinrichtung dient. Die Asugangssignale V_e1 und V_e2 der Multiplikatoren 87 und 88 stellen sich wie folgt dar:

wobei

K₁=K_1aJ₁ (x)=K_1bJ₁ (x)
K₂=K_2aJ₂ (x)=K_2bJ₂ (x)

Das heißt, da sinΔΦ und cosΔΦ jeweils quadriert werden, werden die Ausgangssignale der Multiplikatoren 87 und 88 stets positiv und ihre Polarität entspricht dem Sinus-Aus gangssignal der Phasendifferenz (R-R_f) und wird nicht durch die Polarität der Eingangswinkelgeschwindigkeit beeinflußt, das heißt die Polarität der sinΔΦ-Komponente und der cosΔΦ- Komponente entsprechen der Phasendifferenz ΔΦ zwischen den in entgegengesetzten Richtungen den Lichtweg 16 passieren den Lichtwellen.

Demgemäß kann die Phasendifferenz (R-R_f) stets konstant ge halten werden durch Steuern eines den logischen Schaltungen 83 und 84 vorgeschalteten automatischen Phaseneinstellers 89 durch die Ausgangssignale der jeweiligen Multiplikatoren 87 und 88, um hierdurch R_f entsprechend der Phasendifferenz R zu ändern. Der gleiche Effekt könnte auch erzielt werden, wenn ein automatischer Phaseneinsteller 91 der Phasenmodu latortreiberschaltung 28 vorgeschaltet wird, wie dies durch gestrichelte Linien angedeutet ist, anstelle der Benutzung des automatischen Phaseneinstellers 89 und indem die Pha senbeziehung des dem Phasenmodulator 15 zugeführten Signals V_{p m} zum Bezugssignal der jeweiligen Synchrondetektoren 22, 23, 81 und 82 gesteuert wird.

Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Ausgangssignale V_e1 und V_e2 der Multiplikatoren 87 und 88 durch einen Ad dierer 92 addiert und das Additionsausgangssignal V_e einem Verstärker 93 zugeführt, der ein elektrisches Filter ent hält. Das Ausgangssignal des Verstärkers 93 wird als Steu ersignal für den automatischen Phaseneinsteller 89 benutzt. Es ist jedoch auch möglich, eine Anordnung einzusetzen, wie sie in Fig. 8 dargestellt ist, bei der die Ausgangssignale V_e1 und V_e2 der Multiplikatoren 87 und 88 selektiv über ei ne Schalteinrichtung 94 an den Verstärker 93 geliefert wer den und das Verstärkerausgangssignal als Steuersignal be nutzt wird. In diesem Fall wählt die Schalteinrichtung 94 das Multiplikationsausgangssignal V_e2 des Multiplikators 88, das einen ausreichend großen Wert hat, als Signal aus, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von annähernd ±π/4 um ±mπ (wobei m=0, 1, 2, . . .) liegt und sie wählt das Multiplikationsausgangssignal V_e1 des Multiplikators 87, das in ähnlicher Weise einen ausreichend großen Wert auf weist, als Signal aus, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Be reich von ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 liegt (wobei m=0, 1, 2, . . .). Dies kann einfach dadurch erreicht werden, daß die Schalteinrichtung 94 mit dem 2⁰gewichteten Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70 von Fig. 2 gesteuert wird.

Fig. 9 stellt einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfin dung dar, in der die Phasen der Bezugssignale der Synchron detektoren 81 und 82 relativ zu den Bezugssignalen V_r1a und V_r2a der Synchrondektektoren 22 und 23 abhängig von den Po laritäten der Ausgangssignale V_1a und V_2a der Tiefpaßfilter 24 und 25 zwischen +90° und -90° geschaltet werden. Die Po laritäten der Ausgangssignale der Synchrondetektoren 81 und 82 stimmen mit den Polaritäten der Ausgangssignale der Syn chrondetektoren 22 und 23 überein. Die Polaritäten der Aus gangssignale V_1a und V_2a der Synchrondetektoren 22 und 23 werden durch Vergleicher 95 und 96 überprüft, deren Aus gangssignale den Schaltelementen 97 und 98 zugeführt wer den, um sie zu steuern, indem die Bezugssignale der Syn chrondetektoren 81 und 82 zwischen Signalen V_r1b und hierzu um 180° verschobenen Signalen sowie zwischen Sig nalen und in ähnlicher Weise hierzu um 180° ver schobenen Signalen geschaltet werden. Das heißt, wenn das Ausgangssignal des jeweiligen Synchrondetektors negativ wird, wird das Bezugssignal, das um 180° phasenverschoben ist, dem Detektor zugeführt, um dessen Ausgangssignal posi tiv zu machen. Als Folge hiervon werden die Ausgangssignale V_1b′ und V_2b′ zu:

V_1b′=|K₁sinΔΦ| · sin(R-R_f) (18)

V_2b′=|K₂sinΔΦ| · sin2(R-R_f) (19)

So kann die Information der Phasendifferenz (R-R_f) unabhän gig von den Polaritäten der sinΔΦ- und cosΔΦ-Komponenten entsprechend der Eingangswinkelgeschwindigkeit ausgegeben werden. Der automatische Phaseneinsteller 89 wird so ge steuert, daß die Phasendifferenz R-R_f auf Null reduziert wird. Das heißt, die Ausgangssignale V_1b′ und V_2b′ werden anstelle der in den Fig. 7 und 8 dargestellten Signale V_e1 und V_e2 benutzt.

Übrigens ist das elektrische Filter des Verstärkers 93 in Fig. 7 gewöhnlich als Proportional-Differential-Integral- Filter aufgebaut.

Claims

1. Faseroptischer Kreisel mit
einem ringförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (11-14), die es ermöglicht, daß der ringförmige Lichtweg (16) von einer Lichtwelle (19) im Uhr zeigersinn und von einer weiteren Lichtwelle (20) im Gegen uhrzeigersinn durchlaufen wird;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die bei den Lichtwellen, nachdem sie den ringförmigen Lichtweg (16) passiert haben, zur Interferenz miteinander gebracht wer den;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des ringför migen Lichtwegs (16) angeordnet ist, um die beiden Licht wellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Ausgangssignal;
einer ersten Synchrondetektoreinrichtung (31), der das Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrich tung (17) und ein erstes Bezugssignal (V_R1) zuge führt sind und durch die eine ungeradzahlige harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatorein richtung (15), die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung enthalten ist, synchron erfaßt wird;
einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32), der das Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrich tung (17) und ein zweites Bezugssignal (V_R2) zuge führt sind und durch die eine geradzahlige harmonische Kom ponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrich tung (15), die im Ausgangssignal der fotoelektrischen Um wandlungseinrichtung enthalten ist, synchron erfaßt wird,
gekennzeichnet durch eine einen Phaseneinsteller (59) aufweisende Steuer einrichtung (57, 58, 59), der das von der zweiten Synchron detektoreinrichtung (32) gelieferte Ausgangssignal (V₂) zu geführt ist und die eine Steuerung der beiden Bezugssignale (V_R1, V_R2) derart bewirkt, daß die der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung (15) entsprechende Grundfre quenzkomponente des Interferenzlichtes und das erste Be zugssignal (V_R1) in gleiche Phase zueinander gebracht wer den und das zweite Bezugssignal (V_R2) um 90° hierzu in der Phase verschoben ist.

2. Faseroptischer Kreisel mit
einem ringförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (11-14), die es ermöglicht, daß der ringförmige Lichtweg (16) von einer Lichtwelle (19) im Uhr zeigersinn und von einer weiteren Lichtwelle (20) im Gegen uhrzeigersinn durchlaufen wird;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die bei den Lichtwellen, nachdem sie den ringförmigen Lichtweg durchlaufen haben, miteinander zur Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des rinför migen Lichtweges (16) angeordnet ist, um die beiden Licht wellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Ausgangssignal (V₁);
einer ersten Synchrondetektoreinrichtung (22), der das Ausgangssignal (V_i) der fotoelektrischen Umwandlungs einrichtung (17) und ein erstes Bezugssignal (V_r1a) zugeführt sind und durch die eine ungeradzahlige har monische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodu latoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal (V_i) der foto elektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten ist, synchron erfaßt wird;
einer zweiten Synchrondetektoreinrichtung (23), der das Ausgangssignal (V_i) der fotoelektrischen Umwandlungs einrichtung (17) und ein zweites Bezugssignal (V_r2a) zugeführt sind und durch die eine geradzahlige harmo nische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodula toreinrichtung (15), die im Ausgangssignal (V_i) der foto elektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten ist, synchron erfaßt wird,
gekennzeichnet durch,
eine dritte Synchrondetektoreinrichtung (81), der das Ausgangssignal (V_i) der fotoelektrischen Umwandlungsein richtung (17) und ein drittes Bezugssignal (V_r1b), das um 90° gegenüber dem ersten Bezugssignal (V_r1a) phasenverscho ben ist, zugeführt sind;
eine vierte Synchrondetektoreinrichtung (82), der das Ausgangssignal (V_i) der fotoelektrischen Umwandlungsein richtung (17) und ein viertes Bezugssignal (V_r2b), das ge genüber dem zweiten Bezugssignal (V_r2a) um 90° phasenver schoben ist, zugeführt sind;
eine erste Phasendetektoreinrichtung (87), der die Ausgangssignale (V_1a, V_1b) der ersten und der dritten Syn chrondetektoreinrichtung (22, 81) zugeführt sind und durch die eine Information über die Phasendifferenz zwischen dem ersten Bezugssignal (V_r1a) und der von der ersten Synchron detektoreinrichtung (22) synchron erfaßten ungeradzahligen harmonischen Komponente erhalten wird;
eine zweite Phasendetektoreinrichtung (88), der die Ausgangssignale (V_2a, V_2b) der zweiten und der vierten Syn chrondetektoreinrichtung (23, 82) zugeführt sind und durch die eine Information über die Phasendifferenz zwischen dem zweiten Bezugssignal (V_r2a) und der von der zweiten Syn chrondetektoreinrichtung (23) synchron erfaßten geradzahli gen harmonischen Komponente erhalten wird; und
eine einen Phaseneinsteller (89, 91) aufweisende Steuereinrichtung, der die Ausgangssignale (V_e1, V_e2) der ersten und der zweiten Phasendetektoreinrichtung (87, 88) zugeführt sind und die eine Steuerung derart bewirkt, daß das erste und das zweite Bezugssignal (V_r1a, V_r2a) und die in der ersten und der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (22, 23) synchron erfaßten Komponenten stets gleichphasig zueinander sind.

3. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Phasendetek toreinrichtung (87) eine Einrichtung zum Multiplizieren der Ausgangssignale (V_1a, V_1b) der ersten und der dritten Syn chrondetektoreinrichtung (22, 81) und die zweite Phasende tektoreinrichtung (88) eine Einrichtung zum Multiplizieren der Ausgangssignale (V_2a, V_2b) der zweiten und der vierten Synchrondetektoreinrichtung (23, 82) ist.

4. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (83, 95, 97) zum Invertieren der Polarität des Ausgangssignals der dritten Synchrondetektoreinrichtung (81) entsprechend der Polarität des Ausgangssignals der ersten Synchrondetek toreinrichtung (22) und eine Einrichtung (84, 96, 98) zum Invertieren der Polarität des Ausgangssignals der vierten Synchrondetektoreinrichtung (82) entsprechend der Polarität des Ausgangssignals der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (23) vorgesehen sind.

5. Faseroptischer Kreisel nach einem der Ansprüche 2 bis 4, gekennzeichnet durch
eine erste Bereichsdetektoreinrichtung (66, 68), um festzustellen, ob eine Phasendifferenz zwischen den beiden Lichtwellen abhängig von einer Eingangswinkelgeschwindig keit, mit der der ringförmige Lichtweg (16) in Umfangsrich tung beaufschlagt wird, im Bereich von ±π/4 um ±mπ liegt (wobei m=0, 1, 2, . . .);
eine zweite Bereichsdetektoreinrichtung (67, 69), um festzustellen, ob die Phasendifferenz zwischen den beiden Lichtwellen im Bereich von ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 liegt (wobei m=0, 1, 2, . . .); und
eine Einrichtung (70, 94), die auf das Ausgangssignal der ersten Bereichsdetektoreinrichtung anspricht, um das Ausgangssignal der zweiten Phasendetektoreinrichtung (88) der Steuereinrichtung zuzuführen und die auf das Ausgangs signal der zweiten Bereichsdetektoreinrichtung anspricht, um das Ausgangssignal der ersten Phasendetektoreinrichtung (87) der Steuereinrichtung zuzuführen.