DE3844745C2

DE3844745C2 -

Info

Publication number: DE3844745C2
Application number: DE3844745A
Authority: DE
Inventors: Kenichi Tokio/Tokyo Jp Okada
Original assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Current assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Priority date: 1987-09-02
Filing date: 1988-09-01
Publication date: 1992-11-26
Anticipated expiration: 2008-09-02
Also published as: FR2618545A1; US4883358A; DE3829731A1; FR2618545B1; DE3829731C2

Description

Die Erfindung betrifft einen faseroptischen Kreisel, wie er z. B. aus der DE 30 40 514 A1 entnehmbar ist.

Fig. 1 stellt einen bekannten faseroptischen Kreisel (JP-OS 62-9 214) dar. Aus einer Lichtquelle 11 emittiertes Licht 18 wird über einen optischen Koppler/Verteiler 12 und einen Polarisator 13 zu einem optischen Koppler/Verteiler 14 geleitet, durch den es in Lichtwellen 19 und 20 aufgespalten wird, die sich in entgegengesetzten Richtungen durch einen ringförmigen Lichtweg 16 fortpflanzen, der wenigstens eine Schleife dar stellt. Zwischen dem optischen Koppler/Verteiler 14 und dem Lichtweg 16 ist ein Phasenmodulator 15 in Kaskade geschal tet. Das Ausgangsmaterial eines Oszillators 27 wird über eine Phasenmodulatortreiberschaltung 28 an den Phasenmodulator 15 geliefert, durch den die Lichtwellen 19 und 20 phasenmoduliert werden. Die Lichtwellen 19 und 20, die durch den Lichtweg 16 hindurchgetreten sind, werden über den optischen Koppler/Verteiler 12 als Interferenz licht 21 einem Fotodetektor 17 zugeführt. Die Intensität I₀ des Interferenzlichtes 21 ist in diesem Beispiel gegeben durch die folgende Gleichung (1):

In dieser Gleichung bedeuten C eine Konstante, Jn (x) die nte Ordnung einer Besselfunktion der ersten Art, x ist 2Asinπf_mτ, wobei A die Amplitude des lichtphasenmodulierten Signals und τ die Zeitdauer für die Fortpflanzung der Licht wellen durch den Lichtleiter 16 ist, ω ist die Treiberfre quenz des Phasenmodulators 15 (wobei ω=2πf_m), ΔΦ ist die Phasendifferenz zwischen den Lichtwellen, die durch den Lichtweg 16 in entgegengesetzten Richtungen hindurchgetre ten sind (wobei ΔΦ=4πRLΩ/(cλ), R ist der Radius des Lichtweges 16, L die Länge des Lichtweges 16, c die Licht geschwindigkeit, λ die Wellenlänge des Lichtes und Ω die auf den Lichtweg 16 in Umfangsrichtung ausgeübte Winkelge schwindigkeit, und R ist die Phasendifferenz zwischen der dem Phasenmodulator 15 zugeführten Treiberspannung V_pm (V_pm =Asinωt) und dem phasenmodulierten Licht.

Wie aus Gleichung (1) hervorgeht, enthält die Intensität I₀ des Interferenzlichtes 21 einen zu cosΔΦ und zu sinΔΦ pro portionalen Term. Da die Empfindlichkeit der Interferenz lichterfassung zunimmt, wenn die Phasendifferenz ΔΦ inner halb eines Bereiches von annähernd ±π/4 um jeweils ±mπ liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., wird die zu sinΔΦ proportio nale Komponente im Ausgangssignal des Fotodetektors 16 durch einen Synchrondetektor 22 erfaßt. Wird im Synchron detektor 22 ein Bezugssignal V_r1a wie folgt gesetzt:

wobei R_f die Phasendifferenz zwischen der an den Phasen modulator 15 angelegten Treiberspannung, V_pm=Asinωt, und dem phasenmodulierten Licht bedeutet, dann wird das Aus gangssignal V_1a des Synchrondetektors 22 zu

V_1a = K₁J₁ (x) sinΔΦcos(R-R_f) (3)

wobei K₁ eine Konstante bedeutet. Da außerdem die Interfe renzerfassungsempfindlichkeit zunimmt, wenn die Phasendif ferenz ΔΦ innerhalb eines Bereiches von annähernd ±π/4 um jeweils ±(2m+1) · π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., wird die zu cos ΔΦ proportionale Komponente im Ausgangssignal des Foto detektors 17 durch einen Synchrondetektor 23 erfaßt. Wird im Synchrondetektor 23 ein Bezugssignal V_r2a wie folgt ge setzt:

dann wird das Ausgangssignal V_2a des Synchrondetektors 23 zu:

V_2a = K₂J₂ (x) cosΔΦcos2(R-R_f) (5)

wobei K₂ eine Konstante bedeutet. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 22 und 23 werden Tiefpaßfiltern 24 bzw. 25 zugeführt, deren Ausgangssignale V_1a bzw. V_2a wiederum an Anschlüsse 29 bzw. 30 geliefert werden. Das Ausgangs signal des Oszillators 27 wird dem Synchrondetektor 23 als Bezugssignal V_r2a zugeführt und gleichzeitig über eine Lo gikschaltung 26 als Bezugssignal V_r1a dem Synchron detektor 22.

Um den dynamischen Bereich des faseroptischen Kreisels zu vergrößern, wird das Synchrondetektorausgangssignal V_1a oder V_2a als Ausgangssignal V₀ abgeleitet, je nachdem, ob die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von ±π/4 um ±mπ oder um ±(2m+1)π/2 liegt, wobei m=0, 1, 2, . . ., und es wird die Anzahl der Schaltvorgänge zwischen den Synchrondetektoraus gangssignalen V_1a und V_2a gemessen, wodurch gemäß der fol genden Gleichung (6) die Winkelgeschwindigkeitsinformation Ω₁ erhalten wird:

wobei K[rad/v] die Konversionsverstärkung bedeutet. Das heißt, bei der Darstellung nach Fig. 2 wird die zu sinΔΦ (Signal 72 in Fig. 3) proportionale Komponente und die zu cosΔΦ (Signal 73 in Fig. 3) proportionale Komponente dem Anschluß 29 bzw. 30 zugeführt. Das zu sinΔΦ proportionale Signal und das zu cosΔΦ proportionale Signal werden in einem Schalter 61 durch ein Ausgangssignal D geschaltet, das von dem der Anschlüsse eines Zweirichtungszählers 70 gelie fert wird, der mit 2⁰ gewichtet ist. Die Polarität des Aus gangssignals des Schalters 61 wird in einem Schalter 62 um gekehrt durch ein Ausgangssignal E, das von dem der An schlüsse des Zweirichtungszählers 70 geliefert wird, der mit 2¹ gewichtet ist. Das in der Polarität invertierte Aus gangssignal wird über einen Linearisierer 64 einem Kreisel ausgangsanschluß 65 zugeführt. Das Ausgangssignal des Schalters 62 wird außerdem einem nichtinvertierenden Ein gangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß von Vergleichern 66 bzw, 67 zugeführt, in denen es mit Bezugs spannungen +V_r und -V_r der Bezugsspannungsquellen 68 und 69 verglichen wird. Die Ausgangssignale der Vergleicher 66 bzw. 67 werden den Aufwärts- bzw. Abwärts-Anschlüs sen UP bzw. DOWN des Zweirichtungszählers 70 zugeführt, in dem sie aufwärts bzw, abwärts gezählt werden. Das Augangs signal D am Ausgangsanschluß des Zweirichtungszählers 70, der mit 2⁰ gewichtet ist, wird als Schaltsteuersignal dem Schalter 61 und das Ausgangssignal E am Ausgangsanschluß, der mit 2¹ gewichtet ist, als Schaltsteuersignal dem Schal ter 62 zugeführt. Die Schalter 61 und 62 liegen an einem Anschluß NC im Ausgangszustand (in dem das Schaltsteuer signal eine logische "0" darstellt) und schalten zum Anschluß NO, wenn das Schaltsteuersignal eine logische "1" dar stellt. Der Zählwert des Zweirichtungszählers 70 kann von einem Anschluß 71 abgenommen werden.

Wie beschrieben, ändert sich das Ausgangssignal am Anschluß 29 proportional zu sinΔΦ, wie dies durch die Kurve 72 in Reihe A von Fig. 3 dargestellt ist, während sich das Aus gangssignal am Anschluß 30 proportional zu cosΔΦ ändert, wie dies die Kurve 73 in Reihe A von Fig. 3 veranschau licht. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich zwischen ±π/4 liegt, befinden sich die Schalter 61 und 62 jeweils in dem in Fig. 2 dargestellten Zustand und das vom Anschluß 29 ge lieferte Ausgangssignal, das zu sinΔΦ proportional ist, wird durch den Linearisierer 64 linearisiert und danach zum Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert. Wenn das Eingangs signal des Vergleichers 66, das heißt das vom Schalter 62 ge lieferte Ausgangssignal die Bezugsspannung V_r überschrei tet, werden die in Reihe B von Fig. 3 dargestellten Impulse erzeugt. Die Impulse werden durch den Zweirichtungszähler 70 additiv gezählt.

Wenn andererseits das Ausgangssignal des Schalters 62 die Bezugsspannung -V_r in negativer Richtung überschreitet, werden die in Reihe C von Fig. 3 dargestellten Impulse er zeugt und durch den Zweirichtungszähler 70 subtraktiv ge zählt. Das Ausgangssignal D des Zweirichtungszählers 70, das 2⁰ gewichtet ist, verändert sich wie in Reihe D von Fig. 3 dargestellt, und das Ausgangssignal E, das 2¹ gewich tet ist, verändert sich wie in Reihe E von Fig. 3 gezeigt. Wenn das 2⁰-gewichtete Ausgangssignal D des Zweirichtungs zählers 70 einen hohen Pegel (logische "1") aufweist, wird der Schalter 61 umgeschaltet und das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, wird linearisiert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 ge liefert. Umgekehrt erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Schalters 62 in negativer Richtung größer wird als die Be zugsspannung -V_r, der Vergleicher 67 Impulse, die durch den Zweirichtungszähler 70 substraktiv gezählt werden. Als Folge hiervon nimmt das 2⁰-gewichtete Ausgangssignal D einen hohen Pegel ein, durch den der Schalter 61 betätigt wird und wie im obigen Fall wird das Signal am Anschluß 30, das heißt das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal, lineari siert und dann an den Kreiselausgangsanschluß 65 geliefert.

Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im absoluten Wert zunimmt und das zu cosΔΦ proportionale Ausgangssignal die Bezugsspan nung +V_r bzw. -V_r im absoluten Wert überschreitet, werden von den Vergleichern 66 und 67 Impulse erzeugt und durch den Zweirichtungszähler additiv bzw. subtraktiv gezählt. Der Schalter 61 wird in seine Ausgangsposition zurückver setzt und das Signal 29, das heißt das zu sinΔΦ proportio nale Ausgangssignal, wird linearisiert und an den Kreisel ausgangsanschluß 65 geliefert. Gleichzeitig wird ein Si gnal-Polaritätumkehr-Befehl (ein Schaltsteuersignal) durch das 2¹-gewichtete Ausgangssignal E des Zweirichtungszählers 70 geliefert, so daß die zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Ausgangssignale bezüglich der Phasendifferenz ΔΦ positiv werden, und der Schalter 62 wird mit dem Inverter 63 verbun den. Sind die Ausgangsspannungen des Schalters 62, die pro portional zu sinΔΦ und cosΔΦ sind, wenn die Phasendifferenz ΔΦ gleich π/4 ist, geringfügig niedriger eingestellt als die Bezugsspannungen +V_r und -V_r im absoluten Wert, dann kann am Ausgangsanschluß 65 ein sägezahnförmiges Ausgangs signal erhalten werden, wie dies in der Reihe G von Fig. 3 dargestellt ist und es kann im Schaltvorgang zwischen den zu sinΔΦ und cosΔΦ proportionalen Signalen eine Hysterese eingeführt werden, die einen stabilen Betrieb gewährlei stet. Auf diese Weise wird, wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±mπ liegt, die sinΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert und wenn die Phasen differenz im Bereich von etwa ±π/4 um ±(2m+1)π/2 liegt, die cosΔΦ-Komponente als Kreiselausgangssignal geliefert, wo durch über den gesamten Bereich ein Ausgangssignal mit einem hohen Ausmaß an Linearität erhalten werden kann.

Aus diesem Ausgangssignal kann die Winkelgeschwindigkeit unter Verwendung von Gleichung (6) erhalten werden. In Gleichung (6) bedeutet V₀ die Spannung am Kreiselausgangs anschluß 65 und m die Differenz zwischen der Gesamtzahl von den durch den Zweirichtungszähler 70 addierten und substra hierten Impulsen, das heißt den Zählwert des Zweirichtungs zählers 70, der vom Anschluß 71 abgenommen wird.

Für eine geeignete Extraktion der sinΔΦ- und cosΔΦ-Komponen ten aus dem fotoelektrischen Konversionsausgangssignal des Fotodetektors 17 ist es erforderlich, daß das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem Synchrondetektor im wesentlichen gleichphasig sind.

Die Phasendifferenz R zwischen der Treiberspannung V_pm, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird und der Grundfre quenzkomponente des Interferenzlichtes - die Phasendiffe renz bei den höherfrequenten Komponenten nimmt einen Wert ein, der bezüglich dem in Gleichung (1) angegebenen Wert um die Ordnung der Harmonischen multipliziert ist - ändert sich jedoch mit den Umgebungsbedingungen, insbesondere mit der Temperatur, der der Phasenmodulator 15 ausgesetzt ist. Da der Phasenmodulator 15 zum Beispiel durch Wickeln einer optischen Faser um einen zylindrischen elektrostriktiven Vibrator hergestellt ist, ist dessen Eingangs/Ausgangs-Pha sencharakteristik wesentlich Schwankungen in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen unterworfen. Wenn darüber hinaus der Arbeitspunkt des Phasenmodulators auf dessen Reso nanzpunkt eingestellt ist, ändert sich die Eingangs/Aus gangs-Phasencharakteristik wesentlich mit den Umgebungsbe dingungen. Im übrigen wird gewöhnlich der Arbeitspunkt des Phasenmodulators 15 auf seinen Resonanzpunkt gestellt. Des halb sind das zu erfassende Signal und das Bezugssignal in jedem der Synchrondetektoren 22 und 23 nicht miteinander in Phase, so daß Änderungen im Maßstabsfaktor der Ausgangssi gnale V_1a und V_2a auftreten, wie dies aus den Gleichungen (3) und (5) ersichtlich ist. Dies ist nichts anderes als eine Änderung im Kreiselausgangssignal V₀ mit der Folge eines Fehlers in der Messung der Winkelgeschwindigkeit durch den faseroptischen Kreisel, dessen Eingabebereich vergrö ßert werden soll, wie dies aus Gleichung (6) ersichtlich ist.

Es ist bereits das folgende Verfahren angewandt worden, um den Maßstabsfaktor (Übertragungsverhältnis) zu stabilisie ren. Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm einer Maßstabsfaktor- Stabilisierungsschaltung dar, durch die die Amplitude K₁J₁ (x) des Ausgangsignals V_1a in Gleichung (3) konstant ge halten wird. Das Ausgangssignal des Fotodetektors 17 wird Synchrondetektoren 31 und 32 zugeführt, in denen jeweils eine synchrone Erfassung bei einer phasenmodulierenden Fre quenz f₀ bzw. einer Frequenz 2f₀, die zweimal höher als die erstere liegt, ausgeführt wird. Die Ausgangssignale der Synchrondetektoren 31 und 32 werden durch Quadrierschaltun gen 33 bzw. 34 quadriert und ihre quadrierten Ausgangs signale V₁² und V₂² durch einen Addierer 35 zusammengezählt, dessen Ausgangsspannung V sich wie folgt darstellt:

V = V₁² + V₂² = (K₁ · P₀ · J₁ (x))² · sin²ΔΦ + (K₂ · P₀ · J₂ (x))² · cos²ΔΦ (7)

wobei K₁ und K₂ Konstanten sind (wie ein Verstärkungsfak tor, eine fotoelektrische Konversionsstärkung, eine Syn chrondetektorverstärkung, etc.). Wird die Gesamtverstärkung so eingestellt, daß K₁ · P₀ · J₁ (x)=K₂ · P₀ · J₂ (x), dann wird mit der Annahme, daß die Amplitude in diesem Fall durch K repräsentiert wird, die Ausgangsspannung V von Gleichung (7) zu:

V = K² · (sin²ΔΦ + cos²ΔΦ) = K² (8)

Der Ausgangswert oder der Bezugswert der Ausgangsspannung V sei durch K_R² repräsentiert. Durch Erfassung des Unter schieds zwischen dem Bezugswert K_R² eines Bezugspegelgene rators 36 und der Ausgangsspannung V mittels eines Diffe rentialverstärkers 37 und Gegenkoppeln der Differenz zu einer Lichtleistungssteuerschaltung 39 über einen Integrator 38 kann die Amplitude der Ausgangsspannung V₁ selbst dann konstant gehalten werden, wenn die Lichtleistung der Licht quelle, die optischen Übertragungsverluste und der polari sierte Zustand des Lichtes variieren.

Dies wird nun im einzelnen beschrieben. Wenn die beim Foto detektor 17 ankommende maximale Lichtleistung P₀ aus ir gendeinem Grund reduziert wird und die Spannung V unter den Bezugswert K_R² des Bezugssignalgenerators 36 fällt, erzeugt der Differentialverstärker 37 ein positives Signal. Durch Setzen des Systems mit diesem positiven Signal in der Weise, daß die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung zunimmt, läßt sich die maximale Lichtleistung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, vergrößern. Andererseits erzeugt der Differentialverstärker 37 ein negatives Signal, wenn die maximale Lichtleistung P₀ aus irgendeinem Grund zu nimmt, und die Spannung V den Bezugswert K_R² überschreitet, wodurch die von der Lichtquelle 11 emittierte Lichtleistung verringert wird. Als Ergebnis wird die maximale Lichtlei stung P₀, die den Fotodetektor 17 erreicht, abgeschwächt. Auf diese Weise kann die Spannung V stets auf dem Bezugs wert K_R² gehalten werden. Mit anderen Worten kann die Am plitude des Ausgangssignals V¹ konstant gehalten werden.

Die Amplitude des Ausgangssignals V₁ kann in ähnlicher Weise auch dadurch konstant gehalten werden, daß in der auf den Fotodetektor 17 folgenden Stufe eine Verstärkungssteuer schaltung vorgesehen wird, deren Verstärkungsgrad durch ein externes Signal variiert werden kann und durch eine ne gative Rückkopplung zum Ausgang des Integrators 38.

Bei der bekannten Maßstabsfaktorstabilisierschaltung ist es zur Gewährleistung einer Stabilisierung des Maßstabsfaktors erforderlich, daß x, das eine Variable der Besselfunktionen der ersten Art J₁ (x) und J₂ (x) darstellt, in hohem Maße sta bil ist. Selbst wenn ein Verfahren zum Stabilisieren des Wertes x angewandt wird, kann ein Steuerfehler auftreten und der Wert x, wenn auch nur geringfügig, variieren. Nor malerweise wird der Wert x auf 1,84 eingestellt, bei dem das Ausgangssignal V₁ mit maximaler Empfindlichkeit erfaßt wird. Mit x=1,84 ist J₁ (x) stabil, unabhängig von einer Änderung im Wert x, aber J₂ (x), welches einen Koeffizienten des Ausgangssignals V₂ darstellt, ist nicht stabil und ver ändert sich mit einer Änderung im Wert x, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn der Wert x einer solchen Änderung unterworfen wird, gilt K₁ · P₀ · J₁ (x)≠K₂ · P₀ · J₂ (x) und Gleichung (8) ist nicht mehr erfüllt. Mit anderen Worten wird die Maßstabsfaktorstabilisierungsschaltung nicht nor mal arbeiten und der Maßstabsfaktor als Eingangs/Ausgangs- Charakteristik des faseroptischen Kreisels kann nicht mehr in hohem Maße stabil gehalten werden.

Gemäß Fig. 4 werden von einem Bezugssignalgenerator 41 Be zugssignale der Frequenzen f₀, 3f₀ und 2f₀ zu Synchronde tektoren 31, 42 bzw. 32 geliefert, die Signale V₁, V₃ bzw. V₂ erzeugen. Da die Signale V₁ und V₃ abhängig von positi ven und negativen Eingangswinkelgeschwindigkeiten, mit de nen der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, sowohl positive als auch negative Spannung annehmen können, werden sie durch Absolutwertschaltungen 43 und 44 in absolute Werte umgewan delt. Die Absolutwertschaltungen 43 und 44 können durch Quadrierschaltungen ersetzt werden. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 43 wird einem Plus(+)-Eingang eines Differentialverstärkers 45 und das Ausgangssignal der Abso lutwertschaltung 44 einem Minus(-)-Eingang des Differen tialverstärkers 45 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 45 wird über einen Integrator 46 an die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 geliefert. Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 weist eine Anordnung auf, bei der die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird, durch ein positives bzw. ein negatives Signal vom Differentialverstärker 45 vergrößert bzw. verringert wird. Auf diese Weise wird eine automatische Steuerschleife vor gesehen.

Wenn das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 45 bei einer solchen Anordnung 0 ist, das heißt, wenn V₁=V₃ (es sei angenommen, daß in diesem Fall die Konstanten K₁ und K₃ so eingestellt worden sind, daß sie einander gleich sind), dann wird die an dem Phasenmodulator 15 angelegte Spannung durch die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 so einge stellt, daß die Besselfunktionen der ersten Art J₁ (x) und J₃ (x) denselben Wert einnehmen, das heißt etwa 3,05 in den Termen des Wertes x an der Stelle A in Fig. 5.

Unter der Annahme, daß die Amplitude A des phasenmodulie renden Signals zunimmt und demzufolge der Wert x ansteigt, nimmt die Besselfunktion J₁ (x) ab, J₃ (x) nimmt jedoch zu, wie dies in Fig. 5 an der Stelle A dargestellt ist. Als Folge hiervon liefert der Differentialverstärker 45 an den Integrator 46 ein negatives Signal, das Ausgangssignal des Integrators nimmt ab und die Phasenmodulatortreiberschal tung 28 verringert die Spannung eines dem Phasenmodulator 15 zuzuführenden Treibersignals entsprechend, so daß eine Abnahme im Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Si gnals bewirkt wird.

Andererseits nimmt die Besselfunktion der ersten Ordnung J₁ (x) zu, die der dritten Ordnung J₃ (x) jedoch ab, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist, wenn die Amplitude A des phasen modulierenden Signals abnimmt und sich der Wert x entspre chend verringert. Als Folge hiervon führt der Differential verstärker 45 dem Integrator 46 ein positives Signal zu. Der Integrator 46 vergrößert sein Ausgangssignal und die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 vergrößert die Spannung des dem Phasenmodulator zuzuführenden Treibersignals ent sprechend, so daß der Wert der Amplitude A des phasenmodu lierenden Signals zunimmt.

Auf diese Weise können der Wert x und demzufolge die Emp findlichkeit des Kreiselausgangssignals zu allen Zeiten konstant gehalten werden, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch die Umgebungsbedingungen oder äußere Kräfte, die auf die Einrichtung ausgeübt wer den, verändert wird. Der zwischen dem Differentialverstär ker 45 und der Phasenmodulatortreiberschaltung 28 angeord nete Integrator 46 dient dazu, eine Restabweichung des Dif ferentialverstärkers im Proportionalbetrieb zu eliminieren und damit den Wert x zu allen Zeiten auf einem Zielwert (x=3,05) zu halten.

Wie erwähnt, verwendet die bekannte Schaltung die Ausgangs signale V₁ und V₃ der Synchrondetektoren 31 und 42 als Steuersignale zur Stabilisierung der Phasenmodulation. Die Ausgangssignale V₁ und V₃ lassen sich durch die folgenden Gleichungen ausdrücken:

V₁ = K₁ · P₀ · J₁ (x) sinΔΦ (9)
V₃ = K₃ · P₀ · J₃ (x) sinΔΦ (10)

Die Ausgangssignale V₁ und V₃ sind zu sinΔΦ proportional. Wenn deshalb die Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder extrem klein ist, werden die Ausgangssignale zu Null oder extrem klein und machen eine Steuerung zur Stabilisierung der Phasenmodulation unmöglich. In diesem Fall ist der In tegrator 46 positiv oder negativ gesättigt und die Ampli tude des phasenmodulierenden Signals wird zu einem Maximum oder zu einem Minimum. In einem solchen Zustand kann der Kreisel nicht auf ein Hochgeschwindigkeitseingangssignal ansprechen, und deshalb kann nicht erwartet werden, die nor male Arbeitsweise zur Stabilisierung der Phasenmodulation und des Maßstabsfaktors auszuführen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen faseroptischen Kreisel zu schaffen, der den Maßstabsfaktor und die Eingangs/Ausgangs-Charakte ristik in hohem Maße stabil hält.

Die Erfindung ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 3 ge kennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 11 Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten faseroptischen Kreisels;

Fig. 2 ein Blockdiagramm, das den prinzipiellen Teil des faseroptischen Kreisels in einem vergrößerten Meß bereich darstellt;

Fig. 3 eine Reihe von Wellenformen, die an entsprechenden Teilen des in Fig. 2 dargestellten Kreisels auftre ten zur Erläuterung der Arbeitsweise;

Fig. 4 ein Blockdiagramm, das einen faseropti schen Kreisel darstellt, der eine Phasenmodulations stabilisierungsschaltung enthält;

Fig. 5 eine grafische Darstellung, die Besselfunktionen der ersten Art darstellen;

Fig. 6 ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 7 eine grafische Darstellung, die die V_d-X-Kennlinie darstelt;

Fig. 8 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar stellt;

Fig. 9 ein Blockdiagramm, das einen Teil einer modifizier ten Form des in Fig. 8 teilweise dargestellten faseroptischen Kreisels darstellt;

Fig. 10 ein Blockdiagramm, das einen Teil einer weiteren modifizierten Form des in Fig. 8 teilweise dargestellten fa seroptischen Kreisels darstellt;

Fig. 11 eine grafische Darstellung, die die V_d1-X-Kennlinie zeigt.

Fig. 6 stellt eine Ausführungsform dieser Erfindung dar, in der Teile, die denen von Fig. 4 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen tragen. In Fig. 6 werden Synchrondetektoren 32 bzw. 47 mit Bezugssignalen der Frequenzen 2f₀ und 4f₀ aus dem Bezugssignalgenerator 41 beliefert und erzeugen Si gnale V₂ bzw. V₄. Die Signale V₂ und V₄ lassen sich wie folgt ausdrücken:

V₂ = K₂ · P₀ · J₂ (x) cosΔΦ (11)
V₄ = K₄ · P₀ · J₄ (x) cosΔΦ (12)

In einem Teiler 48 wird das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt, um

zu erhalten. Durch Steuern des Verstärkungsgrades der Syn chrondetektoren in der Weise, daß K₂=K₄, folgt

Dies legt zwischen den Besselfunktionen J₂ (x) und J₄ (x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige feste Beziehung fest. Fig. 7 ist eine grafische Darstellung, die die Beziehung von V_d=J₄ (x)/J₂ (x) in Abhängigkeit von dem Wert x zeigt. Der Wert V_d beim Arbeitspunkt (x=3,05) be trägt etwa 0,285. Durch Einstellen des Bezugswertes eines Bezugspegelgenerators 49 auf 0,285, Vergleichen des Bezugs wertes und V_d in einem Differentialverstärker 51, negatives Rückkoppeln der Differenz zur Phasenmodulatortreiberschal tung 28 über einen Integrator 52 und Steuern der Spannung des Signals, die vom Oszillator 27 an den Phasenmodulator 15 geliefert wird, kann der Wert von V_d stets auf 0,285 eingestellt werden. Mit anderen Worten kann der Wert x auf 3,05 gehalten werden.

Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 ist so ausgebildet, daß die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die an den Phasenmodulator 15 angelegt wird, durch ein positives bzw. ein negatives Signal des Differentialverstärkers 51 angehoben bzw. abgesenkt wird; auf diese Weise wird eine automatische Steuerschaltung gebildet. Wenn nun die Ampli tude A des phasenmodulierenden Signals aus irgendeinem Grund zunimmt und demzufolge auch der Wert x, dann vergrö ßert sich, wie dies aus Fig. 7 ersichtlich ist, der Wert von V_d. Als Folge hiervon führt der Differentialverstärker 51 dem Integrator 52 das negative Signal zu und veranlaßt dessen Ausgangssignal abzunehmen. Demgemäß verringert die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die Spannung des Si gnals, das dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird und ver ringert so die Amplitude A des phasenmodulierten Signals. Falls andererseits die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals abnimmt und der Wert x ebenfalls entsprechend ab nimmt, verringert sich der Wert von V_d, wie dies aus Fig. 7 ersichtlich ist. Als Folge hiervon führt der Differential verstärker 51 dem Integrator 52 das positive Signal zu, durch das dessen Ausgangssignal zunimmt, und die Phasenmodu latortreiberschaltung 28 vergrößert die Spannung des Si gnals, das an den Phasenmodulator 15 geliefert wird, so daß die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals zunimmt.

Bei einer solchen Anordnung kann, selbst wenn die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals durch äußere Bedingungen (wie Temperatur, Vibrationen, Stöße, etc.) verändert wird, der Wert x zu allen Zeiten konstant gehalten werden. Damit kann auch die Empfindlichkeit des Kreiselausgangssignals auf einem konstanten Wert gehalten werden. Obgleich bei dieser Ausführungsform das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt wird, kann das Signal V₂ auch durch das Signal V₄ geteilt werden. In einem solchen Fall ist der Wert von V_d beim Arbeitspunkt (x=3,05) angenähert 3,5. Demgemäß muß der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 lediglich auf 3,5 eingestellt werden.

Der beschriebene faseroptische Kreisel ist für eine stabile Phasenmodulation geeignet. Wie aus den Gleichungen (11) und (12) entnommen werden kann, sind die Steuersignale V₂ und V₄, die in der in Fig. 6 dargestellten Phasenmodulations stabilisierungsschaltung benutzt werden, ausreichend groß, selbst wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit Null oder ex trem klein ist, so daß die Steuersignale normale Betriebs weisen zur Stabilisierung der Phasenmodulation und zur Sta bilisierung des erwähnten Maßstabsfaktors gewährleisten.

Die Signale V₂ und V₄ verkleinern sich, wenn die Eingangs winkelgeschwindigkeit zunimmt, aber selbst wenn die Sagnac- Phasendifferenz ΔΦ 60° beträgt, haben sie noch eine Größe von 50% und können in ausreichender Weise benutzt werden, zur Steuerung für die Stabilisierung der Phasenmodulation.

Übrigens ist für den Fall, daß die Lichtquelle 11 eine Wel lenlänge λ von 0,83 µm aufweist und der Lichtweg einen Ra dius von 0,02 m und eine Länge von 200 m hat, die maximale Eingangswinkelgeschwindigkeit Ω bei der Sagnac-Phasendiffe renz ΔΦ annähernd 300° pro Sekunde, welches ein ausreichend praktischer Wert ist.

Obgleich, wie beschrieben, V_d=J₄ (x)/J₂ (x) am Arbeitspunkt für die Phasenmodulation etwa den Wert 0,285 hat, und die ser Wert als Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 einge stellt wird, ist es auch möglich, V_d=K_d=J₄ (x)/J₂ (x)+B zu setzen, wobei K_d und B willkürliche Werte sind und den Wert von V_d am Arbeitspunkt (x=3,05) als Bezugswert zu benutzen. Wenn zum Beispiel K_d und B auf 10 bzw. 0 einge stellt werden, dann wird der Wert von V_d am Arbeitspunkt (x=3,05) etwa 2,85, auf den der Bezugswert des Bezugspegel generators 49 eingestellt wird.

Bei der Schaltung nach Fig. 6 wird das vom Fotodetektor 17 gelieferte Ausgangssignal synchron erfaßt durch die dritte Harmonische 3f₀ der phasenmodulierenden Frequenz f₀ im Syn chrondetektor 42 und das erfaßte Ausgangssignal V₃ einem Verstärker 53 zugeführt, in dem es K_m mal verstärkt wird. Das verstärkte Ausgangssignal V₃ wird an einen Addierer 54 geliefert, in dem es zum Ausgangssignal V₁ des Synchronde tektors 31 addiert wird, daß das Fotodetektorausgangssignal durch die phasenmodulierende Frequenz f₀ synchron erfaßt hat. Das Ausgangssignal V₀ des Addierers 54 ist gegeben durch die folgende Gleichung:

V₀ = K₁ · P₀ · J₁ (x) · sinΔΦ + K_m · K₃ · P₀ · J₃ (x) · sinΔΦ (14)

wobei K₁ und K₃ Konstanten bedeuten (wie den Verstärkungs grad des jeweiligen Synchrondetektors, die fotoelektrische Umwandlungsverstärkung). Durch Einstellen der Verstärkungs grade und durch Setzen von K₁=K₃=K₀ wird Gleichung (14) zu

V₀ = K₀ · P₀ · (J₁ (x) + K_m · J₃ (x)) · sinΔΦ (15)

Durch Setzen von K_m=2,2 wird (J₁(x)+K_m · J₃(x)) zu einem Maximum an der Stelle, an der x im wesentlichen gleich 3,05 ist, und ist in seiner Nachbarschaft stabil, wie dies Fig. 5 erkennen läßt. An der Stelle x=3,05 hat die Besselfunk tion J₂ (x) ebenfalls ein Maximum und ist im Hinblick auf x stabil. Wenn in Gleichung (7) V₀ anstelle von V₁ benutzt wird und ein Steuerfehler in der Schaltung zum Stabilhalten des Wertes x auftritt und selbst, wenn der Wert x variiert, sind die Amplituden der Ausgangssignale V₀ und V₁ stets gleich, und die Maßstabsfaktorstabilisierungsschaltung ar beitet normal. Die Spannung V₀ ist im Hinblick auf den Wert x stabil und kann somit als Ausgangssignal des faseropti schen Kreisels benutzt werden.

Bei dieser Ausführungsform wird das sogenannte Ausgangssignal V₀ durch einen Linearisierer 55 linearisiert und dann als das Ausgangssignal V_0UT des faseroptischen Kreisels be nutzt. Das Ausgangssignal V_0UT ist in diesem Fall:

V_0UT = K₁ · P₀ (J₁ (x) + K_mJ₃ (x)) · ΔΦ (16)

Es ist auch möglich, die Vektoren des vom Addierer 54 ge lieferten Ausgangssignals V₀ und des vom Synchrondetektor 32 gelieferten Ausgangssignals V₂ zu addieren, festzustel len, wieviel der absolute Wert der Vektorsumme vom Bezugs wert abweicht und das Ausgangssignal V_0UT in Abhängigkeit von dieser Abweichung numerisch zu korrigieren.

Fig. 8 stellt einen wesentlichen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar, bei der die Teile, die jenen von Fig. 6 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Ausgangs signale der Synchrondetektoren 31, 32, 42 und 47 werden elektrischen Filtern 101, 102, 103 bzw. 104 zugeführt, die Spannungen V1, V2, V3 bzw. V4 liefern.

V₁ = K₁ · J₁ (x) · sinΔΦ
V₂ = K₂ · J₂ (x) · cosΔΦ
V₃ = K₃ · J₃ (x) · sinΔΦ
V₄ = K₄ · J₄ (x) · cosΔΦ

Da die Signale V₁ und V₃ positiv oder negativ werden, je nachdem, ob die Eingangswinkelgeschwindigkeit, mit der der Lichtweg 16 beaufschlagt wird, positiv oder negativ ist, werden sie durch Absolutwertschaltungen 105 und 106 in ab solute Werte umgewandelt. Die Absolutwertschaltungen können auch ersetzt werden durch Schaltungen, die Eingangssignale quadrieren. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 105 wird einem Plus(+)-Eingang eines Differentialverstärkers 107 und das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 106 einem Minus(-)-Eingang des Differentialverstärkers 107 zuge führt.

Die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 ist so aufgebaut, daß die Spannung des Signals der Treiberfrequenz f₀, die dem Phasenmodulator 15 zugeführt wird, durch das positive bzw. negative Signal des Differentialverstärkers 107 ver stärkt bzw. herabgesetzt wird.

Die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung wird durch die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 derart gesteuert, daß, falls das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 107 Null ist, das heißt, falls V₁=V₃ (unter der Annahme, daß die Konstanten K₁ und K₃ so eingestellt worden sind, daß sie einander gleich sind), die Besselfunktionen der er sten Art J₁ (x) und J₃ (x) einander gleich werden, das heißt, daß sie den Punkt A in Fig. 5 erreichen, in dem der Wert x etwa 3,05 beträgt.

Falls nun die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals aus irgendeinem Grund zunimmt und demzufolge auch der Wert x zunimmt, nimmt die Besselfunktion J₁ (x) ab und die Bes selfunktion J₃ (x) zu, wie das an der Stelle A in Fig. 5 dargestellt ist. Als Ergebnis hiervon führt der Differential verstärker 107 einem elektrischen Filter 108 das negative Signal zu. Das Ausgangssignal des elektrischen Filters 108 nimmt ab, so daß die Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die dem Phasenmodulator 15 zuzuführende Spannung herabsetzt und eine Herabsetzung im Wert der Amplitude A des phasenmodu lierenden Signals verursacht.

Nimmt die Amplitude A des phasenmodulierenden Signals ab und der Wert x ebenfalls entsprechend, dann nimmt die Bes selfunktion J₁ (x) der ersten Ordnung zu, und die Bessel funktion J₃ (x) der dritten Ordnung ab, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Als Folge hiervon liefert der Differential verstärker 107 das positive Signal an das elektrische Filter 108. Das Ausgangssignal des elektrischen Filters 108 nimmt zu, so daß sie Phasenmodulatortreiberschaltung 28 die an den Phasenmodulator 15 anzulegende Spannung erhöht und eine Zunahme im Wert der Amplitude A des phasenmodulieren den Signals verursacht.

Bei einer solchen Anordnung können der Wert x zu allen Zei ten konstant gehalten und die Empfindlichkeit des Kreisel ausgangssignals ebenfalls auf einem konstanten Wert gehal ten werden, selbst wenn sich der Wert der Amplitude A des phasenmodulierenden Signals aufgrund von äußeren Bedingun gen (wie Temperatur, Schwingungen, Stößen, etc.) ändert.

Das eine integrierende Funktion aufweisende elektrische Filter 108, welches zwischen dem Differentialverstärker 107 und der Phasenmodulatortreiberschaltung 28 vorgesehen ist, dient dazu, eine Restabweichung des Differentialverstärkers 107 von der Proportionalität zu beseitigen und damit den Wert x zu allen Zeiten auf dem Zielwert (x=3,05) zu halten.

Die Signale V₂ und V₄ werden an den Teiler 48 geliefert, in dem das Signal V₄ durch das Signal V₂ geteilt wird und zwischen den Besselfunktionen J₂ (x) und J₄ (x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige Beziehung hergestellt wird, wie dies durch Gleichung (13) zum Aus druck kommt.

Das Ausgangssignal V_d des Teilers 48 wird dem Minus(-)- Eingang des Differentialverstärkers 51 zugeführt, in dem es mit dem vom Bezugspegelgenerator 49 gelieferten Bezugswert verglichen wird. Die erhaltene Differenz V_e2 wird über das elektrische Filter 108 zur Phasenmodulatortreiberschaltung 28 negativ zurückgekoppelt. Letztere steuert die an den Phasenmodulator 15 angelegte Spannung. Der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 wird auf etwa 0,285 eingestellt, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, wenn der Arbeitspunkt des Phasenmodulators 15 auf x=3,05 eingestellt wird. Die Pha senmodulatortreiberschaltung 28 ist so ausgebildet, daß die an den Phasenmodulator 15 angelegte Signalspannung der Treiberfrequenz f₀ erhöht bzw. verringert wird durch das positive bzw. das negative Signal des Differentialverstär kers 51. Auf diese Weise wird eine automatische Steuer schaltung gebildet.

Mit einer derartigen Anordnung kann der Wert x stets kon stant gehalten werden, selbst wenn die Amplitude A des pha senmodulierenden Signals durch äußere Bedingungen wie Tem peratur, Schwingungen, Stöße, etc. geändert wird. Obgleich bei diesem Ausführungsbeispiel das Signal V₄ durch das Si gnal V₂ geteil wird, kann der gleiche Effekt, wie be schrieben, erzielt werden, indem das Signal V₂ durch das Signal V₄ geteilt wird. In diesem Fall ist der Wert des Ausgangssignals V_d am Arbeitspunkt (x=3,05) etwa 3,5 und der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 49 auf 3,5 einge stellt. Üblicherweise ist das Ausgangssignal des Teilers 48 um das K_d-fache größer als der Wert V_d gemäß Gleichung (13). Deshalb wird der Bezugswert des Bezugspegelgenera tors 49 ebenfalls auf den K_d-fachen Wert eingestellt.

Bei der in Fig. 8 dargestellten Ausführungsform werden das Ausgangsfehlersignal V_e1 des Differentialverstärkers 107 und das Ausgangsfehlersignal V_e2 des Differentialverstär kers 51 durch einen Addierer 109 addiert, dessen Ausgangs signal an das elektrische Filter 108 geliefert wird. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ bei mπ (wobei m=0, 1, 2, . . .,) und benachbart hierzu liegt, wird das Steuersignal (V₁, V₃) Null oder sehr klein, und es kann nicht erwartet werden, daß das System unter Verwendung des Ausgangssignals des Diffe rentialverstärkers 107 normal arbeitet. In diesem Fall weist das Steuersignal (V₂, V₄) jedoch einen ausreichend großen Wert auf, der einen normalen Betrieb der Phasenmodu lationsgradstabilsierungsschaltung zuläßt.

Wenn andererseits die Phasendifferenz ΔΦ bei m/2π (wobei m =0, ±1, ±2, . . . ) und benachbart hierzu liegt, wird das Steuersignal (V₂, V₄) Null oder sehr klein, und es kann nicht erwartet werden, daß das System unter Verwendung des Ausgangssignals des Differentialverstärkers 51 normal ar beitet. In diesem Fall weist jedoch das Steuersignal (V₁, V₃) einen ausreichend großen Wert auf, der einen normalen Betrieb der Phasenmodulationsgradstabilisierungsschaltung ermöglicht.

So kann, selbst wenn der dynamische Bereich vergrößert wird und die Phasendifferenz ΔΦ entsprechend zunimmt, der Pha senmodulationsgrad über den gesamten Bereich stabil gehal ten werden.

Fig. 9 stellt einen Teil einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung dar. Das Fehlersignal V_e1, das vom Differentialverstärker 107 geliefert wird, und das vom Differentialverstärker 51 gelieferte Fehlersignal V_e2 werden wahlweise über einen Schalter 111 dem elektrischen Filter 108 zugeführt. Wenn die Phasendifferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±mπ (wo bei m=0, 1, 2, . . .) liegt, wird der Schalter 111 auf die NC-Seite (normalerweise geschlossene Seite) geschaltet und erlaubt den Durchtritt des vom Differentialverstärker 51 gelieferten Fehlersignals V_e2, während bei einer Phasendif ferenz ΔΦ im Bereich von etwa ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 (wobei m =0, 1, 2, . . .) der Schalter 111 zur NO-Seite (normalerweise geöffneten Seite) geschaltet wird, in der das vom Diffe rentialverstärker 107 gelieferte Fehlersignal V_e1 hindurch gelassen wird. Auf diese Weise kann die Phasenmodulations gradstabilisierungsschaltung über den gesamten Eingabebe reich normal betrieben werden und hierdurch die Stabilisie rung des Phasenmodulationsgrades gewährleistet werden. Der Schalter 111 kann durch das Ausgangssignal D des Zweirich tungszählers 70 in Fig. 2 umgeschaltet werden.

Fig. 10 zeigt eine modifizierte Form des dem Differential verstärker 107 zugeordneten Abschnittes. Die Signale V₁ und V₃ werden einem Teiler 112 zugeführt, in dem das Signal V₁ durch das Signal V₃ geteilt wird. Das Ausgangssignal V_d1 des Teilers 112 stellt sich wie folgt dar:

Setzt man K₁=K₃, dann wird V_d1=J₁ (x)/J₃ (x), wodurch zwischen den Besselfunktionen J₁ (x) und J₃ (x) eine von der Eingangswinkelgeschwindigkeit unabhängige konstante Bezie hung errichtet wird.

Fig. 11 ist eine grafische Darstellung, die die Beziehung von V_d1=J₁ (x)/J₃ (x) in Abhängigkeit vom Wert x zeigt. Der Wert des Ausgangssignals V_d1 ist am Arbeitspunkt (x=3,05) gleich 1.

Es wird der Bezugswert eines Bezugspegelgenerators 113 auf 1 gesetzt, der Bezugswert mit dem Ausgangssignal V_d1 in einem Differentialverstärker 114 verglichen und die so erfaßte Differenz über das elektrische Filter 108 negativ zur Phasenmodulatortreiberschaltung 28 zurückgekoppelt, um hierdurch die Spannung zu ändern, mit der der Phasenmodulator 15 beaufschlagt wird. Auf diese Weise kann das Aus gangssignal V_d1 zu allen Zeiten auf 1 eingestellt werden. Mit anderen Worten kann der Wert x wie bei dem Ausführungs beispiel nach Fig. 8 auf 3,05 gehalten werden. Bei dem Aus führungsbeispiel nach Fig. 11 wird das Signal V₁ durch das Signal V₃ geteilt. Aber selbst wenn das Signal V₃ durch das Signal V₁ geteilt wird, kann die automatische Steuerschleife ähnlich ausgebildet werden. In diesem Fall ist der Wert des Ausgangssignals V_d1 beim Arbeitspunkt (x=3,05) gleich 1, wie in dem obigen Fall, und der Bezugswert des Bezugspegel generators 113 wird auf 1 gesetzt.

Das Ausgangssignal des Teilers 112 wird gewöhnlich um das K_d-fache größer gemacht als der Wert von V_d1. Deshalb wird der Bezugswert des Bezugspegelgenerators 113 auch auf den K_d-fachen Wert eingestellt.

Claims

1. Faseroptischer Kreisel mit
einem ringförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (11-14, die es ermöglicht, daß der ringförmige Lichtweg (16) von einer Lichtwelle (19) im Uhr zeigersinn und von einer weiteren Lichtwelle (20) im Gegen uhrzeigersinn durchlaufen wird;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die Lichtwellen, nachdem sie den ringförmigen Lichtweg (16) durch laufen haben, miteinander zur Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des ringför migen Lichtwegs (16) angeordnet ist, um die beiden Licht wellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Ausgangssignal;
einer ersten und einer dritten Synchrondetektorein richtung (31, 42), durch die benachbarte ungeradzahlige harmonische Komponenten der Modulationsfrequenz der Phasen modulatoreinrichtung (15), die im Ausgangssignal der foto elektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten sind, synchron erfaßt werden;
einer zweiten und einer vierten Synchrondetektorein richtung (32, 47), durch die benachbarte geradzahlige har monische Komponenten der Modulationsfrequenz der Phasenmodulator einrichtung (15), die im Ausgangssignal der foto elektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten sind, synchron erfaßt werden;
einer ersten Phasenmodulatorsteuereinrichtung (107; 112, 113, 114), durch die eine an die Phasenmodulatorein richtung (15) angelegte Spannung derart gesteuert wird, daß die Differenz (V_e1) zwischen den Ausgangssignalen (V₁, V₃) der ersten und der dritten Synchrondetektorein richtung (31, 42) oder zwischen dem Verhältnis (V_d1) der Ausgangssignale (V₃, V₁) der dritten und der ersten Synchrondetektoreinrichtung (42, 31) und einem Bezugssignal aus einem Bezugssignalgenerator (113) zu Null wird; und
einer zweiten Phasenmodulatorsteuereinrichtung (48, 49, 51), durch die die an die Phasenmodulatorein richtung (15) angelegte Spannung derart gesteuert wird, daß das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der zweiten und der vierten Synchrondetektoreinrichtung (32, 47) kon stant wird.

2. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 1, ge kennzeichnet durch eine Schalteinrichtung (111) zum wahlweisen Anlegen der Ausgangssignale (V_e1, V_e2) der ersten und der zweiten Phasenmodulatorsteuereinrichtung (107, 51) abhängig davon, ob die Phasendifferenz zwischen den im Uhrzeigersinn und den im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden Lichtwellen im Bereich von ±π/4 um ±(2m+1) · π/2 oder im Bereich von ±π/4 um ±m · π liegt, wobei jeweils m=0, 1, 2, . . .

3. Faseroptischer Kreisel mit
einem ringförmigen Lichtweg (16) aus wenigstens einer Schleife;
einer Einrichtung (11-14), die es ermöglicht, daß der ringförmige Lichtweg (16) von einer Lichtwelle (19) im Uhr zeigersinn und von einer weiteren Lichtwelle (20) im Gegen uhrzeigersinn durchlaufen wird;
einer Interferenzeinrichtung (14), durch die die Lichtwellen, nachdem sie den ringförmigen Lichtweg (16) durch laufen haben, miteinander zur Interferenz gebracht werden;
einer Phasenmodulatoreinrichtung (15), die zwischen der Interferenzeinrichtung (14) und einem Ende des ringför migen Lichtwegs (16) angeordnet ist, um die beiden Licht wellen in der Phase zu modulieren;
einer fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) zum Erfassen der Intensität des Interferenzlichtes und zum Umwandeln in ein elektrisches Ausgangssignal;
einer ersten, einer zweiten und einer dritten Syn chrondetektoreinrichtung (31, 32, 42), durch die eine erste, eine zweite und eine dritte harmonische Komponente der Modulationsfrequenz der Phasenmodulatoreinrichtung synchron erfaßt werden, die im elektrischen Ausgangssignal der fotoelektrischen Umwandlungseinrichtung (17) enthalten sind;
einer Multipliziereinrichtung (53), durch die das von der dritten Synchrondetektoreinrichtung (42) gelieferte Ausgangssignal (V₃) mit dem Faktor 2,2 multipliziert wird;
einer Addiereinrichtung (54), durch die das Ausgangs signal der Multipliziereinrichtung (53) zum Ausgangssignal (V₁) der ersten Synchrondetektoreinrichtung (31) addiert wird; und;
einer Quadrier-Summier-Einrichtung (33, 34, 35), durch die die Ausgangssignale (V₀, V₂) der Addiereinrich tung (54) und der zweiten Synchrondetektoreinrichtung (32) jeweils quadriert und dann aufsummiert werden; und
einer Rückkopplungseinrichtung (36 bis 39), durch die das Ausgangssignal der Quadrier-Summier-Einrichtung (33, 34, 35) konstant gesteuert wird.

4. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, durch die von den Vektoren des von der Addiereinrichtung (54) gelieferten Ausgangssignals (V₀) und des vom zweiten Synchrondetektor (32) gelieferten Aus gangssignals (V₂), der absolute Wert der Vektorsumme gebil det und das Ausgangssignal (V_0UT) des faseroptischen Krei sels in Abhängigkeit von einer Abweichung zwischen dem ab soluten Wert der Vektorsumme und einem Bezugswert numerisch korrigiert wird.