DE2056670A1

DE2056670A1 - Phasen und amplitudenmodulierter Mo

Info

Publication number: DE2056670A1
Application number: DE19702056670
Authority: DE
Inventors: R G Ragsdale
Original assignee: INT COMMUNICATIONS CORP
Current assignee: INT COMMUNICATIONS CORP
Priority date: 1969-11-18
Filing date: 1970-11-18
Publication date: 1971-05-27
Also published as: US3619503A; DE2056670B2; CH521693A; CA920239A; GB1301337A; SE375897B; FR2074929A5

Description

DIPL-INQ. QÜNTHER EISENFÜHR DIPL.-INQ. DIETER K. 8PI.8ER

PATENTANWALT·

*^iLo«HA««:INTSRNATIOirAL COMMUNICATIONS ...

TILIPON: TILIONAMMI: MÄftOFAT

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UNB. »ICHIN: J 53 WiTiCHICK HAMiUAOJWV

datum: _{13 #} November 1970

INTERNATIONAL COMMUHIOATIONS CORPORATIOIf, eine Gesellschaft nach den Gesetzen des Staates Florida, Miami, Staat Florida (V.St.A.)

Phasen- und amplitudenmodulierter Modem

Die Erfindung befaßt sich »it Übertragungssystemen für digitale Säten, die beispielsweise mit Telefonleitungen, mit zugehörigen Telefonschaltungen u.dgl. arbeiten, wie sie sich zufällig in verschiedenen Kombinationen für die Datenübertragung ergeben.

Die übertragung digitaler Oaten Über Sprechtelefonleitungen sowie sugehörige Telefonochaltungen ist an sich bekannt. Bekannte Mod·« übertragen dl· Information entweder durch Phasenmodulation oder durch Amplitudenmodulation oder durch Phasen- und Amplitudenmodulation eines Trägersignales während mehrerer aufeinanderfolgender Modulations-Perioden.

Derartige bekannte Systeme zeigen jedoch eine Vielfalt von lachteilen, die aie für einen Betrieb bei hohen Bitgeschwindigkeiten ungeeignet machen. Amplitudenmodulatioas-

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Modems arbeiten mit mehreren Amplitudenpegeln, um die während aufeinanderfolgender Modulationsperioden übertragenen Bitwerte zu repräsentieren. Der Amplitudenklirrfaktor von Telefonübertragungsleitungen läßt die Rekonstruktion und Wiedergewinnung der verschiedenen Amplitudenpegel an der Empfängerstation außerordentlich schwierig werden und beschränkt damit die im Betrieb zulässige Bitfrequenz auf relativ kleine Werte. Für hohe Bitgeschwindigkeiten geeignete Phasenmodulationsmodem arbeiten deshalb unzuverlässig, v/eil die Telefonübertragungsleitungen inhärente Phasenverzerrungen mit sich bringen. Die relativ große Anzahl von nahe beieinanderliegenden Phasenpegeln, die bei hohen Bitfrequenzen verwandt werden, erfordern einen Auflösungsgrad, der jenseits der bislang bekannten Möglichkeiten von Demodulatoranlagen liegt.

Mit kombinierter Amplituden- und Phasenmodulation arbeitende Modem stellen anscheinend eine günstige Alternative dar, da der Betrieb bei hohen Bitfrequenzen theoretisch bei 7/eniger Amplitudenpegeln und weniger Phasenpegeln

erreichbar ist. Dadurch können die tolerierbaren Amplitu- · den- und Phasenverzerrungen größer sein.

Die bekannten phasen- und amplitudenmodulierten Modem zeigen jedoch noch mehrere Nachteile. Zunächst ist die benutzte Modulationstechnik häufig aufwendig und raumfüllend, da sie sowohl Phasen- als auch Amplitudenmodulation erfordert. Zweitens liegt das Hauptproblem in , jedem Mehrphasen-Mehramplitudenpegelsystem beim Demodulator darin, einen geeigeneten logischen Bezugspegel zu gewinnen, der im betrachteten Zeitpunkt genau zwischen den Amplitudenpegeln für eine "1" und eine "O" liegt. Zufällig

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ausgewählte Telefonleitungen zeitigen Amplitudenverzerrungen, die von Leitung zu Leitung variieren und selbst in einer bestimmten ausgewählten Leitung auch während einer einzelnen Übertragung schwanken. Daher muß zur Kompensation der Amplitudenverzerrung eine eigene dynamische Kompensationseinrichtung vorgesehen werden. Weiterhin zeilen die bekannten Modems der vorstehend erwähnten Art unannehmbar hohe Fehlerraten bei hohen Bitfrequenzen, da sie eine derartige dynamische Amplituden-Korrektur nicht zu leisten vermögen.

Dagegen wird erfindungsgemäß ein Verfahren und eine Schaltung vorgeschlagen, wonach phasen- und amplitudenmodulierte Signale, die übertragen werden sollen, erzeugt werden und wonach die übertragenen Signale mit besserer Zuverlässigkeit und Genauigkeit demoduliert werden. Der erfindungsgemäße Modem ist besonders für solche Anwendungsfälle geeignet, bei denen eine schmale Bandbreite die zu übertragenden Signale begrenzt.

Bei der Übertragerstation gruppiert ein Modulator kontinuierlich digitale Daten in Kultibitwörtera gleicher Länge. Der Modulator spricht auf eine vorbestimmte Multibit-Untergruppe aus jedem MuItibitwort an und phasenmoduliert differentiell ein Trägersignal. D,h·, daß während -aufeinanderfolgender Modulatiöneperlöden das Trägersignal mit vorbestimmten Phasendifferensen bezüglich der Phase des Trägersignais in der unmittelbar vorhergehenden Modulationsperiode versehen wird. Die erzeugten Phasendifferenzen 3ind eine Punktion der speziellen Datenreihe der Multibituntergruppe. Der Modulator spricht weiterhin auf die verbleibenden Bits in Jedem liultibitwort an und variiert die Amplitude des Trägersignals. Das Trägersignal

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wird somit während aufeinanderfolgender Modulationsperioden mit vorbestimmten Amplitudenpegeln versehen, die die Daten« reihe des verbleibenden Abschnittes jedes Multibitwortes repräsentieren.

Das auf diese Weise erhaltene phasen- und amplitudenmodulierte Trägersignal wird auf eine Übertragungskette gegeben, die entsprechend dem Erfindungsgedanken eine zufällig ausgewählte Telefonleitung sein kann.

An der erfindungsgemäßen Empfängerstation ist ein k Demodulator vorgesehen. Ein als differentieller Phasendetektor ausgelegter Demodulatorteil empfängt das modulierte Trägersignal und erzeugt einen Multibit-Digitalausgang, der die am Modulator phasencodierten Multibit-Untergruppen repräsentiert.

Der Demodulator weist weiterhin einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor, beispielsweise einen automatischen Schwundausgleich (automatic gain control AGC) auf. Dieser Verstärker erhält das empfangene, amplitudenverzerrte Trägersignal. Ein Digitslisierer liefert ein digitales Ausgangssignal, das dem festgestellten Amplitudenpegel des Verstärkerausgangs entspricht. Ein Abschnitt des digitalen Ausgangssignales repräsentiert den restlichen, ursprünglich am Modulator codierten Abschnitt der Multibitwörter.

Der Rest des digitalen Ausgangssignales dient zur Ableitung eines Schwundregelungssignales. Das Schwundregelsignal verändert den Verstärkungsfaktor des Verstärkers, so daß die Amplitudenpegel am Ausgang des Verstärkers mit variablem Verstärkungsfaktor dm ursprünglich dem

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Trägersignal vom Modulator äufcodierten Amplitudenpegeln entsprechen. Der auf diese Weise gesteuerte Regelverstärker kompensiert genau die Amplitudenverzerrungeh, die durch das Übertragungsglied und die zugeordnete Schaltung erzeugt werden, so daß sich eine fehlerfreie Amplitudendemodulierung ergibt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der beigefügten Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten Übertragungssystemes für digitale Daten, bei dem schmalbandige Signale übertragen werden und das für die Anwendung der Erfindung besonders geeignet ist;

Fig, 2 ein Blockdiagramm eines digitalen, diffe-

rentiellen Phasen- und Amplitudenmodulators, der mit den Merkmalen der Erfindung ausgestattet ist} '

Fig. 2A ein Diagramm mit Phasenwinkelzunahmen und Amplitudenpegeln für verschiedene Gruppen von Multibitdatenreihen;

Fig. 3 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Empfängers;

Fig. 4 ein detaillierteres Schaltbild des Amplitudendetektors nach Fig. 3; und

Fig. 5 zwei beispielhafte amplitudenmodulierte

Halbwellen zur Erklärung des automatischen Schwundausglei chs.

Das Blockdiagramm nach Fig. 1 erläutert den weiten Anwendungsbereich derjenigen Erfindung di· in'der gleichlaufenden Patentanmeldung "Entzerrer und Verfahren zu seiner Anwendung"(Aktenzeichen P 17:'·2 516.0, Anwaltiz. M 44>

beschrieben ist. In Systemen von der Art, wie sie in

Fig. 1 dargestellt sind, sind für den Einsatz der Erfindung;

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besonders nützlich. Ia wird jedoch auf die zitierte frühere Anmeldung ausdrücklich ergänzend Bezug genommen, sofern das für das Verständnis der vorliegenden Erfindung notwendig sein sollte. Das Blockdiagraam nach Fig· 1 zeigt einen Digitaldateneingang, wie er beispielsweise normalerweise durch einen Rechner oder andere Digitaldatenquelle dargestellt wird* wobei die Daten auf den liodulatorteil eines digitalen Modulators/Demodulators (Modem) 1 gegeben werden.

Die Ausgangssignale^aus dem Digitalmodulator 1 werden in einem schmalen Bandpaßfilter 2 bandbegrenzt, bei einem festen und/oder variablen Abgleicher 3 abgeglichen und über einen beliebig auegewählten TeIefönleitungskanal geschickt. Derartig« Telefonleitungskanäle umfassen normalerweise Amtsleitungen, lange und kurze Rufleitungen sowie die zugehörigen Schaltnetewerke, die zur Herstellung eines vollständigen übertragungsgliedea vom Obertrager «us Sapfänger notwendig sind. Die verschiedenen Telefonleitungen 6-1 bis 6-1, und die Leitungen 7-1 bis 7-V werden durch eine örtliche und/oder entfernte Telefonvermittlung je nach Verfügbarkeit und anderen fern-) Mündlichen Prioritätskr«ttrien ausgewählt. Die flelefonleitungskanXle werdex&typi seherweise als unangepaßte Sprechleitungen angesehen insofern, ale sie nicht abgeglichen bsw. nicht kojapensierte Telefonschaltungen sind, die gewöhnlich sur fermündlichen übertragung der Stimme wie auch sur Datenübertragung nach den Merkmalen'der Erfindung sur Verfügung stehen.

An der Äpfängersta,tion nach Jig. 1 werden die bandbegrenzten Signale von einem schmalen Bandpaßfilter 5 band-

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begrenzt aufgenommen und durch den Demodulatorteil des digitalen Modulators/Demodulators 6 gegeben, um die digitalen Pegel zu gewinnen. Da es für jede Station normalerweise erwünscht ist, Information sowohl zu übertragen als auch zu empfangen, ist jede derartige Station vorzugsweise sowohl mit einem Modulator als auch mit einem Demodulator ausgerüstet.

Die digitalmodulierten Signale aus dem Modulator 1 werden durch ein schmales Bandpaßfilter 2 bandbegrenzt, das zusammen mit dem Bandpaßfilter 5 auf der Empfängerseite ein Simultannetzwerk mit linearer Phase bildet. Die Bandbreite ist vorzugsweise durch m Hz mit der Mittenfrequenz bei f , die die Trägerfrequenz des digitalen Modulators 1 ist. T ist die Modulationsperiode. Diese Bandbreitencharakteristik ergibt eine Umhüllende, die zur Ableitung des Taktes undzum Speichern der Information besonders nützlich ist. So weist beispielsweise die Umhüllende eines digitalmodulierten Signales, nachdem es durch den Abgleicher 3 und einen zufällig ausgewählten Telefonkanal gelaufen ist, eine Amplitudenspitze in der Mitte der zugehörigen Modulationsperiode T auf. Die Amplitude der Umhüllenden· fallt auf Null' an den Mittelpunkten der benachbarten, nämlich vorhergehenden und nachfolgenden Modulationsperioden ab.

Die Datenübertragungstechnik, die hier in der Erfindung Verwendung findet, arbeitet mit einem kombinierten, differentiellen vier-phasen- und amplitudenmodulierten Signal. Derartige Signale enthalten vier verschiedene Phasendifferenzen von je 90°. Jedes differentiell phasenmodulierte Signal erhält einen oder zwei Amplitudenpegel. Multibitgruppen von digitalen Pegeln sind gegebenen Phasendifferenzen und Amplitudenpegeln zugeordnet. Ein

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Demodulieren der Amplitudenpegel und Vergleich einer gegebenen Phase mit einer vorhergehenden Phase führt zu einem einfachen Demodulationsschema, das weiter unten beschrieben wird.

Pig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines verbesserten Phasen- und Amplitudeninodulators 50. Serielle binäre Daten von vorbestimmter Datenbitfrequenz, beispielsweise 2 400 Bits pro Sekunde, werden von einer Quelle digitaler Datenpegel 11 auf einen Mischer 12 gegeben. Der Mischer 12 empfängt weiterhin einen synchronisierten Datentakt aus der Daten- w taktquelle 10. Der an sich bekannte Mischer (scrambler) mischt die Eingangsdatenbits, so daß sichergestellt ist, daß sich wiederholende Datenfolgen willkürlich verteilt sind, ehe sie auf das übrige Modulationssystem gegeben werden. Die willkürliche Verteilung (randomization) der Eingangsdatenfolgen ist deshalb erwünscht, weil sich ergeben hat, daß die Übertragung sich wiederholender Datenfolgen in einer Störung des Informationsgehaltes der modulierten Trägerwelle resultieren.

Die vermischten binären Daten von Datengeschwindigkeit und der Datentakt werden auf einen Daten-Impulscodierer ^ 13 gegeben. Der Codierer 13 prüft die ankommenden seriellen " Daten in gleichen drei Bitgruppen. Drei Zählschritte des ankommenden Datentaktes lassen den Codierer 13 jede Drei-Bit-Datengruppe prüfen, die in dem Codierer während jedes drei Zählschritte umfassenden Intervalls gespeichert» sind.

Der Codierer 13 gibt Gruppen hochfrequenter Impulse bei jedem Intervall ab, das drei Taktzählungen lang ist und der Modulationsperiode T entspricht. Die Anzahl der Impulse in jeder Gruppe ist eine Iftinktion der ersten beiden

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Bits der Dreibitgruppe baw. des Datenwortes, wie es in der Tabelle im Codierer 13 dargestellt ist. Wenn also, wie dargestellt, das Datenwort 100 lautet, gibt der Codierer 13 einen Impuls für das entsprechende Modulationsintervall ab. Wenn das Datenwort 011 lautet, werden drei Impulse vom Codierer abgegeben, etc. Die Impulsgruppen werden zeitlich getrennt, sowie sie in der Zeit bestimmt werden, die zum Zählen der drei Datentaktimpulse (die, wie bereits erwähnt, eine Modulationsperiode definieren) benötigt wird.

Die auf diese Weise erzeugten Reihen von Impulsgruppen werden auf einen Ringzähler 14- gegeben, der, wie dargestellt, vier Ausgänge 28-1 bis 28-4 aufweist. Wie das bei Zählern dieser Art üblich ist, ist zu ijeder gerade betrachteten Impulszeit einer und nur einer dieser Ausgänge "wahr" bzw. eingeschaltet. Die übrigen Ausgänge sind "falsch" oder abgeschaltet. Die auf den Ringzähler "¹^ gegebenen Impulse schieben die Stellung des "wahren" Ausgangs progressiv in an sich bekannter Weise weiter. Beispielsweise schiebt ein Impuls den Zählerausgang in eine Position, zwei Impulse schieben den Zählerausgang in zwei Positionen, usw.

Die Ringzähler-Ausgangsleitungen 28-1 bis 28-4 aktivieren mehrere UND-Tore 17 bis 20. Der andere Eingang der UND-Tore 17 bis 20 kommt von einem Phasenschiebernetzwerk

Der Phasenschieber 16 empfängt ein hochfrequentes, sinusförmiges Signal aus einem Hochfrequenzgenerator 15. Dieser Hochfrequenzgenerator 15 kann eine Ausgangsfrequens aufweisen, die typischerweise großer als die Datenfrequens ist. Der Phasenschieber 16 liefert vier sinusförmige Ausgänge auf -den Leitungen 29-1 bis 29-4» Alle vier Ausgänge

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geben kontinuierliche, hochfrequente, sinusförmige Signale gleicher Amplitude mit um jeweils 90° versetzten Phasenwinkel ab. Diese vier sinusförmigen Signale werden wahlweise auf einen Amplitudenmodulator 21 durch die UliD-Tore 17 bis 20 gegeben.

Die UND-Tore 17 bis 20 werden wahlweise durch den Ausgang des Ringzählers 14 geöffnet;. Da jeweils ein und nur ein Ausgang des Ringzählers "wahr" ist, wird jeweils nur ein und nur ein UND-Tor geöffnet j damit gelangt ein und nur ein sinusförmiges Signal jeweils auf den Amplitudenmodulator 21.

Die UND-Tore 17-20 werden wahlweise entsprechend der Anzahl der Impulse aus dem Codierer 13» die in jeder Modulationsperiode erzeugt werden, geöffnet. Da jeder sinusförmige Ausgang um 90° von benachbarten Signalen phasenversetzt ist, repräsentiert die Anzahl der Impulse die Vielfachen von 90°~Fhasenverschiebung. Somit wird das gewünschte Ausmaß an Phasenverschiebung zwischen benachbarten Modulationsperioden gewonnen als Punktion der ersten zwei Bits jede3 Dreibit-Datenwortes, das von dem Mischer 12 geliefert wird.

k '' Wie bereits beschrieben, werden die ausgewählten, phasen-· verschobenen, sinusförmigen Signale auf einen Amplitudenmodulator 21 gegeben. Der zweite Eingang des. Amplitudenraodulators 21 erhält den Wert des.dritten Bits aus jedem Dreibit-Datenwort, das im Schlüsseler 13 vorliegt. Der Modulator 21 amplitudenmoduliert die aufgegebenen sinusförmigen Signale in Übereinstimmung mit dem Bitwert, der aus dem Codierer ^3 abgeleitet wird. So ist beispiäliweise ein binär bewichteter Wert, wie etwa eine binäre "1" durch einen diskreten Aaplitudenpegel repräsentiert, während eine binäre "0" durch einen zweiten diskreten

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Amplitudenwe-rt dargestellt wird.

Das Ausgangs signal aus dem Amplitudenmodulatoi? 21 wird daher eine kombinierte, differentielle phasen- und amplitudenmodulierte, hochfrequente Welle darstellen, deren Modulation nach einem vorbestimmten Modulationscode ausgeführt ist.

Ein für die Zwecke der Erfindung besonders geeigneter typischer Multibitcode zeigt Fig. 2A mit einer auf drei binäre Bits aufgebauten Multibitgruppierung. Zu jeder verfügbaren Reihe von Nullen und Einsen innerhalb jeder Zweibit-Untergruppe aus jeder Gruppe von drei binären Bits ist gemäß Fig. 2A eine gegebene Phasendifferenz zugeordnet. Entsprechend dem Wert des verbleibenden Bits in jeder Dreibitgruppe ist ein gegebener Amplitudenpegel zugeordnet.

Da es nur acht verschiedene mögliche Bitreihen für eine Dreibit-Gruppierung gibt, können alle möglichen Datenkombinationen einheitlich durch vier diskrete Phasendifferenzen in Verbindung mit lediglich zwei diskreten Amplitudenpegeln definiert werden. Somit ist jeder einzelnen Untergruppe aus zwei Datenbits ein Phasenwinkel zugeordnet, der sich um mindestens 90 von allen anderen Untergruppen unterscheidet. Die Phasenausgänge sind somit Vielfache von 90°, wobei der Multiplikationsfaktor 0,1,2 und 3 ist. Jede Zweidatenreihe, der gleiche Phasendifferenzen zugeordnet sind, wird weiter differenziert durch Zuordnung unterschiedlicher Amplitudenpegel, wie das in Fig. 2A dargestellt ist.

Der phasen- und amplitudenmodulierte Ausgang des Amplitudenmodulators 21 wird auf ein Filter sowie eine Übersetzer schaltung 22 gegeben, die das modulierte hochfre-

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quente Signal auf ein niederfrequentes phasen- und amplitudenmoduliert^ Trägersignal übersetzt, dessen Frequents f ist, wobei die Phasen- und Amplitudenbeziehungen durch die Frequenzübertragung ungeändert bleiben. Dieses niederfrequente Signal wird auf eine übertragerleitung 65 gegeben, die irgendeine genietete oder zufällig ausgewählte Telefonleitung sein kann.

Die Amplituden- und Verzögerungseigenschaften der Trägerleitung verden durch ein schmales Bandpaßfilter 23 und " einen festen und/oder variablen Abgleicher 24 kompensiert. Ein typischer, derartiger Abgleicher 24 ist im einzelnen in der vorstehend zitierten Patentanmeldung "Entzerrer und Verfahren zu seiner Anwendung" (P 17 62 5*6.0 / M 44) beschrie Den. Die Kombination des Filters 23 mit dem Abgleicher 24 ermöglicht eine Simultanübertragung mit etwa linearer Phase und schmaler Bandbreite. Die Bandbreite für eine Datenfrequenz von 2 400 Bits pro Sekunde beträgt vorzugsweise 800 Hz mit einer Mittenfrequenz von f bei etwa 1 700 Hs.

Fig. 3 zeigt die Trägerleitung 66 auf der Empfängerseite, k über die das niederfrequente modulierte Signal übertragen wird. Das so aufgenommene Signal gelangt auf einen automatischen Schwundauegleich (automatic gain control AGC) 60. Der automatische Schwundaujgleich 60 paßt die Amplitude des empfangenen Signales an, so daß die nachfolgende Amplitudendemodulatorschaltung 32 ait Sicherheit richtig wiederhergestellte Amplitudenpegel aufnimmt, die leicht entsprechend den ursprünglich codierten Amplitudenpegeln deraoduliert werden können.

Die Einzelheiten der Amplitudenkorrektur werden weiter unten beschrieben. Der automatische Schwundauegleich 60

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kann einen Rückkopplungsverstärker 26 aufweisen, der, wie dargestellt, einen Rückkopplungssteuerrmschluß 27 besitzt.

Der Steueranschluß P? empfängt einen Befehl für die Wahl de ίο Verstärkungsgrades, der aus dem Amplitudendetektor 32 auf der Leitung 'K) geführt wird. Die Wahl des Verstärkungsfaktors, die in noch zu beschreibender Weise erhalten -virl, versorgt AGC 60 mit einem Verstärkungssteuer.signal, so da£ der AGC-Ausgang einem der ursprünglich vom Modulator 21 erzeugten Amplitudenpepjel genau •entspricht; oder daß die von ihm abgegebenen Amplituden-P¹JJeI mit denjenigen, die ursprünglich von Modulator erzeugt worden sind, funktionell verwandt sind.

Der Auggang des AGC 60 wird auf ein Pilter und «ine Übersetzerschaltune; 28 gegeben, die das niederfrequente phasen- und amplitudenraodulierte Trägereignal, f , auf ein hochfrequentes Signal übersetzt, ohne daß dabei die Phasen- und Amplitudenbeziehungen gestört -.verden. Der hochfreluente Signslausgang aus dem Filter und der übersetzerscholtung 28 wird auf eine Informations-Detektorschaltung 70 ßG-reben.

Der Inforentionsdetektor 70 umfaßt einen Phnsendetektor 50, eine Taktschaltung 31 sowie den bereits erwähnten Amplitudendetektor 32, die sämtlich das hochfrequente phasen- und amplitudenmodulierte 'Auegangssignal aus 3cha.ltuns 2Q empfangen.

Der Fhasendetflktor 30 kann die Phaaendi ffe'reneen des hochfrequenten Trägers während aufeinanderfolgender ModulTtionsperioden feststellen und die so erhaltenen

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PhasendiffGrenz anzeigen, wie dargestellt, auf einen Decodierer geben. Ein für die Zwecke der Erfindung besonders geeigneter Phasendetektor JO ist im einzelnen beschrieben in der »US Patentem» 1 dung . "Digital Differential Angle Demodulator", Anmeldungs-Nr. (USSN) 807 671.

Der Informationsdetektor 70 enthält weiterhin einen Taktdeterminator 31. Diese Taktschaltung 31 empfängt die hochfrequente Träger-Umhüllende und leitet daraus Taktimpulse ab, die zur Einleitung der Phasendemodulation sowie der Amplitudendemodulation im Mittelabschnitt jeder Modulationsperiode dienen. Diese beschriebenen Taktdeterainatoren sind in der einschlägigen Technik wohl bekannt, so daß auf ihre Beschreibung hier verzichtet werden kann·

Der Amplitudendetektor 32 spricht auf das empfangene hochfrequente, modulierte Signal sowie auf die aufgenommenen Taktimpulse an und erzeugt ein Signal, das den Amplitudenpegel dor Träger-Umhüllenden während Jeder Modulationsperiode anzeigt.

Der Decodierer 33 wird für jede Modulationeperiode auf diese Weise mit einer Information versorgt, die sowohl 'mit der Phasendlfferens als auch Hit de» Attplitudeapegel des empfangenen Signalee suaanuaeÄhangt. Die damit beschriebene Information rekombiniert der Decodierer 33 auf eine Weise, die im wesentlichen umgekehrt wie die ursprünglich in Zusammenhang,«it dem Modulator beschriebene abläuft, in Dreibit-Datengruppen, die den ursprünglichen . codierten Datengruppen entsprechen. Die damit abgeleiteten

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Multibitgruppen werden auf einen Entmischen 34 gegeben, der umgekehrt läuft wie der Mischer 12 (Fig. 2) und einen digitalen Datenausgang abgibt, der ursprünglichen Digitalpegeln entspricht.

Fig. 4 zeigt den Amplitudendetektor mit der Schaltung, die die Befehlssignale für .die Wahl des Verstärkungsfaktors erzeugen. Vor Beschreibung der Schaltung aus Fig. & wird auf Fig. 5 Bezug genommen, die eine graphische Darstellung der Amplitudendemodulation sowie der VerstHrkungssteuerung enthält.

Es sind zwei ausgezogene Halbwellen in gedehnten Zeitmaßstab dargestellt, die zwei ideale Halbwellen für die Pegel "0_L ^M und "1_L" sind. "0_L" sowie "1_L" repräsentieren einen idealten logischen Pegel "Hull" sowie einen idealen logischen "Eine" Pegel* Ein Pegelwahlpunkt bzw. ein logischer Demodulationepegel liegt vorzugsweise in der Mitte zwischen dem logischen Pegel "O" und dem logischen Pegel "1". Der Demodulationspegel ist jener Pegel, der zur Entscheidung dafür dient, ob eine logische "O^M-Amplitude oder eine logische "1"-Amplitude vorliegen. Mit anderen Worten: Wenn die Amplitude der Umhüllenden, die vom Amplitudendetektor 33 während einer gegebenen Modulationiperiodt empfangen worden ist, unterhalb des Demodulationepegele liegt, wird eine "O" festgestellt. Jenn die Amplitude oberhalb des Demodulationspegel s liegt, lot eine logische "1" festgestellt".

Es ist daher notwendig, daß der Demodulationspegel etwa in der Kitte zwischen dem Pegel "Ο" und dem Pegel "1" verbleibt, da jede Abweichung von dieser idealen Position '

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die Größe des höchst zulässigen Rauschpegels, der durch Amplitudenschwankungen gegeben ist, reduziert.

Um eine optimale Position des logischen Demodulationspegels relativ zur Amplitude des auf den Amplitudendetektor 32 gegebenen Signales sicherzustellen, erzeugt, wie bereits erwähnt, der Amplitudendetektor ein Befehlsignal für den Verstärkungsfaktor, das die Verstärkung des AGC 60 kontinuierlich einstellt, um sicherzustellen, daß die auf den Detektor 32 gegebenen Amplitudenpegel nahe bei den logischen ^w0" und den logischen "V-Amplitudenpgeln bleiben. Die Befehlssignale zur Verstärkerauswahl werden durch Division der demodulierten Amplitude des modulierten Signales in fünf Amplitudenzonen gewonnen. Die fünf Amplitudenzonen I-V eind in Fig. 5 erläutert.

Wenn die Amplitude des aaplitudendemodulierten Signales in der Amplitudenzone I liegt, in der die Amplitude unterhalb des logischen "O"-Pegel liegt, wird ein solcher Befehl für die Verstärkung erzeugt, der die Verstärkung des AGC 60 zunehmen läßt. Wenn die Amplitude des demodulierten Signales jedoch über den logischen ¹¹O'¹-Pegel, jedoch unter dem logischen Demodulationspegel liegt, läßt der erzeugte Verstärkerbefehl die Verstärkung des SchwundauBgleiches kleiner werden. Die Kurve "0^M _a^ (FIg· 5) ■erläutert beispielhaft ein amplitudendemoduli ertes Signal in Zone II.

Verstärkerbefehle für die Amplitudenionen III und IV werden in ähnlicher Weise erzeugt, indem der logische Deaodulationapegel und der "1"-Pegel überwacht werden« Der Sinn, in dem der richtige Verstärkungsbefehl auf den automatischen Schwundausgleich einwirkt, ist in jeder

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Zone angedeutet. Beispielsweise zeigt die Kurve "I"«* eine demodulierte logische "1", die wegen ihres unterhalb des logischen "1"-Pegels verbleibenden Amplitudenspitze einen Verstärkungsbefehl erfordert, der die Verstärkung des automatischen Schwundausgleiches anhebt (Fig.. 5).

Außer der Überwachung der Pegel "0% "1" sowie des Demodulationspegels überwacht der Amplitudendetektor 32 auch einen Pegel für ein schnelles Absinken des Verstärkungsfaktors, welcher Pegel die untere Grenze der Zone V bildet. Es hat 3ich manchmal ergeben, daß bei Einleiten einer Datenübertragung die demodulierton Amplitudenpegel beträchtlich über den^H0^fl und "1 "-Pegeln liegen und eine Entscheidung über den Demodulationspegel bedeutungslos werden lassen. Um sehr schnell eine Anpassung an diese überhöhten Amplituden zu ermöglichen, überwacht der Amplitudendetektor einen vorbestimmten Pegel zum beschleunigten Abfall des Verstärkungsfaktors. Wenn eine demodulierte Amplitude über diesem Pegel liegt, verursacht der erzeugte Verstärkungebefehl ein plötzliches Absinken der Amplitude des Ausgangssignales des Schwundausgleiches, bis die demodulierten Amplitudenpegel in die Araplitudenzonen I - IV fallen, in denen sie wie vorbeschrieben weiter angepaßt werden·

?ig. 4 zeigt im einzelnen einen Möglichen Amplitudendetektor 32 (7ig· 3). 8** ««plitudtnmodulierte» hocr/requente TrKgersignal, das aus der filter-* und Übe>s'/»eerschaltung 28 gewonnen τηιτάβ, gelangt auf eine? Zweiweggleichrichter 100, der das Informationesigp/.A ^/«iweggleichrichtet. Das auf diese feiae gleich.^richtete Informationssignal steht am Eingangsanach?^ß 211 einet Analog-Di£ital-Konvei*ters 210·

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Jer Analo^-Digital-Konverter 210 gibt seinen Ausgang auf den Leitungen 141,142 und 143 ab, wenn der demodulierte .Amplitudenpegel im betrachteten Zeitpunkt oberhalb des logischen "O"-Pegels bzw. dea Demodulationspegels bzw. des logischen ^M1"-Pegels liegt. Die Einzelheiten, des Betriobsablaufee des Analog-Digital-Konverters 210 brauchen hier nicht gesondert beschrieben zu werden. Die Widerstände 111 und 110 jedoch bestimmen den Strom, den die normalerweise eingeschalteten Transistoren Q^, Qo und Q, erhalten. Die Tranaistoren ^-,Qo und Q, haben im leitenden Zustand ihre Kollektoranschlüsse im wesentlichen auf Massepotential. Der Transistor· Q>, wird abgeschaltet, wenn die Amplitude des »weiweggleichgerichteten Signals am Anschluß 211 den logischen "O"-Pegel erreicht. Dadurch ßeht das Kollektorpotential von CL· auf etwa 6 V.

Auf ähnliche -Vei3e werden die Transistoren Q₂ "¹^ Q* ^al>r geschaltet, wenn die Amplitude des doppelweggleichgerichteten Signales am Anschluß 211 den logischen Demodulationspegel und den logischen "1"-Pegel erreichen. Ein Ausgang auf den Leitungen 141-143 hängt daher davon ab, ob die Amplitude des doppelweggleichgerichteten Signales über oder unterhalb der «ugeordneten logischen Pegel ist.

Dl« digitalen Auagangaaignale auf den Leitungen 141-143 wirdon auf UFB-Tor· 151 bwr. 152 bsw. 153 gegeben, deren eweite Eingänge dl· auf der Leitung 183 stehenden Taktimpulse sind. Die iaktiapulae werden von einen Taktdeterminator 31 (Flg. 3) gewonnen und treten vorzugsweise in der Mitte jeder Modulationaperiode auf. Wenn die UND-Tor« 151-153 durch einen derartigen Taktimpuls geöffnet werden, lassen aie die auf den digitalen Ausgangsleitungen 141r143 stehenden Signalpegel hindurch.

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Die Ausgänge der UNDr-Tore 151-153 liegen ar Speicher-Flip-Flops 161, 162 und 163. Der Ausgang c'.üs Speicher-Flip-Flops 162 repräsentiert den logischen Demodulationspegelausgang, der von dem Analog/Digite!-Konverter 210 zur betrachteten Zeit abgegeben wird vüd repräsentiert daher den logischen Amplitudenpegel <ies empfangenen modulierten Informationssignales.

Der Ausgang des Flip-Flope 163 hängt davon ab, ob das demodulierte Signal hinsichtlich seiner Amplitude oberhalb oder unterhalb des logischen "Ο"-Pegeis steht. Der Ausgang des Flip-Flops 161 hängt davon ab, ob das demodulierte Signal hinsichtlich seiner Amplitude oberhalb oder unterhalb des logischen ^M1^M-Pegels steht. Die "0"-Ausgänge der Flip-Flops 161 und 163 gelangen, wie dargestellt, auf din NOR-Tor 154. Der "O"-Pegelausgang aus dem Flip-Flop 162 gelangt auf einen Steueranschluß des Flip-Flops 161. Wenn der ^M0"-Aufgang des Flip-Flops 162 in einer wahren Kondition steht, dann steht das Flip-Flop 161 in einer logischen ?1^M-Poeition, und zwar unabhängig von dem vom Tor 151 zugeführten Signal.

Der Ausgang des NOR-Tores 154 ist daher eine logische Funktion der Zustände der Flip-Flops 161,162 und 163. Die Tabelle I erläutert diese Funktion, in der die Flip-Flop-Zustände und der Ausgang des NOR-Tores 154 für jede der fünf Amplitudenzonen I-V eingetragen sind..

	Tabelle I	0
Amplitu denzone	"0^H- Demodulations Pegel pegel FF-Zustand FF-Zustand	0
I	0	1
II	1	1
III	1
IV u. V	1

Pegel

NOR-Tor Ausgang

1 Verstärkg.+(falsch!

1 Verstärkg.-(wahr)

0 Verstärkg.+(falsch!

1 Verstärkg.-(wahr)

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Der Ausgang des NOR-Tores 154 wird auf einen Integrierer und einen Niderstromausgang 200 gegeben. Die Schaltung 200 arbeitet auf de» Ausgang aus dem NOR-Tor 154 und erzeugt einen Befehl für den Verstärkungsfaktor in jeder Modulationsperiode. Der Verstärkungswahlbefehl steht auf der Ausgangsleitung 40, die zum automatischen Schwundausgleich 60 (Fig. 3) führt.

Wie dargestellt, enthält die Schaltung 200 zwei symmetrisierte Transistoren Q^q und Q_-^, die von einer 6 Volt-Spannungsquelle über relativ große Widerstände 126 sowie 123 und 124 versorgt werden. Zwischen der Basis des Transistors <^-λ und einem 5-Volt-Anschluß ist ein Integrierkondensator 130 sowie ein dazu in Reihe liegender Widerstand 125 eingeschaltet. Der Emitteranschluß des Transistors Q^q gibt das Befehlssignal für den Verstärkungsgrad.

Schwundausgleiche arbeiten typischerweise nach dem umgekehrten Rückkopplungsprinzip; d.h., ein zunehmendes Rückkopplungssignal vermindert typischerweise den Verstärkungsfaktor. 'Venn es daher erwünscht ist, den Verstärkungsfaktor des Schwundausgleiches herabzudrücken, trenn nämlich das aufgenommene modulierte Signal entweder in den Anplitudenzonen II oder IV steht, muß die Amplitude des entsprechenden Verstärkungsbefehlisignals ansteigen. Wenn andererseits der Verstärkungsfaktor zunehmen soll, wenn nämlich das aufgenommene modulierte Signal in den Anplitudenzonen I und III steht, muß das Befehlssignal für den Verstärkungsfaktor abnehmen.

Die Amplitude des Verstärkuhgsbefehls schwankt entsprechend dem Ausgang des NOR-Tores 154. Das NOR-Tor 154 gibt einen Ausgang von 0 Volt ab, wenn es eine "falsche" Ausgangsbedingung anzeigt, und ein Signal von ungefähr -

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BAD ORIGINAL

<ι up» ■ r ι · ι" Ii ι

- 21 -

-2 V, wenn es eine "wahre" Ausgangsbedingung anzeigt.

Man entnimmt der Fig. 4·, daß der Ausgang des NOR-Tores 154 über einen Widerstand 128 auf die Basis des Transistors Q^₀ gelangt. Sin absinkender Spannungspegel an der Basis des Transistors Q>.q läßt den vom Transistor geführten Strom zunehmen und somit das Befehlssignal für den Verstärkungsfaktor ebenfalls zunehmen. Ein zunehmendes Beffthls3ignal erniedrigt, wie bereits erwähnt, den Verstärkungßgrad des Schwundausgleiches. In ähnlicher Weise vermindert ein ^IIO^M-Spannungspegel an der Basis des Transistors Q₁₀ den Strom durch den Transistor, und vermindert daher die Große des Befehlssignale3, was zu einer Zunahme des Verstärkungsfaktors des Schwundausgleiches führt.

Der Kondensator 13Ο und der zugehörige Widerstand 125 integrieren den Ausgang des NOH-Tores 1$4 und verhindern rasche Schwankungen des Befehlssignales für den Verstärkungsfaktor.

Di· Integrator-und > Niederstromschaltung 200 kompensiert sehr schnell Verstärkungsachwankungen innerhalb der Aaplitudenaonen I,II,III und IV (Big. 5). Für Signalamplituden in Zone V Jedoch hat sich als wünschenswert herausgestellt, in Integrierer.* und Mederstromschaltung 200 au überbrücken und ein Signal zum schnellen Abfall dea Verstärkungsfaktors auf den Anschluß 40 «u g^ben, das danach auf den automatischen Schwundausgleich gelangt und für einen schnellen Abfall dea AGC-Veratärkungsfaktors sorgt'.

Diese Punktion führen u.a. die Transistoren \_% 3c und

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BAD

aus. Der Transistor Qq ist normalerweise abgeschaltet bzw. in nicht leitendem Zustand. Der Transistor Q₀ eingeschaltet durch den Taktimpuls zur raktzeit· Der Transintor ^ ist ebenfalls normalerweise abgeschaltet. Wenn die Amplitude des demodulierten Signäles jedoch über den Pegel für schnellen Verstarkungsabfall liegt, .7ird der Transistor ^ eingeschaltet und wird leitend. Der eingeschaltete Transistor Q^ steuert Jen Transistor Q^ auf. Danach wird zur Takt zeit ·1η relativ qroßer Strom auf den ochwundausgleichcanschluß 40 über ien Anschluß 185» Ien Transistor .'Jq, den relativ kleinen Tfiderctand 121 und den Transistor Qc gegeben. Der große, ^auf ^die Klonne 40 gegebene Strom sorgt dafür, daß der Verstärlcungsfaktor des automatischen Schwundausgleiches sehr schnell abfällt und und bringt den Ausgang des AGC in eine der vier Ainplitudenzone I - IV₁ in denen sie d/\nn durch das aus dem Integrieren und dem Niederstrom^uagnng 200 abgeleiteten ,iisnal geregelt v/ird.

In der Tabelle II sind beispielhafte '7erte für die einzelnen Komponenten des Analo^-Dif.-ital-Konverters 210 sowie in Integriorsr- und ' Niederstrojnnusgangsschnltung aus 7'±^_t 4 eingetragen.

	7ert	II	9	•	"Jert
Tabelle	2000 Sl			22 mfd((*f)
Analog-Digital-Konverter	470 -Λ.	Intogrierer-und Niederstrom-	47 KJL
	1000 -TL	ausgnngsschaltung	1800 JL
Komponente	3000 JL	Komponente	1800 JL
192	1500 JL	130	2200 JL
119	2000 JL	122	10 IJL
110	2000 JL	123	47 KJL
111	10 KJL	124	22 KiL
112	1 πα ffTT / 1 Ί ¹O I U 3 0 4 t / 1 j 4	125
113		126	BAD ORIGINAL
114	127
HJ.	128
Hf.

Analog-Digital-Konverter

Integrierer und Niederstromausgangsschaltung

Komponente

tfert

Komponente

Wert

117	10 KJL
118	1800 A.
128	iOOO JL
182	1000 JL

Der vorbeschriebene Amplitudendetektor liefert nicht nur eine genaue Demodulation der aufgenommenen Amplitudenpegel, sondern variiert in einfacher und wirtschaftlicher »Veise kontinuierlich die Amplitude des aufgenommenen Signales, wodurch sichergestellt ist, daß der logische Demodulationspegel jeweils optimal zu den .logischen \ Pegeln "o^lf und "1" positioniert ist. Das beschriebene System kann modulieren, übertragen und demodulieren serielle digitale Daten mit extrem hoher Bitgeschwindigkeit bei einer minimalen lehlerrate, die durch nicht ideale Gharakteristiken des Übertragungsgliedes sowie der zugehörigen Schaltung bedingt sind.

Es v/urde also zusammenfassend ein Verfahren und eine Schaltung zur Erzeugung phasen- und amplitudenmodulierter Signale beschrieben, die übertragen werden sollen, sowie ein Verfahren und eine Schaltung zur Demodulierung der übertragenen Signale mit verbesserter Zuverlässigkeit und Genauigkeit. Auf der Übertragerseite gruppiert ein Modulator kontinuierlich digitale Daten in Multibitwörter gleicher Länge. Der Modulator spricht auf vorbestimmte Multibituntergruppen in jedem Multibitwort an und phasenmoduliert differenziert ein Trägersignal während aufeinanderfolgender Madulationsperioden. Der Modulator spricht weiterhin auf die verbleibenden Bits in jedem Multibitwort an und amplitudenmoduliert das Trägersignal während aufeinanderfolgender Modulationsperioden.

Am Empfänger ist ein Demodulator vorgesehen. Ein differentieller Phasendetektorabsclmitt des Demodulators stellt

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die Multibituntergruppen, die am Modulator phasencodiert waren, als Digitaldaten vieder her. Ein Verstärker rait variablem Verstärkungsfaktor an der Empfängerstation variiert die Amplitude des aufgenommenen Signales in Abhängigkeit mit abgeleiteten Verstärkerwahlbefehlen. Die Verstärkerwahlbefehle werden aus einem Amplitudendemodulationsteil an der Empfängerstntion abgeleitet. Der Amplifcudenderriodulntionsteil liefert auch einen digitalen Ausgang, der den restlichen Abschnitt der ursprünglich codierten Multibitwörter anzeigt. Die abgeleiteten Verstärkungswahlbefehle verändern den Ver- * Stärkungsfaktor des Empfängerverstärkers', so daß die Ausgangsamplitudenpegel des Verstärkers genau den ursprünglich codierten Amplitudenpegelh entsprechen. Die genau angepaßten Amplitudenpegel sorgen für eine richtige Amplitudendemodulation am Empfänger.

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BAD ORIGINAL

Claims

Patentansprüche

\ly Verfahren zum Modulieren der Phase und Amplitude von Trägersignalen mit seriellen digitalen Daten, dadurch gekennzeichnet, daß die ankommenden seriellen digitalen Daten in Multibitworter gleicher Länge gruppiert werden; daß während aufeinanderfolgender Modulationsperioden vorbestimmte Phasendifferenzen in einem Trägersignal erzeugt werden, wobei jeder möglichen Bitkombination in einem Multlbit-Teilwort vorbestimmte Länge aus jedem ganzen Multibitwort eine vorbestimmte Phasendifferenz relativ zur Phase des Trägers in einer unmittelbar vorhergehenden Modulationsperiode entspricht; und daß während aufeinanderfolgender Modulationsperioden die Amplitude des Trägersignales verändert wird, wobei jeder möglichen Bitkombination der restlichen Bits aus jedem Multibitwort ein vorbestimmter Trägeramplitudenpegel entspricht.
2. Verfahren zum Demodulieren eines empfangenen amplitudenmodulierten Trägersignals, bei dem ein erster Amplitudenpegel einen ersten Datenbitwert und ein zweiter Amplitudenpegel einen zweiten Datenbitwert repräsentiert, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenschwund des empfangenen Trägersignals ausgeglichen und die schwundausgeglichene Amplitude des Trägersignals herabgesetzt wird, wenn sie zwischen dem ersten Amplitudenpegel und einem zwischen erstem und zweitem Amplitudenpegel liegenden Schwellpegel oder wenn sie oberhalb des zweiten Amplitudenpegels liegt; und daß die schwundausgeglichene Amplitude des Trägersignals heraufgesetzt wird, wenn sie unterhalb des ersten Amplitudenpegels oder wenn sie zwischen dem Schwellpegel

und dem zweiten Amplitudenpegel liegt.

109822/1339 §AQ
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellpegel etwa in der Mitte zwischen erstem und zweite« Amplitudenpegel liegt.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die schwundausgeglichene Amplitude des Trägersignales besonders schnell herabgesetzt wird, wenn sie den zweiten Amplitudenpegel wesentlich übersteigt.
5. Modulatorschaltung für die Sendestation eines Datenübertragungssystems, bei dem digitale Daten zwischen der Sendestation und einer Empfängerstation über eine Übertragungsverbindung übertragen werden, insbesondere zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung (12, 13...) zum kontinuierlichen Gruppieren der digitalen Daten in Multibitwörter gleicher Länge; durch eine auf vorgewählte Multibit-Teilwörter in jedem Multibitwort ansprechende Einrichtung (14...20) zum Erzeugen vorbestimmter Phasendifferenzen in einem Trägersignal während aufeinanderfolgender Modulationsperioden, wobei jeder möglichen Bitkombination in einem Multibit-Teilwort vorbestimmter Länge aus jedem ganzen Multibitwort eine vorbestimmte Phasendifferenz relativ zur Phase des Trägers in einer unmittelbar vorhergehenden Modulationsperiode entspricht;und durch einen Amplitudenmodulator (21,...), der auf die verbleibenden Bits in jedem Multibitwort anspricht und die Amplitude des Trägersignals während aufeinanderfolgender Modulationsperioden verändert, wobei jeder,möglichen Bitkombination der restlichen Bits ein bestimmter Trägeramplitudenpegel entspricht.
6. Modulatorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (12, 13...) einen Speicher umfaßt, der drei Binärbit-Speicherstellen enthält, auf die zu übertragenden digitalen Daten anspricht und während jeder Modulationaperlode drei Binärbits der Daten speichert.

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HIP M PP P

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7. Modulatorschaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung auf vorbestimmte Datenkombinationen in zwei der drei SpeAcherstellen anspricht und während aufeinanderfolgender Modulationsperioden in dem Trägersignal Phasendifferenzen erzeugt, die 0°, 90°, 180° und 270° betragen, je nach der Datenbit-Jcombination.
8. Modulatorschaltung nach einem der Ansprüche 5-7, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenmodulator (21J··.) auf den Bitwert in der verbleibenden Speicherstelle anspricht und einen von zwei vorbestimmten Amplitudenpegeln für das Trägersignal während jeder Modulationsperiode erzeugt, und zwar je nach dem Wert des verbleibenden binären Bits.
9. Modulatorschaltung nach einem der Ansprüche 5-8, gekennzeichnet durch einen Mischer (12), der die digitalen Daten aufnimmt, vermischt und der Gruppierschaltung (12, ...) derart zuführt, daß diese sich nicht wiederholende aufeinanderfolgende Datenkombinationen erhält.
10. Demodulatorschaltung für die Empfängerstation eines Datenübertragungssystems, bei dem digitale Daten zwischen einer Sendestation und der Empfängerstation über eine Ubertragungsverbindung übertragen werden, insbesondere zur Ausführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 2-4, gekennzeichnet durch einen Phasendetektor (30), der auf das empfangene modulierte Trägersignal anspricht und einen digitalen MuItibitausgang als Funktion der Phase des Trägersignales während einer Modulatiorisperiode relativ zur Phase ■des Trägersignales während der unmittelbar vorhergehenden Modulationsperiode abgibt, wobei der digitale Multibitausgang Teile der vorgewählten Datenkombinationen repräsentiert; durch einen Amplitudenregler (26, 60...), der die Amplitude des aufgenommenen modulierten Trägersignales variiert;

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durch einen Amplitudendetektor (32), der auf den Ausgang des Amplitudenreglers anspricht und ein Größensignal abgibt, das der Amplitude des amplitudenvariierten Trägersignales während jeder Modulationsperiode entspricht; durch eine auf den Pegel des Größensignal es ansprechende Einrichtung, die ein digitales Ausgangssignal erzeugt, das die restlichen Teile der vorbestimmten Datenkombinationen repräsentiert; und durch eine auf den Pegel des Größensignales ansprechende weitere Einrichtung (40,...), die einen den Verstärkungsgrad wählenden Befehl erzeugt, der den Verstärkungsgrad des Amplitudenreglers variiert, um die Amplitude des Trägersignales an die vorbestimmten Amplitudenpegel anzupassen.
11. Demodulatorschaltung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch einen rückgekoppelten Verstärker (26), der das modulierte Trägersignal aufnimmt und einen Steueranschluß (27) aufweist, über den der Verstärkungsgrad des Verstärkers als Funktion der auf den Steueranschluß gegebenen Steuersignale veränderbar ist.
12. Demodulatorschaltung nach Anspruch 10 oder 11, gekennzeichnet durch eine auf den Pegel des Größensignals ansprechende Einrichtung (161, 163, ...) zur Erzeugung eines digitalen Größensignals, dessen Wert davon abhängt, ob das Größensignal oberhalb oder unterhalb der vorbestimmten Amplitudenpegel liegt; durch eine Integrierschaltung (200,...) zur zeitlichen Integration der digitalen Größensignale; sowie durch eine Kopplung (Q^₀,...), die die integrierten Signale auf den Steueranschluß (27) des zurückgekoppelten Verstärkers gibt.
13. Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 10 - 12, gekennzeichnet durch eine weitere auf den Pegel des Größensignal es ansprechende Einrichtung (Q₄, Q₅, Qg, ...) für den Fall, daß das Größensignal wesentlich oberhalb des höchsten

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vorbestimmten Amplitudenpegels liegt, die die Integrierschaltung (200) überbrückt und ein den Verstärkungsgrad schnell absenkendes Signal auf den Steueranschluß (27) des rückgekoppelten Verstärkers (26) gibt.
14. Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 10 - 13, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (151, 152, 153, 161, 162, ), die ein digitales Signal erzeugt, das den ersten Datenbitwert repräsentiert, wenn das Größensignal oberhalb eines vorbestimmten Schwellpegels liegt; und durch eine Einrichtung (161, 163, ·.·) zur Erzeugung eines weiteren Digitalsignals, das den zweiten Datenbitwert repräsentiert, wenn das Größensignal unterhalb des vorbestimmten Schwellpegels ist.
15. Demodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 10 - 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenbereich des Größensignales in vier Zonen unterteilt ist, wobei die erste Zone unterhalb des ersten Amplitudenpegels, die zweite Zone zwischen dem ersten Amplitudenpegel und dem Schwellpegel, die dritte Zone zwischen dem Schwellpegel und dem zweiten Amplitudenpegel und die vierte Zone oberhalb des zweiten Amplitudenpegels liegt; das eine Einrichtung ein den Verstärkungsgrad steuerndes Signal erzeugt, das die Verstärkung des Amplitudenreglers vergrößert, wenn das Größensignal in der ersten oder dritten Zone liegt; und daß ein weiteres den Verstärkungsgrad steuerndes Signal erzeugt, wird, das den Verstärteungsgrad des Amplitudenreglers herabdrückt, wenn das Größensignal in .der zweiten oder vierten Zone liegt.
16. Demodulatorschaltung nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch eine fünfte Amplitudenzone, die wesentlich^oberhalb des zweiten Amplitudenpegels liegt; sowie durch einen Steuersignalgenerator, dessen Steuersignal den Verstärkungsgrad des Amplitudenreglers sehr schnell herabsetzt, wenn

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das Größensignal in der fünften Amplitudenzone liegt.
17. Modulatorschaltung nach einem der Ansprüche 5-9, dadurch gekennzeichnet, daß er an eine Einrichtung der Empfängerstation angeschlossen ist, die das phasen- und amplitudenmodulierte Trägersignal auf die Übertragungsverbindung gibt.

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