DE2434946C3 - Deltamodulator zur Umwandlung analoger Zeichen in einem vorgegebenen Frequenzband in digitale Zeichen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Deltamodulator zur Umwandlung analoger Zeichen in einem vorgegebenen Frequenzband in digitale Zeichen, mit einem Komparator, welchem an seinem ersten F.ingang die analogen Zeichen und an seinem z.weiten F.ingang über eine in einer Rückführschleife angeordnete Bandpaß-Filierstufe Zeichen zugeführt werden, wobei der Komparator an seinem Ausgang ein aus den direkt und aus den über die Rückführschleife zugeführten Zeichen ein Differenzsignal liefert, wobei weiterhin ein Taktgeber eine binäre Schaltung periodisch auf das Differenzsignal ansprechen IaBt, dessen Taktfrequenz wenigstens dem Ziweifachen der höchsten Frequenz, im vorgegebenen Frequenzband entspricht,

F.in derartiger Deltamodulator ist aus der DEOS 114Jl bekannt. Diese bekannte Schaltung weist jedoch nur einen verhältnismäßig geringen Dynamikbereich auf, der sich aus der speziellen Konstruktion des ßafidpaßfilters in der Rüekfilhrschleife ergibt. Dadurch besieht die Gefahr, daß es insbesondere bei der Wiedergabe von Sprachsignalen zu unerwünschten Verzerrungen komnil. Derartige Verzerrungen lassen sich zwar grundsätzlich dadurch verringern, daß die Biifolge vergrößert wird oder daß anstatt eines allgemein üblichen Integrators ein Düppelintegrator verwendet wird, beide Maßnahmen sind jedoch problematisch. Durch eine Vergrößerung der Bitfolge ergibt sich eine vergrößerte Bandbreite für die .Jigitalen Signale, während durch die Verwendung eines Doppel Integrators nur eine geringfügige Verbesserung des Dynamikbereiches erreicht werden kann und dafür die Stabilität des Deltamodulalors beeinträchtigt wird, so daß eine höhere Sc hwin ^neigung besteht.

Da für einen Dellaiiiodulator der eingangs genannten Art die digitale Übertragung von Sprachsignalen ein wesentliches Anwendungsgebiet ist, wobei die Tonfrequenzsignale aus Geheimhallungsgründen hnufig vor der Übertragung in binare Signale umgewandelt werden, kommt einem möglichst großen Dynamikbereich eine erhöhte Bedeutung zu.

Weiterhin ist es aus der DE-: OS 21 19 000 bekannt, in der Rückführschleife t:in Tiefpaßfilter zu verwenden. Bei einer derartigen Anordnung besteht jedoch die Tendenz, daß Verzerrungen erzeugt werden, weil hei der Modulation eines analogen Eingangssignal Fehler auftreten können, ώ i in einem digitalen Ausgangssignal störend in Erscheinung treten. Bis zu einem gewissen Cirad läßt sich dieses Problem dadurch überwinden, daß die Taktfrequenz, oder die Modululionsfrequenz erhöht werden. Da jedoch durch gesetzliche Vorschriften und durch andere Richtungen oft vorgeschrieben ist, nut welcher Impulsfolgefn;quenz ein Aiisgungssignjl zu erzeugen ist. sind einer Überwindung des oben genannten Problems durch Frhohiing tier Taktfrequenz oder der Modiilationsfrcqiienz unter Umstanden /u enge Grenzen gesetzt, so daß eine echte Losung des Problems dadurch unmöglich wird

Weiterhin ist aus der DF AS I¹) W 42/ ein kontmuier lieh veränderbarer Deltamodulator nckannt. bei welchem die Amplitude des rekonstruierten Signals in bezug auf das vorhergehende digitale Ausgangssigual fest bleibt, um Kodierfehler auf ein Minimum zu beschränken. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist ein B.iiulpaßfilter im Ausgangspfad der Schaltung vorhanden, durch welches diejenigen Signale hindurchgehen, welche dem Lautsprecher zugeleitet werden.

Der Erfindung iiegt die Aufgabe zugrunde, einen Dellamodulatorder im Oberbegriff des neuen Hauptanspruchs naher genannten Art zu schaffen, dessen Dynamikbereich außerordentlich groß ist utid bei welchem zugleich das Signal-Rausch Verhältnis beson ders günstig gestaltet ist. ohne dabei die Stabilität des Modulators /u beeinträchtigen

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor. daß die Filterstufe ein l·lochpaß-Filter zweiter Ordnung und ein nachgeschaltetes Tiefpaß-Filter zweiter Ordnung aufweist und daß weiterhin parallel zu der Reihenschaltung aus diesen beiden Filtern ein zweifach abgestimmtes Bandfilter, dessen DurchlaBbercich sich über den wesentlichen Teil des Durchlaßbcreichcs zwischen dein Hochpaß^Filtcr und dem Tiefpaß-Filter erstreckt, und ein weiteres Bandfilter mit einem verhältnismäßig schmalen Durchlaßbefeich im Mittenfrequenzbereich zwischen dem I lochpaß-Filter und dem 'Tiefpaß-Filter angeordnet sind,

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Aus-

führungsformen des f-Irfindiingsgegensmndes ergeben sich aus den LJnteran.sprtn.hen.

Gemäß der Erfindung wird der wesentliche technische Fortschritt erreicht, daß eine beträchtliche Erweiterung des Dynamikbereiches gewährleistet ist. Dieser Vorteil gewinnt dadurch an zusätzlicher Bedeutung, daß der vergrößerte Dynaniikbereich ohne Beeinträchtigung der .Stabilität des Delianiodulators erzielt werden kann.

Ausführungsbeispiek- des Etfindungsgegenstandes werden nachfolgend anhand der Zeichnung in einer Gegenüberstellung /u dem Stand der fechiuk veranschaulicht; in der Zeicliming zeigt

Fig. I das Blockdiagmnni eines Deltaniodulators mit einem Sehleifenfilter,

Fig. 2 das .Schaltbild eutes bekannten .Schleifenfilters eines Einzelinlegrators,

Fig. 2a die Aniplitudench.irakleristik des Schleifenfillers gemäß F'ig. 2.

Fig. 5 das Schaltbild eines verbesserten Schleifenfilters für einen Dcltaiiiodulator gemäß der Erfindung.

Fig. ia «lie Amplitiulencharakteristik der Schaltung gemalt Fig. i im Vergleich mit der Amplitiidencharaklensiik der bekannten Schaltung gemäß F ι g. 2.

I'ig } ein Blockdiagramm einer weiteren Aiisfuh nmgsfiirm eines vetbesserlen Schleifenfilters gemäß der Erfindung,

Fig. 4u das Anipliliidemli.igramm der Schaltung gemäß I ι g. 4.

Fig. -Ib die !'haseiicliaraklcristik der bekannten Schaltung gemäß I ι g 2 sowie die der Schaltung gemäß F ι g. 4.

Der Dcllamodulator genial) I i g. I iiinlaDt einen Komp.irator 12. dessen nicht invertierender I iiigaiig nut einer Eingangsklemiiic 10 fiir ein analoges Signal verbunden ist Der Ausgang des !Comparators 12 ist mit einem Verstarker 14 verbunden, der ausgangsseitig .in einem Hip-Flop 16 angeschlossen ist. Hm Friggeremgang des Flip Hop If) ist mit einem taktgeber 18 verbunden, vogegen der Ausgang des Hip-Hop 16 mit der Ausgangsklemme 20 fur das digitale Signal verbunden ist Ferner liegt der ! lip-Hop 16 aiisgangssei tig an einem Schleifenfiller 22. über welches das Ausgangssignal /um invertierenden Eingang des Korn parators 12 zurückgeführt wird.

Im Betrieb wird das analoge S.gnal. das /. Ii. ein Tonfrequenzsignal mit einer vorgegebenen Bandbreite sein kann, an die Eingarifisklemme IO angelegt Dieses Signal an der Fingangsklemme 10 wird mit dem über das Si hleifenfilter 22 zuriickjekoppelten Signal im Komparator 12 verglichen, der ausgangsseitig ein Signal an den Verstarke" 14 überträgt, das die Differenz zwischen den analogen Signalen an der Eingangsklemme 10 und der über das Sehleifenfilter 22 ziiriickgekoppelten Signale kennzeichnet. Das Aiisgangssignal des !Comparators 12 wird im Verstärker 14 verstärkt und dazu benutzt, den Schaltzustand des Hip-Hop 16 einzustellen. Der Flip-Flop 16 liefert entweder eine binäre 1 oder eine binare 0, wenn ein Taktimpuls über den friggeremgang empfangen wird. Ob eine binäre I oder eine binäre 0 erzeugt wird, hangt von dem an den Flip-Flop 16 über den Verstärker 14 angelegten Signal ab. Wenn das analoge Signal an der Eingangskleinine 10 größer ist als das über das Sehleifenfilter 22 zuriickgekoppelte Signal, veranlaßt das Aiisgangssignal des Verstärkers 14, dem Flip-Flop 16 eine binäre I zu liefern, sobald der nächste Taktimpuls empfangen λ ml.
Umgekehrt liefert der Flip Flop eine binare 0 mit dem nächsten Taktsignal, wenn das analoge Eingangssij-'nal kleiner als das über das Sehleifenfilter 21 zuruckgckop pelte Signal ist. Die vom Flip-Hop er/engten binaren .Signale werden der Ausgangsklenime 20 und dem Eingang des Schleifenfilters 22 zugeführt, wobei das Schleifenfiller die digitalen Signale integriert und ein analoges Signal dem Komparator 12 zum Vergleich mit dem analogen Signal von der Hingaiigskleiiimc- IO zuführt. Zur Decodierung der digitalen, an der Ausgaiigsklemme 20 wirksamen Signale wird ein Integrator verwendet, der ahnlich wie das Schleifenlliter 22 aufgebaut ist und im Empfänger das gewünschte analoge Signa! wieder herstellt. Der I akigeber 18 liefert Impulse an den Flip-Flop 16 in einem bestimmten raktverhaltnis, wobei diese Impulse den ! lip I lup 16 derart Iriggern, daß er auf vom Verstärker I I angelegte Signale anspricht und entweder ein·.· Imi.iic- I ndei eine binäre 0 ausgangsseitig abgibt.

Die Arbeitsleistung des Oell.iiniulnl.itors μι null , Fig. I hängt in großem Umfang v<>" seinem Dynamik bereich ab. Deshalb wird die Vorsui'ung des IKn.imik hereiches dazu benutzt, um d.is Kmizcpi de-r volliefen den Erfindung zu erläutern und die- Veibc-.seπιημ gegenüber dem Stand dei lechnik aulziizeig'-n Dk obere (irenze des Dytiamikhereiches eines Dcllaiiiudu lators oei einer besliminten Modulaiii>uslit°(|uciiz wird von der Amplitude der Aiisgangssigriale am ! lip I lop 16 bestimmt sowie von dem Einfluß des Si lileifciililur- 22 auf die vom Hip-(Top 16 bei dieser bestimmten Frequenz abgegebenen Ausgangssigiulc We-iiii / I! nn Signal mit groUc-r Amplitude an die I ιημ.ιιιμ-.kk-niiHk.- IO angelegt wird, wird eine binare I nut ciiu ι lu-iiminiicii Amplitude vom !lip I lop 16 erzeugt !>■ In lnii.ni· I vom Flip-Hop 16 über das Schlcifciililu ι 22 ihk>m ier ι wird, um das analoge Eingangssignal au'.niihiiu ί·,ιΙ( die Amplitude des integrierten Signals « . u Iu . >u Ii ans der integrierten binaren 1 ergibt, aiisiek lu-ti.l ₍mhII .i-in um dem integrierten Signal zu erlauben .lim .ιί.ιΙ.ιμι-ΐι Eingangssignal au der Klemme 10 zu lullen Wi-nu da-Wirkung auf die integrierten Signale \mI; Iu im .kn bir iren Aiisgangssignaleii des ! lip ! lop> Ih ; ι ι ιιι , u hi werden, klein ist. ist die Neigung dei nt■«.·! »|.i~ Sehleifenfilter 22 durch die Integration d-.-r bin.ium I erzeugten Signale kleiner als die Neigung des aii.il-^vti Eingangssignals, so daß eine getreue !{.'produktion ik-s analogen Eingangssignals mehl erhallen wird I >u-se Verhällnisse sind allgemein bekannt unter den lie^nlkn »Nciguiigsbegrenzung« oder »Neigiiiigsubers'i mrung«.

Die liniere (irenze des Dynamikbereit hs . uu--, Dell.iiiiiidiilalors wird von der Dämpfung des Si hli ilt-n filters 22 fur Signale mit der halben Iaktliciiuin/ bestimmt. Wenn eingangsseitig kein Ioiilre(|iieiizsign,tl ■inliegt, besteht das Ausgangssignal eines Delt.iinodula tors aus einer alternierenden Folge b"iarcr \ und binärer 0. die nach der Integration dun h das Schleifenfiller 22 einer weitgehendsten Annäherung an ein emgangsseitiges Analogsignal mit der Spannung ¹I entspricht. t)a di ■ Amplitude der binaren I uii.ihli.iugig von dem Vorhandensein einer Modulation oder einem Leerlaufbetrieb ist, ist es wünschenswert, im l.eeilaufbe trieb so viel wie möglich Dämpfung voi zzisenen, um eine möglichst genaue Annäherung an den Signalwert 0 /u erhalten. Das Sehleifenfilter 22, das die digitale Signalfolge iniegiuTl, liefert im wesentlichen eine Rcchteckschwingiing mit einer positiv ansteigenden Flanke, wenn eine binäre I vorhanden ist, und eine negativ abfallende Hanke, wenn eine binare 0

wirliiiiulcn ist. wobei der Mittelwert dieser integrierten Schvwnpiingsform dein Wert 0 entspricht. Der Spitzenwert hängt von der Amplitude der vom I-'lip-F-fop gelieferten Signale und der Dämpfung bei der halben Taktfrequenz ab, die sich über das Schlcifcnfiltcr 22 ergib!. Die integrierte Schwingungsfofm braucht nicht einer exakten Dreieckschwingung zu entsprechen und wird in der Regel vom Durchlaßvcrhaltcn des Schlcifcnfillcrs bestimmt. Da, wie erwähnt, im wesentlichen eine Drcicckschwingung an den Komparator 12 angelegt wird, selbst wenn kein Signal an der Fingangsklcmmc 10 wirksam ist, hat das an die r.iiigangsklcmmc 10 angelegte Signal, wenn es kleiner ist als der Spitzenwert der Drcicckschwingung, keinen nennenswerten f-'influB auf die Betriebsweise des Deltamodulators. Damit können Signale mit einer Amplitude kleiner als der Spitzenwert der Drcicckschwingung vom Schlcifcnfiltcr 22 nicht verschlüsselt

WUiUUiI. isauiit wiru uuilir UL'ir Oim/.CIIWCI I UCI

Dreiecksclnvingung der Schwellwcrt definiert bzw. das minimale analoge Eingangssignal, das notwendig ist, um den Modulator im Leerlaufbetrieb zu unterbrechen, und ferner bestimmt die Differenz der Dämpfung durch das Schlcifenfiltcr 22 zum Modulieren der Frequenzen, bezogen auf die halbe Taktfrequenz, den Dynamikbc reich des Deltamodulalors.

Bei Dcltamodulatoren bekannter Art besteht das Schlcifcnfiltcr 22 in der Regel aus einem einfachen RC "-Integrator gemäß Fig. 2. Dieser Integrator gemäß F i g. 2 hat die Ampliludencharakteristik eines einfachen Integrators mit sechs db/Oktav. Wenn man annimmt, daß das an die F.ingangsklemme 10 angelegte analoge Signal ein bandbegrenztes Tonfrequenzsignal ist, dessen Bandbreite sich zwischen 300 Hz und 3000 Hz erstreckt und ferner die Taktfrequenz 2OkHz hat. beträgt die Dämpfungsdiffcrenz zwischen dem 1-kHz-Tonfrequcnzsignal und der halben Taktfrequenz, d. h. einem IO-kI Iz-Signal, 20 db. Damit erhält man einen Dynamikbcrcich von 20 db für den Dcitamodulalor bei 1-kHz-EingangssignaIen, wenn ein einfacher Integrator verwendet wird. Der Dynamikbereich nimmt um 6 db/Oktav für Modulationssignale oberhalb 1 kHz ab. F i g. 2a zeigt den Grund, indem nämlich ein Anstieg der Taktfrequenz eine Verbesserung des Modulatorverhaltens zeigt. Wenn z.B. die Taktfrequenz auf 40 kHz verdoppelt wird, ergibt sich für die Dämpfungsfrequenz des Schlcifenfilters gemäß Fig. 2 zwischen einem modulierten I-kHz-Tonfrequenzsignal und der halben Taktfrequenz bei 2OkHz ein Wert von 26 db an Stelle der obenerwähnten 20 db. Damit wurde der Dynamikbereich um 6 db verbessert. Andere Versuche, den Dynamikbereich zu verbessern, sind auf die Vergrößerung der Neigung der Übertragungscharakteristik des Integrators gerichtet, indem Zweifachintegratoren verwendet werden an Stelle eines Einfachintegrators mit 6 dg/Oktav-Dämpfung. Es zeigt sich jedoch,daß sich dadurch keine wesentliche Verbesserung erzielen läßt. Außerdem können mit Zweifachintegraloren Instabilitäten ausgelöst werden, so daß bei praktischer Anwendung die Neigung auf weniger als 12 db/Oktav begrenzt werden muß, um übermäßige Phasenverschiebungen zu vermeiden, die eine Instabilität auslösen.

Der Dynamikbereich eines Deltamodulators kann wesentlich verbessert werden, indem ein Bandpaßfilier, z. B. wie in F i g. 3 dargestellt, verwendet wird. Die Filterschaltung gemäß Fig.3 umfaßt ein Hochpaß-FiI-tertcil mit einem Kondensator 30, einem Widerstand 32 und einer Induktivität 34. wobei diese Induktivität 34 ein passives Element oder auch ein aktives, durch ein aktives Riickkopplungsnctzwcrk verwirklichtes Element sein kann. Die Weric der Induktivität 34 und des Kondensators 30 werden derart gewählt, daß sie ein . llochpaßfillcr bewirken, dessen untere Grcnzfrcqucnz an der unteren Grenze des Bandes der Modulationsfrequenzen liegt. Auf der Basis der vorausstchend erwähnten Ausführungsform liegt diese Frequenz bei etwa 300 I Iz. Der Wert des Widerstandes 32 wird derart

im gewählt, daß er eitle leicht unlcrdämpflc Charakteristik bewirkt. Das Schlcifcnfiltcr gemäß F i g. 3 umfaßt ferner ein Tiefpaßfilter aus einem Widerstand 36 und einem Kondensator 38. Dieser Widerstand 36 und der Kondensator 38 bewirken die Integration des digitalen

i'i Signalflusscs und dienen der Dämpfung im Leerlauf bei der halben Taktfrequenz. Obwohl in Fig. 3 ein von einem Tiefpaßfilter gefolgtcs Hochpaßfiltcr dargestellt ist, können die beiden Filier in jeder beliebigen Ordnung ninitTcinandcrgeschaiici sein, um die gewünschte

.>n Bandpaßcharakteristik zu erzeugen. Überdies kann ein zweites Tiefpaßfilter in Kaskade zu der Schallung gemäß Fig. 3 vorgesehen werden.um eine Zweifachintegration zu bewirken.

Die Ampliludencharakteristik des Fillers gemäß

•, F i g. J ist in F i g. 3a dargestellt und wird von der Kurve 40 repräsentiert, wogegen die Linie 42 eingezeichnet ist, die dem Vergleich mit dem bekannten Integrator gemäß Γ ig. 2 diciii und den 6 db/Oktav-Abfall andeutet. Die unterdämpflc Charakteristik des Hochpaßfilters führt

m dazu, daß die Kurve 40 oberhalb der Linie 42 innerhalb der Bandbreite der analogen Signale verläuft, wodurch ein höherer Dynamikbcrcich innerhalb des Frequenzbereiches des Modulalionssignals erhalten wird. Die Phasendrehung des Hochpaß Filtcrteils gemäß Fig. 3

Γι ist der Phasendrehung des Ticfpaß-Filterteils entgegen gerichtet, womit die Phasendrehung über das gesamte Filternetzwerk verringert und die Schaltung stabilisiert wird. Unter Stabilität bei einem Deltamodulator versteht man in der Tat das Fehlen unerwünschter

»ι Instabilität und nicht eine absolute Stabilität, da das Leerlaufverhalten des Modulators in Wirklichkeit eine Art gewünschte Instabilität darstellt. Es wurde ferner festgestellt, daß die Dämpfung der Tiefenfrequenzen durch das Filter gemäß Fig.3 zu einer verbesserten

π Wiedergabegüte für den Modulator führt. Es wurde angenommen, daß Intermodulationskomponenlen zwischen Harmonischen des analogen Signals und des Taktsignal niederfrequente Störkomponenten auslösen, die durch die Grenzfrequenz des Schleifenfilters bei

in Tiefenfrequenzen verringert werden und dadurch eine weitere Verbesserung der Übertragungsgüte des Modulators bewirken.

In Fig.4 ist das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines Schleifenfilters gemäß der

'.'> Erfindung dargestellt, das eine Vielzahl von Bandpaßfillern verwendet, um einen maximalen Übertragungsfrequenzgang für das Filter innerhalb der Bandbreite der Modulalionssignale zu bewirken, bezogen auf das Übertragungsverhalten oberhalb und unterhalb der

mi Bandbreite der Modulationssignale, wobei eine mit der Modulatorstabilität konsistente Phasenverschiebung, wie vorausstehend erläutert, beibehalten wird. Die Schaltung gemäß Fig.4 verwendet ein Hochpaßfilter 50 zweiter Ordnung und ein nachgeschaltetes Tiefpaß-

*"> filter 52 zweiter Ordnung, um eine Hochpaß-Tiefpaßkombination entsprechend der der Schaltung gemäß Fig.3 zu erhalten, wobei der Tiefpaßfilter-Teil der Schaltung gemäß Fig. 3 durch einen Filter zweiter

Ordnung und nicht durch einen Widerstand 36 und einen Kondensator 38 ersetzt ist. Ein zweifach abgestimmtes Bandfilter 54 ist parallel zur Serienschaltung der beiden Bandfilter 50 und 52 geschaltet, um im Bereich zwischen 650 Hz und 1000 Hz das Übertragungsverhalten zu verbessern. Ein auf 800 Hz abgestimmtes Bandpaßfilter ist zu den erwähnten Filtern parallel geschaltet, um eine VerbesstiYung des Übertragungsverhaltens bei 800 Hz zu bewirken. Ein ßC-Phasenkompensationsnetzwerk 58 liegt mit einem entsprechenden /?C-Phasenkompensationsnetzwerk 60 in Serie zu den verschiedenen Bandpaßfiltern, um zu verhindern, daß die gesamte Phasendrehung des Flip-Flop 16 und der Filter ± 180° erreicht. Die Phasendrehung des Flip-Flop 16 muß berücksichtigt werden, da der Flip-Flop nicht vor dem Erreichen eines Taktimpulses reagieren kann und dadurch eine Zufallszeitverzögerung eingeführt wird. Die Bandbreite der flC-Phasenkompensationsnetzwer-

RC JO UIIU Cn/ 131 glUU, VCIgIIHIGII Hill UCI LJailULH CIIC UCI Bandpaßfilter, wobei die Parameter dieser Netzwerke derart ausgewählt werden, daß die notwendige Charakteristik über alles erhalten wird, wobei die Amplitudencharakteristik des Filters primär von den Bandpaßfiltern bestimmt wird. Drei Summenwiderstände 62,64 und 66 werden dazu benutzt, um die Ausgänge der einzelnen Bandpaßfilter zusammenzuführen und gleichzeitig eine ausreichende Entkopplung zu bewirken.

Das Amplitudenverhalten der Schaltung gemäß F i g. 4 ist in F i g. 4a durch die Kurve 70 angedeutet. Wie in Fig. ja kennzeichnet die Linie 72 einen 6db/Oktav-Abfall, um die Verbesserung des Dynamikbereiches gegenüber einem einzelnen Standardintegrator erkennen zu lassen. Die Übertragungscharakteristik der Schaltung gemäß Fig.4, wie sie durch die Kurve 70 dargestellt ist, ist für ein analoges Modulationssignal ausgelegt, das als Tonfrequenzsignal eine Bandbreite von etwa 300 Hz bis etwa 3000 Hz hat. Die Übertragungscharakteristik der Schaltung gemäß Fig.4 fällt unterhalb 300 Hz und oberhalb 3000 Hz scharf ab und zeigt eine Überhöhung im Bereich von etwa 300 Hz bis etwa 3000 Hz. Damit hat ein Deltamodulator mit einem Schleifenfilter gemäß Fig.4 einen verbesserten Dynamikbereich für Frequenzen innerhalb des Modulationsfrequenzbereiches von etwa 300 Hz bis etwa 3000 Hz und ferner eine vergrößerte Dämpfung außerhalb dieses Übertragungsbereiches für Frequenzen, die unterhalb und oberhalb der angegebenen Grenzen liegen, wodurch außerhalb des Übertragungsbandes liegende Störungen sowie Intermodulationseinflüsse verringert werden, die sich durch diese außerhalb des Übertragungsbandes liegenden Störungen ergeben.

In Fig.4b ist eine Phasencharakteristik für die Schaltung gemäß F i g. 4 dargestellt Bei einem Deltamodulator gemäß F i g. 1 darf die gesamte Phasendrehung des Flip-Flop 16 und des Schleifenfiiters 22 180° in positiver Richtung bzw. in negativer Richtung nicht erreichen, was auch für ganzzahlige Vielfacher von 180° gilt, wenn unerwünschte Schwingungen vermieden werden sollen. Für Diskussionszwecke wird davon ausgegangen, daß das Leerlaufverhalten bzw. die dabei entstehenden Schwingungen nicht als Schwingungen dieser Art betrachtet werden. Die Kurve 74 gemäß Fig.4b zeigt die Phasendrehung der Schaltung gemäß Fig.4, bezogen auf eine fixierte 90°'Phasendrehung eines Einzelintegrators entsprechend der gestrichelten Linie 76. Der rasche Phasenwechsel oder Phasenübergang zwischen nahezu 180° positiv und nahezu 140° negativ ermöglicht die stufenförmige Amplitudencharakteristik gemäß F i g. 4a, jedoch, da diese Phasendrehung niemals ±180° erreicht, bleibt die Stabilität der Schaltung gewährleistet.

Da wie gemäß F i g. 1 die von der Eingangsklemme lü kommenden Signale sowie die Signale vom Schleifenfilter 22 an Eingänge mit entgegengesetzter Polarität des Komparators 12 angelegt werden, und da das Schleifenfilter 22 am invertierenden Eingang liegt, muß die Gesamtphasendrehung des Schleifenfilters 22 und

UcS r iip-i iGp ii/ iililCruaiL/ uCF CrWauHiCH orCflZCfi VOH

±180° bleiben. Sollte das Eingangssignal und das Rückkopplungssignal an gleiche Eingänge des Komparators 12 angelegt werden, z. B. beide an invertierende oder nicht invertierende Eingänge, dann muß die Phasendrehung durch das Schleifenfilter 22 entsprechend angepaßt werden, wobei das Kriterium gilt, daß die Schleife eine negative Rückkopplung liefert und die Phasendrehung in einer positiven Rückkopplung resultiert, damit unerwünschte Schwingungen vermieden werden. Diese Kriterien sind allgemein in der Rückkopplungstheorie bekannt und können auch dadurch zum Ausdruck kommen, daß Phasendrehungen von 0° oder ganzzahligen Vielfachern von 360° für alle Frequenzen vermieden werden müssen, für welche die Schleifenverstärkung den Wert 1 überschreitet. Wegen der Zufälligkeit der Phasendrehung durch den Flip-Flop 16, wobei die Phasendrehung durch den Takt der Taktimpulse, bezogen auf das Modulationssignal bestimmt wird, ändert sich die Phasendrehung längs der Schleife. Aus diesem Grund kann die Phasendrehung des Schleifenfilters sehr nahe an ±180" herankommen, wobei die Gesamtphasendrehung des Flip-Flops 116 und des Schleifenfilters augenblicklich sogar ±180° überschreiten kann, ohne ungedämpfte Schwingungen auszulösen. Es treten nur kurzzeitig Schwingungen auf, wenn die Gesamtphasendrehung +180° übersteigt. Der Anteil der Schwingungen, der noch toleriert werden kann, wird am besten durch Versuche ermittelt.

Obwohl vorausstehend zwei spezielle Ausführungsformen verbesserter Schleifenfilter für einen Deltamo- dulator beschrieben wurden, ist es offensichtlich, daß jede Art von Filtern verwendet werden kann, die eine Überhöhung der Übertragungskurve für Frequenzen innerhalb des Bandbereiches der Modulationssignale bewirkt und die größtmögliche Dämpfung für Frequenzen außerhalb dieses Bandbereiches gewährleistet. Dabei sollen Phasendrehungen aufrecht- oder beibehalten werden, wie sie sich durch die bekannten Stabilitätskriterien ergeben, womit Filter, die diese Bedingungen erfüllen, im Rahmen der Erfindung verwendbar sind.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Deltaniodulalor zur Umwandlung analoger Zeichen in einem vorgegebenen Frequenzband in digitale Zeichen, mit einem Komparator, welchem an seinem ersten Eingang die analogen Zeichen und an seinem zweiten Eingang über eine in einer Rückführschleife angeordnete Bandpaß-Filterstufe Zeichen zugeführt werden, wobei der Komparator an seinem Ausgang ein aus den direkt und aus den über die Rückführschleife zugeführten Zeichen ein Differenzsignal liefert, wobei weiterhin ein Taktgeber eine binäre -Schaltung periodisch auf das Differenzsignal ansprechen läßt, dessen Taktfrequenz wenigstens dem Zweifachen der höchsten Frequenz im vorgegebenen Frequenzband entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterstufe ein Hochpaü-Filter (50) zweiter Ordnung und ein nachgeschaketes Tiefpaß-Filter (52) /weiter Ordnung aufweist und daß weiterhin parallel zu der Reihenschiifiiing aus. diesen beiden Filtern (50, 52) ein zweifach abgestimmtes Bandfilter (54), dessen Durchlaßbereich sich über den wesentlichen Teil des Durchlaßbereiches zwischen dem Hochpaß· Filter (50) und dem Tiefpaß Filter (52) erstreckt, und ein weiteres Bandfilter (56) mit einem verhältnismäßig schmalen Durchlaßberekh itii Mittenfrequenzbereich zwischen dem Hochpaß-Filter (50) und dem Tiefpaß-Filier (52) angeordnet sind.

2. Deltamodulator tuch Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, dall das I lochpaß Filter (50) eine Induktionsspule (34), einen Kondensator (50) und einen Widerstand (Jfr) jiifweii .

J. Deltaiuodulator i.ath Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß der Wert Cl s Widerstandes (56) so gewählt ist, daß das Ilochpaß Filter (50) eine unlerdänipfte Charakteristik aufweist.

4. Deltamodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine l'liasenkoinpensalioiissch.iltiing (60) vorhanden ist. mit welcher die Phasendrehung der Bandpaß-Filterstufe einstellbar ist.

5. Deltamodulator nach Anspruch 4. dadurc» gekennzeichnet, daß die Phasenkompensationsschaltung (60) ein /?£"-Neizwerk ist.