DE102009043078A1 - Digitalphasenrückkopplung zum Bestimmen einer Phasenverzerrung - Google Patents

Abstract

Eine Rückkopplungsschleife wird verwendet, um eine Phasenverzerrung, die in einem Signal erzeugt ist, durch direktes Extrahieren der Phasenverzerrungsinformationen aus einem Rückkopplungssignal unter Verwendung ursprünglicher Frequenzmodulationsinformationen zu bestimmen.

Description

• Polar-Schleifensender (Polar-Loop-Transmitter) weisen Anwendungen auf vielen Gebieten auf, wie beispielsweise Funk, Zellularfunk, Telekommunikation und dergleichen. Der Begriff „Polar-Schleife” bezieht sich auf eine Polar-Modulationssenderarchitektur, die eine Rückkopplungssteuerung mit geschlossener Schleife auf sowohl die Phase als auch die Amplitude eines gesendeten Signals anwendet, indem eine Steuerung mit geschlossener Schleife der gesendeten Phasen- sowie der Amplitudenmodulation verwendet wird. Im Allgemeinen ist die Messung einer Amplituden- und Phasenverzerrung in dem Sendeweg (beispielsweise bei dem Leistungsverstärker) ein wichtiges Thema bei Polar-Senderarchitekturen. Um irgendwelche Amplituden- und/oder Phasenverzerrungen zu kompensieren, kann eine adaptive Vorverzerrungskompensation auf das Modulationssignal angewandt werden. Ein dynamisches Kompensieren von Verzerrungen durch ein Verwenden adaptiver Vorverzerrungskompensation erfordert jedoch eine Rückkopplung von dem Sendesignal, um in der Lage zu sein, die Sendeverzerrungen dynamisch zu messen und zu kompensieren. Aufgrund der Tatsache, dass das Modulationssignal an den Modulator in Polarkoordinaten angelegt wird, kann es vorteilhaft sein, das Rückkopplungssignal auch in polaren Koordinaten vorliegen zu haben. Deshalb können ein Phasenrückkopplungsempfänger und ein Amplitudenrückkopplungsempfänger verwendet werden, um die Polarrückkopplungssignale zum Kompensieren von Phasen- bzw. Amplitudenverzerrungen zu bestimmen.
• Mit Bezug auf die Phasenrückkopplungssignalbestimmung kann ein Kartesisch-Rückkopplungsempfänger verwendet werden, um das Hochfrequenzrückkopplungssignal (HF-Rückkopplungssignal) zurück in ein analoges Basisbandsignal umzuwandeln und dann sukzessive das analoge Basisbandsignal unter Verwendung eines Analog-zu-Digital-Wandlers (ADW) in ein digitales Signal umzuwandeln. Danach kann in dem digitalen Bereich eine Kartesisch-zu-Polar-Umwandlung durchgeführt werden. Die Verwendung eines Kartesisch-Empfängers jedoch kann zusätzlich zu einem Erfordern einer Umwandlung in polare Koordinaten ein beschwerlicher Ansatz zum Extrahieren eines Phasensignals sein. Ein weiterer Nachteil der Verwendung eines Kartesisch-Empfängers für eine Herunterumsetzung ist der typischerweise hohe Stromverbrauch des Empfängers aufgrund der hohen Signalqualitätsanforderungen des Kartesisch-Empfängers. Ferner können die Anforderungen an den ADW erheblich sein, sowie die Tatsache, dass zwei ADWs erforderlich sind (d. h. für I&Q-Wege), um eine Phase zu extrahieren, wenn der Kartesisch-Empfänger-Ansatz für eine Phasenextraktion verwendet wird.
• Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung zum Bestimmen einer Phasenverzerrung, ein Verfahren zum Bestimmen einer Phasenverzerrung in einem ersten Signal und eine Schaltung zum Bestimmen einer Phasenverzerrung in einem Sendeweg eines Polar-Senders mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
• Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
• Die zugehörigen Zeichnungsfiguren dienen in Verbindung mit der oben abgegebenen allgemeinen Beschreibung und der unten gegebenen detaillierten Beschreibung der Implementierungen dazu, die Prinzipien der Implementierungen des gegenwärtig besten betrachteten Modus darzustellen und zu erläutern. In den Figuren identifiziert die linkeste Stelle (identifizieren die linkesten Stellen) eines Bezugszeichens die Figur, in der das Bezugszeichen zuerst erscheint. In den Zeichnungen beschreiben ähnliche Zeichen im Wesentlichen ähnliche Merkmale und Komponenten überall in den mehreren Ansichten.
• Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
• 1 ein Schaltungsdiagramm, das eine exemplarische Polar-Sendearchitektur und Phasenrückkopplungsempfängerimplementierung darstellt; und
• 2 ein Flussdiagramm, das ein exemplarisches Verfahren für eine Phasenverzerrungsbestimmung gemäß einer exemplarischen Implementierung darstellt.
• In der folgenden detaillierten Beschreibung wird Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen genommen, die einen Teil der Offenbarung bilden und in denen veranschaulichend und nicht einschränkend exemplarische Implementierungen gezeigt sind. Ferner ist zu beachten, dass, während die detaillierte Beschreibung verschiedene exemplarische Implementierungen liefert, wie es unten beschrieben ist und wie es in den Zeichnungen dargestellt ist, dieses Patent nicht auf die hierin beschriebenen und dargestellten Implementierungen begrenzt ist, sondern sich auf andere Implementierungen erstrecken kann, wie es Fachleuten auf dem Gebiet bekannt wäre oder bekannt würde. Eine Bezugnahme auf „eine Implementierung”, „diese Implementierung” oder „diese Implementierungen” in der Beschreibung bedeutet, dass ein spezielles Merkmal, eine spezielle Struktur oder eine spezielle Charakteristik, die in Verbindung mit den Implementierungen beschrieben ist, in zumindest einer Implementierung enthalten ist, und das Erscheinen dieser Ausdrücke an verschiedenen Stellen in der Beschreibung bezieht sich nicht zwangsläufig immer auf die gleiche Implementierung. Zusätzlich sind in der folgenden detaillierten Beschreibung zahlreiche spezifische Details dargelegt, um eine gründliche Offenbarung zu liefern. Einem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet ist jedoch ersichtlich, dass diese spezifischen Details eventuell nicht alle benötigt werden. Unter anderen Umständen wurden gut bekannte Strukturen, Materialien, Schaltungen, Prozesse und Schnittstellen nicht detailliert beschrieben und/oder können in Blockdiagrammform dargestellt sein, um die Offenbarung nicht unnötig zu verschleiern.
• Diese Offenbarung umfasst verschiedene Anordnungen und Techniken zum Bestimmen einer Digitalphasenrückkopplung in einem Polar-Sender oder anderen Systemen, bei denen ein Bestimmen von Phasenverzerrungsinformationen nützlich ist. Insbesondere betreffen die enthaltenen Techniken ein Implementieren einer Schaltung, die eine Phasenverzerrungsextraktion liefert, die dann beispielsweise verwendet werden kann, um Phasenverzerrungen in einem Signal dynamisch zu kompensieren. Eine offenbarte exemplarische Schaltung kann in einer Vielfalt von Elektronik- oder Kommunikationsvorrichtungen oder anderen Systemen implementiert sein, die eventuell eine Phasenverzerrungskompensation erfordern. Vorrichtungen, die von der Schaltung profitieren können, umfassen Polar-Sender, einschließlich Mobiltelefonsender, wie beispielsweise GSM (Global System for Mobile communications = weltweites System n für mobilen Funkverkehr) oder UMTS (Universal Mobile Telecommunications System = universelles Mobilkommunikationssystem), aber sind nicht begrenzt darauf. Während die folgenden Systeme und Verfahren mit Bezug auf einen Polar-Sender beschrieben sind, wie beispielsweise für eine Verwendung bei einer Mobilkommunikationsvorrichtung, ist ferner ersichtlich, dass die offenbarten Techniken und Schaltungen allgemein in irgendeinem ähnlichen Elektronik-/Kommunikationssystem implementiert sein können.
• Exemplarische Implementierungen, die unten detaillierter beschrieben werden, wandeln das Phasenrückkopplungssignal direkt in den digitalen Bereich um. Bei den exemplarischen Implementierungen ist somit keine zusätzliche Kartesisch-zu-Polar-Umwandlung nötig. Zusätzlich umfassen exemplarische Implementierungen eine direkte Extraktion von Phasenverzerrungsinformationen zum Messen der Phasenverzerrung, wobei die Informationen dann zum Bestimmen einer Phasenvorverzerrungskompensation bei einem Polarsender oder anderen System verwendet werden können. Bei einigen Implementierungen beispielsweise können die Phasenverzerrungsinformationen an einen Verarbeitungsblock oder eine andere Vorrichtung gesendet werden, die in der Lage ist, die Informationen zu verwenden, um Koeffizienten zum Einstellen von Phasenmodulationssendecharakteristika zu bestimmen, wie beispielsweise zum Verringern einer Phasenverzerrung bei einem Polar-Sender oder anderen System.
• 1 stellt ein Schaltungsdiagramm eines Abschnitts eines Polar-Senders einschließlich einer Schaltungsanordnung für eine Phasenverzerrungsextraktion gemäß exemplarischen Implementierungen dar. 2 stellt ein Blockdiagramm für ein Verfahren zum Ausführen einer Phasenverzerrungsextraktion gemäß exemplarischen Implementierungen dar. Es ist zu beachten, dass die Reihenfolge, in der die Blöcke beschrieben sind, nicht als eine Einschränkung aufgefasst werden soll und irgendeine Anzahl der beschriebenen Systemblöcke in irgendeiner Reihenfolge kombiniert sein kann, um das System und das Verfahren oder ein anderes System und ein anderes Verfahren zu implementieren. Zusätzlich können einzelne Blöcke gelöscht sein, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich des hierin beschriebenen Gegenstandes abzuweichen. Ferner können das System und das Verfahren in irgendeiner geeigneten Hardware, Firmware oder einer Kombination derselben implementiert sein.
• Exemplarische Schaltung
• 1 stellt eine exemplarische Struktur eines Polar-Senders einschließlich eines Phasenrückkopplungsempfängers gemäß einer möglichen Implementierung dar. Eine exemplarische Schaltung 100 soll Konzepte, die auf eine Isolation bzw. Trennung und eine Messung einer Phasenverzerrung bezogen sind, auf einer grundlegenden Ebene erläutern, und die Anzahl von gezeigten Komponenten begrenzt die tatsächliche Implementierung der Schaltung 100 nicht. Die exemplarische Schaltung 100 umfasst einen Sendesignalweg 101 und einen Phasenrückkopplungsweg 103. In dem Sendeweg 101 gibt ein Referenztakt 102, der mit einem HF-Phasenmodulator 106 verbunden ist, ein Referenztaktsignal 104 an den HF-Phasenmodulator 106. Dieses Referenztaktsignal 104 wird auch an einen Zeit-zu-Digital-Wandler (TDC, time-to-digital converter) 108 geliefert, um als ein Referenzsignal r_REF 110 zu dienen, wie es weiter unten erörtert ist.
• Der HF-Phasenmodulator 106 empfängt das Referenztaktsignal 104 und empfängt ferner ein Frequenzmodulationssignal 112 von einem Frequenzmodulationssignalblock 114 und erzeugt ein phasenmoduliertes HF-Träger- oder -Sendesignal 116. Somit legt der Frequenzmodulationssignalblock 114 das Frequenzmodulationssignal 112 an den HF- Phasenmodulator 106 an. Der Phasenmodulator 106 empfängt das Frequenzmodulationssignal 112 und das Referenztaktsignal 104 und erzeugt ein phasenmoduliertes Sendesignal 116. Bei einigen Implementierungen ist das phasenmodulierte Sendesignal 116 ein moduliertes Hochfrequenzoszillationssignal mit einer Momentanfrequenz, die gleich der Referenztaktsignalfrequenz, multipliziert mit der Frequenz des Frequenzmodulationssignals 112, ist. Das Modulationsfrequenzsignal 112 wird digital angelegt, so dass der HF-Phasenmodulator 106 das phasenmodulierte Hochfrequenzsendesignal 116 erzeugt, das gemäß dem digitalen Modulationsfrequenzsignal 112 moduliert ist und in einigen Implementierungen an einen Mischer 118 ausgegeben wird. Das modulierte Sendesignal 116 wird dann an dem Mischer 118 mit einem Amplitudenmodulationssignal 120 multipliziert, das von einem Amplitudenmodulationssignalblock 122 empfangen wird, um ein multipliziertes Sendesignal S_TX 124 (TX = Transmit = Senden) zu erzeugen. Bei dem Mischer 118 kann es sich um einen Multiplizierer, wie beispielsweise eine Gilbert-Zelle, oder eine andere Vorrichtung handeln, die die gleiche Funktion ausführt. Alternativ kann bei einigen Implementierungen das modulierte Sendesignal 116 anstatt durch den Mischer 118 und das Amplitudenmodulationssignal 122 direkt durch einen Leistungsverstärker verstärkt werden, um das Sendesignal 124 zu erzeugen. Die vorgeschlagene Architektur sollte jegliche Phasenverzerrungen messen, die durch den beschriebenen Mischer, Leistungsverstärker oder irgendein anderes nicht ideales Element in dem Sendeweg erzeugt werden. Phasenverzerrungen sind häufig auf einen Amplitudenpegel bezogen und können daher AMPM-Verzerrungen (d. h. Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Verzerrungen) genannt werden.
• Bei exemplarischen Implementierungen besteht ein Zweck des Phasenrückkopplungswegs 103 darin, irgendeine Phasenverzerrung des modulierten Sendesignals S_TX 124 nach der Multiplikation durch den Mischer 118 oder einen Leistungsverstärker, d. h. eine Phasenverzerrung, die durch den Sendeweg 101 bewirkt ist, zu erfassen. Ein Koppler 126 verfolgt daher das Signal, das von dem Mischer 118 oder dem Leistungsverstärker ausgegeben wird. Der Koppler 126 kann ein Richtkoppler sein, der verwendet wird, um ein Signal in die Vorwärtsrichtung zu senden, und der auch ein verfolgtes Rückkopplungssignal S_FB 128 (FB = Feedback = Rückkopplung) liefert, das von dem Sendesignal S_TX 124 abgeleitet ist und das in dem Rückkopplungsweg 103 zum Bestimmen einer Phasenverzerrung verwendet werden kann. Um in der Lage zu sein, die Phase des Rückkopplungssignals S_FB 128 zu erfassen, wird ein Phasenwiederherstellungsblock 130 verwendet, um die Amplitudeninformationen von dem Rückkopplungssignal S_FB 128 zu entfernen. Der Phasenwiederherstellungsblock 130 kann beispielsweise ein Signalbegrenzer oder eine andere Vorrichtung oder Anordnung sein, die konfiguriert ist, um die Amplitudeninformationen von dem Rückkopplungssignal S_FB 128 zu entfernen.
• Nach einem Durchlaufen des Phasenwiederherstellungsblocks 130 ist das phasenwiederhergestellte Rückkopplungssignal S_PHI,FB 132 immer noch ein Hochfrequenzsignal, aber enthält nun lediglich Phaseninformationen, einschließlich sowohl der Phasenmodulation als auch irgendeiner Phasenverzerrung. Um die Phasenmodulation von dem Signal S_PHI,FB 132 zu entfernen, kann ein Mehrmodulteiler bzw. Mehrmoduldividierer (MMDIV) 134 verwendet werden. Der MMDIV 134 teilt das Hochfrequenzsignal herunter auf eine niedrigere Frequenz und entfernt zu der gleichen Zeit die Phasenmodulation. Eine Teilerverhältnissequenz, die durch den MMDIV 134 zum Teilen des Hochfrequenzsignals verwendet wird, wird durch einen Sigma-Delta-Modulator 136 als ein Eingangssignal 138 erzeugt. Durch Bewirken, dass das Eingangssignal 138 des Sigma-Delta-Modulators 136 auf dem Frequenzmodulationssignal 112 beruht, ist die Division, die durch den MMDIV 134 ausgeführt wird, in der Lage, die ursprüngliche Phasenmodulation des Sendesignals aufzuheben, falls eine Verzögerung des Modulationssignals 112 mit der Verzögerung des Rückkopplungswegs 103 in Übereinstimmung gebracht ist. Folglich ist bei diesen Implementierungen ein verzögertes Frequenzmodulationssignal 140, das in den Sigma-Delta-Modulator 136 eingegeben wird, exakt das gleiche wie das Frequenzmodulationssignal 112, das bei dem Referenzsignal 104 in dem HF-Phasenmodulator 106 verwendet wurde, um das Sendesignal 116 zu erzeugen. Der einzige Unterschied besteht darin, dass das verzögerte Modulationssignal 140 um ΔT verglichen mit dem ursprünglichen Frequenzmodulationssignal 112 verzögert ist, um mit einer Verzögerung in dem Rückkopplungssignal, das den MMDIV 134 erreicht, übereinzustimmen.
• Ein Verzögerungsblock verzögert das ursprüngliche Frequenzmodulationssignal 112, um die Verzögerung, die von dem Modulationssignaleingang des Phasenmodulators 106 angesammelt wird, zu dem Signal S_PHI,FB 132 zu kompensieren, das in den MMDIV 134 eingegeben wird. Bei exemplarischen Implementierungen ist der Verzögerungsblock 142 als ein Allpassfilter implementiert und kann die tatsächliche Verzögerung programmierbar sein. Diese Funktion kann jedoch durch irgendeine andere Technik oder Vorrichtung implementiert sein, die auf dem Gebiet bekannt ist, so dass die Verzögerung, die durch den Verzögerungsblock erreicht wird, bei einem Erreichen des MMDIV 134 mit der Verzögerung in dem Rückkopplungssignal S_PHI,FB 132 übereinstimmt, wodurch das Ausgangssignal 138 des Sigma-Delta-Modulators 136 den MMDIV 134 zu der gleichen Zeit wie das Rückkopplungssignal S_PHI,FB 132 zum Anpassen des Frequenzmodulationssignals erreicht.
• Zunächst kann man annehmen, dass der Sendeweg ideal ist, d. h. keine Phasenverzerrung hinzufügt. Das verzögerte Frequenzmodulationssignal 140 wird durch den Sigma-Delta-Modulator 136 empfangen, der ein Teilerverhältnis 138 (d. h. einen Divisor), das dem Verhältnis zwischen der momentanen Trägerfrequenz und der Referenzfrequenz entspricht und das auch dem Verhältnis zwischen der momentanen Frequenz des Rückkopplungssignals S_PHI,FB 132 und der Referenzfrequenz entspricht, an den MMDIV 134 ausgibt, so dass die Trägerfrequenz auf die Referenzfrequenz verringert wird und die ursprüngliche Phasenmodulation, die durch den HF-Phasenmodulator 106 hinzugefügt wird, entfernt wird. Bei exemplarischen Implementierungen gibt der Sigma-Delta-Modulator 136 einen momentanen digitalen ganzzahligen Wert aus, der dem verzögerten Momentanfrequenzmodulationssignal 140 entspricht, und dieser ganzzahlige Wert wird als ein Divisor durch den MMDIV 134 verwendet, um die Frequenz des Rückkopplungssignals S_PHI,FB 132 zum Entfernen der ursprünglichen Phasenmodulation zu verringern. Nach einem Kompensieren der Verzögerung in dem Signal S_PHI,FB 132 durch eine Verwendung des Verzögerungsblocks 142 wird folglich der ursprüngliche Phasenmodulationsabschnitt des Rückkopplungssignals S_PHI,FB 132 durch den MMDIV 134 entfernt, was zu einem Ausführungsbeispiel r_PHI,FB 144 führt. Das Teilerverhältnis ändert sich mit einer Rate, die eine Anzahl von Malen höher als die Bandbreite der ursprünglichen Modulation ist (überabgetastet bzw. oversampled), so dass durchschnittlich die Division der ursprünglichen Modulation folgt. Der Mittelwert des gewählten Divisors ist gewählt, um den Träger herunter auf die Referenztaktrate zu teilen.
• Nun wird der Fall betrachtet, bei dem der Sendeweg eine gewisse Phasenverzerrung aufgrund nicht-idealer analoger Komponenten erzeugt. Das Ausgangssignal r_PHI,FB 144, das durch den MMDIV 134 ausgegeben wird, weist eine mittlere Frequenz auf, die gleich der Frequenz des Referenzsignals r_REF 110 ist, das durch den Referenztakt 102 ausgegeben wird. Ebenfalls in der MMDIV-Ausgabe 144 enthalten ist die Phasenverzerrung des Sendewegs ohne die ursprüngliche Phasenmodulation aufgrund der Entfernung durch den MMDIV 134. Folglich bezieht sich die Phase des Ausgangssignals r_PHI,FB 144 auf die Referenztaktphase, einschließlich irgendeiner konstanten Phasenverschiebung, plus irgendeiner Phasenverzerrung, die durch den Sendeweg 101, d. h. den Phasenmodulator 106, den Mischer 118 und durch den Phasenrückkopplungsweg 103, hinzugefügt ist. Durch Vergleichen des Ausgangssignals r_PHI,FB mit dem Referenzsignal r_REF 110 kann die Phasenverzerrung bestimmt werden, die durch den Phasenmodulator 106, den Mischer 118 (d. h. den Sendeweg 110) und den Phasenrückkopplungsweg 1043 bewirkt ist. Um folglich in der Lage zu sein, lediglich eine Phasenverzerrung des Sendewegs zu messen, muss eine jegliche Phasenverzerrung, die durch den Phasenrückkopplungsweg 103 bewirkt wird, in Relation zu der Phasenverzerrung, die durch die Sendewegelemente, wie beispielsweise den Mischer 118 oder den Leistungsverstärker, bewirkt wird, klein sein, um das Messergebnis nicht weiter zu verzerren. Die Zeitdifferenz des MMDIV-Ausgangssignals r_PHI,FB bezüglich des Referenztakts 110 kann quantisiert und durch den Zeit-zu-Digital-Wandler (TDC) 108 in den digitalen Bereich umgewandelt werden und als ein digitales Signal 148 ausgegeben werden. Der TDC ist durch Vergleichen beispielsweise der ansteigenden Flanke des Referenztakts r_REF 110 mit der ansteigenden Flanke von r_PHI,FB wirksam, wobei eine Ausgabe erzeugt wird, die eine digitale quantisierte Zahl ist, die sich auf eine Zeitdifferenz zwischen ansteigenden Flanken bezieht. Falls es keine Verzerrung in dem Rückkopplungsweg gibt, dann ist die Ausgabe des TDC eine konstante Zahl, die sich auf irgendeine konstante Phasenverschiebung zwischen Referenz- und Rückkopplungssignal bezieht. Falls jedoch der Sendeweg eine gewisse Verzerrung umfasst, dann wird diese Verzerrung an dem Ausgang des TDC 108 in der Form eines quantisierten Zeitdeltas vorliegen.
• Zusätzlich kann der Sigma-Delta-Modulator 136 zusätzliches Rauschen in die Phase des Ausgangssignals r_PHI,FB 144 einbringen. Das meiste der Energie dieses Rauschens liegt jedoch aufgrund der Charakteristik des Sigma-Delta-Modulators 136 bei hohen Frequenzen, so dass das Rauschen durch ein digitales Tiefpassfilter 150 gedampft werden kann. Folglich erzeugt nach dieser Dämpfung der Rückkopplungsweg 103 als Ausgabe ein digitales Signal PHI_FB 152, das (bis auf einen konstanten Versatz) proportional zu der Phasenverzerrung des Sendewegs 101 ist, solange die zusätzliche Verzerrung, die von dem Phasenrückkopplungsweg 103 kommt, gering ist. Dieses Differenzphasensignal PHI_FB kann dann zurück an den HF-Phasenmodulator 106 gesendet werden, um den Phasenfehler in dem Sendesignal (Polar-Schleifensender) dynamisch zu korrigieren, oder das Signal kann verwendet werden, um Phasenvorverzerrungscharakteristika (Vorverzerrung) für eine Verwendung bei einem Kompensieren eines Sendesignals auf nicht dynamische Weise zu berechnen. Folglich sind Implementierungen für Anwendungen geeignet, die Polar-Modulatoren, Polar-Schleifensender, Vorverzerrungssysteme oder irgendein anderes Sendersystem umfassen, bei dem es erwünscht ist, die Phasencharakteristika des gesendeten Signals zu verbessern oder Kenntnis derselben zu haben.
• Exemplarisches Verfahren
• 2 ist ein Flussdiagramm, das ein exemplarisches Verfahren 200 zum Bestimmen einer Phasenverzerrung bei einem Polar-Schleifensender, Vorverzerrungssystem oder dergleichen darstellt. Das eingeführte Verfahren kann, aber muss nicht, zumindest teilweise bei Architekturen implementiert sein, wie es beispielsweise in 1 dargestellt ist. Die Reihenfolge, in der das Verfahren unten beschrieben ist, soll nicht als eine Einschränkung aufgefasst werden, und es kann irgendeine Anzahl der beschriebenen Verfahrensblöcke in irgendeiner Reihenfolge kombiniert werden, um das Verfahren oder ein anderes Verfahren zu implementieren. Somit sollte klar sein, dass bestimmte Handlungen bei dem Verfahren nicht in der beschriebenen Reihenfolge durchgeführt werden müssen, modifiziert werden können und/oder gänzlich weggelassen werden können. Zusätzlich können einzelne Blöcke aus dem Verfahren gelöscht werden, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich des hierin beschriebenen Gegenstandes abzuweichen. Ferner kann das Verfahren in irgendeiner geeigneten Hardware, Firmware oder einer Kombination derselben implementiert werden.
• Bei einem Block 202 werden ein Referenztaktsignal und ein Frequenzmodulationssignal verwendet, um ein Sendesignal zu erzeugen. Bei einer Implementierung wird das Sendesignal durch einen HF-Phasenmodulator erzeugt, der auf einen Referenztakt bezogen ist, wobei der HF-Phasenmodulator das modulierte Sendesignal basierend auf dem empfangenen Frequenzmodulationssignal und dem Referenztaktsignal erzeugt. Optional kann das Sendesignal nach der Modulation auch multipliziert oder verstärkt werden.
• Bei einem Block 204 wird ein Verfolgungssignal von dem modulierten Sendesignal für eine Verwendung als Rückkopplungssignal abgeleitet. Bei einer exemplarischen Implementierung wird ein Koppler verwendet, um das Verfolgungssignal für eine Verwendung bei einer Rückkopplungsschleife abzuleiten.
• Bei einem Block 206 wird eine Phasenwiederherstellung des Rückkopplungssignals ausgeführt, falls das Sendesignal nach der Erzeugung des Sendesignals und vor der Ableitung des Rückkopplungssignals gemischt oder verstärkt wurde. Bei einer exemplarischen Implementierung kann das Sendesignal vor der Ableitung des Rückkopplungssignals von dem Sendesignal einen Verstärker oder Multiplizierer durchlaufen. Bei diesen Implementierungen kann ein Signalbegrenzer verwendet werden, um Amplitudeninformationen von dem Rückkopplungssignal zu entfernen. Der Block 206 ist lediglich nötig, falls die Amplitude des Signals beeinflusst wurde, wie beispielsweise durch eine Verwendung eines Multiplizierers oder Verstärkers an dem modulierten Sendesignal, oder in einem jeglichen Fall, bei dem eine Amplitudenmodulation verwendet wird, um Informationen zu fördern.
• Bei einem Block 208 wird das Frequenzmodulationssignal verzögert, um mit der Verzögerung des Rückkopplungssignals übereinzustimmen. Bei einer exemplarischen Implementierung wird ein Allpassfilter verwendet, um das Frequenzmodulationssignal zu verzögern.
• Bei einem Block 210 wird ein Divisor von dem verzögerten Frequenzmodulationssignal abgeleitet. Bei einer exemplarischen Implementierung wird ein Sigma-Delta-Modulator verwendet, um ein Teilerverhältnis zu bestimmen, um dasselbe als einen Divisor zum Verringern der Frequenz des Rückkopplungssignals zu verwenden, während die ursprüngliche Frequenzmodulation entfernt wird.
• Bei einem Block 212 wird die Frequenz des Rückkopplungssignals durch den Divisor, der bei dem Block 210 bestimmt wurde, geteilt, um die Modulation von dem Rückkopplungssignal zu entfernen, um so ein Rückkopplungssignal zu erhalten, das lediglich die Phasenverzerrungen plus die Referenzphase aufweist. Bei einer exemplarischen Implementierung empfängt ein Mehrmodulteiler die Teilerverhältnisinformationen von dem Sigma-Delta-Modulator und der Mehrmodulteiler verwendet den Divisor, um das Signal mit höherer Frequenz herunter auf eine niedrigere Frequenz zu teilen.
• Bei einem Block 214 wird das Rückkopplungssignal mit einem Referenzsignal verglichen, um eine Zeitdifferenz zu bestimmen, die den Phasenverzerrungsabschnitt darstellt, und der Phasenverzerrungsabschnitt wird als digitales Signal in der Form eines quantisierten Zeitdeltas ausgegeben. Bei einer exemplarischen Implementierung wird das Rückkopplungssignal, das von dem Mehrmodulteiler ausgegeben wird, an einen Zeit-zu-Digital-Wandler geliefert, der den Referenztakt verwendet, um das Zeitdelta aus dem Rückkopplungssignal zu extrahieren und den Zeitdeltaabschnitt in ein digitales Ausgangssignal umzuwandeln. Somit wird das Ausgangssignal von dem Mehrmodulteiler mit einem Referenzsignal von dem Referenztakt verglichen, um die Phasenverzerrung des Modulationswegs zu bestimmen. Optional wird dann bei einigen Implementierungen das digitale Signal, das die Phasenverzerrung darstellt, durch ein Tiefpassfilter geleitet, um ein jegliches Rauschen zu entfernen, das durch den Sigma-Delta-Modulator hinzugefügt ist. Folglich führt das Verfahren zu einem digitalen Differenzphasensignal, das die Phasenverzerrung darstellt, die durch den Sendeweg erzeugt wird, unter der Annahme, dass irgendeine Phasenverzerrung, die durch den Rückkopplungsweg erzeugt wird, verglichen mit der Gesamtphasenverzerrung gering ist.
• Exemplarische Implementierungen liefern Vorteile, die umfassen, dass der Phasenrückkopplungsempfänger nicht die absolute Phase des Sendesignals, sondern lediglich die Differenz von einem idealen Phasenmodulationssignal misst. Dies verringert die Auflösungsanforderungen der Zeit-zu-Digital-Umwandlung stark. Aufgrund der Tatsache, dass das ideale Phasenmodulationssignal exakt bekannt ist, weil dasselbe das gleiche Signal wie dieses ist, das an dem HF-Phasenmodulator 106 angelegt ist, ist das erzeugte Differenzsignal der tatsächlichen Phasenverzerrung sehr gleich. Ferner erfordern exemplarische Implementierungen keinen zweckgebundenen ADW, geschweige denn die zwei ADWs, die erforderlich sind, wenn ein Kartesisch-Demodulationsansatz verwendet wird, um eine Phase zu extrahieren. Anstelle dessen wird bei exemplarischen Implementierungen lediglich ein einziger TDC verwendet.
• Wie es aus der vorhergehenden Offenbarung ersichtlich wird, liefern Implementierungen einen Phasenrückkopplungsweg, der die Phasenverzerrung eines Sendesignals durch ein verwenden eines Phasenwiederherstellungsblocks, eines Mehrmodulteilers, dessen Teilerverhältnis durch einen Sigma-Delta-Modulator geschaltet ist, und eines Zeit-zu-Digital-Wandlers bestimmt. Die bekannte Phasenmodulation wird von dem Rückkopplungssignal durch den Mehrmodulteiler entfernt, so dass der TDC lediglich die Zeitdifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem idealen Referenzsignal misst, das aus dem Referenztakt erzeugt wird, weshalb ein Maß einer Phasenverzerrung erzeugt wird. Diese bestimmte Zeitdifferenz, die die Phasenverzerrungen darstellt, die primär durch den Sendeweg hinzugefügt sind, kann für adaptive Vorverzerrungskompensationsberechnungen verwendet werden, um die Phasenverzerrungen des Sendewegs (d. h. von dem Modulator und dem Multiplizierer oder Leistungsverstärker) zu kompensieren.
• Ferner ist zu beachten, dass die Systemkonfiguration, die in 1 dargestellt ist, rein exemplarisch für Systeme ist, bei denen die Implementierungen vorgesehen sein können, und Implementierungen nicht auf eine spezielle Hardwarekonfiguration begrenzt sind. In der Beschreibung sind zahlreiche Einzelheiten zu Erläuterungszwecken dargelegt, um ein gründliches Verständnis der Offenbarung zu liefern. Einem Fachmann auf dem Gebiet ist jedoch ersichtlich, dass nicht alle dieser spezifischen Einzelheiten erforderlich sind.
• Aus dem Vorhergehenden wird ersichtlich, dass Verfahren und Vorrichtungen zum Bestimmen der Phasenverzerrung eines Sendesignals vorgesehen sind. Während spezifische Implementierungen in dieser Beschreibung dargestellt und beschrieben wurden, erkennen Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet, dass zusätzlich eine jegliche Anordnung, die berechnet ist, um den gleichen Zweck zu erreichen, die spezifischen offenbarten Implementierungen ersetzen kann. Diese Offenbarung soll jegliche und alle Adaptionen oder Variationen der offenbarten Implementierungen abdecken, und es sollte klar sein, dass die Begriffe, die in den folgenden Ansprüchen verwendet werden, nicht als dieses Patent auf die spezifischen Implementierungen, die in der Beschreibung offenbart sind, begrenzend zu verstehen sind. Vielmehr soll der Schutzbereich dieses Patents zur Gänze durch die folgenden Ansprüche bestimmt sein, die gemäß der etablierten Lehrmeinungen zur Anspruchsimplementierung aufgefasst werden sollen, zusammen mit der vollen Reichweite von Äquivalenten, auf die derartige Ansprüche ein Anrecht haben.

Claims (20)

1. Schaltung (100) zum Bestimmen einer Phasenverzerrung, mit folgenden Merkmalen: einem Phasenmodulator (106), der ein Referenzsignal und ein Phasenmodulationssignal empfängt, zum Erzeugen eines ersten Signals; einem Verzögerungsblock (142), der das Frequenzmodulationssignal empfängt und verzögert; einem Sigma-Delta-Modulator (136), der das verzögerte Frequenzmodulationssignal empfängt, zum Bestimmen eines entsprechenden Teilerverhältnisses; einem Mehrmodulteiler (134), der ein Rückkopplungssignal empfängt, das von dem ersten Signal abgeleitet ist, und das Rückkopplungssignal gemäß dem Teilerverhältnis teilt, das von dem Sigma-Delta-Modulator (136) empfangen wird, zum Entfernen einer Phasenmodulation, die durch den Phasenmodulator (106) angelegt wird; und einem Zeit-zu-Digital-Wandler (108) zum Empfangen des Rückkopplungssignals, das von dem Mehrmodulteiler (134) ausgegeben wird, und dem Referenzsignal als Eingaben und zum Ausgeben eines abgeleiteten Signals, das eine Phasenverzerrung des ersten Signals darstellt.
2. Schaltung (100) gemäß Anspruch 1, die ferner folgende Merkmale aufweist: einen Multiplizierer zum Multiplizieren des ersten Signals mit einem Amplitudenmodulationssignal vor dem Ableiten des Rückkopplungssignals von dem ersten Signal; und einen Phasenwiederherstellungsblock (130), der das Rückkopplungssignal vor dem Mehrmodulteiler (134) empfängt, zum Wiederherstellen einer Phase des Rückkopplungssignals.
3. Schaltung (100) gemäß Anspruch 1 oder 2, die ferner ein Tiefpassfilter (150) zum Empfangen des abgeleiteten Signals, das eine Phasenverzerrung des ersten Signals darstellt, und zum Empfangen eines Rauschens aufweist, das durch den Sigma-Delta-Modulator (136) hinzugefügt ist.
4. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Verzögerungsblock (142) ein Allpassfilter ist, das das Frequenzmodulationssignal verzögert, um mit einer Verzögerung in dem Rückkopplungssignal übereinzustimmen.
5. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, die ferner einen Richtkoppler zum Empfangen des ersten Signals aufweist, das der Modulation folgt und von dem das Rückkopplungssignal als ein Verfolgungssignal abgeleitet ist.
6. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die ferner einen Referenztakt zum Liefern des Referenzsignals an den Phasenmodulator (106) und zum Liefern des Referenzsignal an den Zeit-zu-Digital-Wandler (108) aufweist.
7. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der das abgeleitete Signal, das durch den Zeit-zu-Digital-Wandler (108) ausgegeben wird, eine abgeleitete Zeitdifferenz ist, die eine Phasenverzerrung darstellt, die in einem Sendeweg, der den Phasenmodulator (106) umfasst, zu dem ersten Signal hinzugefügt wird.
8. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der Phasenmodulator (106) und ein Multiplizierer oder ein Leistungsverstärker einen Sendeweg des ersten Signals bilden, und bei der eine Phasenverzerrung, die durch einen Rückkopplungsweg zu dem Rückkopplungssignal hinzugefügt wird, verglichen mit einer Phasenverzerrung, die durch den Sendeweg zu dem ersten Signal hinzugefügt wird, klein ist.
9. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 2 bis 8, bei der der Phasenwiederherstellungsblock (130) einen Signalbegrenzer zum Entfernen von Amplitudeninformationen aus dem Rückkopplungssignal umfasst.
10. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der Mehrmodulteiler (134) die Phasenmodulation, die durch den Phasenmodulator (106) angelegt wird, durch ein Teilen einer Frequenz des Rückkopplungssignals gemäß dem Teilerverhältnis, das von dem Sigma-Delta-Modulator (136) empfangen wird, entfernt, um die Frequenz des Rückkopplungssignals zu verringern, wodurch die Phasenmodulation entfernt wird.
11. Schaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der das abgeleitete Signal für eine adaptive Vorverzerrungskompensation zum Kompensieren einer Phasenverzerrung in dem ersten Signal verwendet wird, die durch einen Sendeweg bewirkt ist, der den Phasenmodulator (106) umfasst.
12. Verfahren (200) zum Bestimmen einer Phasenverzerrung in einem ersten Signal mit folgenden Schritten: Erzeugen (202) eines ersten Signals aus einem Referenzsignal und einem Frequenzmodulationssignal; Ableiten (204) eines Rückkopplungssignals von dem ersten Signal für eine Verwendung bei einem Rückkopplungsweg; Teilen (212) einer Frequenz des Rückkopplungssignals unter Verwendung eines Divisors, der gemäß dem Frequenzmodulationssignal bestimmt ist, um eine Phasenmodulation aus dem Rückkopplungssignal zu entfernen; Bestimmen (214) einer Phasendifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Referenzsignal; und Ausgeben (216) eines digitalen Signals, das die Phasenverzerrung des ersten Signals darstellt, die zumindest zum Teil durch das Erzeugen des ersten Signals bewirkt ist.
13. Verfahren (200) gemäß Anspruch 12, das ferner folgende Schritte aufweist: Verstärken des ersten Signals vor dem Ableiten des Rückkopplungssignals von dem ersten Signal; und Entfernen von Amplitudeninformationen aus dem Rückkopplungssignal vor dem Teilungsschritt.
14. Verfahren (200) gemäß Anspruch 12 oder 13, das ferner folgenden Schritt aufweist: Leiten des digitalen Signals durch ein Tiefpassfilter, um Rauschen zu entfernen, das zu dem Rückkopplungssignal hinzugefügt ist.
15. Verfahren (200) gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, das ferner folgende Schritte aufweist: Verzögern (208) des Frequenzmodulationssignals, um mit einer Verzögerung des Rückkopplungssignals übereinzustimmen; und Verwenden des verzögerten Frequenzmodulationssignals, um einen Divisor zum Teilen des Rückkopplungssignals zu bestimmen (210), um die Phasenmodulation aus dem Rückkopplungssignal zu entfernen.
16. Verfahren (200) gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, das ferner folgenden Schritt aufweist: Verwenden eines Zeit-zu-Digital-Wandlers zum Bestimmen einer Zeitdifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Referenzsignal und zum Ausgeben des digitalen Signals, das die Phasendifferenz darstellt, wobei das digitale Signal, das die Phasendifferenz darstellt, einer Sendephasenverzerrung entspricht, die zumindest zum Teil durch das Erzeugen des ersten Signals bewirkt ist.
17. Verfahren (200) gemäß einem der Ansprüche 12 bis 16, das ferner folgenden Schritt aufweist: Verwenden des digitalen Signals, das die Phasendifferenz darstellt, für eine adaptive Vorverzerrungskompensation zum Kompensieren einer Phasenverzerrung in dem ersten Signal, die durch einen Sendeweg bewirkt ist, der einen Modulator umfasst, der das erste Signal erzeugt.
18. Schaltung (100) zum Bestimmen einer Phasenverzerrung in einem Sendeweg eines Polar-Senders, mit folgenden Merkmalen: einem Referenztakt (102) zum Ausgeben eines Referenzsignals; einem Phasenmodulator (106), der das Referenzsignal und ein Frequenzmodulationssignal empfängt, zum Erzeugen eines modulierten ersten Signals; einem Multiplizierer, der das modulierte erste Signal mit einem Amplitudenmodulationssignal multipliziert, zum Erzeugen eines Sendesignals, wobei der Sendeweg den Phasenmodulator (106) und den Multiplizierer umfasst; einem Koppler zum Ableiten eines Rückkopplungssignals von dem Sendesignal; einem Phasenwiederherstellungsblock (130), der das Rückkopplungssignal empfängt und Amplitudeninformationen aus demselben entfernt; einem Verzögerungsblock (142), der das Frequenzmodulationssignal empfängt und verzögert, um mit einer Verzögerung in dem Rückkopplungssignal übereinzustimmen; einem Sigma-Delta-Modulator (136) zum Empfangen des verzögerten Frequenzmodulationssignals zum Bestimmen eines entsprechenden Teilerverhältnisses; einem Mehrmodulteiler (134) zum Empfangen des abgeleiteten Rückkopplungssignals von dem Phasenwiederherstellungsblock (130) und Teilen des Rückkopplungssignals gemäß dem Teilerverhältnis, das von dem Sigma-Delta-Modulator (136) empfangen wird, zum Entfernen einer Phasenmodulation, die durch den Phasenmodulator (106) angelegt ist; und einem Zeit-zu-Digital-Wandler (108) zum Empfangen des Rückkopplungssignals von dem Mehrmodulteiler (134) und des Referenzsignals als Eingaben und zum Ausgeben einer abgeleiteten Darstellung der Phasenverzerrung in der Form eines Zeitdeltas.
19. Schaltung (100) gemäß Anspruch 18, bei der der Zeit-zu-Digital-Wandler (108) das Zeitdelta als ein digitales Signal ausgibt, das eine Phasenverzerrung darstellt, die durch den Sendeweg des ersten Signals bewirkt ist.
20. Schaltung (100) gemäß Anspruch 18 oder 19, bei der das gemessene Phasenverzerrungssignal zum Verringern einer Sendeverzerrung und daher Verbessern einer Spektralqualität oder eines anderen Sendeparameters des Sendewegs verwendet wird.