DE102008021877B3

DE102008021877B3 - Zweipunktpolarmodulator und Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation

Info

Publication number: DE102008021877B3
Application number: DE102008021877A
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Li Puma; Michael Feltgen
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2008-05-02
Filing date: 2008-05-02
Publication date: 2009-12-24
Anticipated expiration: 2028-05-03
Also published as: US8190111B2; US20090275358A1

Abstract

Ein Zweipunktpolarmodulator zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation umfasst einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis, der ausgelegt ist, um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert über einen Rückkopplungszweig des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises zu ermöglichen und um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert unmittelbar, unter Umgehung des Rückkopplungszweiges zu ermöglichen, wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis ausgelegt ist, um in Abhängigkeit der zwei Stellwerte ein Phasenregelkreisausgangssignal bereitzustellen. Der Zweipunktpolarmodulator umfasst ferner eine Modulationseinrichtung, die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation abgeleitetes Amplitudensignal mit dem Phasenregelkreisausgangssignal zu kombinieren, um das polarmodulierte Signal zu erzeugen sowie einen Stellwerterzeuger, der ausgelegt ist, um den ersten Stellwert in Abhängigkeit von der Phaseninformation und unabhängig von der Amplitudeninformation zu erzeugen, und der ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation zu erzeugen.

Description

Zweipunktpolarmodulator und Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation
Hintergrund der Erfindung
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf einen Zweipunktpolarmodulator, d. h. einen Polarmodulator mit einem Zweipunkt-Phasenregelkreis. Einige Ausführungsbeispiele beziehen sich auf einen Zweipunktmodulator, der in Mobilfunktelefonen eingesetzt werden kann, die zur Steigerung der Datenrate Modulationsverfahren mit nicht konstanter Einhüllender einsetzen, beispielsweise gemäß den Mobilfunkstandard GSM-EDGE (GSM = global system for mobile communication, globales System zur Mobilkommunikation; EDGE = enhanced data rate for GSM evolution, erhöhte Datenraten zur GSM-Weiterentwicklung).
Mit der schnell fortschreitenden Entwicklung im Mobilfunkmarkt ist die Entwicklung von leistungseffizienten Drahtlossendeempfängerarchitekturen ein wichtiger Punkt für den Entwurf tragbarer mobiler Geräte geworden. Mobilfunktelefone der nächsten Generation, die den GSM-EDGE-Standard nutzen, verwenden zur Erzielung höherer Datenraten beispielsweise Modulationsverfahren mit nicht konstanter Einhüllender. Die Hersteller von zellulären Mobilfunktelefonen fordern in manchen Fällen ähnliche Gesprächs- und Standbyzeiten für den GSM-Standard der nächsten Generation. Um diese Forderung zu erfüllen, oder um zumindest einen Beitrag dazu zu leisten, werden leistungseffiziente Funkübertragungsarchitekturen benötigt.
In der neuesten Generation von Sendeempfängern wird vermehrt ein Polarmodulatorkonzept eingesetzt, dessen Vorteil seine Robustheit gegenüber parasitären Einkopplungen des Leistungs verstärkerausgangssignals in den Phasenregelkreis des Polarmodulators ist. Dieses Konzept hat sich bereits erfolgreich bewährt für GSM-GPRS-Systeme (GPRS = general packet radio service, paketvermittelter Mobilfunkdienst). Für EDGE-Systeme jedoch bewirkt die Kopplung des Ausgangssignals in den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) des Phasenregelkreises manchmal (PLL) die Erzeugung unerwünschter AM-FM-Signalkomponenten (AM = Amplitudenmodulation, FM = Frequenzmodulation), die sich bemerkbar machen in einer Störung des FM-Signals am Ausgang des VCO. Die unerwünschten AM/FM-Signalkomponenten führen zu einer signifikanten Verschlechterung des Modulationsspektrums und erhöhen die Fehlerleistung. Teilweise kann dadurch die Toleranzmaske des Frequenzspektrums bei GSM-EDGE Modulationen verletzt werden.
Um den Einfluss des parasitären Einkopplungspfades des Ausgangssignals der Leistungsendstufe bei GSM-EDGE-Modulationsverfahren zu reduzieren, sind geeignete Maßnahmen am Polarmodulator wünschenswert, die eine solche Einkopplung des Ausgangssignals verhindern, kompensieren oder zumindest unterdrücken.
Die EP 1 819 059 A1 beschreibt einen Übertragungs-Modulations-Apparat, ein Kommunikationsgerät und eine mobile drahtlose Einheit. Der Übertragungs-Modulations-Apparat verwendet eine Polarmodulation mit einem 2-Punkt-Modulations-Schema, das die Zeit-Einstellungen eines Breitbandphasenmodulationssignals und eines Breitbandamplitudenmodulationssignals in kurzer Zeit erreichen kann. In einem Phasenmodulationsteil, in dem eine phasengerastete Schleife eingesetzt wird, um eine 2-Punkt-Modulation zu erreichen, ist ein Schalter vorgesehen, um die PLL-Schaltung in einen Zustand mit offener Schleife zu versetzen. Wenn ein erster Verzögerungsteil verwendet wird, um eine Synchronisations-Abweichung des Breitbandphasenmodulationssignals und des Breitbandamplitudenmodulationssignals zu korrigieren, wird der Schalter ausgeschaltet, um die PLL-Schaltung in einen Zustand mit offener Schleife zu versetzen.
Die US 2005/0285688 A1 beschreibt einen Phasenmodulationsapparat, einen Polar-Modulations-Übertragungsapparat, einen drahtlosen Übertragungsapparat und einen drahtlosen Kommunikationsapparat. Der Phasenmodulationsapparat umfasst einen Phasendetektor, der eine Phasendetektion im Hinblick auf ein Hochfrequenzphasenmodulationssignal, das von einem VCO ausgegeben wird, ausführt. Der Apparat umfasst ferner einen Vergleicher, der die Phasen des detektierten Signals mit der Phase eines Basisband-Phasenmodulations-Signals vergleicht, und der die Differenz zwischen den Signalen ausgibt. Der Apparat umfasst zusätzlich einen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung, der die Verstärkung des Basisband-Phasenmodulations-Signals basierend auf dem Ausgangssignal des Komparators steuert, und der das Verstärkungs-geregelte Basisband-Phasenmodulations-Signal an den VCO liefert. Auf diese Weise wird ein Signalpegel des Basisband-Phasenmodulations-Signals, das an den VCO geliefert wird, gemäß der Modulationsempfindlichkeit des VCO gesteuert.
Zusammenfassung der Erfindung
Einige Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung schaffen einen Zweipunktpolarmodulator und ein Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation. Der Zweipunktpolarmodulator umfasst beispielsweise einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis zum Einstellen einer Frequenz in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert, um die Frequenz über einen Rückkopplungszweig des Zweipunktphasenregelkreises einzustellen und in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert, um die Frequenz unmittelbar, unter Umgehung des Rückkopplungszweiges, einzustellen, wobei der Zweipunktphasenregelkreis ausgelegt ist, um in Abhängigkeit der zwei Stellwerte ein Phasenregelkreisausgangssignal bereitzustellen. Der Zweipunktpolarmodulator umfasst weiterhin eine Modulationseinrichtung zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals mit dem Phasenregelkreisausgangssignal, um das polarmodulierte Signal zu erzeugen. Ferner umfasst der Zweipunktpolarmodulator einen Stellwerterzeuger, der ausgelegt ist, um den ersten Stellwert in Abhängigkeit nur der Phaseninformation zu erzeugen, und der ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert in Abhängigkeit der Amplitudeninformation zu erzeugen.
Kurzbeschreibung der Figuren
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
2a ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulationsphasenregelkreises gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
2b ein Blockschaltbild eines Störeinkopplungspfades mit einer Störeinkopplungsübertragungsfunktion und ein Blockschaltbild eines Kompensationspfades mit einer Kompensationsübertragungsfunktion, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
3 ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad;
4 ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit spannungsgesteuertem Oszillator, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
5 ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit spannungsgesteuertem Oszillator, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung;
6 ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit digital gesteuertem Oszillator, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
7a ein charakteristisches Frequenzspektrum eines EDGE-modulierten Ausgangssignals eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad;
7b ein charakteristisches Frequenzspektrum eines EDGE-modulierten Ausgangssignals eines Zweipunktpolarmodulators mit Kompensationspfad gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
8a ein charakteristisches Frequenzspektrum eines amplitudenmodulierten reinen Trägersignals eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad;
8b ein charakteristisches Frequenzspektrum eines amplitudenmodulierten reinen Trägersignals eines Zweipunktpolarmodulators mit Kompensationspfad gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
9a ein charakteristisches Frequenzspektrum des frequenzdemodulierten reinen Trägersignals aus 8a;
9b ein charakteristisches Frequenzspektrum des frequenzdemodulierten reinen Trägersignals aus 8b;
10 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals; und
11 eine schematische Darstellung eines Mobiltelefons gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Im Nachfolgenden werden nun Bezug nehmend auf die beiliegenden 1 bis 11 Ausführungsbeispiele eines Zweipunktpolarmodulators sowie eines Verfahrens zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals detailliert dargelegt.
Bezüglich der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass in den Figuren und der Beschreibung für funktional identische bzw. gleichwirkende oder äquivalente Elemente zur Vereinfachung die gleichen Bezugszeichen verwendet werden.
Bezug nehmend auf 1, in der ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, wird die Funktionsweise eines Zweipunktpolarmodulators beschrieben. Ein Zweipunktpolarmodulator 100 zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals 101 basierend auf einer Amplitudeninformation 102 und einer Phaseninformation 103 umfasst einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 zum Einstellen einer Frequenz 105 in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert 106, um die Frequenz 105 über einen Rückkopplungszweig 107 des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 einzustellen und in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert 108, um die Frequenz 105 unmittelbar, unter Umgehung des Rückkopplungszweigs 107, einzustellen. Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung stellt dabei in Abhängigkeit der zwei Stellwerte 106, 108 ein Phasenregelkreisausgangssignal 109 bereit. Der Zweipunktpolarmodulator 100 umfasst weiterhin eine Modulationseinrichtung 110 zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation 102 abgeleiteten Amplitudensignals 111 mit dem Phasenregelkreisausgangssignal 109, um das polarmodulierte Signal 101 zu erzeugen. Ferner umfasst der Zweipunktpolarmodulator 100 einen Stellwerterzeuger 112, der ausgelegt ist, um den ersten Stellwert 106 in Abhängigkeit nur der Phaseninformation 103, also beispielsweise unabhängig von der Amplitudeninformation, zu erzeugen, und der ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert 108 in Abhängigkeit der Amplitudeninformation 102 zu erzeugen.
Der zweite Stellwert 108 kann beispielsweise in Abhängigkeit von einem der Amplitudeninformation 102 entsprechenden Signal amp(t) erzeugt werden. Alternativ kann der zweite Stellwert 108 in Abhängigkeit von einem auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signal y(t) erzeugt werden. Beispielsweise einem unter Verwendung einer linearen oder nichtlinearen Funktion f(...) aus dem der Amplitudeninformation 102 entsprechenden Signal amp(t) erzeugten Signal y(t) = func(amp(t)). Die lineare Funktion kann beispielsweise einer Verstärkung entsprechen. Bei der nichtlinearen Funktion kann es sich beispielsweise um eine Taylorreihe oder um eine Potenzreihe handeln, z. B. um eine Funktion der Gestalt
Für ein Senderkonzept mit RF-Oszillator (RF = Radio Frequency bzw. Funkfrequenz), der auf dem Doppelten der Endfrequenz beruht, können beispielsweise die drei im Folgenden beschriebenen Fälle eingesetzt werden:

1. y(t) = K1·amp(t),
2. y(t) = K2·amp(t)²,
3. y(t) = K1·amp(t) + K2·amp(t)².

Für ein Senderkonzept mit RF-Oszillator, der auf dem Vierfachen der Endfrequenz beruht, kann das Signal y(t) beispielsweise wie folgt erzeugt werden:

4. y(t) = K1·amp(t)⁴.

Ausführungsbeispiele der Erfindung gemäß 1 umfassen damit auch auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signalwerte y(t), die mittels einer nichtlinearen Vorverzerrung des der Amplitudeninformation 102 entsprechenden Signals amp(t) gebildet werden.
2a zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 408, der einen ersten Eingang 409, einen zweiten Eingang 410, einen parasitären Einkoppelpfad 203 sowie einen Ausgang 204 aufweist. Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 umfasst weiterhin einen Frequenzteiler 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 210, der in dem Rückkopplungszweig 107 des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 liegt. Ferner umfasst der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 einen Phasenfrequenzdetektor 301, eine Ladungspumpe 432 sowie ein Glättungsfilter 433. Ein Phasenregelkreisausgangssignal 109 liegt in diesem Ausführungsbeispiel an dem Ausgang 204 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 an und weist eine Frequenz f_out auf. Das Phasenregelkreisausgangssignal 109 wird in den Rückkopplungszweig 107 des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 eingeschleift und erfährt eine modulationsabhängige Teilung seiner Frequenz f_out durch den steuerbaren Teilerfaktor 210 in dem Frequenzteiler 411. Die Frequenz f_out wird heruntergeteilt auf die modulierte Frequenz f_div, die zusammen mit einer Referenzfrequenz frei an zwei Eingängen des Phasenfrequenzdetektors 301 anliegt. Der Phasenfrequenzdetektor 301 erzeugt daraus ein Regelsignal 414, das über die (optionale) Ladungspumpe 432 verstärkt und über das Glättungsfilter 433 geglättet wird und als ein erstes Spannungssignal 418 auf den ersten Eingang 409 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 gelangt. Auf den zweiten Eingang 410 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 wird in diesem Ausführungsbeispiel ein zweites Spannungssignal 419 geschaltet und auf den parasitären Einkoppelpfad 203 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 gelangt ein unerwünschtes parasitäres AM-Signal α₁·r(t) 305. Der spannungsgesteuerte Oszillator 408 erzeugt aus den gewichteten Spannungssignalen 418, 419, 305 unter Berücksichtigung der Gewichtungsfaktoren K₁ für den ersten Steuereingang 409, K₂ für den zweiten Steuereingang 410 und K₃ für den Einkoppelpfad 203 das Phasenregelkreisausgangssignal 109, das die Frequenz f_out aufweist.
Der Frequenzteiler 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 210 wird durch einen ersten Stellwert 106 in der Weise angesteuert, dass der erste Stellwert 106 eine Modulation des polarmodulierten, über den Rückkopplungszweig 107 rückgekoppelten Signals 109 mit dem steuerbaren Teilerfaktor N 210 bewirkt, so dass die geteilte Frequenz 412 aus der Frequenz f_out in Abhängigkeit des ersten Stellwerts 106 erhalten wird. Der erste Stellwert 106 wird erzeugt aus digitalen Daten 202, die ein Gaußfilter 201 durchlaufen und ein erstes Stellwertsignal 404 erzeugen, das über einen Sigma-Delta-Wandler 429 Sigma-Delta gewandelt wird, um den ersten Stellwert 106 darzustellen. Der zweite Stellwert 108 wird ebenfalls aus den digitalen Daten 202 erzeugt, indem diese den Gaußfilter 201 durchlaufen, um ein zweites Stellwertsignal 401 zu bilden, das mittels eines DA-Wandlers 416 und eines Glättungsfilters 417 digital-analog gewandelt und geglättet wird, um den zweiten Stellwert 108 zu erzeugen. Die Erzeugung des ersten Stellwerts 106 und des zweiten Stellwerts 108 geschieht in einem Stellwerterzeuger 211, der das Gaußfilter 201, den Sigma-Delta-Wandler 429, den DA-Wandler 416 und das Glättungsfilter 417 umfasst.
Die digitalen Daten 202 werden gleichzeitig über zwei Stellwerte 106, 108 auf den Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 aufmoduliert. Der erste Modulationspunkt liegt bei dem Frequenzteiler 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 210. Der erste Modulationspunkt repräsentiert einen „Langsammodulationspfad”, da eine Modulation in diesem Punkt erst nach Durchlaufen des Rückkopplungszweigs 107 des Zweipunktphasenregelkreises 104 mit Phasenfrequenzdetektor 301, Ladungspumpe 432 und Glättungsfilter 433 wirkt. Der Rückkopplungszweig 107 weist Tiefpassverhalten auf, weshalb das erste Stellwertsignal 404 erst tiefpassgefiltert wird, bevor es den ersten Eingang 409 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 er reicht, um dort eine Beeinflussung der erzeugten Frequenz f_out zu bewirken.
Der zweite Stellwert 108 dagegen bewirkt eine direkte Einflussnahme des zweiten Stellwertsignals 401 an einem zweiten Modulationspunkt „Schnellmodulationspfad” des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104, der an dem zweiten Steuereingang 410 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 liegt. Der zweite Stellwert 108 braucht somit nicht den Rückkopplungszweig 107 des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 zu durchlaufen, sondern bewirkt an dem zweiten Steuereingang 410 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 eine direkte Einstellung der erzeugten Frequenz f_out. Die Frequenzerzeugung in dem spannungsgesteuerten Oszillator 408 wird durch einen parasitären Einkoppelpfad 203, an dem in diesem Ausführungsbeispiel ein unerwünschtes parasitäres AM-Signal 305 anliegt, ebenfalls beeinflusst. Diese Beeinflussung entspricht einer Störung, die auf den Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 einwirkt, und ein unerwünschtes Störspektrum, das dem Phasenregelkreisausgangssignal 109 überlagert ist, zur Folge hat. Eine Darstellung des Frequenzspektrums des Phasenregelkreisausgangssignals 109 folgt in den 7a, 8a und 9a und wird in der dort zugehörigen Figurenbeschreibung beschrieben.
2b zeigt ein Blockschaltbild eines Störeinkopplungspfades mit einer Störeinkopplungsübertragungsfunktion und ein Blockschaltbild eines Kompensationspfades mit einer Kompensationsübertragungsfunktion, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. In 2b sind die zwei Übertragungsfunktionen H₄₂(jω) und H₄₃(jω) dargestellt. Die Übertragungsfunktion H₄₃(jω) repräsentiert eine Störeinkopplungsübertragungsfunktion und beschreibt die Übertragung des Störeinkopplungssignals 305 bzw. des parasitären AM-Signals 305 von dem parasitären Einkoppelpfad 203 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 auf den Ausgang 204 des Oszillators. Das Störeinkopplungssignal 305 entspricht dabei dem Signal φ₃(ω) und das Phasenregelkreisausgangssignal 109 entspricht dem Signal φ₄(ω). Der spannungsgesteuerte Oszillator 408 weist einen zweiten Steuereingang 410 auf, um mittels eines Kompensationssignals φ₂(ω) das Störeinkopplungssignal 305 zu kompensieren. Eine Kompensationsübertragungsfunktion H₄₂(jω) beschreibt die Übertragung des zweiten Spannungssignals 419 bzw. Kompensationssignals φ₂(ω), das an dem zweiten Steuereingang 410 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 anliegt, auf das Phasenregelkreisausgangssignal φ₄(ω). Im Gegensatz zur Regelkreisübertragungsfunktion 207, die ein Tiefpassverhalten aufweist, weisen die Störeinkopplungsübertragungsfunktion 206 und die Kompensationsübertragungsfunktion 205 ein Hochpassverhalten auf. Die Betragsfrequenzgänge beider Übertragungsfunktionen sind in 2b dargestellt.
Der Regelkreis 208 zur Übertragung des zweiten Spannungssignals φ₂(ω) auf das Phasenregelkreisausgangssignal φ4(ω) ist in 2b dargestellt. Mit einer Regelkreisübertragungsfunktion G_ol(jω) ergibt sich eine Übertragung von φ₂(ω) auf φ₄(ω) mit der Kompensationsübertragungsfunktion H₄₂(jω) =
Die Übertragung des Störeinkopplungssignals φ₃(ω) auf das Phasenregelkreisausgangssignal φ₄(ω) 109 wird mittels des Störregelkreises 209 bewirkt, der die gleiche Regelkreisübertragungsfunktion 207 aufweist wie der Kompensationsregelkreis 208. Die Störeinkopplungsübertragungsfunktion H₄₃(jω) entspricht
Aufgrund der gleichen Übertragungsfunktionen ist es möglich, die Einwirkung eines Störeinkopplungssignals 305 bzw. eines parasitären AM-Signals 305 mittels eines zweiten Spannungssignals 419 am spannungsgesteuerten Oszillator 408 zu kompensieren.
3 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad. Der Zweipunktpolarmodulator 300 weist einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 auf, einen Stellwerterzeuger 312, einen AM-Pfad 320 sowie eine Modulationseinrichtung 110. Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 entspricht dem Zweipunktmodulations phasenregelkreis 104 gemäß 1 und gemäß 2a. Die Modulationseinrichtung 110 entspricht der Modulationseinrichtung 110 gemäß 1. Diese kombiniert ein Phasenregelkreisausgangssignal 109 mit einem von der Amplitudeninformation 102 abgeleiteten Amplitudensignal 111, um das polarmodulierte Signal 101 zu erzeugen. Das polarmodulierte Signal 101 durchläuft in diesem Ausführungsbeispiel eine Leistungsendstufe 302, die aus dem polarmodulierten Signal 101 ein Ausgangssignal s_c(t) 303 erzeugt. Die Leistungsendstufe 302 ist in diesem Ausführungsbeispiel nicht Teil des Zweipunktpolarmodulators 300, kann in anderen Ausführungsbeispielen jedoch Teil des Zweipunktpolarmodulators 300 sein. Von dem polarmodulierten Signal 101 und dem Ausgangssignal 303 wirkt über einen parasitären Kopplungspfad ein Störeinkopplungssignal 305 bzw. ein parasitäres AM-Signal 305 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 408 ein. Dies bewirkt, wie oben beschrieben, eine unerwünschte Veränderung der von dem Oszillator 408 erzeugten Frequenz f_vco, so dass das polarmodulierte Signal 101 und ebenfalls das Ausgangssignal 303 ein unerwünschtes Störspektrum aufweisen.
Der Stellwerterzeuger 312 entspricht in diesem Ausführungsbeispiel dem Stellwerterzeuger 211 gemäß 2a, weist jedoch statt des Gaußfilters 201 einen Differenzierer 430 und ein Formfilter 431 auf. Die digitalen Daten 202 gemäß 2a entsprechen in 3 einem auf der Phaseninformation 103 basierenden Signal 405, das über den Differenzierer 430 differenziert wird und über das Formfilter 431 formgefiltert wird, um das erste Stellwertsignal 404 bzw. das zweite Stellwertsignal 401 zu erzeugen.
Der Zweipunktpolarmodulator 300 weist weiterhin einen AM-Pfad 320 auf, der ein erstes Verzögerungsglied 421, einen Überabtaster 422, einen DA-Wandler 424 und ein Glättungsfilter 425 umfasst. Ein auf der Amplitudeninformation 102 basierendes Signal 407 wird unter Verwendung des ersten Verzögerungsglieds 421 verzögert, unter Verwendung des Überabtasters 422 überabgetastet, unter Verwendung des DA-Wandlers 424 digitalanalog gewandelt und unter Verwendung des Glättungsfilters 425 geglättet, um das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Amplitudensignal 111 zu erzeugen. Die Amplitudeninformation r 102 und die Phaseninformation φ 103 liegen an den beiden Eingängen des Zweipunktpolarmodulators 300 an. Amplitudeninformation 102 und Phaseninformation 103 können beispielsweise in einem Codierer 304, der z. B. einen Cordic-Algorithmus implementiert, aus zwei kartesischen Komponenten mit einer Inphasekomponente I 306 und einer Quadraturkomponente Q 307 bestimmt werden. Der Codierer 304 ist in diesem Ausführungsbeispiel nicht Teil des Zweipunktpolarmodulators 300. In weiteren Ausführungsbeispielen kann der Codierer 304 jedoch auch Teil des Zweipunktpolarmodulators 300 sein.
Die unerwünschte Einkopplung des Ausgangssignals 303 in den VCO 408 bewirkt eine Frequenzmodulation des VCO 408 durch das AM-Signal. Dies kann mathematisch ausgedrückt werden durch fVCO(t) = f01 + K3·α1·r(t – τ), (1)wobei K₃ den VCO Sensitivitätsfaktor in MHz/Volt beschreibt, r(t – τ) die AM-Signalkomponente beschreibt und α₁ den Verstärkungsfaktor beschreibt, der die Verstärkung des Kopplungspfades mit berücksichtigt. Die zeitliche Verzögerung τ berücksichtigt die Verzögerung des Kopplungspfades in den VCO 408. Der VCO Sensitivitätsfaktor K₃ ist abhängig von dem Kopplungseingang des Funkfrequenzträgersignals bzw. Ausgangssignals 303. Im Falle der Einkopplung auf den Einstelleingang 409 des Oszillators 408 ist der Sensitivitätsfaktor K₃ identisch oder nahezu identisch mit dem Einstellsensitivitätsfaktor K₁ des VCO 408. Die Phasenmodulations-Komponente bzw. PM-Komponente bewirkt eine Verschiebung der nominalen Oszillatorfrequenz f₀, die durch die neue frei laufende Oszillatorfrequenz f₀₁ mit berücksichtigt wird. Das Oszillatorausgangssignal 109 lautet wie folgt: sVCO(t) = cos(ωt + φ(t)) = cos(2π f01t + 2π K3·α1·r(t – τ)·t) (2)
Der Rückkopplungsmechanismus des phasengekoppelten Regelkreises 104 ist in der Lage, Frequenzkomponenten innerhalb der Schleifenbandbreite zu kompensieren. Modulationsfrequenzkomponenten, die jedoch größer sind als die Schleifenbandbreite können durch den Phasenregelkreis (PLL) 104 nicht unterdrückt werden, da die Schleife nicht in der Lage ist, schnellen Frequenzänderungen des VCO 408 zu folgen. Daher zeigt die (Übertragungsfunktionscharakteristik des AM-Signals bezogen auf den Ausgang des VCO 408 eine Hochpasscharakteristik. Die Hochpasscharakteristik der zwei Übertragungsfunktionen H₄₂ (jω) = φ₄(ω)/φ₂(ω) und H₄₃(jω) = φ₄(ω)/φ₃(ω) von dem zweiten Steuereingang 410 und dem parasitären Koppelpfad 203 auf den Ausgang 204 des VCO 408 wurde qualitativ in 2b aufgezeigt.
Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 wird besonders für Systeme eingesetzt, bei denen die Modulationsbandbreite wesentlich höher ist als die PLL- bzw. Phasenregelkreisbandbreite. Das PM-Signal 405 wird gleichzeitig auf zwei Punkte der PLL bzw. des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104 geschaltet. Der erste Eingang moduliert das Teilverhältnis 210 des Multimodulusteilers 411 bzw. des Frequenzteilers 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 210. Der zweite Eingang wird auf den Modulationseingang 410 des VCO 408 gegeben. Das AM-Signal wird in der Mischausgangsstufe bzw. der Modulationseinrichtung 110 kombiniert, kann jedoch auch direkt auf den Leistungsverstärker 302 geschaltet werden, beispielsweise unter Verwendung einer Speisespannungsmodulation.
Einige Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung basieren auf dem Konzept, eine Kompensation der parasitären AM/FM-Komponente 305 durch Hinzuaddieren des AM-Signals auf den zweiten Steuereingang 410 des VCO 408 zu erreichen, um so den VCO 408 zu modulieren. Da der zweite Steuereingang 410 die gleiche Eingangs/Ausgangshochpasscharakteristik aufweist wie die parasitäre AM/FM-Komponente, kann die AM/FM-Komponente perfekt oder nahezu perfekt ausgelöscht werden.
Im Falle einer optimalen Auslöschung der parasitären AM-Signalkomponente α₁ r(t – τ) ist das Ausgangsfrequenzsignal 109 des VCO 408 gegeben durch: fVCO(t) = f01 + K3·α1r(t – τ) – K ~3α ~1r ~(t – τ) ≈ f01. (3)
K ~₃ und α ~₁r ~(t – τ) stellen Schätzwerte des VCO Sensitivitätsfaktors K₃ bzw. der AM-Signalkomponente dar. Obwohl das AM-Signal r(t) exakt bekannt ist, können die Verstärkung α₁ und die Trägerphasenverzögerung φ = ω₀τ nur geschätzt werden, beispielsweise aufgrund des unbekannten oder nicht vollkommen bekannten Funkfrequenzeinkopplungspfades. Dazu werden ein einstellbarer Verstärkungsblock G = a ^_i und eine einstellbare Zeitverzögerung in den AM-Kompensationspfad eingefügt. Die Zeitverzögerungsschätzung τ ^ kann sehr präzise kontrolliert werden, beispielsweise im Bereich von wenigen Nanosekunden, um in der Lage zu sein, die Trägerphasenverzögerung φ = ω₀τ der parasitären Funkfrequenzeinkopplung zu kompensieren.
4 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit spannungsgesteuertem Oszillator gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Zweipunktpolarmodulator 100 umfasst einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104, einen Stellwerterzeuger 112, einen AM-Pfad 420 und eine Modulationseinrichtung 110. Gegenüber dem Ausführungsbeispiel gemäß 3 weist der Stellwerterzeuger 112 zusätzlich einen AM-Kompensationspfad 426 auf. Der AM-Kompensationspfad 426 erzeugt ein von der Amplitudeninformation 102 abgeleitetes Signal 402 durch Verstärkung des auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signals 407 mittels einer Verstärkung 427 und Verzögerung des auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signals 407 mittels einer Verzögerung 428. Das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Signal 402 wird von einem von der Phaseninformation 103 abgeleiteten Signal 403 subtrahiert, um das zweite Stellwertsignal 401 zu bilden. Das zweite Stellwertsignal 401 gelangt über eine Digital-Analogwandlungseinrichtung 415 auf den zweiten Ausgang des Stellwerterzeugers 112, um den zweiten Stellwert 108 zu repräsentieren. Der erste Stellwert 106 des Stellwerterzeugers 112 entspricht der Darstellung gemäß 3.
Das auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signal 407 kann ein der Amplitudeninformation 102 entsprechendes Signal sein oder ein unter Verwendung einer linearen oder nichtlinearen Funktion, entsprechend dem Ausführungsbeispiel der 1, aus dem der Amplitudeninformation 102 entsprechenden Signal erzeugtes Signal.
Der AM-Pfad 420 des Zweipunktpolarmodulators 100 weist zusätzlich zu dem AM-Pfad 320 gemäß 3 noch ein zweites Verzögerungsglied 423 auf, um das auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signal 407 mit einer zweiten Verzögerung zu verzögern. Das auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signal 407 durchläuft ein erstes Verzögerungsglied 421, einen Überabtaster 422, ein zweites Verzögerungsglied 423, einen DA-Wandler 424 und ein Glättungsfilter 425, um aus dem auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signal 407 das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Amplitudensignal 111 zu erzeugen.
Die Modulationseinrichtung 110 entspricht der Modulationseinrichtung 110 gemäß 3 und 1. Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 weist zusätzlich zu dem Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 gemäß 3 und 1 noch einen Frequenzteiler 434 mit festem oder einstellbarem Teilerfaktor 435 auf. Der Frequenzteiler 434 mit festem oder einstellbarem Teilerfaktor 435 teilt die von dem VCO 408 erzeugte Frequenz f_VCO durch einen festen oder einstellbaren Teilerfaktor 435, um so ein Phasenregelkreisausgangssignal 109 mit einer um den festen Teilerfaktor 435 geteilten Frequenz zu erzeugen.
Die Subtraktion des von der Amplitudeninformation 102 abgeleiteten Signals 402 von dem von der Phaseninformation 103 abgeleiteten Signal 403 bewirkt, dass das zweite Stellwertsignal 401 und damit der zweite Stellwert 108 ebenfalls eine Signalkomponente aufweisen, die von der Amplitudeninformation 102 abhängig ist. Damit gelangt eine von der Amplitudeninformation 102 abhängige Signalkomponente auf den zweiten Steuereingang 410 des spannungsgesteuerten Oszillators 408 und bietet damit die Möglichkeit, in Abhängigkeit der Verstärkung 427 und der Verzögerung 428 des AM-Kompensationspfads 426 ein auf den VCO 408 einwirkendes Störeinkopplungssignal 305 bzw. parasitäres AM-Signal 305 zu kompensieren. Die Verstärkung 427 und die Verzögerung 428 können beispielsweise einstellbar sein, um beispielsweise in dem Ausgangssignal s_c(t) 303 oder in dem polarmodulierten Signal 101 ein auftretendes Störspektrum aufgrund der parasitären AM/FM-Einkopplung möglichst vollständig zu unterdrücken.
Der Zweipunktpolarmodulator 100 gemäß dem Ausführungsbeispiel kann z. B. in GSM 850/900 Übertragern eingesetzt werden, wobei der (feste bzw. nicht-modulierte) Teilerfaktor 435 des Frequenzteilers 434 auf vier eingestellt werden kann. Der Zweipunktpolarmodulator 100 kann auch in GSM 1800/1900 Übertragern eingesetzt werden, wenn der (feste bzw. nicht-modulierte) Teilerfaktor 435 beispielsweise auf zwei gesetzt wird.
5 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit spannungsgesteuerten Oszillator, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Zweipunktpolarmodulator 100 gemäß dem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung unterscheidet sich von dem Zweipunktpolarmodulator 100 gemäß dem Ausführungsbeispiel nach 4 darin, dass der AM-Kompensationspfad 426 zusätzlich zu der Verstärkung 427 und der Verzögerung 428 ein Vorfilter 613 aufweist, um das auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signal 407 zusätzlich zu einer Verstärkung unter Verwendung der Verstärkung 427 und einer Verzögerung unter Verwendung der Verzögerung 428 vorzufiltern, um aus dem auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signal 407 das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Signal 402 zu erzeugen. Das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Signal 402 wird in diesem Ausführungsbeispiel von dem von der Phaseninformation 103 abgeleiteten Signal 403 abgezogen, um das zweite Stellwertsignal 401 zu erhalten. Das zweite Stellwertsignal 401 wird über die D/A-Wandlungseinrichtung 415 digital-analog gewandelt und geglättet, um den zweiten Stellwert 108 darzustellen. In diesem Ausführungsbeispiel umfasst der PM-Pfad 536, der die Übertragung der Phaseninformation 103 zu dem ersten Stellwert 106 bewirkt, kein Formfilter 431, wie es das Ausführungsbeispiel gemäß 4 aufweist. Das auf der Phaseninformation 103 basierende Signal 405 wird unter Verwendung des Differenzierers 430 differenziert, um ein Frequenzsignal zu erhalten, das dem ersten Stellwertsignal 404 entspricht und das unter Verwendung des Sigma-Delta-Wandlers 429 Sigma-Delta gewandelt wird, um den ersten Stellwert 106 zu repräsentieren. Das Frequenzsignal bzw. das erste Stellwertsignal 404 entspricht in diesem Ausführungsbeispiel auch dem von der Phaseninformation 103 abgeleiteten Signal 403, von dem das von der Amplitudeninformation 102 abgeleitete Signal 402 subtrahiert wird. Der erste Stellwert 106 entspricht somit einer Frequenz bzw. beschreibt eine Frequenzänderung, mit welcher der Frequenzteiler 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 210 bzw. der Multimodulusteiler 411 das Phasenregelkreisausgangssignal 109 moduliert.
Durch das Vorfilter 613 in dem AM-Kompensationspfad 426 erhält man einen Freiheitsgrad mehr, um das auf der Amplitudeninformation 102 basierende Signal 407 optimal einzustellen bzw. anzupassen, um ein Störeinkopplungssignal bzw. ein parasitäres AM-Signal 305 zu kompensieren. Auch wenn mittels des zweiten Stellwerts 108 eine direkte Übertragung der Amplitudeninformation 102 bzw. des auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signals 407 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 408 erfolgt, so kann dieser Übertragungsweg unter Umständen eine leicht veränderte Frequenzcharakteristik gegenüber dem Störeinkopplungs-Übertragungsweg des auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signals 407 über den AM-Pfad 420, die Modulationseinrichtung 110, die Leistungsendstufe 302 auf den VCO 408 aufweisen. Um einen Abgleich des ersteren Übertragungswegs zu ermöglichen, bietet das Vorfilter 613 die Möglichkeit, beispielsweise über einstellbare Koeffizienten, Unterschiede im Frequenzgang beider Übertragungswege auszugleichen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel weist einen AM-Kompensationspfad 426 entsprechend der Abbildung in 5 und einen PM-Pfad 436 entsprechend der Abbildung in 4 auf. Das heißt, das weitere Ausführungsbeispiel kann ein Vorfilter 613 im AM-Kompensationspfad 426 und ein Formfilter 431 im PM-Pfad 436 aufweisen. Auch ist es in den genannten Ausführungsbeispielen nicht notwendigerweise erforderlich, dass das zweite Stellwertsignal 401 auf einer Subtraktion des von der Amplitudeninformation 102 abgeleiteten Signals 402 von dem von der Phaseninformation 103 abgeleiteten Signal 403 erzeugt wird. Es kann beispielsweise auch eine Addition der genannten Signale verwendet werden, wobei dann die Verstärkung 427 oder die Filterkoeffizienten des Vorfilters 613 beispielsweise negativ gewählt sein können. Da die Komponenten des AM-Kompensationspfades 426 so gewählt bzw. eingestellt werden können, dass das Störspektrum in dem Ausgangssignal 303 möglichst unterdrückt wird, ist das Vorzeichen der Kompensationsübertragungsfunktion wählbar bzw. einstellbar.
6 zeigt ein Blockschaltbild eines Zweipunktpolarmodulators mit digital gesteuertem Oszillator, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das Ausführungsbeispiel gemäß 6 unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel gemäß 5 in dem Zweipunktphasenregelkreis 104 sowie in dem Stellwerterzeuger 112.
Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 weist statt eines spannungsgesteuerten Oszillators 408 einen digital gesteuerten Oszillator (DCO) 608 auf. Der digital gesteuerte Oszillator 608 weist einen Steuereingang auf, um in Abhängigkeit von einem an dem Steuereingang anliegenden Steuersignal 611 die Frequenz f_VCO 105 zu erzeugen. Das Steuersignal 611 kann eine digitale Wertefolge sein, die in Abhängigkeit des jeweiligen digitalen Eingangswerts ein Ausgangssignal mit der Frequenz f_VCO generiert. Der digital gesteuerte Oszillator 608 weist in diesem Ausführungsbeispiel nur einen Eingang auf, über den mittels eines Additionsglieds 612 zwei Eingangssignale 609, 610 geführt werden. Es ist auch vorstellbar, dass sich das Additionsglied 612 in dem digital gesteuerten Oszillator 608 befindet, so dass der digital gesteuerte Oszillator 608 zwei Eingänge aufweist, an denen dann die zwei Eingangssignale 609, 610 anliegen.
Das zweite Eingangssignal 610 entspricht dem auf dem zweiten Stellwert 108 basierenden Signal 610. Das erste Eingangssignal 609 entspricht einem von dem Regelsignal 414 abgeleiteten Signal. Gegenüber dem Zweipunktpolarmodulator 100 aus dem Ausführungsbeispiel gemäß 5 weist der Zweipunktpolarmodulator 100 in diesem Ausführungsbeispiel keine Ladungspumpe 432 und kein Glättungsfilter 433 auf. Die Funktionalität dieser beiden Komponenten kann beispielsweise durch ein digitales Filter 614 mit einer Übertragungsfunktion H(z) ersetzt werden, um aus dem Regelsignal 414, das ebenfalls in digitaler Form vorliegt, unter Verwendung des digitalen Filters 614 das von dem Regelsignal 414 abgeleitete Signal 609 zu erzeugen. Anstelle des Phasenfrequenzdetektors 301 gemäß den Ausführungsbeispielen, die einen spannungsgesteuerten Oszillator 408 aufweisen, umfasst der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 mit digital gesteuertem Oszillator 608 einen Zeit-Digitalwandler (TDC) 601, um die Referenzfre quenz 413 mit der modulierten Frequenz bzw. geteilten Frequenz 412 zu vergleichen, und basierend auf dem Frequenzunterschied das Regelsignal 414 zu erzeugen, das ein digitales Regelsignal darstellt. Der digital gesteuerte Oszillator 608 kann beispielsweise eine Bank von Kondensatoren aufweisen bzw. ansteuern, um das analoge Phasenregelkreisausgangssignal 109 zu erzeugen. In diesem Ausführungsbeispiel wird die von dem digital gesteuerten Oszillator 608 erzeugte Frequenz f_VCO unter Verwendung des Frequenzteilers 434 mit festem bzw. nicht-moduliertem Teilerfaktor 435 durch den festen bzw. nicht-modulierten Teilerfaktor 435 geteilt, um das Phasenregelkreisausgangssignal 109 zu erzeugen, das die um den festen Teilerfaktor 435 geteilte Frequenz 105 aufweist. Alternative Ausführungsbeispiele weisen einen digital gesteuerten Oszillator 608 auf, der direkt das Phasenregelkreisausgangssignal 109 erzeugt, ohne dasselbe durch einen festen bzw. nicht-modulierten Teilerfaktor 435 unter Verwendung des Frequenzteilers 434 zu teilen.
Der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 mit digital gesteuertem Oszillator 608 weist zwei Stelleingänge auf, wobei der erste Stelleingang den Frequenzteiler 411 mit steuerbarem Teilerfaktor 10 mittels des ersten Stellwerts 106 einstellt, und wobei der zweite Stelleingang den digital gesteuerten Oszillator 608 über das Additionsglied 612 direkt einstellt, beispielsweise mittels des zweiten Stellwerts 108 unter Umgehung des Rückkopplungszweigs 107 des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises 104. In diesem Ausführungsbeispiel weisen der erste Stellwert 106 und der zweite Stellwert 108 keine Kopplung (zumindest keine direkte Kopplung) auf. Der Stellwerterzeuger 112 weist einen PM-Pfad 536 zur Erzeugung des ersten Stellwerts 106 und einen von dem PM-Pfad 536 unabhängigen AM-Kompensationspfad 426 zur Erzeugung des zweiten Stellwerts 108 auf. Das zweite Stellwertsignal 401 wird aus dem auf der Amplitudeninformation 102 basierenden Signal 407 unter Verwendung der Verstärkung 427, der Verzögerung 428 und des Vorfilters 613 des AM-Kompensationspfades 426 erzeugt. Das erste Stellwertsignal 404 wird aus dem auf der Phaseninformation 103 basierenden Signal 405 unter Verwendung des Differenzierers 430 erzeugt und repräsentiert, beispielsweise nach Sigma-Delta Wandlung unter Verwendung des Sigma-Delta Wandlers 429, den ersten Stellwert 106. Da in diesem Ausführungsbeispiel der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis 104 einen digital gesteuerten Oszillator 608 aufweist, ist kein D/A-Wandler 416 mehr erforderlich, um die Einkopplung des von der Amplitudeninformation 102 abgeleiteten Signals 402 auf den Steuereingang des digital gesteuerten Oszillators 608 zu bewirken.
Als weitere Variante wäre denkbar, das erste Stellwertsignal 404, das in digitaler Form vorliegt, mit dem zweiten Stellwertsignal 401 zu kombinieren, beispielsweise über einen Addierer oder Subtrahierer, wobei das kombinierte Signal dann dem zweiten Stellwert 108 entspricht, ohne einen D/A-Wandler 416 mit Glättungsfilter 417 zu durchlaufen.
Daneben wäre eine Variante denkbar, in der der AM-Kompensationspfad 426 kein Vorfilter 613 aufweist, sondern nur eine Verstärkung 427 und eine Verzögerung 428.
In einer weiteren Variante kann der PM-Pfad 536 auch ein Formfilter 431 gemäß Darstellung in 4 aufweisen.
Der digital gesteuerte Oszillator 608 wird bei einigen Ausführungsbeispielen mittels des zweiten Stellwerts 108 digital moduliert, ohne die Notwendigkeit eines Digital-Analogwandlers.
7a zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines EDGE-modulierten Ausgangssignals eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad. Das Frequenzspektrum weist um eine Mittenfrequenz, die bei etwa 1,71 Gigahertz liegt, eine unsymmetrische linke Flanke 701 auf, welche eine Verletzung der GSM-EDGE-Spektralmaske bewirkt. Die linke Flanke 701 tritt auf aufgrund einer unerwünschten AM/FM-Einkopplung des Ausgangssignals 303 in den spannungsgesteuerten bzw. digital gesteuerten Oszillator 408 bzw. 608.
7b zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines EDGE-modulierten Ausgangssignals eines Zweipunktpolarmodulators mit Kompensationspfad, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das Eingangssignal, d. h. die Amplitudeninformation 102 und die Phaseninformation 103, ist gleich der zur Erzeugung des Frequenzspektrums gemäß 7a verwendeten. Jedoch weist der Zweipunktpolarmodulator 100, durch den das Spektrum nach 7b erzeugt wird, einen AM-Kompensationspfad 426 auf. Dessen Komponenten (Verstärkung 427, Verzögerung 428 und Vorfilter 613) sind so eingestellt, dass ein Störspektrum in dem Ausgangssignal 303, das in 7b dargestellt ist, möglichst unterdrückt ist. Dies ist daran zu erkennen, dass das Frequenzspektrum keine unsymmetrische linke Flanke 701 mehr aufweist, sondern zwei symmetrische Flanken 702, 703, die gegenüber der unsymmetrischen Flanke 701 gemäß 7a um zusätzlich etwa 10 dB gedämpft sind. Das Frequenzspektrum ermöglicht es somit, die GSM-EDGE-Frequenzmaske einzuhalten.
8a zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines amplitudenmodulierten reinen Trägersignals eines Zweipunktpolarmodulators ohne Kompensationspfad. Um eine genauere Analyse des Effekts der AM/FM-Konversion ausführen zu können, wird ein reines Kosinussignal bzw. ein Signal mit einer kontinuierlichen Wellenform, das amplitudenmoduliert ist, und den Signalverlauf r(t) = A cos(ω_mt) mit ω_m = 135 Kilohertz aufweist, verwendet. Die phasenmodulierte Signalkomponente wird zu Null gesetzt. 8a zeigt ein gemessenes Spektrum, das das AM-Signal ohne PM-Signalkomponente zeigt. Die Asymmetrie in dem Spektrum wird verursacht durch die Überlagerung der AM nach FM konvertierten Komponente und der gewünschten AM-Signalkomponente. Auf dem unteren Seitenband 801 addieren sich die AM nach FM konvertierte Komponente und das amplitu denmodulierte untere Seitenband unvorteilhaft bzw. destruktiv, so dass eine Auslöschung der Seitenbandenergie erfolgt. Auf dem oberen Seitenband 802 addieren sich die AM nach FM konvertierte Komponente und das amplitudenmodulierte obere Seitenband vorteilhaft bzw. konstruktiv, so dass eine Summierung der Signalenergie erfolgt.
8b zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum eines amplitudenmodulierten reinen Trägersignals eines Zweipunktpolarmodulators mit Kompensationspfad gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das Eingangssignal, d. h. das amplitudenmodulierte reine Trägersignal, entspricht dem Eingangssignal gemäß 8a. Der Zweipunktpolarmodulator mit Kompensationspfad bewirkt bei entsprechend optimal eingestelltem Kompensationspfad 426 eine Reduktion der unvorteilhaften Störsignalenergie der parasitären Einkopplung. Unteres Seitenband 803 und oberes Seitenband 804 weisen in etwa gleiche Signalleistung auf. Es ist klar zu erkennen, dass die AM nach FM konvertierten Komponenten effektiv unterdrückt werden.
9a zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum des frequenzdemodulierten reinen Trägersignals aus 8a. Um die verbleibende FM-Komponente zu quantifizieren, kann das Trägersignal frequenzdemoduliert werden. 9a zeigt ein Spektrum des frequenzdemodulierten Trägersignals, das in 8a dargestellt ist. Aus dem frequenzdemodulierten Spektrum ist klar zu erkennen, dass eine signifikante Spektralkomponente bei der AM-Modulationsfrequenz ω_m = 135 Kilohertz auftritt. In der Abbildung gemäß 9a ist diese Spektralkomponente mit dem Merker 1 bei Bezugszeichen 901 dargestellt. Weiterhin existiert eine signifikante Spektralkomponente bei der doppelten AM-Modulationsfrequenz von 270 Kilohertz. Diese ist durch den Merker 2 bei Bezugszeichen 902 dargestellt. Bei Ausführungsbeispielen der Erfindung werden diese Spektralkomponenten der parasitären AM/FM-Einkopplung kompensiert. Eine entsprechende Darstellung folgt in 9b.
9b zeigt ein charakteristisches Frequenzspektrum des frequenzdemodulierten reinen Trägersignals aus 8b. Die erste Spektralkomponente bei der AM-Modulationsfrequenz ω_m = 135 Kilohertz ist nicht mehr erkennbar. Der Merker 1 bei Bezugszeichen 903 zeigt auf diese Komponente. Die zweite Spektralkomponente bei der doppelten Amplitudenmodulationsfrequenz von 270 Kilohertz dagegen ist kaum unterdrückt. Merker 2 bei Bezugszeichen 904 deutet den Signalleistungswert an. Weist der AM-Kompensationspfad 426 neben der Verstärkung 427 und der Verzögerung 428 ebenfalls ein Vorfilter 613 auf, so kann bei optimaler Einstellung der Verstärkung 427, der Verzögerung 428 und des Vorfilters 613 auch die zweite Spektralkomponente 904 vollständig bzw. fast vollständig unterdrückt werden.
10 zeigt ein Flussdiagramm zu dem Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals. Das Verfahren 1000 umfasst einen ersten Schritt 1001, einen zweiten Schritt 1002 und einen dritten Schritt 1003. Der erste Schritt 1001 umfasst ein „Bereitstellen eines Ausgangssignals unter Verwendung einer Zweipunktmodulationsphasenregelung, wobei eine Frequenz des Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert über eine Rückkopplung der Zweipunktmodulationsphasenregelung und in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert, unmittelbar, unter Umgehung der Rückkopplung, einstellbar ist.” Der zweite Schritt 1002 umfasst ein „Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals mit dem Ausgangssignal, um das polarmodulierte Signal zu erhalten.” Der dritte Schritt 1003 umfasst ein „Erzeugen des ersten Stellwerts in Abhängigkeit von der Phaseninformation und unabhängig von der Amplitudeninformation; und Erzeugen des zweiten Stellwerts in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation.”
11 zeigt eine schematische Darstellung eines Mobiltelefons gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein Mobiltelefon 1100 umfasst einen Zweipunktpolarmodulator 100 zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals 101, einen Leistungsverstärker 302 zum Verstärken des polarmodulierten Signals 101 und eine Leiterplatine 1101, wobei der Zweipunktpolarmodulator 100 und der Leistungsverstärker 302 zusammen auf der Leiterplatine 1101 angeordnet sind. Der Leistungsverstärker 302 kann basierend auf dem polarmodulierten Signal 101 ein Leistungsausgangssignal 303 erzeugen, das beispielsweise mit einer Antenne des Mobiltelefons 1100 gekoppelt ist, um das Leistungsausgangssignal 303 dem Gesprächspartner zu übermitteln.
Der Polarmodulator 100 kann gemäß einem der Ausführungsbeispiele in den 1, 3, 4, 5, 6 ausgeführt sein, so dass der Polarmodulator 100 aus einer Phaseninformation 103 und einer Amplitudeninformation 102 ein polarmoduliertes Signal 101 erzeugt. Der Zweipunktpolarmodulator 100 ist ausgelegt, um einer Störeinwirkung des Leistungsausgangssignals 303 auf den Zweipunktpolarmodulator 100 unter Verwendung einer Zweipunktmodulationsphasenregelung entgegenzuwirken.
Aufgrund dieser Störkompensation des Zweipunktpolarmodulators 100 braucht das Mobiltelefon 1100 keine getrennten Abschirmkammern für den Zweipunktpolarmodulator 100 und den Leistungsverstärker 302 aufweisen. Eine Rückkopplung des Leistungsausgangssignals 303 auf den Zweipunktpolarmodulator 100, die beispielsweise durch Ausführung von getrennten Abschirmkammern für den Zweipunktpolarmodulator 100 und den Leistungsverstärker 302 abgemildert werden kann, kann bei dem Mobiltelefon 1100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung durch eine Zweipunktmodulationsphasenregelung in dem Zweipunktpolarmodulator 100 kompensiert werden. Aufgrund dieses Merkmals des Zweipunktpolarmodulators 100 sind keine getrennten Abschirmkammern auf der Leiterplatine 1101 erforderlich. Das Mobiltelefon 1100 kann günstiger hergestellt werden und leichter ausgeführt sein, d. h. das Gewicht des Mobiltelefons 1100 kann sich erheblich reduzieren.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren 1000 in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder einer CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computerprogrammprodukt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.
Bei einigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann damit eine aufwändige Entkopplung oder Abschirmung des Ausgangssignals der Leistungsstufe von dem VCO entfallen. Damit entfallen Herstellungskosten und das Mobiltelefon kann wesentlich preisgünstiger hergestellt werden. Es brauchen beispielsweise keine separaten Mobilfunkabschirmkammern auf dem PCB (PCB = printed circuit board bzw. gedruckter Schaltkreis oder auch Leiterplatine) des Mobilfunktelefons mehr untergebracht werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können beispielsweise bei Mobilfunktelefonen der nächsten Generation, die mittels EDGE-Modulationsverfahren arbeiten, und damit wesentlich höhere Datenraten erzielen als Modulationsverfahren, die nach dem bisherigen GSM-Standard arbeiten, eingesetzt werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung weisen Ausgangssignale der Leistungsendstufe auf, deren spektrale Maske den Anforderungen des EDGE-Standards entspricht, d. h. deren Leistungsspektrum sich innerhalb des vorgegebenen Toleranzbereichs befindet. Das Leistungsspektrum des Ausgangssignals der Leistungsendstufe ist zumindest näherungsweise symmetrisch und weist Störsignaleinkopplungen erst bei einer wesentlich geringeren Signalleistung auf, als dies bei herkömmlichen Polarmodulatorausgangssignalspektren mit EDGE modulierten Signalen der Fall ist.
Aufgrund des besseren Signalleistungs- und Störleistungsabstands bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann das Mobiltelefon beispielsweise mit geringerer Signalleistung senden, so dass der Akku beispielsweise länger hält, d. h. die Sprechzeiten sich den Standbyzeiten annähern lassen. Weiterhin besteht die Möglichkeit, dass sich bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung mehr Mobiltelefone innerhalb einer Zelle befinden können oder dass sich die Zellgröße vergrößern kann, d. h. weniger Basisstationen zum Empfangen des Mobiltelefonsignals benötigt werden. Alle vorgenannten Eigenschaften führen zu einer Kostenreduktion. Das heißt, Akkukosten des Mobiltelefons reduzieren sich, Hardwarekosten des Mobiltelefons für vorher notwendige Abschirmmaßnahmen reduzieren sich und Kosten zur Aufstellung notwendiger Basisstationen reduzieren sich.
Im Folgenden werden weitere Ausführungsbeispiele beschrieben und weitere Merkmale erläutert.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf die Kompensation einer unerwünschten Amplituden-Frequenzkonversion in einer polaren Übertragerarchitektur, welche einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis einsetzt. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können im zellulären Telefonmarkt bzw. im Mobilfunktelefonmarkt eingesetzt werden, insbesondere zum Entwurf von leistungseffizienten RF-Übertragungsarchitekturen (RF = radio frequency bzw. Funkfrequenz). Der Entwurf solcher leistungseffizienten Sender ist ein wichtiges Kriterium geworden für tragbare Geräte bzw. tragbare Geräte, die in der Hand gehalten werden können. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können in digitalen zellulären Telefonsystemen eingesetzt werden, beispielsweise in Mobilfunktelefonen, die nach dem GSM-Standard bzw. dem GSM-EDGE-Standard arbeiten. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können auch dort eingesetzt werden, wo Modulationsarten zum Einsatz kommen, die mit nicht konstanten Einhüllenden arbeiten, um höhere Datenraten zu erzielen. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ermöglichen ähnliche Sprech- und Standbyzeiten für den GSM-Standard der nächsten Generation. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können auch dort eingesetzt werden, wo der Signalpfad beispielsweise nicht vollständig linear sein kann. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung braucht beispielsweise keine Trennung des Sendepfads von dem Verstärkerpfad des Leistungsverstärkers auf dem gedruckten Schaltkreis (PCB = printed circuit board) des Mobilfunktelefons gefordert werden. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann eine parasitäre Kopplung des Ausgangssignals in den VCO unterdrückt bzw. vermieden werden, ohne eine Trennung des Übertragers von dem Leistungsverstärker zu benötigen.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung arbeiten mit einem Polarmodulatorkonzept. Das Polarmodulatorkonzept trennt das Modulationssignal in ein Amplitudenmodulations-(AM-)Signal und ein Phasenmodulations-(PM-)Signal. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann sowohl mit kartesischen Koordinaten, d. h. einem reellen Anteil und einem Quadraturanteil als auch mit Polarkoordinaten, d. h. einem Phasenanteil und einem Amplitudenanteil gearbeitet werden. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung können beide Koordinatensysteme ineinander transformiert werden. Das PM-Signal wird direkt in die phasengerastete Schleife (PLL) bzw. den Phasenregelkreis eingespeist, dessen Ausgang dabei das phasenmodulierte Trägersignal repräsentiert. Das AM-Signal kann in einer Ausgangsstufe kombiniert werden.
Es gibt verschiedene Methoden, um PM-Signal und AM-Signal zu kombinieren. Beispielsweise kann die Ausgangsstufe einen linearen Mischer aufweisen. Das AM-Signal kann alternativ auch auf die Spannungsversorgung der Ausgangstreiberstufe aufmoduliert werden. Die Ausgangsstufe kann eine Pulsweitenmodulation durchführen, um beispielsweise in Abhängigkeit von der Pulsweite verschiedene Amplitudenwerte der Grundschwingung zu erzeugen. Es existieren also verschiedene Methoden, um die PM-Information und die AM-Information zu kombinieren. Eine weitere Methode ist beispielsweise eine Speisespannungsmodulation der Ausgangstreiberstufe oder auch direkt der Leistungsverstärkerstufe. Diese Verfahren erreichen eine sehr hohe Leistungseffizienz.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung zeigen eine besondere Robustheit gegenüber parasitären Einkopplungen des Leistungsverstärkerausgangssignals in den VCO und benötigen damit beispielsweise keine Abschirmkammern zwischen dem Leistungsverstärker (PA) und dem Übertrager auf dem „PCB” bzw. auf dem gedruckten Schaltkreis des Mobilfunktelefons. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung unterdrücken die Kopplung des Ausgangssignals in den VCO und damit die Erzeugung eines unerwünschten AM/FM-Konversionssignals und wirken damit einer signifikanten Verschlechterung des Modulationsspektrums bzw. einer Erhöhung der Fehlervektorgröße entgegen.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen eine Polarmodulatorübertragerarchitektur mit einem Zweipunktmodulationsphasenregelkreis mit gebrochenem Teilerfaktor N.
Bei einigen Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann das asymmetrische Frequenzspektrum eines Polarmodulators, der keinen AM-Kompensationspfad aufweist, in ein symmetrisches Frequenzspektrum transformiert werden, das die GSM-EDGE spektrale Modulationsmaske einhält. Die Überlagerung in dem Spektrum der AM-nach-FM konvertierten Komponente mit der gewünschten AM-Signalkomponente kann in Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung in der Weise beeinflusst werden, dass das aus der Überlagerung entstehende Frequenzspektrum des Aus gangssignals nur noch die gewünschte AM-Signalkomponente aufweist, und die AM-nach-FM konvertierte Komponente in dem Frequenzspektrum des Ausgangssignals unterdrückt ist. Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung schaffen eine Möglichkeit, um diese parasitäre AM/FM-Komponente zu kompensieren. Der Aufwand für ein aufwändiges Abschirmen und Entkoppeln des Ausgangssignals von dem VCO kann bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung eingespart werden. Es brauchen auch keine separaten RF-Abschirmkammern auf der gedruckten Schaltung (PCB) des Mobilfunktelefons verwendet werden.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beschreiben eine Methode, um parasitäre AM/FM-Konversionen aufgrund parasitärer Einkopplung des Trägersignals in den VCO zu kompensieren. Die Einkopplung des Trägersignals in den VCO verursacht eine Frequenzmodulation des VCO durch das AM-Signal. Dies kann mathematisch ausgedrückt werden durch die Gleichung: fVCO(t) = f01 + K3·α1·r(t – τ),wobei K₃ den VCO Sensitivitätsfaktor bzw. VCO-Empfindlichkeitsfaktor in MHz/V beschreibt, r(t – τ) die AM-Signalkomponente beschreibt und α₁ den Verstärkungsfaktor beschreibt, der die Verstärkung des Kopplungspfades berücksichtigt. Der Zeitverzögerungswert τ berücksichtigt die Verzögerung des Kopplungspfades in den VCO. Der VCO Sensitivitätsfaktor K₃ hängt ab von dem Kopplungseingang des RF-Trägersignals. Für den Fall der Einkopplung auf den Einstelleingang ist der Sensitivitätsfaktor identisch mit dem Einstellsensitivitätsfaktor K₁ des VCO. Die PM-Komponente bewirkt eine Verschiebung der nominalen Oszillatorfrequenz f₀, die durch die neue frei laufende Oszillatorfrequenz f₀₁ berücksichtigt wird. Das Oszillatorausgangssignal kann umgeschrieben werden in: sVCO(t) = cos(ωt + φ(t)) = cos(2π f01t + 2π K3·α1·r(t – τ)·t)
Der Rückkopplungsmechanismus des phasengekoppelten Regelkreises bzw. der PLL ist in der Lage, Frequenzkomponenten innerhalb der Schleifenbandbreite zu kompensieren. Frequenzkomponenten höher als die Schleifenbandbreite können dagegen nicht von der PLL unterdrückt werden, da die Schleife nicht in der Lage ist, schnellen Frequenzänderungen des VCO zu folgen. Deshalb zeigt die Übertragungsfunktionscharakteristik des AM-Signals bezogen auf den Ausgang eine Hochpasscharakteristik. Die Hochpasscharakteristik der zwei Übertragungsfunktionen H₄₂(jω) = φ₄(ω)/φ₂(ω) und H₄₃(jω) = φ₄(ω)/φ₃(ω) von „Eingängen” 2 und 3 des VCO zu dem Ausgang 4 des VCO ist qualitativ in 2b aufgezeigt. Der „Eingang 3” des VCO beschreibt dabei einen Pfad für eine parasitäre Einkopplung.
2a zeigt einen Zweipunktmodulationsphasenregelkreis mit gebrochenen Teilerfaktor N. Dieser Zweipunktmodulationsphasenregelkreis wird besonders bei Systemen eingesetzt, bei denen die Modulationsbandbreite viel höher als die Phasenregelkreisbandbreite ist. Das PM-Signal wird zugleich an zwei Punkten des Phasenregelkreises eingekoppelt. Der erste Eingang moduliert das Teilerverhältnis eines Multimodulusteilers (bzw. Mehrteilerfaktor-Teilers) und der zweite Eingang wird auf den Modulationseingang des VCO gelegt. Das AM-Signal wird in der Mischerausgangsstufe kombiniert, kann aber auch direkt auf den Leistungsverstärker gegeben werden, beispielsweise unter Nutzung einer Speisespannungsmodulation. Die Kernidee einiger Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung besteht in der Kompensation der parasitären AM/FM-Komponente durch Addieren des AM-Signals auf den zweiten Eingang des VCO, wobei das AM-Signal den VCO moduliert. Da dieser Eingang die gleiche Eingangs-Ausgangs-Hochpasscharakteristik wie die parasitäre AM/FM-Komponente aufweist, kann die AM/FM-Komponente perfekt oder nahezu perfekt ausgelöscht werden. Im Falle einer optimalen Auslöschung des parasitären AM-Signalkomponentenanteils α₁r(t – τ) ist die Ausgangsfrequenz des VCO-Ausgangssignals gegeben durch: fVCO(t) = f01 + K3·α1r(t – τ) – K ~3α ~1r ~(t – τ) ≈ f01
K ~₃ und α ~₁r ~(t – τ) stellen Schätzwerte des VCO Sensitivitätsfaktors K₃ bzw. der AM-Signalkomponente dar. Obwohl das AM-Signal r(t) exakt bekannt ist, kann die Verstärkung α₁ und die Trägerphasenverzögerung φ = ω₀·τ aufgrund des unbekannten RF-Kopplungspfades nur geschätzt werden. Dafür werden beispielsweise ein einstellbarer Verstärkungsblock G = a ^₁ und eine einstellbare Zeitverzögerung in den AM-Kompensationspfad eingefügt. Der Zeitverzögerungsschätzwert τ ^ kann sehr präzise im Bereich von wenigen Nanosekunden gesteuert werden, um in der Lage zu sein, die Trägerphasenverzögerung φ = ω₀τ des parasitären RF-Kopplungspfades zu kompensieren.
Ein Kernaspekt einiger Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung ist eine Methode, um parasitäre AM/FM-Konversionen in Polarmodulatorübertragerarchitekturen in Verbindung mit einem Zweipunktmodulationsphasenregelkreis mit gebrochenem Tellerverhältnis N zu kompensieren, wobei das PLL bzw. der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis zur Phasenmodulation verwendet wird.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können ebenfalls digitale phasengekoppelte Regelkreise (DPLL) umfassen, mit digital gesteuerten Oszillatoren (DCO). In solchen Ausführungsbeispielen kann der Oszillator beispielsweise durch einen digitalen Eingang, der eine Bank von Kondensatoren ansteuert, eingestellt werden. Der DCO kann digital moduliert werden ohne dabei Digital-Analog-Wandler zu benötigen.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können für den GSM-EDGE-Standard genutzt werden. Beispielsweise kann der VCO mit Frequenzen im Bereich von 3,8 Gigahertz arbeiten. Im Falle von GSM 850/900 kann der Teiler am Ausgang des VCO einen Teilfaktor von 4 aufweisen, wohingegen bei GSM 1800/1900 der Teiler ein Teilerverhältnis von 2 aufweisen kann. Der AM- Kompensationspfad kann eine programmierbare Verstärkung und einen Verzögerungsblock aufweisen. Er kann zusätzlich oder alternativ ein Vorfilter oder ein Vorverzerrungsfilter aufweisen. Der Verstärkungsblock kann beispielsweise durch einen Multiplizierer oder alternativ durch eine Schiebeadditionsoperation realisiert werden. Die digitale Zeitverzögerung kann beispielsweise im Bereich von einigen Nanosekunden einstellbar sein, um die Trägerphasenverzögerung kompensieren zu können. Beispielsweise können dafür Allpassfilter oder Polyphasenfilterentwurfsverfahren verwendet werden, die beispielsweise Zeitverzögerungen im Bereich von Bruchteilen der Abtastrate gewährleisten.
7b zeigt ein EDGE-moduliertes Spektrum mit perfekter Kompensation des parasitären AM/FM-Anteils. Das Spektrum zeigt eine symmetrische Charakteristik und erfüllt die GSM-Modulationsmaskenanforderungen des Frequenzbereichs. Das heißt, das Spektrum gemäß 7b liegt innerhalb des vorgegebenen, von dem GSM-Standard geforderten Toleranzbereichs.
8b zeigt ein Spektrum eines reinen AM-Trägersignals mit AM/FM-Kompensation und 9b zeigt das zugehörige FM demodulierte Trägersignal. Es kann klar erkannt werden, dass die AM nach FM konvertierten Komponenten effektiv ausgelöscht werden.
Im Falle eines digitalen PLL können die Blöcke zur Bildung des Kompensationspfads komplett durch digitale Logikschaltkreise realisiert sein.
Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung können beispielsweise angewendet werden bei GSM, UMTS, Bluetooth, sowie bei Übertragungskonzepten für Mobilkommunikation.
Der AM-Kompensationspfad kann sowohl mit positiven als auch mit negativen Vorzeichen in den Summationspunkt vor dem DCO entsprechend 6 eingebracht werden. Eine Kompensation kann bei positivem Vorzeichen am Summationspunkt auch durch eine negative Verstärkung im AM-Kompensationspfad erreicht werden.

Claims

Zweipunktpolarmodulator (100) zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals (101) basierend auf einer Amplitudeninformation (102) und einer Phaseninformation (103), mit folgenden Merkmalen: einem Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104), der ausgelegt ist, um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert (106) über einen Rückkopplungszweig (107) des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises (104) zu ermöglichen, und um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert (108) unmittelbar, unter Umgehung des Rückkopplungszweiges (107), zu ermöglichen, wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ausgelegt ist, um in Abhängigkeit der zwei Stellwerte (106, 108) ein Phasenregelkreisausgangssignal (109) bereitzustellen; einer Modulationseinrichtung (110), die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (102) abgeleitetes Amplitudensignal (111) mit dem Phasenregelkreisausgangssignal (109) zu kombinieren, um das polarmodulierte Signal (101) zu erzeugen; und einem Stellwerterzeuger (112), der ausgelegt ist, um den ersten Stellwert (106) in Abhängigkeit von der Phaseninformation (103) und unabhängig von der Amplitudeninformation (102) zu erzeugen, und der ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert (108) in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation (102) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 1, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert (108) so zu erzeugen, dass der zweite Stellwert (108) einer Störeinwirkung auf den Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) entgegenwirkt.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 2, bei dem die Störeinwirkung auf den Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) einer parasitären AM/FM-Einkopplung des polarmodulierten Signals (101) oder eines von dem polarmodulierten Signal (101) abgeleiteten Signals oder eines durch die Modulationseinrichtung (110) erzeugten Signals entspricht.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert (108) in Abhängigkeit der Amplitudeninformation (102) und der Phaseninformation (103) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um aus einem auf der Phaseninformation (103) basierenden Signal (405) oder aus einem von der Phaseninformation (103) abgeleiteten Signal (403) ein erstes Stellwertsignal (404) zu erzeugen, das den ersten Stellwert (106) darstellt.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um aus einem auf der Amplitudeninformation (102) basierenden Signal (407) oder aus einem von der Amplitudeninformation (102) abgeleiteten Signal (402) ein zweites Stellwertsignal (401) zu erzeugen, das den zweiten Stellwert (108) darstellt; wobei das auf der Amplitudeninformation (102) basierende Signal (407) ein unter Verwendung einer linearen oder nichtlinearen Funktion aus einem der Amplitudeninformation (102) entsprechenden Signal erzeugtes Signal ist; wobei die lineare Funktion einer Verstärkung entspricht; wobei die nichtlineare Funktion einer Taylorreihe oder einer Potenzreihe entspricht.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um ein auf der Amplitudeninformation (102) basierendes Signal (407) oder ein von der Amplitudeninformation (102) abgeleitetes Signal (402) mit einem auf der Phaseninformation (103) basierenden Signal (405) oder mit einem von der Phaseninformation (103) abgeleiteten Signal (403) zu kombinieren, um ein zweites Stellwertsignal (401) zu erzeugen, das den zweiten Stellwert (108) darstellt.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um ein auf der Amplitudeninformation (102) basierendes Signal (407) oder von der Amplitudeninformation (102) abgeleitetes Signal (402) mit einem auf der Phaseninformation (103) basierenden Signal (405) oder mit einem von der Phaseninformation (103) abgeleiteten Signal (403) additiv oder subtraktiv zu überlagern, um ein zweites Stellwertsignal (401) zu erzeugen, das den zweiten Stellwert (108) darstellt.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) einen Differenzierer (430) aufweist, der ausgelegt ist, um ein auf der Phaseninformation (103) basierendes Phasensignal (405) zu differenzieren, um ein Frequenzsignal (406) zu erzeugen, wobei das Frequenzsignal (406) oder ein von dem Frequenzsignal (406) abgeleitetes Signal (404) dem ersten Stellwertsignal (404) entspricht.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ferner einen steuerbaren Frequenzteiler (411) aufweist, der ausgelegt ist, um abhängig von dem ersten Stellwert (106) eine Ausgangsfrequenz (105) des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises (104) zu modulieren; wobei der steuerbare Frequenzteiler (411) in dem Rückkopplungszweig (107) des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises (104) eingeschaltet ist, um ein Rückkopplungssignal basierend auf einem Ausgangssignal eines gesteuerten Oszillators zu erzeugen; und wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ausgelegt ist, um in Abhängigkeit des Rückkopplungssignals und einer Referenzfrequenz (413) ein Regelsignal (414) für den gesteuerten Oszillator zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 10, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) einen spannungsgesteuerten Oszillator (408) aufweist; wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (408) einen ersten Steuereingang (409) und einen zweiten Steuereingang (410) aufweist, und ausgelegt ist, um in Abhängigkeit von einer Kombination eines an dem ersten Steuereingang (409) anliegenden ersten Spannungssignals (418) und eines an dem zweiten Steuereingang (410) anliegenden zweiten Spannungssignals (419) das Ausgangssignal (105) zu erzeugen; wobei das erste Spannungssignal (418) von dem Regelsignal (414) abgeleitet ist, und wobei das zweite Spannungssignal (419) auf dem zweiten Stellwert (108) basiert.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 11, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ferner eine Ladungspumpe (432) und ein Glättungsfilter (433) aufweist, um das Regelsignal (414) unter Verwendung der Ladungspumpe (432) zu verstärken und unter Verwendung des Glättungsfilters (433) zu glätten, um aus dem Regelsignal (414) das erste Spannungssignal (418) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 10, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) einen digital gesteuerten Oszillator (608) aufweist; wobei der digital gesteuerte Oszillator (608) einen Steuereingang aufweist, um in Abhängigkeit von einem an dem Steuereingang anliegenden Steuersignal (611) die Ausgangsfrequenz (105) zu erzeugen, und wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ferner ein Additionsglied (612) aufweist, um das Steuersignal (611) aus einer additiven Überlagerung eines von dem Regelsignal (414) abgeleiteten Signals (609) und eines auf dem zweiten Stellwert (108) basierenden Signals (610) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 13, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ferner folgende Merkmale aufweist: einen Zeitdigitalwandler (601); und ein digitales Filter (614), wobei der Zeitdigitalwandler (601) ausgelegt ist, um in Abhängigkeit der modulierten Frequenz (412) und der Referenzfrequenz (413) ein digitales Regelsignal zu erzeugen, das das Regelsignal (414) darstellt; wobei das digitale Filter (614) ausgelegt ist, um aus dem digitalen Regelsignal das von dem Regelsignal (414) abgeleitete Signal (609) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ferner folgendes Merkmal aufweist: einen AM-Kompensationspfad (426), wobei der AM-Kompensationspfad (426) eine Verstärkung (427), eine Verzögerung (428) und ein Vorfilter (613) aufweist, um ein auf der Amplitudeninformation (102) basierendes Signal (407) unter Verwendung der Verstärkung (427) zu verstärken, unter Verwendung der Verzögerung (428) zu verzögern und unter Verwendung des Vorfilters (613) vorzufiltern, um aus dem auf der Amplitudeninformation (102) basierenden Signal (407) das von der Amplitudeninformation (102) abgeleitete Signal (402) zu erzeugen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 15, bei dem die Verstärkung (427) und die Verzögerung (428) einstellbar sind, und das Vorfilter (613) einstellbare Vorfilterkoeffizienten aufweist.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 15 oder 16, bei dem der Stellwerterzeuger (112) ausgelegt ist, um das von der Amplitudeninformation (102) abgeleitete Signal (402) so zu erzeugen, dass es nahezu den gleichen Frequenzgang aufweist, wie die auf den Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) einwirkende Störeinwirkung.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ferner einen Frequenzteiler (434) mit festem Teilerfaktor (435) aufweist, um die Frequenz (105) unter Verwendung des Frequenzteilers (434) mit festem Teilerfaktor (435) um den festen Teilerfaktor (435) zu teilen, um eine fest geteilte Frequenz zu erzeugen, und wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ausgelegt ist, um das Phasenregelkreisausgangssignal (109) in Abhängigkeit der fest geteilten Frequenz bereitzustellen.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß Anspruch 18, bei dem der feste Teilerfaktor (435) den Wert 2 oder 4 einnimmt.
Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der Zweipunktpolarmodulator (100) ferner folgende Merkmale aufweist: ein Formfilter (431); einen Sigma-Delta-Wandler (429); eine D/A-Wandlungseinrichtung (415); und ein AM-Pfadfilter (420), wobei das Formfilter (431) ausgelegt ist, um das Frequenzsignal (406) unter Verwendung des Formfilters (431) formzufiltern, um aus dem Frequenzsignal (406) das von dem Frequenzsignal (406) abgeleitete Signal (404) zu erzeugen; wobei der Sigma-Delta-Wandler (429) ausgelegt ist, um das erste Stellwertsignal (404) unter Verwendung des Sigma-Delta-Wandlers (429) Sigma-Delta zu wandeln, um aus dem ersten Stellwertsignal (404) den ersten Stellwert (106) zu erzeugen; wobei die D/A-Wandlungseinrichtung (415) einen D/A-Wandler (416) und ein Glättungsfilter (417) aufweist und ausgelegt ist, um das zweite Stellwertsignal (401) digital-analog zu wandeln und zu glätten, um aus dem zweiten Stellwertsignal (401) das zweite Spannungssignal (419) zu erzeugen; wobei das AM-Pfadfilter (420) ein erstes Verzögerungsglied (421), einen Überabtaster (422), ein zweites Verzögerungsglied (423), einen D/A-Wandler (424) und ein Glättungsfilter (425) aufweist und wobei das AM-Pfadfilter (420) ausgelegt ist, um ein auf der Amplitudeninformation (102) basierendes Signal (407) unter Verwendung des ersten Verzögerungsglieds (421) zu verzögern, unter Verwendung des Überabtasters (422) überabzutasten, unter Verwendung des zweiten Verzögerungsglieds (423) zu verzögern, unter Verwendung des D/A-Wandlers (424) digital-analog zu wandeln und unter Verwendung des Glättungsfilters (425) zu glätten, um aus dem auf der Amplitudeninformation (102) basierenden Signal (407) das Amplitudensignal (111) abzuleiten.
Zweipunktpolarmodulator (100) zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals (101) basierend auf einer Amplitudeninformation (102) und einer Phaseninformation (103), mit folgenden Merkmalen: einem Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104), der ausgelegt ist, um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert (106) über einen Rückkopplungszweig (107) des Zweipunktmodulationsphasenregelkreises (104) zu ermöglichen, und um eine Frequenzeinstellung in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert (108) unmittelbar, unter Umgehung des Rückkopplungszweiges (107), zu ermöglichen, wobei der Zweipunktmodulationsphasenregelkreis (104) ausgelegt ist, um in Abhängigkeit der zwei Stellwerte (106, 108) ein Phasenregelkreisausgangssignal (109) bereitzustellen; einer Modulationseinrichtung (110), die ausgelegt ist, um ein von der Amplitudeninformation (102) abgeleitetes Amplitudensignal (111) mit dem Phasenregelkreisausgangssignal (109) zu kombinieren, um das polarmodulierte Signal (101) zu erzeugen; und einem Stellwerterzeuger (112), der ausgelegt ist, um den ersten Stellwert (106) in Abhängigkeit von der Phaseninformation (103) und unabhängig von der Amplitudeninformation (102) zu erzeugen, und der ausgelegt ist, um den zweiten Stellwert (108) in Abhängigkeit von einem von der Amplitudeninformation (102) abgeleiteten Signal (402) zu erzeugen, wobei der Stellwerterzeuger (112) eine Verstärkung (427), eine Verzögerung (428) und ein Vorfilter (613) aufweist, um ein auf der Amplitudeninformation (102) basierendes Signal (407) unter Verwendung der Verstärkung (427) zu verstärken, unter Verwendung der Verzögerung (428) zu verzögern und unter Verwendung des Vorfilters (613) vorzufiltern, um aus dem auf der Amplitudeninformation (102) basierenden Signal (407) das von der Amplitudeninformation (102) abgeleitete Signal (402) zu bestimmen.
Mobiltelefon (1100) mit folgenden Merkmalen: einem Zweipunktpolarmodulator (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 21 zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals (101); einem Leistungsverstärker (302) zum Verstärken des polar modulierten Signals (101); und einer Leiterplatine (1101), wobei der Zweipunktpolarmodulator (100) und der Leistungsverstärker (302) zusammen auf der Leiterplatine (1101) angeordnet sind; wobei der Leistungsverstärker (302) ausgelegt ist, um basierend auf dem polarmodulierten Signal (101) ein Leistungsausgangssignal (303) zu erzeugen.
Mobiltelefon (1100) gemäß Anspruch 22, bei dem die Leiterplatine (1101) keine getrennten Abschirmkammern für den Zweipunktpolarmodulator (100) und den Leistungsverstärker (302) aufweist; wobei der Zweipunktpolarmodulator (100) ausgelegt ist, um einer Störeinwirkung des Leistungsausgangssignals (303) auf den Zweipunktpolarmodulator (100) unter Verwendung einer Zweipunktmodulationsphasenregelung entgegenzuwirken.
Verfahren (1000) zum Erzeugen eines polar modulierten Signals (101) basierend auf einer Amplitudeninformation (102) und einer Phaseninformation (103), wobei das Verfahren (1000) folgende Schritte aufweist: Bereitstellen eines Ausgangssignals unter Verwendung einer Zweipunktmodulationsphasenregelung, wobei eine Frequenz des Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert über eine Rückkopplung der Zweipunktmodulationsphasenregelung und in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert, unmittelbar, unter Umgehung der Rückkopplung, einstellbar ist (1001); Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals mit dem Ausgangssignal, um das polarmodulierte Signal zu erhalten (1002); und Erzeugen des ersten Stellwerts in Abhängigkeit von der Phaseninformation und unabhängig von der Amplitudeninformation; und Erzeugen des zweiten Stellwerts in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation (1003).
Zweipunktpolarmodulationseinrichtung zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals (101) basierend auf einer Amplitudeninformation (102) und einer Phaseninformation (103), mit folgenden Merkmalen: eine Einrichtung zum Bereitstellen eines Ausgangssignals unter Verwendung einer Zweipunktmodulationsphasenregelung, wobei eine Frequenz des Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem ersten Stellwert über eine Rückkopplung der Zweipunktmodulationsphasenregelung und in Abhängigkeit von einem zweiten Stellwert, unmittelbar, unter Umgehung der Rückkopplung, einstellbar ist; eine Einrichtung zum Kombinieren eines von der Amplitudeninformation abgeleiteten Amplitudensignals mit dem Ausgangssignal, um das polarmodulierte Signal zu erhalten; und eine Einrichtung zum Erzeugen des ersten Stellwerts in Abhängigkeit von der Phaseninformation und unabhängig von der Amplitudeninformation; und zum Erzeugen des zweiten Stellwerts in Abhängigkeit von der Amplitudeninformation.
Computerprogramm mit einem Programmcode zum Ausführen des Verfahrens gemäß Anspruch 24, wenn das Computerprogramm auf einem Rechner läuft.