DE102014116667B4

DE102014116667B4 - Verfahren und Vorrichtungen zur Bereitstellung von Schnittpunktinformation

Info

Publication number: DE102014116667B4
Application number: DE102014116667.1A
Authority: DE
Inventors: David Seebacher; Peter Singerl; Christian Schuberth; Martin Mataln
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2013-11-14
Filing date: 2014-11-14
Publication date: 2022-02-24
Anticipated expiration: 2034-11-15
Also published as: US9099996B2; US20150130549A1; CN104980386A; DE102014116667A1; CN104980386B

Abstract

Verfahren zum Bereitstellen eines pulsbreitenmodulierten Signals, wobei das Verfahren umfasst:
Zerlegen eines Eingabesignals, welches Amplituden- und Phaseninformation umfasst, in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase umfasst;
Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals, um ein erstes schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen;
Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals, um ein zweites schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen; und
Bereitstellen des pulsbreitenmodulierten Signals basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals.

Description

Die hierin beschriebene vorliegende Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf Techniken zur Ermittlung (oder Schätzung) von Schnittpunktinformation. Insbesondere können sich die Aspekte der vorliegenden Offenbarung auf Verfahren und Vorrichtungen zur Anwendung von Schnittpunktermittlung bei Hochfrequenz-Pulsbreitenmodulations-Modulatoren (HF-PWM) beziehen.
Die Pulsbreitenmodulation (PWM) oder Pulsdauermodulation (PDM) ist eine Modulationstechnik, welche die Breite des Impulses, auch als die Pulsdauer bezeichnet, auf der Grundlage von Modulatorsignalinformation anpassen kann. Diese Modulationstechnik kann dazu verwendet werden, Information für die Übertragung zu kodieren, insbesondere für die Übertragung über Funknetze. Das resultierende Spektrum kann gewöhnlich eine DC-Komponente enthalten, ein Basisseitenband, welches das Modulationssignal und phasenmodulierte Träger bei jeder Harmonischen der Frequenz des Impulses enthält. Die Amplituden der Harmonischen-Gruppen können durch eine (sin(x) ) /x-Hüllkurve begrenzt werden, und sie können sich bis zur Unendlichkeit ausdehnen. Die unendliche Bandbreite kann durch die nicht-lineare Arbeitsweise des Pulsbreitenmodulators bewirkt werden. Als Folge kann eine PWM eine Aliasing-Verzerrung erfahren, wodurch ihre Anwendbarkeit für moderne Kommunikationssysteme signifikant reduziert wird. Insbesondere kann es erwünscht sein, die Aliasing-Verzerrung bei digitaler PWM zu reduzieren.
Die Druckschrift Ye, Zhuan et al.; An FPGA based all-digital transmitter with radio frequency output for software defined radio. In: Design, Automation & Test in Europe Conference & Exhibition , DATE‘07, pp.1-6, April 2007 betrifft einen FPGA-basierten volldigitalen Sender mit Hochfrequenzausgang für softwaredefinierten Funk.
Die Druckschrift US 2010 / 0 097 153 A1 betrifft eine geschaltete Modulation eines Hochfrequenz-Verstärkers.
Die Druckschrift US 2010 / 0 124 290 A1 betrifft eine digitale Signalübertragung für eine drahtlose Kommunikation.
Die Druckschrift US 2008 / 0 075 194 A1 betrifft eine Architektur eines digitalen Outphasing-Senders.
Die Druckschrift US 6 665 338 B1 betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines abgetasteten digitalen Signals in ein natürlich abgetastetes digitales Signal.
Die Druckschrift EP 1 819 052 A1 betrifft ein Verfahren für eine Pulsweiten-Modulation und einen Pulsweiten-Modulator.
Die Druckschrift US 2013 / 0 156 089 A1 betrifft einen digitalen zeitverschachtelten RF-PWM Sender.
Ein Aspekt der vorliegenden Offenbarung bezieht sich auf ein Verfahren zum Bereitstellen eines pulsbreitenmodulierten Signals. Das Verfahren umfasst ein Zerlegen eines Eingabesignals, welches Amplituden- und Phaseninformation umfasst, in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase umfasst. Das Verfahren umfasst ferner ein Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals, um ein erstes schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen. Das Verfahren umfasst ferner ein Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals, um ein zweites schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen. Das Verfahren umfasst ferner ein Bereitstellen des pulsbreitenmodulierten Signals basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Offenbarung bezieht sich auf eine Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung. Die Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung umfasst eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein Eingabesignal, welches Amplituden- und Phaseninformation umfasst, in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals zu zerlegen, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase umfasst. Die Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung umfasst ferner eine zweite Einheit, die dazu ausgelegt ist, zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals zu interpolieren, um ein erstes schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen, und zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals zu interpolieren, um ein zweites schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen. Die Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung umfasst ferner eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals bereitzustellen.
Die begleitenden Zeichnungen sind umfasst, um ein weiteres Verständnis der Aspekte bereitzustellen, und sie sind in dieser Beschreibung aufgenommen und stellen einen Teil dieser dar. Die Zeichnungen veranschaulichen Aspekte, und dienen gemeinsam mit der Beschreibung dazu, die Prinzipien der Aspekte zu erklären und zu erläutern. Andere Aspekte und viele der beabsichtigten Vorteile der Aspekte sind leicht zu verstehen, wenn sie durch Verweis auf die folgende detaillierte Beschreibung besser verständlich sind. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile.

1 ist ein Blockdiagramm, das einen CPE-Modulator (Schnittpunktermittlung oder Schnittpunktschätzung) gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
2 ist ein Blockdiagramm, das einen HF-PWM-Modulatorkern gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Kombinations- und Quantisierungsblock gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
4 ist ein Blockdiagramm, das einen kreisförmigen Phasenmodulator gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
5 ist ein Spektraldiagramm, das ein Spektrum eines Outphasing-Signals mit oder ohne ZOH (Zero-Order Hold; Halteglied nullter Ordnung) veranschaulicht.
6 ist ein Spektraldiagramm, das ein Spektrum eines Phasenmodulatorausgangs und ein kombiniertes Signal veranschaulicht, wobei die Begrenzung aufgrund der Aliasing-Effekte gezeigt wird. Die 7a bis 7d sind Darstellungen des Zeitbereichs, die Modulatorsignale veranschaulichen, um die Wirkungen der Abtastung zu zeigen.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine Modulatorschaltung mit CPE und optionalem Rauschformen gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Modulatorschaltung mit CPE und einem Hilfsmodulatorzweig gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
10 ist ein Blockdiagramm, das eine einzweigige Modulatorschaltung mit CPE und Delta-Sigma-Rauschformen, das eine Fehler-Rückführung für den zweiten Impuls umfasst, gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
11 ist ein Blockdiagramm, das eine einzweigige Modulatorschaltung mit additivem CPE und optionalem Delta-Sigma-Rauschformen gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine CPE-Schaltung für die optimale Signalerzeugung gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
Die 13a bis 13c sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die Haupt- und Hilfszweigsignalentscheidung veranschaulichen.
Die 14a und 14b sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die Haupt- und Hilfszweigsignalentscheidung veranschaulichen.
Die 15a bis 15d sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die PWM-Signalerzeugung durch Analoga (ANA), Halteglieder nullter Ordnungen (ZOH) und Schnittpunktermittlung (CPE) nur auf der Grundlage von Amplitudeninformation veranschaulichen.
Die 16a bis 16c sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die Berechnung des Outphasing-Signals gemäß der Offenbarung veranschaulichen.
Die 17a und 17b sind Spektraldiagramme, die Spektren für ein 40 MHz-Mehrtonsignal bei 2,6 GHz Trägerfrequenz und ein Fehlersignal für verschiedene CPE-Verfahren ohne Rauschformen (17a) und mit Rauschformen (17b) veranschaulichen.
Die 18a und 18b sind Spektraldiagramme, die Spektren für ein 40 MHz-Mehrtonsignal bei 80 MHz Offset von der 2,6 GHz Trägerfrequenz und ein Fehlersignal für verschiedene CPE-Verfahren ohne Rauschformen (18a) und mit Rauschformen (18b) veranschaulichen.
19 ist eine schematische Darstellung, die ein Verfahren zum Bereitstellen von Schnittpunktinformation gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
20 ist eine schematische Darstellung, die ein Verfahren zum Bereitstellen eines pulsbreitenmodulierten Signals gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
21 ist ein Blockdiagramm, das eine Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung gemäß der Offenbarung veranschaulicht.

In der folgenden detaillierten Beschreibung wird auf die begleitenden Zeichnungen verwiesen, welche einen Teil dieser darstellen, und in welchen anhand von Veranschaulichung spezielle Aspekte gezeigt werden, in welchen die Offenbarung praktisch umgesetzt werden kann. Es ist zu verstehen, dass auch andere Aspekte genutzt werden können, und dass strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Konzept der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Die folgende detaillierte Beschreibung ist somit nicht in einem einschränkenden Sinn zu verstehen, und das Konzept der vorliegenden Offenbarung ist durch die angehängten Ansprüche definiert. Hierin werden die folgenden Begriffe, Abkürzungen und Anmerkungen verwendet:

CPE: Schnittpunktermittlung (oder Schnittpunktschätzung, engl. cross point estimation),
PWM: Pulsbreitenmodulation,
RF: Hochfrequenz,
ZOH: Halteglied nullter Ordnung,
CORDIC: Coordinate Rotation Digital Computer,
IQ: In-Phase-Quadrature,
LO: Lokaloszillator,
PSD: spektrale Leistungsdichte,
ANA: Analog,
SNR: Signal to Noise Ratio,
NS: Noise Shaping,
BB: Basisband.

Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können auf pulsbreitenmodulierten Signalen beruhen, insbesondere auf pulsbreitenmodulierten Hochfrequenzsignalen. Es versteht sich, dass in Zusammenhang mit einem beschriebenen Verfahren getätigte Aussagen auch für eine entsprechende Vorrichtung gelten können, die ausgelegt ist, das Verfahren auszuführen, und umgekehrt. Wenn z.B. ein spezieller Verfahrensschritt beschrieben ist, kann eine entsprechende Vorrichtung auch eine Einheit umfassen, um den beschriebenen Verfahrensschritt auszuführen, selbst wenn eine solche Einheit nicht explizit in den Figuren beschrieben oder veranschaulicht ist. Weiterhin versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen beispielhaften Aspekte, die hierin beschrieben sind, miteinander kombiniert werden können, sofern dies nicht anders angegeben ist.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in drahtlosen Kommunikationsnetzwerken implementiert werden, insbesondere in Kommunikationsnetzwerken auf der Grundlage von 3G, 4G und CDMA Standards. Die nachfolgend beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können ferner in einer Basisstation (NodeB, eNodeB) oder einer mobilen Vorrichtung (oder einer mobilen Station oder einem Endgerät (User Equipment, UE) implementiert werden. Die beschriebenen Vorrichtungen können integrierte Schaltungen und/oder Passivelemente umfassen, und sie können entsprechend verschiedener Technologien hergestellt werden. So können die Schaltungen z.B. als logische integrierte Schaltungen, als analoge integrierte Schaltungen, als integrierte Mischsignal-Schaltungen, als optische Schaltungen, als Speicherschaltungen und/oder als integrierte Passivelemente ausgelegt sein.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können ausgelegt sein, Funksignale zu übertragen und/oder zu empfangen. Funksignale können Hochfrequenzsignale sein oder solche umfassen, die von einer Funkübertragungsvorrichtung (oder einem Funksender oder -empfänger) mit einer Funkfrequenz, die in einem Bereich von etwa 3 Hz bis etwa 300 GHz liegt, ausgestrahlt werden.
Der Frequenzbereich kann Frequenzen von elektrischen Wechselstromsignalen entsprechen, die zur Erzeugung und Detektion von Funkwellen verwendet werden.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in Pulsbreitenmodulatoren, insbesondere in Hochfrequenz-Pulsbreitenmodulatoren, wie sie in Funkkommunikationssystemen, z.B. zur Übertragung des Funksignals zwischen einer Basisstation und einer mobilen Vorrichtung und umgekehrt verwendet werden, implementiert werden.
1 ist ein Blockdiagramm, das einen CPE-Modulator 110 (Schnittpunktermittlung) 100 gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Der CPE-Modulator 100 kann einen Schnittpunktermittler 101 umfassen, d.h. eine Schnittpunktermittlungseinheit, um Schnittpunktinformation auf der Grundlage eines IQ-Eingabesignals 102 (In-Phase-Quadrature) bereitzustellen. Der Schnittpunktermittler 101 kann ein über einen Schnittpunkt (CP, engl. cross point) korrigiertes Eingabesignal 104 auf der Grundlage des IQ-Eingabesignals 102 und der Schnittpunktinformation bereitstellen. In einem Beispiel kann die Schnittpunktinformation gemäß einem Verfahren, das nachfolgend mit Verweis auf die 19 und 20 beschrieben ist, ermittelt werden. In einem Beispiel kann die Schnittpunktinformation ermittelt werden, wie dies nachfolgend mit Verweis auf die 15 und 16 beschrieben ist.
Der CPE-Modulator 100 kann eine PWM-Modulatoreinheit 103 umfassen, um das CP-korrigierte Eingabesignal 104 zur Bereitstellung eines pulsbreitenmodulierten Ausgabesignals 106 zu modulieren. Die Schnittpunktinformation kann verwendet werden, um Korrekturdaten für die Annäherung eines abgetasteten IQ-Eingabesignals 102 an seine kontinuierliche Zeitdarstellung anzunähern, die hierin nachfolgend als ideale Darstellung bezeichnet ist.
Die maximale Aktualisierungsrate der PWM-Modulatoreinheit 103 kann durch die Trägerfrequenz begrenzt werden. Die PWM-Modulatoreinheit 103 kann ein impliziertes Halteglied der nullten Ordnung (ZOH) durchführen und den Wert über (wenigstens) eine Trägerperiode halten.
In einem Beispiel kann die PWM-Modulatoreinheit 103 ausgelegt sein, ein Hochfrequenzsignal (HF oder RF, engl. radio frequency) als ein pulsbreitenmoduliertes Ausgabesignal 106 bereitzustellen.
In einem Beispiel kann die PWM-Modulatoreinheit 103 einen optionalen Delta-Sigma-Modulator, wie er nachfolgend mit Verweis auf 8 beschrieben ist, umfassen. Der optionale Delta-Sigma-Modulator kann das CP-korrigierte Eingabesignal 104 und ein Rückführungs-Signal empfangen, um ein rauschgeformtes IQ-Signal bereitzustellen. Der Delta-Sigma-Modulator kann zur Formung des Quantisierungsrauschens verwendet werden.
In einem Beispiel kann eine optionale Vorverarbeitungseinheit 109, z.B. eine Vorverarbeitungseinheit, wie sie nachfolgend mit Verweis auf 8 beschrieben ist, mit dem CPE-Modulator 100 gekoppelt werden, um dem CPE-Modulator 100 das IQ-Eingabesignal 102, z.B. mit einer abgetasteten Version davon, bereitzustellen.
In einem Beispiel kann der CPE-Modulator 100 gemäß der nachfolgenden Beschreibung mit Verweis auf die 8 bis 12 und 21 implementiert werden.
2 ist ein Blockdiagramm, das einen RF-PWM-Modulatorkern 200 gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Der HF-PWM-Modulatorkern 200 kann der oben mit Bezug auf 1 beschriebenen PWM-Modulatoreinheit 103 entsprechen.
Das IQ-Eingabesignal 204 kann in Phasen- (φ) und Amplitudeninformation (A) mittels eines CORDIC (Coordinate Rotation Digital Computer) 201 zerlegt werden. Das Outphasing-Signal φ_A kann durch Anlegen eines inversen Kosinus 203 auf das Amplitudensignal A berechnet werden. Die Steuersignale φ₁ und φ₂ für die Zweiphasenmodulatoren 207, 209 können eine quantisierte Kombination 205 des Phasensignals φ und des Outphasing-Signals φ_A umfassen. Das HF-PWM-Signal 106 kann durch Anlegen einer logischen AND-Operation 213 an die zwei Ausgabesignale sig₁ und sig₂ der Phasenmodulatoren 207, 209 erzeugt werden. Jeder Phasenmodulator 207, 209 kann eine Phasenmodulation eines Lokaloszillatorsignals 211 auf der Grundlage des jeweiligen Steuersignals φ₁ und φ₂ des Phasenmodulators 207, 209 durchführen. Das IQ-Eingabesignal 204 kann dem über den Schnittpunkt korrigierten IQ-Eingabesignal 104 entsprechen, wie dies oben mit Verweis auf 1 beschrieben ist.
3 ist ein Blockdiagramm, das einen Kombinations- und Quantisierungsblock 300 gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Der Kombinations- und Quantisierungsblock 300 kann dem quantisierten Kombinationsblock 205 entsprechen, der oben mit Verweis auf 2 beschrieben ist.
Die korrekte Rundung kann durch eine erste Quantisierung 303 des Outphasing-Amplitudensignals φ_A, mit Zwei multipliziert 301, und danach die Quantisierung 315 des zweiten Steuersignals φ₂ sichergestellt werden. Das erste Steuersignal φ₁ kann berechnet werden, indem das verdoppelte 301 quantisierte Amplitudensignal 2φ_A zum zweiten Steuersignal φ₂ addiert 305 wird.
Das zweite Steuersignal φ₂ kann berechnet werden, indem das quantisierte 303 Amplitudensignal φ_A,Q, d.h. das halbierte 311 verdoppelte 301 quantisierte 303 Amplitudensignal φ_A, vom Phasensignal φ subtrahiert 313 und das Ergebnis quantisiert 315 wird. Ein optionaler inverser CORDIC 307 kann verwendet werden, um das quantisierte IQ-Signal IQ_Q auf der Grundlage des quantisierten Amplitudensignals φ_A,Q und eine Kombination, z.B. eine Addition 317, des quantisierten Amplitudensignals φ_A,Q und des zweiten Steuersignals φ₂ bereitzustellen.
Ein optionaler inverser CORDIC 307 kann verwendet werden, um den komplexen IQ-Basisband-Abtastwert IQ_Q für die Delta-Sigma-Rückführung bereitzustellen, z.B. entsprechend dem Delta-Sigma-Modulator 805, der nachfolgend mit Verweis auf 8 beschrieben ist.
4 ist ein Blockdiagramm, das einen kreisförmigen Phasenmodulator 400 gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Der kreisförmige Phasenmodulator 400 kann einem oder beiden der Phasenmodulatoren 207, 209 entsprechen, die oben mit Verweis auf 2 beschrieben sind.
Der diskrete Phasenmodulator 400 kann aus einer Serie 405 von Einheitsverzögerungen 407 bestehen. Die Modulatorausgabe sig_x kann mittels eines Multiplexers 401 gewählt werden, der durch das Eingabesignal φ_x gesteuert werden kann. Das LO-Signal 409 kann als ein 50% Rechtecksignal angenommen werden. Die Verzögerungsserie 405 kann durch eine Sicherungseinheit 403 an das LO-Signal 409 gesichert werden, um zu gewährleisten, dass der letzte Abgriff der Verzögerungsserie 405 360° entspricht.
5 ist eine Spektraldarstellung, die ein Spektrum 500 eines Outphasing-Signals mit und ohne ZOH (Halteglied nullter Ordnung) veranschaulicht.
Die Implementierung des HF-PWM-Modulatorkerns 200, wie sie oben mit Verweis auf 2 beschrieben ist, kann eine Aktualisierung des Phasensignals einmal pro Trägerperiode ermöglichen und somit implizit ein ZOH durchführen. Somit können die zwei Outphasing-Signale φ₁ und φ₂ bei einer Trägerfrequenz abgetastet werden. Die Wirkung dieser Abtastung ist in 5 erkennbar. Die spektrale Leistungsdichte (PSD, engl. power spectral density) des idealen kontinuierlichen Zeitsignals 501, φ₁, kann kontinuierlich für höhere Frequenzen wie 2,5 bis 10 GHz absinken, während das ZOH-abgetastete Signal 502 Spitzenwerte bei der Trägerfrequenz (2,6 GHz) und ihren Vielfachen zeigen kann. Eine beispielhafte Trägerfrequenz von 2,6 GHz und eine beispielhafte Bandbreite von 40 MHz können verwendet werden, um die folgenden Figuren zu veranschaulichen, sofern dies nicht anders angegeben ist.
6 ist eine Spektraldarstellung, die ein Spektrum 600 der Ausgabe des Phasenmodulators 207, 209 und ein kombiniertes Signal veranschaulicht, wobei die Begrenzung aufgrund der Aliasing-Effekte gezeigt wird.
Dieser Effekt begrenzt die Signalqualität der Ausgabesignale der zwei Phasenmodulatoren 207, 209 sehr stark, wenn keine CPE zur Anwendung kommt. Das Eingabesignal 211 des Phasenmodulators 207, 209 kann ein 50% Rechtecksignal mit harmonischem Inhalt in allen ungeraden Harmonischen sein. Diese ungerade Harmonische kann durch das Eingabesignal wie auch durch eine mehrfache Exkursion des Basisbandsignals (BB) moduliert werden, so kann z.B. die dritte Harmonische mit 3*φ₁ moduliert werden und so weiter. Aufgrund dieses Effekts können die ZOH-Spitzenwerte bei der Trägerfrequenz und ihren Vielfachen zurück in das tatsächliche Signalband aliasiert werden, wodurch Verzerrung bewirkt und die Signalqualität begrenzt werden, insbesondere wenn keine CPE angewendet wird. In 6 sind das Eingabesignal 601, die dritte Harmonische 602, die fünfte Harmonische 603 und die siebte Harmonische 604 dargestellt, um die Begrenzung aufgrund der Aliasierungseffekte zu veranschaulichen.
Die 7a bis 7d sind Zeitbereichdarstellungen, die Modulatorsignale veranschaulichen, um die Effekte der Abtastung zu zeigen. Die Zeitachse (t_s) ist in Einheiten der Abtastungsperiode dargestellt.
Die Figuren veranschaulichen den Einfluss von ZOH im Zeitbereich. Aus 7a ist ersichtlich, dass die Eingabesignale φ₁ und φ₂ signifikant über eine Abtastungsperiode variieren können, während ihre abgetasteten ZOH-Gegenstücke φ_1,ZOH und φ_2,ZOH über die Abtastungsperiode konstant bleiben können. Aufgrund von ZOH kann eine Differenz zum idealen Signal an den Signalübergängen auftreten, wie dies durch den Vergleich von sig_x,CPE und sig_x,ZOH für x=1, 2 in den 7b und 7c erkennbar ist. Dies kann darüber hinaus das resultierende PWM-Signal pwm_ZOH ändern, wie dies in 7d veranschaulicht ist, welches vom idealen, für welches pwm_CPE eine nahe Annäherung ist, abweichen kann. Diese Differenz kann in den Aliasierungsprodukten um den Träger herum im Frequenzbereich resultieren.
Aus 7d ist auch ersichtlich, dass die Signalübergänge des pulsbreitenmodulierten (pwm) Signals noch immer auf einen oder maximal zwei Impulse pro Trägerperiode oder Abtastungsperiode beschränkt sein können. Der Fall von zwei Impulsen, wie er in Periode 3 dargestellt ist, d.h. von der Einheit 2 der Abtastungsperiode zur Einheit 3 der Abtastungsperiode auf der Zeitachse t_s, tritt aber nur selten auf.
Unter Berücksichtigung dieser Eigenschaft ist es möglich, ein Steuersignal zu erzeugen, das sich dem idealen pwm-Signal annähert. Ein solches Steuersignal kann durch die korrekte Vorhersage der Signalübergänge mittels Schnittpunktermittlung (CPE) erzeugt werden, z.B. wie dies durch den Schnittpunktermittler 101, der oben mit Bezug auf 1 beschrieben ist, durchgeführt wird. Der Fall von zwei Impulsen pro Trägerperiode kann durch zusätzliche Schaltung und/oder Signalverarbeitung, wie dies nachfolgend beschrieben ist, bedient werden.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine Modulatorschaltung 800 mit Schnittpunktermittlung und optionalem Rauschformen gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
Die Modulatorschaltung 800 kann einen Schnittpunktermittler 801 umfassen, der z.B. dem CPE 101 entspricht, der oben mit Verweis auf 1 beschrieben ist. Der CPE 101 kann in der Modulatorschaltung 800 umfasst sein, wie er in 8 dargestellt ist, oder der CPE 101 kann der Modulatorschaltung 800 vorgekoppelt sein, wie dies in 1 dargestellt ist, um der Modulatorschaltung 800 das CPE-korrigierte IQ-Eingabesignal 804 und/oder 806 bereitzustellen. Die Modulatorschaltung 800 kann einen Pulsbreitenmodulator 803 umfassen, insbesondere einen Hochfrequenz-Pulsbreitenmodulator, um ein pulsbreitenmoduliertes HF-Signal als moduliertes Ausgabesignal 808 bereitzustellen.
Die maximale Aktualisierungsrate der Modulatorschaltung 800 kann durch die Trägerfrequenz begrenzt werden. Die Modulatorschaltung 800 kann ein implizites Halten nullter Ordnung (ZOH) durchführen und den Wert über (wenigstens) eine Trägerperiode halten.
Die Modulatorschaltung 800 kann ein IQ-Hauptsignal 804 und ein IQ-Hilfssignal 806 auf der Grundlage des IQ-Eingabesignals 102 bereitstellen, das dem IQ-Eingabesignal 102 entspricht, das mit Verweis auf 1 beschrieben ist. Der Schnittpunktermittler CPE 801 kann zwei Ausgabesignale IQ_main 804 und IQ_aux 806 liefern, worin das IQ_main-Signal die über den Schnittpunkt korrigierte erste Impulssignalinformation enthalten kann und IQ_aux Information über mögliche zweite Impulse enthalten kann. Das IQ-Hauptsignal 804 kann sich dem Hauptimpuls pro Trägerperiode des idealen pwm-Signals annähern, wie dies oben mit Verweis auf 7 beschrieben ist, während das IQ-Hilfssignal 806 sich dem sekundären Impuls pro Trägerperiode des idealen pwm-Signals annähern kann, wie dies oben mit Verweis auf 7 beschrieben ist. Das IQ-Hauptsignal 804 kann als IQ-Eingabesignal 810 für den HF-PWM-Modulator 803 oder als IQ-Eingabesignal für den optionalen Delta-Sigma-Modulator 805 verwendet werden, wie dies im Folgenden beschrieben ist.
In einem Beispiel kann die Modulatorschaltung 800 einen optionalen Delta-Sigma-Modulator 805 umfassen, der das CP-korrigierte Eingabesignal 804 und ein Rückführ-Signal 812 vom Pulsbreitenmodulator 803 empfangen kann, um ein rauschgeformtes IQ-Signal 810 für den Pulsbreitenmodulator 803 bereitzustellen. Der Delta-Sigma-Modulator 805 kann optional sein, und er kann zum Formen des Quantisierungsrauschens verwendet werden.
In einem Beispiel kann die Modulatorschaltung 800 mit einer optionalen Vorverarbeitungseinheit 109 gekoppelt sein, um das IQ-Eingabesignal 102 zu empfangen. Die optionale Vorverarbeitungseinheit 109 kann eine Einheit 111 zur digitalen Basisband(BB)-Eingabe-Ausgabe (10) und eine Abtastungs- und Tiefpassfiltereinheit (engl. low pass filtering, LPF) 113 zur Vorverarbeitung der Basisbandfunksignale umfassen. Die Einheit 111 zur Basisband-Eingabe-Ausgabe kann ein Basisband-IQ-Signal 112 bereitstellen, das von der Abtastungs- und Tiefpassfiltereinheit 113 abgetastet und gefiltert und als das IQ-Eingabesignal 102 für den Schnittpunktermittler 801 der Modulatorschaltung 800 bereitgestellt werden kann.
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Modulatorschaltung 900 mit einem Schnittpunktermittlungs- und einem Hilfsmodulatorzweig gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Die Modulatorschaltung 900 kann ausgelegt sein, einen ersten Impuls und zusätzlich einen zweiten Impuls für eine Trägerperiode zu erzeugen, wie dies oben mit Verweis auf 7 beschrieben ist. Das Signal für die ersten Impulse IQ_main 804 kann zu einem Haupt-HF-PWM-Modulatorblock 901 geliefert werden, und das Signal für die zweiten Impulse IQ_aux 806 kann zu einem Hilfs-HF-PWM-Modulatorblock 903 geliefert werden. Die Ausgabesignale der beiden HF-PWM-Modulatorblöcke 901, 903 können mittels eines logischen OR-Blocks 905 kombiniert werden. Sowohl der Haupt-HF-PWM-Modulatorblock 901 als auch der Hilfs-HF-PWM-Modulatorblock 903 können dem HF-PWM-Modulatorblock 803 entsprechen, der oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist. Sowohl der Haupt-HF-PWM-Modulatorblock 901 als auch der Hilfs-HF-PWM-Modulatorblock 903, können ihre IQ-Eingabesignale von einem jeweiligen Delta-Sigma-Modulator (nicht in 9 dargestellt) empfangen, der dem Delta-Sigma-Modulator 805 entsprechen kann, der oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist.
Die Modulatorschaltung 900 kann ferner eine optionale Vorverarbeitungsschaltung 109 umfassen, die der Schaltung 109 entspricht, die oben mit Verweis auf die 1 und 8 beschrieben ist.
10 ist ein Blockdiagramm, das eine einzweigige Modulatorschaltung 1000 mit Schnittpunktermittlung und Delta-Sigma-Rauschformung veranschaulicht, wobei eine Fehler-Rückführung für den zweiten Impuls gemäß der Offenbarung umfasst ist. Die einzweigige Modulatorschaltung 1000 kann einen Schnittpunktermittler 801 umfassen, wie er oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist, wobei ein IQ-Hauptsignal 804 und ein IQ-Hilfssignal 806 sowie ein HF-PWM-Modulator 803, wie er oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist, bereitgestellt werden. Die einzweigige Modulatorschaltung 1000 kann einen Delta-Sigma-Modulator 1001 umfassen, der zwischen dem CPE 801 und dem HF-PWM-Modulator 803 gekoppelt ist. Eine Rückführung des Delta-Sigma-Modulators 1001 kann eine Kombination, z.B. eine Subtraktion 1007, eines quantisierten Ausgabesignals IQ_Q 1010 des HF-PWM-Modulators 803 und des IQ-Hilfssignals 806 empfangen. Der Delta-Sigma-Modulator 1001 kann Rauschformung unter Verwendung eines Schleifenfilters 1005 durchführen, wobei ein Differenzsignal 1003 zwischen dem IQ-Hauptsignal 804 und dem kombinierten Signal, d.h. der Kombination aus dem quantisierten Ausgabesignal IQ_Q 1010 und dem IQ-Hilfssignal 806, empfangen wird.
Das Signal für den zweiten Impulsgenerator IQ_aux 806 kann auch als „Fehlersignal“ gesehen werden, wenn der zweite Impuls nicht erzeugt wird. Wird eine Delta-Sigma-Rauschformungsschaltung 1001 verwendet, so kann dieses „Fehlersignal“ 806 in die Rückführung der Delta-Sigma-Schleife 1001 geliefert werden.
Die einzweigige Modulatorschaltung 1000 kann ferner eine optionale Vorverarbeitungsschaltung 109 umfassen, die der oben mit Verweis auf 8 beschriebenen Schaltung 109 entspricht.
11 ist ein Blockdiagramm, das eine einzweigige Modulatorschaltung 1100 mit additiver Schnittpunktermittlung und optionaler Delta-Sigma-Rauschformung 1103 gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
Die einzweigige Modulatorschaltung 1100 mit CPE kann auch einen Schnittpunktermittler 801 umfassen, der oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist, wobei ein IQ-Hauptsignal 804 und ein IQ-Hilfssignal 806 bereitgestellt werden, sowie einen HF-PWM-Modulator 803, wie er oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist. Im Vergleich zur einzweigigen Modulatorschaltung 1000, die in 10 dargestellt ist, kann die Fehler-Rückführung vom IQ-Hilfssignal IQ_aux 806 von der Delta-Sigma-Schleife 1001 entfernt werden, was in einer Implementierung resultiert, wie sie in 11 dargestellt ist, wodurch die Rauschformungsschaltung 1103 optional wird.
Die einzweigige Modulatorschaltung 1100 mit CPE kann einen Kombinierer 1101 umfassen, z.B. einen Addierer, um das IQ-Hauptsignal 804 und das IQ-Hilfssignal 806 zu kombinieren, um ein kombiniertes, z.B. addiertes, IQ-Signal IQ_ADD 1102 bereitzustellen. Der optionale Delta-Sigma-Modulator 1103 kann zwischen dem Kombinierer 1101 und dem HF-PWM-Modulator 803 gekoppelt werden. Das kombinierte IQ-Signal IQ_ADD kann vom optionalen Delta-Sigma-Modulator 1103 oder vom HF-PWM-Modulator 803 im Beispiel ohne Delta-Sigma-Modulator empfangen werden. Eine Rückführung des Delta-Sigma-Modulators 1103 kann ein quantisiertes Ausgabesignal IQ_Q 1106 des HF-PWM-Modulators 803 empfangen.
Die einzweigige Modulatorschaltung mit CPE 1100 kann ferner eine optionale Vorverarbeitungsschaltung 109 umfassen, die der Schaltung 109 entspricht, wie sie oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine Schnittpunktermittlungsschaltung 1200 für die optimale Signalerzeugung gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Die Schnittpunktermittlungsschaltung 1200 kann eine optimale CPE-Verarbeitungseinheit 1201 umfassen, die eine erste Einheit 1203 für die Signalvorhersage, eine zweite Einheit 1205 für die Schnittpunktdetektion und -ermittlung von Outphasing-Signalen, eine dritte Einheit 1207 für die HF-PWM-Berechnung und eine vierte Einheit 1209 für die minimale Fehlersignalerzeugung umfassen kann. Die optimale CPE-Verarbeitungseinheit 1201 kann zwei Hauptsteuersignale φ_1,main, φ_2,main und zwei Hilfssteuersignale φ_1,aux, φ_2,aux auf der Grundlage von zwei Steuersignalen erzeugen, die auch als Outphasing-Signale φ₁, φ₂ bezeichnet und bei Eingaben der optimalen CPE-Verarbeitungseinheit 1201 empfangen werden. Die Schnittpunktermittlungs-CPE-Schaltung 1200 kann einen ersten φ-zu-IQ-Wandler 1211 und einen zweiten 1213 φ-zu-IQ-Wandler umfassen. Der erste φ-zu-IQ-Wandler 1211 kann die zwei Hauptsteuersignale φ_1,main, φ_2,main in das IQ-Hauptsignal 804 umwandeln, das dem IQ-Hauptsignal 804 entsprechen kann, das oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist. Der zweite φ-zu-IQ-Wandler 1213 kann die zwei Hilfssteuersignale φ_1,aux, φ_2,aux in das IQ-Hilfssignal 806 umwandeln, das dem IQ-Hauptsignal 806 entsprechen kann, das oben mit Verweis auf 8 beschrieben ist.
Das IQ-Eingabesignal 102, das in die Schnittpunktermittlungsschaltung 1200 eingegeben werden kann, kann in eine Phase φ und eine Amplitude A mittels eines CORDIC-Prozessors 201 gemäß der oben mit Verweis auf 2 beschriebenen Vorrichtung zerlegt werden. Das Outphasing-Signal φ_A kann berechnet werden, indem ein inverser Kosinus 203 an das Amplitudensignal A angelegt wird. Die Steuersignale φ₁ und φ₂ für die optimale CPE-Verarbeitungsschaltung 1201 können eine Kombination 1215, 1217, z.B. eine Addition/Subtraktion, des Phasensignals φ und des Outphasing-Signals φ_A sein. In einem Beispiel, wie dies in 12 dargestellt ist, kann das erste Steuersignal φ₁ eine Addition des Phasensignals φ und des Outphasing-Signals φ_A sein, und das zweite Steuersignal φ₂ kann eine Subtraktion des Outphasing-Signals φ_A vom Phasensignal φ sein.
Für die Schnittpunktermittlung können die idealen Werte der Outphasing-Signale φ₁ und φ₂ mit ausreichender Auflösung berechnet werden. Diese Signale können bei einer Trägerrate oder darüber abgetastet werden, oder sie können in den optimalen CPE-Block 1201 geliefert werden, wo die tatsächliche Signalberechnung durchgeführt wird. Für die Berechnung der Schnittpunkte kann eine vorhergesagte Version 1203, z.B. eine nächste Abtastung, des Signals verwendet werden. Dies kann durch die Verwendung einer Abtastungsvorhersage 1203 erfolgen, wenn eine Null-Verzögerung erforderlich ist. Indem eine Trägerperiodenverzögerung eingesetzt wird, kann die ideale Vorhersage erreicht werden. Zuerst können die Schnittpunkte der Outphasing-Signale φ₁ und φ₂ berechnet und als Zeitgebungs-Information (z.B. Signalflanken) an den nächsten Block 1205 weitergegeben werden. Danach kann die berechnete Zeitgebungs-Information der Schnittpunkte (z.B. die Signalflanken) zum HF-PWM-Signalerzeugungsblock 1207 geliefert werden, welcher die Zeitgebungs-Information des erwünschten HF-PWM-Signals berechnen kann. Die Ausgabe dieses Blocks 1207 kann die Zeitgebungs-Information über die ansteigenden und abfallenden Flanken des erwünschten HF-PWM-Signals sein. Auf der Grundlage dieser Information kann der minimale Fehlersignalerzeugungsblock 1209 entscheiden, welche Signale erzeugt werden können. Es können zwei Signalausgaben bereitgestellt sein, die Outphasing-Signale φ_1,main und φ_2,main für den Hauptzweig und die Outphasing-Signale φ_1,aux und φ_2,aux für den Hilfszweig.
Der Hauptzweig kann die Steuersignale für den Impuls mit dem minimalen Fehler enthalten, und der Hilfszweig kann die Steuersignale für einen möglichen zweiten Impuls enthalten. Diese Steuersignale können direkt zum Modulator, z.B. zum HF-PWM-Modulator 803, der oben mit Bezug auf die 8 bis 11 beschrieben ist, geliefert werden, oder sie können in IQ-Signale für die weitere Signalverarbeitung, wie z.B. das Rauschformen, umgewandelt werden.
Die 13a bis 13c sind schematische Darstellungen, die Beispiele für eine Haupt- und Hilfszweig-Signalentscheidung für die minimale Fehlersignalerzeugung veranschaulichen. Die Zeitachse t_s ist in Einheit der Trägerperiode unterteilt.
Für die erste Periode, d.h. von der Einheit 0 der Trägerperiode bis zur Einheit 1 der Trägerperiode, kann das ideale CPE-Signal, das durch das CPE-PWM-Signal pwm_CPE, wie dies in 13a dargestellt ist, angenähert wird, durch nur den Hauptzweig dargestellt werden, d.h. durch das Signal pwm_main, das in 13b dargestellt ist, und die Ausgabe des Hilfszweigs, d.h. das in 13c dargestellte Signal pwm_aux, kann auf Null gestellt werden. Dies kann auch für die zweite Periode gelten, d.h. von der Einheit 1 der Trägerperiode bis zur Einheit 2 der Trägerperiode, wobei die Impulse am Beginn und am Ende der Periode kreisförmig verbunden und deshalb durch einen einzelnen Modulatorzweig erzeugt werden können. Für die dritte Periode, d.h. von der Einheit 2 der Trägerperiode zur Einheit 3 der Trägerperiode, kann in diesem Beispiel das Signal pwm_CPE nicht mehr durch nur einen einzelnen Zweig erzeugt werden, da die Impulse nicht verbunden sein können. Deshalb kann der Impuls mit dem kleinsten Fehler in Bezug auf das erwünschte Signal durch den Hauptzweig erzeugt werden, und der zweite Impuls kann zum Hilfszweig geliefert werden.
Die 14a und 14b sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die Haupt- und Hilfszweig-Signalentscheidung veranschaulichen. Wird nur ein Zweig verwendet, so kann ein minimales Fehlersignal gemäß der Veranschaulichung der 14b erzeugt werden. Die Zeitachse t_s ist in Einheiten der Trägerperiode unterteilt.
Für die erste und die zweite Periode, d.h. von der Einheit 0 der Trägerperiode bis zur Einheit 2 der Trägerperiode, kann das ideale CPE-Signal, das durch das CPE-PWM-Signal pwm_CPE, wie dies in 14a dargestellt ist, angenähert wird, durch den Hauptzweig, d.h. das in 13b dargestellte Signal pwm_main, dargestellt werden. Für die dritte Periode, d.h. von der Einheit 2 der Trägerperiode bis zur Einheit 3 der Trägerperiode, kann der Impuls mit dem kleinsten Fehler in Bezug auf das erwünschte Signal durch den Hauptzweig erzeugt werden.
Die 15a bis 15d sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die PWM-Signalerzeugung mittels Analog (ANA), Halteglied der nullten Ordnung (ZOH) und Schnittpunktermittlung (CPE) nur auf der Grundlage der Amplitudeninformation veranschaulichen. Die Zeitachse t_s ist in Einheiten der Trägerperiode oder der Abtastungsperiode unterteilt.
Eine korrekte Schnittpunktermittlung der Outphasing-Signale kann für die Signalqualität wichtig sein. In den 15a und 15b ist eine Veranschaulichung des Abtastungsproblems mit ZOH gegeben. Die 15c und 15d veranschaulichen den Vergleich mit der analogen Lösung und der Amplitude CPE.
Als in den 15a und 15c dargestellte Referenzfunktion VREF für die Erzeugung des PWM-Signals (pwm), das in den 15b und 15d dargestellt ist, wird eine Sägezahnfunktion mit Bezug auf ein Amplitudensignal A verwendet. Liegt das Amplitudensignal A über der Referenzfunktion, so kann das pwm-Signal gleich Null sein, liegt es darüber, kann das pwm-Signal Eins sein.
Aus dem Zeitgebungs(oder Timing)-Diagramm der 15a ist ersichtlich, dass das analoge Eingabesignal A_ANA sich kontinuierlich während einer Abtastungsperiode ändern kann, während das ZOH-abgetastete Signal A_ZOH konstant bleiben kann. Dies kann zu einem anderen pwm-Signal pwm_ANA für den analogen Fall führen als das pwm_ZOH für die digitale Implementierung (auf ZOH-Basis), wie dies aus dem Zeitgebungs-Diagramm der 15b erkennbar ist. Dieser Effekt kann Signalverzerrung bewirken. Eine Lösung für dieses Problem ist eine lineare Schnittpunktermittlung, wie sie in den Zeitgebungs-Diagrammen der 15c und 15d dargestellt ist. Der Signalübergang des pwm-Signals kann durch Interpolation zwischen der aktuellen und der nächsten Abtastung bewirkt werden. Das resultierende, über den Schnittpunkt ermittelte digitale Signal (A_CPE, pwm_CPE) kann dem erwünschten analogen Signal (A_ANA, pwm_ANA) viel näher sein als das einfache ZOH-Signal (A_ZOH, pwm_ZOH), das in den 15a und 15b dargestellt ist. Dieser Effekt der Schnittpunktermittlung kann Verzerrung reduzieren und die Signalqualität verbessern.
Die 16a bis 16c sind schematische Darstellungen, die Beispiele für die Berechnung des Outphasing-Signals gemäß der Offenbarung veranschaulichen.
Im Fall der HF-PWM-Signalerzeugung kann die Schnittpunktermittlung anders sein, da die Schnittpunkte des phasenmodulierten Signals vorhergesagt werden müssen. Die Berechnung der für die HF-PWM-Signalerzeugung verwendeten Outphasing-Signale kann als (1) für die Indices x=1 und x=2 geschrieben werden. ${sig}_{x} = sign (sin (ω t + φ_{x} (t))) = sign (sin (φ_{Cx})),$
wobei die Funktion sign(.) definiert werden kann als: $sign (a) = {\begin{array}{l} 1, wenn a > 0 \\ 0, sonst \end{array} .$
Wird das Eingabesignal φ_x(t), das in 16a dargestellt ist, ausreichend hoch in Bezug auf die Trägerfrequenz überabgetastet, d.h. wenn es viele Abtastungen pro Trägerperiode haben kann, dann kann das erwünschte Signal φ_x,CPE (t) unter Verwendung der Gleichung (1) und durch die Detektion der Schnittpunkte, d.h. der Signalübergänge, des überabgetasteten Signals sig_x, das in 16c dargestellt ist, berechnet werden. Im Fall eines Trägerraten-Eingabesignals kann eine lineare Ermittlung verwendet werden. Die Schritte zur Berechnung der linearen Vorhersage gemäß der Gleichung (1) sind in den 16a bis 16c dargestellt. Die Schnittpunkte können auf der Grundlage der aktuellen und der vorhergesagten Abtastung berechnet werden.
Um dies zu tun kann das Argument der Sinusfunktion (φ_Cx = ωt + φ_x), wie in 16b dargestellt ist, für die aktuelle und die nächste Abtastung berechnet werden, und das über den Schnittpunkt ermittelte Signal CPE kann auf der Grundlage der linearen Interpolation berechnet werden. Für die Signalübergänge des Outphasing-Signals sig_x können die Schnittpunkte der Argumentsfunktion (φ_Cx = ωt + φ_x) mit π und den Vielfachen davon von Bedeutung sein. Zwischen den Signalübergängen kann das Argumentsignal unwichtig sein. Somit kann es ausreichend sein, die Signalübergänge auf der Grundlage der linearen Interpolation zwischen der aktuellen und der vorhergesagten Abtastung zu berechnen. Alternativ dazu können auch andere Arten der Vorhersage verwendet werden.
Zusätzlich zum schnittpunktermittelten Signal CPE wird das Signal für ZOH in 16b dargestellt, um den Unterschied zwischen der auf ZOH basierenden Ermittlung und der Ermittlung auf der Grundlage von CPE zu verdeutlichen. Für den Fall von ZOH kann das Outphasing-Signal sig_x immer ein 50%-Tastverhältnis haben, aber für den Fall der Phasenmodulation kann das Signal vom konstanten 50%-Tastverhältnis abweichen, und dies kann Verzerrungen im abgetasteten ZOH-Fall bewirken.
Die folgenden Gleichungen können eine beispielhafte Berechnung der Schnittpunkte bereitstellen. Die Eingabevariablen können sein $φ_{Cx, N} = φ_{x, N}$
$φ_{Cx, N + 1} = 2 π + φ_{x, N + 1}$
Auf der Grundlage dieser Information können die Schnittpunkte, gemäß der Flanken-Zeitgebung Signale, berechnet werden, wobei z.B. verwendet wird $t_{edge} = \frac{φ_{ref} - φ_{Cx, N}}{φ_{Cx, N + 1} - φ_{Cx, N}} .$
Für die Berechnung der ansteigenden Flanken kann der Referenzvektor φ_ref = {0, 2π , 4π} verwendet werden. Nur die resultierenden Flankenzeiten, die innerhalb der aktuellen Periode [0-1) liegen, sind wichtig, und die anderen können ignoriert werden. Um die abfallenden Flanken zu bestimmen, kann der Referenzvektor φ_ref= {π, 3π} verwendet werden. Berücksichtigt man, dass φ₁ die abfallenden Flanken bestimmen kann und dass φ₂ die ansteigenden Flanken bestimmen kann, so kann der Berechnungsaufwand reduziert werden, und die Notwendigkeit der Berechnung des HF-PWM-Signals kann sich verringern, da die durch CPE berechneten Flankenzeiten direkt das Signal bestimmen können.
Die 17a und 17b sind Spektraldarstellungen, die Spektren für ein 40 MHz-Mehrtonsignal bei einer 2, 6 GHz Trägerfrequenz und 11 Bit Zeitgebungs-Auflösung und ein Fehlersignal für verschiedene CPE-Verfahren ohne Rauschformen (17a) und mit Rauschformen (17b) veranschaulichen.
In 17a sind die Spektren des idealen Signals 1701 (Signal) und der Fehlersignale 1702, 1703, 1704, 1705 (ideales Signal vom erzeugten Signal subtrahiert) für verschiedene CPE-Optionen dargestellt. Aus dem Fehlersignal e_NO _CPE 1702 (ideales Signal vom erzeugten Signal subtrahiert) ist ersichtlich, dass der dynamische Bereich auf weniger als 45 dB begrenzt sein kann, wenn keine Schnittpunktermittlung durchgeführt wird. Indem nur eine einzweigige Schnittpunktermittlung 1703 durchgeführt wird, kann es bereits möglich sein, die Signalqualität e_CPE zu verbessern, die nur durch die fehlenden zweiten Impulse begrenzt ist. Wird das Fehlersignal der zweiten Impulse in den Steuersignalen gemäß der oben mit Verweis auf 11 beschriebenen Konfiguration berücksichtigt, so kann die Inband-Signalqualität e_CPE ADD 1704 weiter verbessert werden. Wird ein zweiter Hilfsmodulatorzweig verwendet, um die zweiten Impulse zu erzeugen, so kann die beste Signalqualität e_CPE _2-branch 1705 erreicht werden.
In 17b sind dieselben Spektren 1711, 1712, 1713, 1714, die 1701, 1702, 1703, 1704 entsprechen, mit Ausnahme der Option mit zwei Zweigen 1705, unter Verwendung eines Delta-Sigma-Rauschformers der ersten Ordnung dargestellt, um zu zeigen, dass das Signal vom Rauschformen unbeeinflusst bleiben kann.
Die 18a und 18b sind Spektraldarstellungen, die Spektren für ein 40 MHz-Mehrton-Signal bei 80 MHz Offset von der 2, 6 GHz Trägerfrequenz und ein Fehlersignal für verschiedene CPE-Verfahren ohne Rauschformen (NS) (18a) und mit Rauschformen (18b) veranschaulichen.
Die Trägeraggregation (ein Frequenz-Offset von der Trägerfrequenz) kann die Signalqualität ohne CPE 1802 stark reduzieren. In 18a sind die Spektren eines Mehrton-Signals mit 40 MHz Bandbreite und 80 MHz Offset für eine Trägerfrequenz von 2,6 GHz und eine Zeitauflösung von 8 Bit dargestellt. Die begrenzte Signalqualität des Modulators ohne CPE 1802 ist in 18a gut ersichtlich, betrachtet man eine Spur e_NO _CPE 1802, welche zeigt, dass eine sehr hohe Aliasing-Verzerrung gegeben ist. Diese Aliasing-Effekte können durch die optimale Schnittpunktermittlung reduziert werden, wie dies in 18a durch Betrachtung der Spuren e_CPE ADD 1803 und e_CPE _2-branch 1804 erkennbar ist.
In 18b sind die Spektren für Delta-Sigma-Rauschformen der ersten Ordnung dargestellt. Eine Spur 1811 stellt das Originalsignal dar, eine Spur 1812 stellt den Fall dar, in welchem keine CPE, dafür aber Rauschformen angelegt wird, und eine Spur 1813 stellt den Fall dar, in welchem CPE und Rauschformen angelegt werden. Es ist ersichtlich, dass die Signalqualität um den Träger hoch sein kann, da das Quantisierungsrauschen weggeformt werden kann. Ferner kann die Signalqualität nicht durch Aliasing-Effekte begrenzt werden, wenn die optimale CPE durchgeführt wird e_CPE _ADD, _NS 1813. Der Delta-Sigma-Rauschformer kann zusätzlich verwendet werden, um Quantisierungsrauschen aufgrund von „verschluckten Impulsen“ und/oder der Kalibrations-Rückführung zu formen. Der Begriff „verschluckte Impulse“ kann sich auf die Tatsache beziehen, dass kurze Impulse vom Modulator aufgrund von Bandbegrenzungen nicht erzeugt werden können. Dies kann in einem großen Quantisierungsschritt für niedrige Amplituden resultieren. Das resultierende Quantisierungsrauschen kann mittels einer Delta-Sigma-Rauschformungsschaltung geformt werden.
19 ist eine schematische Darstellung, die ein Verfahren 1900 zur Bereitstellung von Schnittpunktinformation gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
Das Verfahren 1900 kann einen Vorgang 1901 des Bereitstellens eines Eingabesignals mit Amplituden- und Phaseninformation umfassen. Das Verfahren 1900 kann einen Vorgang 1902 des Interpolierens zwischen einem ersten Punkt des Eingabesignals und einem zweiten Punkt des Eingabesignals umfassen, um Schnittpunktinformation zwischen dem ersten Punkt und dem zweiten Punkt bereitzustellen. Das Verfahren 1900 kann einen Vorgang 1903 des Bereitstellens eines pulsbreitenmodulierten Signals auf der Grundlage des Eingabesignals und der Schnittpunktinformation umfassen.
In einem Beispiel kann das Verfahren 1900 das Verwenden der Schnittpunktinformation für das Ausgleichen eines Fehlers des pulsbreitenmodulierten Signals aufgrund einer Abtastung des Eingabesignals umfassen. In einem Beispiel kann der erste Punkt eine erste Abtastung des Eingabesignals umfassen, und der zweite Punkt kann eine zweite Abtastung des Eingabesignals umfassen. In einem Beispiel kann das Verfahren 1900 das Bereitstellen des zweiten Punkts des Eingabesignals als eine vorhergesagte Version des Eingabesignals auf der Grundlage des ersten Punkts des Eingabesignals umfassen. In einem Beispiel können der erste Punkt und der zweite Punkt des Eingabesignals zusammenhängende Abtastungen des Eingabesignals umfassen. In einem Beispiel kann das Eingabesignal bei einer Trägerfrequenz eines Oszillatorsignals abgetastet werden. In einem Beispiel kann das Verfahren 1900 das Bereitstellen des zweiten Punkts des Eingabesignals auf der Grundlage des Einsetzens einer Zeitverzögerung wenigstens einer Trägerperiode des Oszillatorsignals zum Eingabesignal umfassen. In einem Beispiel kann das Verfahren 1900 das Bereitstellen der Schnittpunktinformation auf der Grundlage einer linearen Interpolation zwischen dem ersten Punkt des Eingabesignals und dem zweiten Punkt des Eingabesignals umfassen.
20 ist eine schematische Darstellung, die ein Verfahren 2000 zur Bereitstellung eines pulsbreitenmodulierten Signals gemäß der Offenbarung veranschaulicht.
Das Verfahren 2000 kann einen Vorgang 2001 des Zerlegens eines Eingabesignals mit Amplituden- und Phaseninformation in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals umfassen, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase aufweist. Das Verfahren 2000 kann die Interpolation zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals umfassen, um ein erstes über den Schnittpunkt ermitteltes Outphasing-Signal bereitzustellen (siehe Vorgang 2002) . Das Verfahren 2000 kann das Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals umfassen, um ein zweites über den Schnittpunkt ermitteltes Outphasing-Signal bereitzustellen (siehe Vorgang 2003) . Das Verfahren 2000 kann einen Vorgang 2004 des Bereitstellens des pulsbreitenmodulierten Signals auf der Grundlage wenigstens eines des ersten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals und des zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals umfassen.
In einem Beispiel kann das Verfahren 2000 das Bereitstellen wenigstens einer der nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals und der nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals auf der Grundlage des Einsetzens einer Zeitverzögerung wenigstens einer Trägerperiode umfassen. In einem Beispiel kann der Vorgang 2004 des Bereitstellens des pulsbreitenmodulierten Signals das Modulieren eines ersten Rechtecksignals mit dem ersten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signal umfassen, um ein erstes pulsbreitenmoduliertes Signal bereitzustellen, und das Modulieren eines zweiten Rechtecksignals mit dem zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signal, um ein zweites pulsbreitenmoduliertes Signal bereitzustellen.
In einem Beispiel kann der Vorgang 2004 des Bereitstellens des pulsbreitenmodulierten Signals das Kombinieren des ersten pulsbreitenmodulierten Signals und des zweiten pulsbreitenmodulierten Signals umfassen. In einem Beispiel kann die Interpolation zwischen der aktuellen Abtastung und der nachfolgenden Abtastung der Outphasing-Signale auf einer linearen Interpolation beruhen. In einem Beispiel können die Vorgänge 2002, 2003 der Interpolation zwischen der aktuellen Abtastung und der nachfolgenden Abtastung der Outphasing-Signale auf Überabtastung beruhen. In einem Beispiel kann das Verfahren 2000 das Rauschformen des Eingabesignals auf der Grundlage wenigstens eines des ersten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals und des zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals umfassen.
21 ist ein Blockdiagramm, das eine Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung 2100 gemäß der Offenbarung veranschaulicht. Die Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung 2100 kann eine erste Einheit 2101, eine zweite Einheit 2102 und eine dritte Einheit 2103 umfassen.
Die erste Einheit 2101 kann ein IQ-Eingabesignal 102 mit einer Amplituden- und Phaseninformation in eine Summe aus einem ersten Outphasing-Signal φ₁ und einem zweiten Outphasing-Signal φ₂, z.B. gemäß der Beschreibung mit Verweis auf 2 oder mit Verweis auf 12, zerlegen. Jedes des ersten Outphasing-Signals φ₁ und des zweiten Outphasing-Signals φ₂ kann eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase aufweisen.
Die zweite Einheit 2102 kann zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals interpolieren, um ein erstes über den Schnittpunkt ermitteltes Outphasing-Signal sig_1,CPE bereitzustellen, z.B. gemäß der Beschreibung mit Verweis auf die 2, 12 oder 16. Die zweite Einheit 2102 kann zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals interpolieren, um ein zweites über den Schnittpunkt ermitteltes Outphasing-Signal sig_2,CPE bereitzustellen, z.B. gemäß der Beschreibung mit Verweis auf die 2, 12 oder 16.
Die dritte Einheit 2103 kann ein pulsbreitenmoduliertes HF-PWM-Signal 106 auf der Grundlage wenigstens eines des ersten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals sig_1,CPE und des zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals sig_2,CPE bereitstellen, z.B. gemäß der Beschreibung mit Verweis auf die 1 und 8 bis 16.
Die Modulationsvorrichtung 2100 kann eine erste Pulsbreiten-Modulationseinheit 207, z.B. gemäß der Beschreibung der 2, umfassen, um eine Breite eines Impulssignals 211 mit dem ersten über den Schnittpunkt modulierten Outphasing-Signal zu modulieren, wodurch ein erstes pulsbreitenmoduliertes Signal bereitgestellt wird. Die Modulationsvorrichtung 2100 kann eine zweite Pulsbreiten-Modulationseinheit 209, z.B. gemäß der Beschreibung der 2, umfassen, um eine Breite des Impulssignals 211 mit dem zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signal zu modulieren, wodurch ein zweites pulsbreitenmoduliertes Signal bereitgestellt wird. Die Modulationsvorrichtung 2100 kann eine Kombinationseinheit 213 umfassen, z.B. gemäß der Beschreibung der 2, um das pulsbreitenmodulierte Signal 106 auf der Grundlage einer Kombination des ersten pulsbreitenmodulierten Signals und des zweiten pulsbreitenmodulierten Signals bereitzustellen. Die dritte Einheit 2103 kann das pulsbreitenmodulierte Signal 106 mit mehr als einem Impuls pro Trägerperiode bereitstellen, z.B. gemäß der Beschreibung der 13. Die zweite Einheit 2102 kann das erste über den Schnittpunkt ermittelte Outphasing-Signal und das zweite über den Schnittpunkt ermittelte Outphasing-Signal bereitstellen, wobei jedes einen Hauptsignalteil (φ_1,main, φ_2,main und einen Hilfssignalteil φ_1,aux, φ_2,aux, z.B. gemäß der Beschreibung der 12, umfasst. Ein erster Impuls des pulsbreitenmodulierten Signals pro Trägerperiode kann auf der Grundlage des Hauptsignalteils bereitgestellt sein, und ein zweiter Impuls des pulsbreitenmodulierten Signals pro Trägerperiode kann auf der Grundlage des Hilfssignalteils wenigstens eines des ersten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals und des zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals bereitgestellt sein.
Die Modulationsvorrichtung 2100 kann eine Kombinationseinheit umfassen, z.B. einen Delta-Sigma-Modulator oder einen einfachen Addierer, um das Eingabesignal durch Kombination des Hauptsignalteils und des Hilfssignalteils wenigstens eines des ersten und des zweiten über den Schnittpunkt ermittelten Outphasing-Signals rauschzuformen.
Die vorliegende Offenbarung stellt eine Technik zur Reduzierung von Aliasing-Effekten bei der Erzeugung von digitalen HF-PWM-Signalen (Pulsbreitenmodulator) dar. Ohne Schnittpunktermittlung (CPE) und zusätzlicher Signalverarbeitung, wie dies in dieser Offenbarung beschrieben ist, kann die Signalqualität eines digitalen HF-PWM-Modulators durch Aliasing-Produkte aufgrund der abgetasteten Natur der Signalerzeugung begrenzt sein. Indem das Signal auf optimierte Weise erzeugt wird, kann diese Begrenzung stark reduziert werden.
Die vorliegende Offenbarung stellt ferner eine Technik zur Durchführung von CPE auf sowohl dem Amplitudensignal als auch dem Phasensignal, dar. Da die Schnittpunkte eines HF-PWM-Signals nicht nur von der Amplitude des Signal, sondern auch vom Phasensignal abhängen können, kann die Verwendung dieser Signale zur Bereitstellung einer CPE eine sehr genaue Pulsbreiten-Modulationstechnik bereitstellen. Die offenbarten Techniken beziehen sich auf Lösungen, die in der Lage sind, mehr als einen (kreisförmig verschobenen) Impuls pro Trägerperiode bereitzustellen, und somit nicht von der Begrenzung aufgrund der abgetasteten Natur des Modulators betroffen sind.
Aspekte der Offenbarung beziehen sich auf Verfahren und Vorrichtungen, die CPE auf den zwei Outphasing-Signalen durchführen können, die für die HF-PWM-Signalerzeugung verwendet werden können, und somit kann ein beinahe ideales HF-PWM-Signal berechnet werden. Auf der Grundlage dieses idealen, d.h. CPE-korrigierten, HF-PWM-Signals kann die optimale Abtastung für die aktuelle Periode bestimmt werden. In Fällen, in welchen mehr als ein Impuls pro Trägerperiode erforderlich sein kann, kann eine zweite Signalausgabe durch optimale Abtastungsbestimmung erzeugt werden. Dieses zweite Signal gemeinsam mit der optimalen Abtastungsbestimmung kann eine signifikante Verbesserung der Signalqualität ermöglichen. Die zweite Signalausgabe kann entweder zu einem zweiten Modulatorzweig geliefert werden, welcher die fehlenden Impulse addieren kann, oder sie kann in einer Art einer Delta-Sigma-Struktur aufgenommen werden, um das Signal auf einen Zweig zu reduzieren.
Aspekte der Offenbarung beziehen sich auf Verfahren und Vorrichtungen, die optimale Signalerzeugung durch Schnittpunktermittlung und minimale Fehlersignalerzeugung bereitstellen können. Die Ausgabe dieser optimalen Signalerzeugung kann zwei Modulatorzweige bedienen, um die beste Reduzierung der Aliasing-Effekte zu ermöglichen, oder sie kann in einen Zweig durch eine vereinfachte Art einer Delta-Sigma-Modulation kombiniert werden.
Während ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt der Offenbarung in Bezug auf nur eine der mehreren Implementierungen offenbart sein kann, können zusätzlich so ein Merkmal oder Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wie dies für eine gegebene oder bestimmte Anwendung erwünscht und vorteilhaft sein kann. Darüber hinaus sollen in dem Ausmaß, in welchem die Begriffe „umfassen, „aufweisen“, „mit“ oder andere Varianten davon in entweder der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe in einer ähnlichen Weise wie der Begriff „umfassen“ einschließend sein. Darüber hinaus versteht sich, dass Aspekte der Offenbarung in diskreten Schaltungen, in teilweise integrierten Schaltungen oder in vollständig integrierten Schaltungen oder Programmiermitteln implementiert werden können. Auch sind die Begriffe „beispielhaft“, „zum Beispiel“ und „z.B.“ nur als Beispiele zu verstehen und nicht als die beste oder optimale Version davon.
Obwohl spezielle Aspekte hierin veranschaulicht und beschrieben wurden, versteht sich für durchschnittliche Fachleute auf dem Gebiet der Technik, dass eine Vielzahl von alternativen und/oder äquivalenten Implementierungen für die speziellen gezeigten und beschriebenen Aspekte ausgetauscht werden kann, ohne dabei vom Konzept der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Diese Anmeldung soll jegliche Adaptierungen oder Variationen der speziellen hierin erläuterten Aspekte abdecken.
Obwohl die Elemente in den folgenden Ansprüchen in einer bestimmten Reihenfolge mit entsprechender Markierung angeführt sind, sollen, sofern die Aussagen der Ansprüche nicht eine bestimmte Abfolge für die Implementierung einiger oder aller dieser Elemente implizieren, diese Elemente nicht notwendigerweise darauf beschränkt sein, dass sie in dieser bestimmten Reihenfolge implementiert werden.

Claims

Verfahren zum Bereitstellen eines pulsbreitenmodulierten Signals, wobei das Verfahren umfasst: Zerlegen eines Eingabesignals, welches Amplituden- und Phaseninformation umfasst, in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase umfasst; Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals, um ein erstes schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen; Interpolieren zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals, um ein zweites schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen; und Bereitstellen des pulsbreitenmodulierten Signals basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Bereitstellen wenigstens einer der nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals und der nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals basierend auf einem Einsetzen einer Zeitverzögerung von wenigstens einer Trägerperiode.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Bereitstellen des pulsbreitenmodulierten Signals umfasst: Modulieren eines ersten Rechtecksignals mit dem ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signal, um ein erstes pulsbreitenmoduliertes Signal bereitzustellen; und Modulieren eines zweiten Rechtecksignals mit dem zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signal, um ein zweites pulsbreitenmoduliertes Signal bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Bereitstellen des pulsbreitenmodulierten Signals umfasst: Kombinieren des ersten pulsbreitenmodulierten Signals und des zweiten pulsbreitenmodulierten Signals.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Interpolieren zwischen der aktuellen Abtastung und der nachfolgenden Abtastung der Outphasing-Signale auf linearer Interpolation basiert.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Interpolieren zwischen der aktuellen Abtastung und der nachfolgenden Abtastung der Outphasing-Signale auf Überabtastung basiert.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: Rauschformen des Eingabesignals basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals.
Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung, umfassend: eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein Eingabesignal, welches Amplituden- und Phaseninformation umfasst, in eine Summe eines ersten Outphasing-Signals und eines zweiten Outphasing-Signals zu zerlegen, wobei jedes des ersten Outphasing-Signals und des zweiten Outphasing-Signals eine konstante Amplitude und eine zeitlich veränderliche Phase umfasst; eine zweite Einheit, die dazu ausgelegt ist, zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des ersten Outphasing-Signals zu interpolieren, um ein erstes schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen, und zwischen einer aktuellen Abtastung und einer nachfolgenden Abtastung des zweiten Outphasing-Signals zu interpolieren, um ein zweites schnittpunktgeschätztes Outphasing-Signal bereitzustellen; und eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal basierend auf wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals bereitzustellen.
Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung nach Anspruch 8, ferner umfassend: eine erste Pulsbreiten-Modulationseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Breite eines Impulssignals mit dem ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signal zu modulieren, wobei ein erstes pulsbreitenmoduliertes Signal bereitgestellt wird; eine zweite Pulsbreiten-Modulationseinheit, die dazu ausgelegt ist, eine Breite des Impulssignals mit dem zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signal zu modulieren, wobei ein zweites pulsbreitenmoduliertes Signal bereitgestellt wird; und eine Kombinationseinheit, die dazu ausgelegt ist, das pulsbreitenmodulierte Signal basierend auf einer Kombination des ersten pulsbreitenmodulierten Signals und des zweiten pulsbreitenmodulierten Signals bereitzustellen.
Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei die dritte Einheit dazu ausgelegt ist, das pulsbreitenmodulierte Signal bereitzustellen, welches mehr als einen Impuls pro Trägerperiode umfasst.
Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei die zweite Einheit dazu ausgelegt ist, das erste schnittpunktgeschätzte Outphasing-Signal und das zweite schnittpunktgeschätzte Outphasing-Signal bereitzustellen, wobei jedes einen Hauptsignalteil und einen Hilfssignalteil umfasst, und ein erster Impuls des pulsbreitenmodulierten Signals pro Trägerperiode basierend auf dem Hauptsignalteil bereitgestellt wird und ein zweiter Impuls des pulsbreitenmodulierten Signals pro Trägerperiode basierend auf dem Hilfssignalteil wenigstens eines des ersten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals bereitgestellt wird.
Pulsbreiten-Modulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, ferner umfassend: eine Kombinationseinheit, die dazu ausgelegt ist, das Eingabesignal durch Kombination des Hauptsignalteils und des Hilfssignalteils wenigstens eines des ersten und des zweiten schnittpunktgeschätzten Outphasing-Signals rauschzuformen.