DE102011082036B4

DE102011082036B4 - Übertragen eines Signals von einem Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE102011082036B4
Application number: DE102011082036.1A
Authority: DE
Inventors: Stephen Felix; Steve Allpress
Original assignee: Nvidia Technology UK Ltd
Current assignee: Nvidia Technology UK Ltd
Priority date: 2010-09-03
Filing date: 2011-09-02
Publication date: 2016-07-07
Anticipated expiration: 2031-09-03
Also published as: GB2483290A; CN102437838A; DE102011082036A1; GB201014659D0; US20120057650A1; GB2483290B; US8385466B2; CN102437838B

Abstract

Verfahren zum Begrenzen einer Maximum-Mittelwertleistung eines von einem Leistungsverstärker übertragenen Signals, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen eines ersten Signals; Anwenden eines Pulsformungsfilters auf das erste Signal, wodurch ein zweites Signal, das eine gefilterte Version des ersten Signals ist, erzeugt wird; Ausgeben des zweiten Signals, Modulieren des zweiten Signals zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Übertragung, Zuführen des Ausgangssignals als ein Eingangssignal zu einem Leistungsverstärker über eine Aufwärtskonversionsmischerstufe und einen Digital-Analog-Wandler derart, dass das Ausgangssignal auf Hochfrequenz gemischt, in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend für eine kabellose Übertragung durch den Leistungsverstärker verstärkt wird; Anwenden jedes von mehreren Vorhersagefiltern auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals, wobei jeder Vorhersagefilter das Anwenden des Pulsformungsfilters auf das erste Signal auf der Grundlage einer unterschiedlichen entsprechenden Gruppe aus Filterkoeffizienten approximiert und dabei ein entsprechendes drittes Signal erzeugt; Bestimmen eines Amplitudenindikators für jedes der dritten Signale; Auswählen des Indikators, der der größten der Amplituden entspricht; Erzeugen einer Modifizierungskomponente auf der Grundlage des ausgewählten Indikators; und Verwenden der Modifizierungskomponente, um das erste Signal zu begrenzen, bevor der Pulsformungsfilter angewendet wird.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren, ein Programm und eine Vorrichtung zum Begrenzen der Maximum-zu-Mittelwertleistung, im weiteren auch als Maximum-Mittelwertleistung bezeichnet, eines Signals, das Von einem Leistungsverstärker ausgesandt wird, beispielsweise zur Übertragung über ein kabelloses Funknetzwerk.
Hintergrund
1 ist eine schematische Blockansicht eines drahtlosen Senders. Der Sender umfasst eine Anfangsdatenverarbeitungsstufe 2, die ausgebildet ist, Daten auf einem In-Phase-Zweig (I) und einem Quadraturzweig (Q) zu erzeugen. Während des Betriebs startet die Datenverarbeitungsstufe 2 damit, dass digitale Daten für einen oder mehrere Kanäle, die für die Übertragung über den I-Zweig zu modulieren sind, und für einen oder mehrere Kanäle, die für die Übertragung über den Q-Zweig zu modulieren sind, erzeugt werden.
Die Daten auf jedem Kanal werden zunächst in binärer Form erzeugt. Als einen ersten Schritt der Modulation bildet die Datenverarbeitungsstufe 2 dann jeden Bereich aus einer Sequenz aus Binärdatenbereichen aus diesem Kanal auf einen tatsächlichen Wert ab. Beispielsweise wird in einem binären Phasenschiebemodulationsschema (BPSK) jede logische 0 in der Sequenz auf einen eigentlichen Wert –1 abgebildet und jede logische 1 wird auf einen eigentlichen Wert +1 abgebildet. Oder als ein weiteres Beispiel sei angeführt, dass in einem 4-QAM-Schema jeder Zwei-Bit-Bereich aus Binärdaten 00, 01, 10 oder 11 in der Sequenz auf einen Wert aus einer Gruppe aus vier tatsächlichen Werten entsprechend abgebildet wird, etwa auf die Werte 0,4472, bzw. 1,3416, bzw. –0,4472 bzw. –1,3416.
Jeder Wert wird dann mit einem Verteilungscode mit höherer Rate multipliziert, der mehrere „Chips bzw. kleinere Stücke” mit höherer Rate für jeden nicht verteilten Wert enthält, wobei ein unterschiedlicher entsprechender Verteilungscode für jeden Kanal gemäß einem Codierungsverteilungsschema mit mehrfachem Zugriff (CDMA) angewendet wird. Wie der Fachmann auf diesem Gebiert weiß, erlaubt dies, da jeder Kanal durch einen unterschiedlichen orthogonalen Verteilungscode aufgeweitet wird, dass unterschiedliche Kanäle von dem gleichen Sender und/oder anderen Sender in einem Multiplexbetrieb bzw. in gebündelter Weise über die gleiche Frequenz gleichzeitig in den physikalischen Raumbereich übertragen werden, wobei diese Kanäle dennoch separat am Empfänger oder den Empfängern erkannt werden können. Da ferner der Verteilungscode mehrere Chips bzw. kleinere Stücke für jeden nicht verteilten Wert aufweist, wird dann die Abtastrate auf eine höhere Rate vergrößert, die als die „chipping-Rate bzw. Verteilrate” bezeichnet wird, die gleich 3,84 Msps in den aktuellen WCDMA-Standards ist.
Jeder Kanal wird dann ferner mit einem entsprechenden Gewichtungsfaktor gewichtet. Wenn schließlich mehrere Kanäle über den I-Zweig zu modulieren sind, dann verarbeitet die Verarbeitungsstufe 2 die verteilten, gewichteten Daten aus diesen Kanälen in einem Multiplexverfahren bzw. bündelt diese Kanäle in eine kombinierte I-Komponente, die auf den I-Zweig ausgegeben wird. Wenn es mehrere Kanäle gibt, die über den Q-Zweig zu modulieren sind, dann werden die verteilten, gewichteten Daten aus diesen Kanälen zu einer kombinierten Q-Komponente gebündelt, die auf den Q-Zweig ausgegeben wird (oder alternativ können sich die I- und/oder Q-Komponente lediglich jeweils aus einem einzelnen I- oder Q-Kanal ergeben).
Details für die zuvor genannten Schritte für das Zuordnen bzw. Abbilden, das Verteilen und das Gewichten sind beispielsweise angegeben in [1] 3GPP TS 25.213, Technical Specification Group Radio Access Network, „Spreading and Modulation (FDD)”.
Der Sender umfasst ferner einen Pulsformungsfilter 4 mit einem zugehörigen I-Zweig-Pulsformungsfilter 4 _i und einem zugehörigen Q-Zweig-Pulsformungsfilter 4 _q. Der Ausgang der Datenverarbeitungsstufe 2 in dem In-Phase-(I)Zweig ist mit dem Eingang des I-Zweig-Pulsformungsfilters 4 _i verbunden, und der Ausgang der Datenverarbeitungsstufe 2 in dem Quadraturzweig (Q) ist mit dem Eingang eines Q-Zweig-Pulsformungsfilters 4 _q verbunden. Ein Pulsformungsfilter 4 kann auch als ein Formgebungsfilter oder manchmal auch als ein Kanalfilter bezeichnet werden. Jeder zugehörige Pulsformungsfilter 4 _i, 4 _q arbeitet typischerweise im Zeitbereich. Vorzugsweise ist jeder der zugehörigen Pulsformungsfilter 4 _i, 4 _q ein Filter mit „Wurzel aus dem erhöhten Cosinus” bzw. ein Root Raised Cosinus (RRC) Filter, der mit einem Auslauffaktor bzw. Roll-Off-Faktor α von –0,22 gemäß aktuellen WCDMA-Standards parametrisiert wird. Die Impulsantwort H(t) eines derartigen Filters ist schematisch in der Darstellung aus 2 gezeigt. Somit filtert der I-Zweig-Pulsformungsfilter 4 _i die I-Komponente, die von der Datenverarbeitungsstufe 2 erzeugt wird, um eine gefilterte Version der I-Komponente auszugeben, die gemäß H(t) gefiltert ist. In ähnlicher Weise filtert der Q-Zweig-Pulsformungsfilter 4 _q, die Q-Komponente, die von der Datenverarbeitungsstufe 2 erzeugt wird, so dass eine gefilterte Version der Q-Komponente ausgegeben wird, die gemäß H(t) gefiltert ist. Somit verteilt für jede Datenabtastung, die in den Pulsformungsfilter 4 _i oder 4 _q eingespeist wird und die ungefilterte I- oder Q-Komponente an einem gewissen Zeitpunkt darstellt, der Pulsformungsfilter 4 die Wirkung dieser Daten über die Zeit hinweg gemäß einer Pulsform, die durch die Funktion H(t) definiert ist, wobei die Wirkungen aus den Abtastwerten für unterschiedliche Zeiten einander überlagert sind. Die Funktionsweise eines derartigen Filters 4 im Zeitbereich kennt der Fachmann auf diesem Gebiet.
Der Ausgang des I-Zweig-Filters 4 _i ist mit dem Eingang eines Cosinus-Modulationsblocks 6 _i verbunden, in welchem die gefilterte Version der I-Komponente durch einen Cosinusträger moduliert wird, um damit eine modulierte Version der I-Komponente auf dem I-Zweig auszugeben. Der Ausgang des Q-Zweig-Filters 4 _q ist mit dem Eingang eines Sinuswellenmodulationsblocks 6 _q verbunden, in welchem die gefilterte Version der Q-Komponente durch einen Sinuswellenträger so moduliert wird, dass eine modulierte Version der Q-Komponente auf dem Q-Zweig ausgegeben wird. Da die Q-Komponente durch einen Träger moduliert wird, der 90 Grad (π/2 Radian) außer Phase ist zu dem Träger der I-Komponente, werden die I- und Q-Komponente zusammen so betrachtet, dass diese ein komplexe Signal bilden, das mathematisch durch einen Ausdruck der Form I + jQ dargestellt werden kann.
Die Ausgänge des Cosinus-Modulationsblocks 6 _i und des Sinus-Modulationsblocks 6 _q sind mit jeweiligen Eingängen eines Addierers 8 verbunden, in welchem die geformten, modulierten I- und Q-Komponente aus den beiden jeweiligen Zweigen summiert werden, um ein kombiniertes Ausgangssignal für das Übertragen zu erzeugen. Schließlich wird das kombinierte Ausgangssignal einem Leistungsverstärker (PA) 12 über eine Aufwärtskonversionsmischerstufe und einen Digital-Analog-Wandler (nicht gezeigt) zugeleitet, so dass das kombinierte Ausgangssignal auf Hochfrequenz gemischt, in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend für die kabellose Übertragung mittels einer Antenne 14 verstärkt wird. Diese Techniken werden typischerweise für das Übertragen über ein kabelloses Funknetzwerk angewendet.
Jüngere Funkkommunikationsstandards, etwa LTE, WiMAK und HSPA+ und HSUPA-Teile des WCDMA spezifizieren Kochlade- bzw. Uplink-Modulationsschemata, die zu einem relativ hohen Maximum-Mittelwert-Verhältnis (PAR) an Leistung im Vergleich zu älteren Funkkommunikationsstandards führen können, etwa GSM/EDGE und Version 99 WCDMA.
Gleichzeitig bestehen sehr strenge Anforderungen für das Begrenzen des Leckage-Verhältnisses benachbarter Kanäle bzw. Adjacent Channel Leakage Ratio (ACLR) – d. h. für den Pegel unerwünschter Übertragungen in den benachbarten Funkkanal. Des weiteren darf das Signal nur möglichst wenig verzerrt werden; diese Anforderung wird als eine Grenze für die Fehlervektorgröße (EVM) des ausgesendeten hochgeladenen Signals bzw. Uplink-Signals ausgedrückt.
Allgemein gilt, dass eine größere Nicht-Linearität im Funkfrequenzleistungsverstärker (PA) zu einer erhöhten Leckage zu benachbarten Kanälen und zu einer erhöhten Verzerrung führt. Das Erreichen einer PA-Linearität bei Maximierung der PA-Leistungseffizienz wird einfacher, wenn das PAR geringer ist (und umgekehrt).
Wenn daher das hochgeladene Signal auf irgend eine Weise zuvor verzerrt werden könnte, um das PAR des von dem PA 12 verstärkten Signals zu verringern, ohne dass die EVM in nicht akzeptabler Weise beeinträchtigt wird, dann wäre es möglich, den PA leistungseffizienter zu machen. Dies ist insbesondere wichtig in Handgeräten und tragbaren Geräten (beispielsweise intelligente Telefone, Kleinrechner, etc.), in denen ein wesentlicher Anteil der Batterieleistung durch den PA verbraucht wird, und eine Verringerung vorteilhaft wäre sowohl im Hinblick auf das Verlängern der Zeitspanne, in der die Anlage verwendet werden könnte, bevor eine Wiederaufladung der Batterie erforderlich ist, und auch im Hinblick auf das Begrenzen der von dem PA selbst erzeugten Wärmemenge.
Es wurden bereits einige Vorverarbeitungsschemata zum Begrenzen des PAR vorgeschlagen. Ein derartiges Schema ist in [2], ”Algorithm for Peak to Average Power Ratio Reduction operating at Symbol Rate”, Stefano Marsili, Infineon Technologie, Österreich AG, Villach, Österreich, IEEE ISCAS 2005 offenbart. Jedoch besitzt dieses Schema einen hohen Grad an rechnerischer Komplexität und führt damit zu einem hohen Verarbeitungsaufwand im Hinblick auf die erforderlichen Verarbeitungszyklen. Der Algorithmus wurde auch für das herabgeladene Signal bzw. das Downlink-Signal entworfen, das historisch stets ein wesentlich höheres PAR aufweist als das hochgeladene Signal, und es kann nicht angenommen werden, dass ein derartiges Schema auf das Hochladen angewendet werden kann und dabei dennoch den strikten Anforderungen im Hinblick auf ACLM und EVM erfüllt.
Die DE 10 2005 038 122 B4 beschreibt ein Verfahren zur Vorverzerrung eines Basisband-Eingangssignals, das mit einer Funktion zur Bildung eines ersten Signals gefiltert wird.
Es ist daher erstrebenswert, eine praktikable Leistungsbegrenzungseinrichtung mit Maximum-Mittelwertverhältnis (PAR) bereitzustellen, die mit geringerer Rechenkomplexität und mit geringer oder keiner Beeinträchtigung des ACLR arbeiten kann. Vorzugsweise ist das Schema auf das Hochladen bzw. den Uplink anwendbar, wobei gleichzeitig die strikten Beschränkungen für ACLM und EVM weiterhin erfüllt werden.
Überblick
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Begrenzen der Maximum-zu-Mittelwert-Leistung eines von einem Leistungsverstärker ausgesendeten Signals gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
Wie dargestellt ist, schlägt die Referenz [2] ein Vorverarbeitungsschema zum Begrenzen des Maximum-Mittelwert-Leistungsverhältnisses (PAR) vor. Jedoch ist dieses bekannte Schema deutlich komplizierter bei der Implementierung als das Schema, das von der vorliegenden Erfindung bereitgestellt wird, und führt zu einem höheren Verarbeitungsaufwand. Insbesondere erfordert die Technik in der Referenz [2] das Berechnen der Amplitude von vier interpolierten Signalen (wodurch vier Operationen zum Wurzelziehen erforderlich sind), das Bestimmen von vier Gruppen aus komplexen additiven Korrekturtermen (e_i=i...4), das Filtern dieser Terme, um diese zu dem ursprünglichen Signalwert zeitlich auszurichten, und schließlich das Auswählen des Maximums der vier gefilterten komplexen Korrekturterme für das Subtrahieren von dem zu sendenden Signal vor dem Signalformungsfilter.
Im Gegensatz dazu wird gemäß der vorliegenden Erfindung der Modifizierer direkt auf der Grundlage eines Maßes der Amplitude von lediglich einem ausgewählten Vorhersagefilter berechnet. Vorzugsweise sind das erste und das dritte Signal jeweils komplex und enthalten ein entsprechendes Paar aus einer In-Phase-Komponente und einer Quadraturkomponente, und die Bestimmung des Amplitudenindikators jedes der dritten Signale beruht auf dem jeweiligen Paar der kombinierten In-Phase-Komponente und der Quadraturkomponente. Der Amplitudenindikator kann gleich der Summe der Quadrate des jeweiligen Paars aus der in-Phase-Komponente und der Quadraturkomponente sein, so dass die Amplitude als Quadrat des Paares angegeben wird. Der Modifizierer ist vorzugsweise ein multiplikativer Faktor und das Begrenzen umfasst das Abschwächen des ersten Signals unter Anwendung dieses Faktors.
Beispielsweise ist der Faktor im Wesentlichen gleich √(L/X) , wobei X der ausgewählte Indikator und L eine Konstante ist. Das Abschwächen kann unter der Voraussetzung ausgeführt werden, dass der Faktor kleiner als 1 ist.
Somit werden in den bevorzugten Ausführungsformen die Filterausgangssignale kombiniert, um einen multiplikativen Term zu erzeugen, so dass das Maximum verringert wird: d. h. MAX gefolgt von 1/(Wurzel). Vorteilhafter Weise ist dazu lediglich eine einzelne Operation zum Ermitteln der Quadratwurzel nötig, und es wird die Notwendigkeit vermieden, mehrere Modifizierer-Terme zu berechnen. Somit operiert das verbesserte Schema vorzugsweise lediglich auf der maximalen Amplitude und tatsächlich vorzugsweise nur auf der quadrierten Größe, so dass ein größeres Maß an Einfachheit erreicht wird. Das Verfahren ist weniger kompliziert (weniger aufwendig zu implementieren) als die in der Referenz [2] beschriebene Technik. Gleichzeitig fanden die Erfinder heraus, dass die Erfindung auch implementiert werden kann, ohne dass eine nicht-akzeptable Zunahme der Leckage in benachbarte Kanäle oder eine nicht-akzeptable Zunahme der Verzerrung des ausgesendeten Signals auftritt (beispielsweise wenn diese Eigenschaften entsprechend als ACLR bzw. EVM gemessen werden).
Somit ist die vorliegende Erfindung in der Lage, eine praktikable Maximum-Mittelwertverhältnis-(PAR)Leistungsbegrenzungseinrichtung bereitzustellen, die mit einer geringeren Rechenkomplexität, aber dennoch mit einer kleinen oder keiner ACLR-Beeinträchtigung und lediglich mit einer akzeptablen Zunahme in der EVM arbeitet.
Ferner wird in einer bevorzugten Anwendung der vorliegenden Erfindung die Übertragung aus dem Leistungsverstärker bei einer Hochladung bzw. bei einem Uplink eines kabellosen Funknetzwerks ausgeführt.
Wie zuvor erläutert ist, wurde die Referenz [2] für das Herunterladesignal bzw. Downlink-Signal entworfen, das historisch stets ein wesentlich höheres PAR als das Hochladesignal besitzt.
In Ausführungsformen wird der Faktor erzeugt, indem √(L/X) auf gleich A + X(B + X(C + XD)) approximiert wird, wobei A, B, C und D mit L in Beziehung stehende Konstanten sind.
In einer speziellen Ausführungsform ist A im Wesentlichen gleich 1,677, B ist im Wesentlichen gleich –0,938/L, C ist im Wesentlichen gleich 0,295/L² und D ist im Wesentlichen gleich –0,035/L³.
Das erste Signal kann ein teilweise moduliertes Signal aufweisen und das Verfahren kann das weitere Modulieren des zweiten Signals für die Übertragung aus dem Leistungsverstärker umfassen.
Der Pulsformungsfilter kann einen Filter im Zeitbereich umfassen. Der Pulsformungsfilter kann einen Root Raised-Cosinusfilter umfassen. Der Root Raised-Cosinusfilter kann mittels eines Auslaufparameters bzw. eines Roll-Off-Parameters α = –0,22 parametrisiert sein.
Jeder der Vorhersagefilter kann einen Filter im Zeitbereich aufweisen. Jeder der Vorhersagefilter kann einen Filter mit finiter Impulsantwort umfassen.
Jeder der Vorhersagefilter kann den Pulsformungsfilter unter Anwendung einer entsprechenden Gruppe aus acht Filterkoeffizienten darstellen.
Das erste Signal kann erzeugt werden, so dass es eine vorbestimmte Abtastrate besitzt, und jeder der Vorhersagefilter kann mit dem Vierfachen der Abtastrate betrieben werden. Die Abtastrate kann eine Verteilungsrate bzw. Chiprate eines Codeverteilungsschema mit mehrfachem Zugriff (CDMA) sein.
Das Verfahren kann ferner umfassen: Anwenden jedes der vier Vorhersagefilter auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals.
Das Verfahren kann umfassen: Einführen einer Verzögerung auf einem Pfad zwischen (a) der Bestimmung des Amplitudenindikators des dritten Signals von mindestens einem aber nicht allen Vorhersagefiltern und (b) der Auswahl des größten Indikators.
Der größte Indikator wird unter einer Gruppe ausgewählt, die mindestens einen Indikator mit angewendeter Verzögerung und einen Indikator ohne die angewendete Verzögerung enthält, wobei die Gruppe aus dem dritten Signal bestimmt wird, das von dem gleichen Vorhersagefilter erzeugt ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung werden ein entsprechendes Programm und ein System bereitgestellt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung und um aufzuzeigen, wie diese umgesetzt werden kann, wird beispielhaft auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
1 eine schematische Blockansicht eines Funksenders ist,
2 eine Darstellung der Impulsantwort eines Pulsformungsfilters ist,
3 eine schematische Ansicht eines verbesserten Senders ist,
4 eine schematische Blockansicht einer Maximum-Mittelwert-(PAR)Leistungsbegrenzungseinheit ist,
5 eine Ansicht ist, in der die Koeffizienten unterschiedlicher Vorhersagefilter dargestellt sind,
6 ein Graph für Simulationsergebnisse ist, in der das PAR gegenüber der EVM gezeigt ist, und
7 eine Darstellung ist, in der PAR-Simulationsergebnisse für unterschiedliche Testdateien gezeigt sind.
Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
3 und 4 zeigen eine schematische Darstellung einer Signalverarbeitungstechnik, die für die Implementierung in einem WCDMA-System geeignet ist (einschließlich HSUPA/HSPA+). Die beschriebene Signalverarbeitung kann durch spezielle digitale Schaltungen und/oder (in einer bevorzugten Implementierung) als Software eingerichtet werden, die auf einem nicht-flüchtigen Speichermedium abgelegt und so gestaltet ist, dass sie von dem gleichen Mikroprozessor (DSP) ausgeführt werden kann, der zum Erzeugen der hochzuladenen Symbole bzw. Uplink-Symbole verwendet wird. Die gesamte nachfolgend dargestellte Signalverarbeitung findet bei einer WCDMA-Verteilrate von 3,84 MHz statt.
Die Technik wird ausgeführt, indem ein CDMA-Signal abhängig von der Maximalleistung einer Vorhersage des pulsgeformten interpolierten Signals über ein kleines Fenster (vorzugsweise mit einer Breite von 1 Chip) skaliert wird. Die Technik umfasst das digitale Vorverarbeiten eines Stromes aus Uplink-Symbolen, bevor diese einen Pulsformungsfilter (einen Root-Raised-Cosinusfilter im Falle von WCDMA) durchlaufen, digital-analog gewandelt, auf Funkfrequenz hochgewandelt, in der Leistung verstärkt und gesendet werden. Die Vorverarbeitung erfolgt derart, dass das PAR zu Lasten einer akzeptablen Beeinträchtigung im EVM-Wert reduziert wird. Das ACLR bleibt durch die Vorverarbeitung vollständig unverändert, da die Vorverarbeitung bei der Symbol/Verteilrate vor dem Pulsformungsfilter erfolgt.
3 zeigt einen Sender, der ähnlich ist zu jenem aus 1, wobei eine PAR-Begrenzungseinheit 16 zwischen dem Ausgang der Anfangsdatenverarbeitungsstufe 2 und dem Eingang der Pulsformungsfilter 4 _i und 4 _j angeordnet ist, so dass das Maximum-Mittelwertverhältnis (PAR) der Leistung der dazwischen verlaufenden Signale begrenzt wird. D. h., der I-Zweigausgang der Datenverarbeitungsstufe 2 ist mit einem entsprechenden I-Zweig-Eingang der PAR-Begrenzungseinheit 16 verbunden, und ein entsprechender I-Zweig-Ausgang der PAR-Begrenzungseinheit 16 ist mit dem Eingang des I-Zweig-Pulsformungsfilters 4 _i verbunden. In ähnlicher Weise ist der Q-Zweig-Ausgang der Datenverarbeitungsstufe 2 mit einem entsprechenden Q-Zweig-Eingang der PAR-Begrenzungseinheit 16 verbunden, und ein entsprechender Q-Zweig-Ausgang der PAR-Begrenzungseinheit 16 ist mit dem Eingang des Q-Zweig-Pulsformungsfilters 4 _j verbunden. Während des Betriebs verwendet die PAR-Begrenzungseinheit 16 die I-Komponente und die Q-Komponente des kombinierten ersten Signals, um einen multiplikativen Skalierungsfaktor zu erzeugen, mit dem die I-Komponente und die Q-Komponente des ersten Signals abgeschwächt werden, bevor diese abgeschwächten Komponenten zu dem I- und Q-Komponenten-Zweig-Pulsformungsfilter 4 _i und 4 _j weitergeleitet werden.
Das Ausgangssignal der Datenverarbeitungsstufe 2 kann als ein erstes komplexes Signal betrachtet werden, das dann von der PAR-Begrenzungseinheit 16 begrenzt wird (herunterskaliert wird), bevor es dem Pulsgebungsfilter 4 zugeleitet wird. Das erste komplexe Signal wird von der PAR-Begrenzungseinheit 16 mit der Verteilrate bzw. Chippingrate von 3,84 Msps (Megaabtastungen pro Sekunde) jeweils auf seinem I- und Q-Zweig-Eingang empfangen. Die PAR-Begrenzungseinheit 16 verarbeitet dann das erste Signal im Bereich der Verteilrate und gibt die begrenzte erste Version des ersten Signals mit der Verteilrate jeweils auf seinem I-Ausgang und Q-Ausgang aus. Der Pulsformungsfilter 4 empfängt dann die begrenzte Version des ersten komplexen Signals und filtert dieses, um ein zweites komplexes Signal zu erzeugen, das eine gefilterte Version des begrenzten ersten Signals ist. Der Pulsformungsfilter 4 ist ein Filter im Zeitbereich, der ausgebildet ist, einen Pulsformungsvorgang als einen Schritt in dem Signalmodulationsschema auszuführen.
Der Zweck der PAR-Begrenzungseinheit 16 besteht darin, die Spitzenwerte bzw. Maxima in dem übertragenen Signal zu begrenzen, die einen festen Schwellwert übersteigen, so dass das Maximum-Mittelwert-Verhältnis begrenzt wird, wodurch die Nicht-Linearität in dem Leistungsverstärker (PA) 12 vermieden wird, aber gleichzeitig eine möglichst geringe Verzerrung hervorgerufen wird.
Vorzugsweise ist die PAR-Begrenzungseinheit 16 so ausgebildet, dass der Skalierungsfaktor unter der Bedingung angewendet wird, dass der Skalierungsfaktor kleiner als 1 ist. Wenn der Skalierungsfaktor größer als 1 ist, dann wird das erste Signal zu dem Pulsformungsfilter ohne Modifizierung geleitet – es ist nicht gewünscht, das Signal hoch zu skalieren.
Eine anschauliche Ausführungsform der PAR-Begrenzungseinheit 16 ist in 4 gezeigt. Die PAR-Begrenzungseinheit 16 umfasst mehrere parallele Vorhersagefilter: einen ersten Vorhersagefilter H0 mit einem I-Zweig-Vorhersagefilter H0_i als ein Bestandteil und mit einem ersten Q-Zweig-Vorhersagefilter H0_q als Bestandteil, einen zweiten Vorhersagefilter H1 mit einem zweiten I-Zweig-Vorhersagefilter H1_i als Bestandteil und einem zweiten Q-Zweig-Vorhersagefilter H1_q als Bestandteil, einen dritten Vorhersagefilter H2 mit einem dritten I-Zweig-Vorhersagefilter H2_i als Bestandteil und einem dritten Q-Zweig-Vorhersagefilter H2_q als Bestandteil, und einen vierten Vorhersagefilter H3 mit einem vierten I-Zweig-Vorhersagefilter H3_i als Bestandteil und einem vierten Q-Zweig-Vorhersagefilter H3_q als Bestandteil. Der erste, der zweite, der dritte und der vierte I-Zweig-Vorhersagefilter H0_i bis H3_i weisen jeweils einen Eingang auf, der ausgebildet ist, eine entsprechende parallele Instanz der I-Komponente des ersten komplexen Signals zu empfangen, d. h. des Signals aus dem I-Zweig-Ausgang der Anfangsdatenverarbeitungsstufe 2. In ähnlicher Weise besitzen der erste, der zweite, der dritte und der vierte Q-Zweig-Vorhersagefilter H0_q bis H3_q jeweils einen Eingang, der so angeschlossen ist, dass er eine entsprechende parallele Instanz der Q-Komponente des ersten komplexen Signals empfängt, d. h. das Signal aus dem Q-Zweigausgang der Datenverarbeitungsstufe 2. Jeder Vorhersagefilter H0 bis H3 ist ein Filter mit finiter Impulsantwort (FIR), der im Zeitbereich arbeitet.
Der Zweck jedes Vorhersagefilters H0 bis H3 besteht darin, den Pulsformungsfilter 4 auf der Grundlage einiger weniger Filterkoeffizienten zu modellieren. Dies ist anschaulich in der Darstellung aus 5 gezeigt. Die aufgetragene Kurve zeigt die Impulsantwort H(t) des Pulsformungsfilters 4, wie in 2, und „o” und „x” zeigen die Filterkoeffizienten, die in zwei der Vorhersagefilter H0 bzw. H1 verwendet sind. Weitere voneinander unterschiedliche Gruppen werden auch für den dritten und den vierten Vorhersagefilter H2 und H3 verwendet, obwohl diese der Einfachheit halber in
5 nicht gezeigt sind. Jede Gruppe aus Koeffizienten repräsentiert eine Approximation des gleichen Pulsformungsfilters 4, wobei jedoch unterschiedliche entsprechende Gruppen aus Koeffizienten verwendet sind, und die unterschiedlichen Gruppen voneinander durch unterschiedliche Zeitphasen getrennt sind.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden acht Filterkoeffizienten für jeden Vorhersagefilter auf jedem der I- und Q-Zweige verwendet, d. h. acht Koeffizienten H0_i, die gleichen acht Koeffizienten für H0_q, eine weitere Gruppe aus acht Koeffizienten für H1₁ usw. Die Filterkoeffizienten können RRC-Impulsantwortkoeffizienten an vier Zeitpunkten der Verteilrate sein. Z. B.:
H0 = {+0,025, –0,038, +0,050, –0,057, +1,060, –0,057, +0,050, –0,038}
H1 = {+0,005, +0,015, –0,065, +0,247, +0,939, –0.200, +0,100, –0,052}
H2 = {–0,030, +0,077, –0,179, +0,625, +0,625, –0,179, +0,077, –0,030}
H3 = {–0,052, +0,100, –0,200, +0,939, +0,247, –0,065, +0,015, +0,005}
Somit ist jeder Vorhersagefilter H0, H1, H2 und H3 ausgebildet, die Funktion des Pulsformungsfilters 4 unter Anwendung einer entsprechenden unterschiedlichen Gruppe aus Filterkoeffizienten zu modellieren, so dass damit jeweils ein entsprechendes drittes komplexes Signal (mit I- und Q-Komponenten) erzeugt wird, wodurch eine unterschiedlich entsprechende Abschätzung oder Vorhersage des zweiten Signals bereit gestellt wird – d. h. eine unterschiedliche entsprechende Abschätzung des Ausgangssignals des Pulsformungsfilters 4 auf jedem der I- und Q-Zweige. Insbesondere liefert jedes dritte Signal eine Abschätzung, wie das Ausgangssignal des Pulsformungsfilters 4 sein könnte, wenn die PAR-Begrenzungseinheit 16 nicht angewendet würde. Wie nachfolgend erläutert ist, können diese Abschätzungen verwendet werden, um zu bestimmen, ob der Skalierungsvorgang tatsächlich angewendet werden soll, und wenn dies der Fall ist, mit welchem Faktor.
Zu diesem Zweck umfasst die PAR-Begrenzungseinheit 16 einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Quadratsummenblock SSQ₀, SSQ₁, SSQ₂ und SSQ₃, die jeweils am Ausgang eines entsprechenden Filters der Vorhersagefilter H0, H1, H2 und H3 angeordnet und ausgebildet sind, die I- und Q-Komponenten des entsprechenden dritten Signals als Eingang zu empfangen. Jeder Quadratsummenblock SSQ ist ausgebildet, die Summe des Quadrats der I- und Q-Komponente seines entsprechenden dritten Signals zu berechnen. Das Quadrat der I- und Q-Komponente liefert einen Indikator der Amplitude bzw. Amplitudenindikator des entsprechenden dritten Signals, d. h. der Amplitude des entsprechenden Ausgangssignals des Vorhersagefilters. Vorzugsweise muss in dieser Phase die tatsächliche Amplitude (die Quadratwurzel der Summe der Quadrate) nicht berechnet werden, so dass unnötige Rechenvorgänge vermieden werden. Stattdessen liefert die Summe der Quadrate ohne den Vorgang des Wurzelziehens einen geeigneten Indikator für die Amplitude zur Verwendung im nächsten Arbeitsschritt.
D. h., die Amplitudenindikatoren der unterschiedlichen dritten Signale werden einer weiteren Komponente der PAR-Begrenzungseinheit 16 in Form eines Auswahlblocks (MAX) 26 zugeleitet, der ausgebildet ist, das Maximum bzw. den größten der Indikatoren auszuwählen, d. h. den Indikator, der die größte Amplitude, die von einem der Vorhersagefilter H0 bis H3 ausgegeben wird, repräsentiert. Dieser maximale Indikator ist in 4 durch X in 4 und die folgenden Berechnungen dargestellt. X ist gleich dem Quadrat der größten Amplitude der unterschiedlichen dritten Signale, die von den unterschiedlichen Vorhersagefiltern ausgegeben werden.
Als nächstes umfasst die PAR-Begrenzungseinheit 26 einen Skalierungsberechnungsblock 28, der ausgebildet ist, X als Eingangssignal zu empfangen und einen Modifizierer bzw. eine Modifizierkomponente in Form eines Skalierungsfaktors z berechnen. Der Skalierungsfaktor wird wie folgt berechnet:
D. h., wenn X über einem Schwellwertlimit liegt, dann ist der Skalierungsfaktor √(Limit/X) und wenn X gleich oder kleiner als der Schwellwert ist, dann ist der Skalierungsfaktor 1 (d. h. das erste Signal wird nicht geändert).
In einer bevorzugten Ausführungsform wird die folgende Approximation verwendet, um die Berechnung zu vereinfachen:
wobei A, B, C und D aus Limit wie folgt zuvor berechnet werden:
A = 1,677
B = –0,938/Limit
C = 0,295/Limit²
D = –0,035/Limit³
In etwas allgemeinerer Weise können jedoch die Filterkoeffizienten der Vorhersagefilter durch einen beliebigen Wert gewichtet werden, vorausgesetzt, dass der Wert von Limit entsprechend eingestellt wird.
Um den Skalierungsfaktor anzuwenden umfasst die PAR-Begrenzungseinheit einen I-Zweig-Multiplizierer 32 und einen Q-Zweig-Multiplizierer 34. Der I-Zweigmultiplizierer 32 ist ausgebildet, die I-Komponente des ersten Signals von dem I-Zweig-Ausgang der Anfangsdatenverarbeitungsstufe 2 zu empfangen, und der Q-Zweig-Multiplizierer 34 ist ausgebildet, die Q-Komponente des ersten Signals von dem Q-Zweig-Ausgang der Datenverarbeitungsstufe 2 zu empfangen. Der I-Zweig-Multiplizierer 32 und der Q-Zweig-Multiplizierer 34 sind jeweils so ausgebildet, dass sie den Skalierungsfaktor von dem Skalierungsfaktorberechnungsblock 28 empfangen. Der I-Zweig-Multiplizierer 32 ist daher ausgebildet, die I-Komponente, die von der Datenverarbeitungsstufe 2 empfangen wird, mit dem Skalierungfaktor zu multiplizieren, und das skalierte (begrenzte) Ergebnis auf dem I-Zweig-Ausgang an den Pulsformungsfilter 4 _i auszugeben. Der Q-Zweigmultiplizierer 34 ist ebenfalls ausgebildet, die von der Datenverarbeitungsstufe 2 empfangene Q-Komponente mit dem Skalierungsfaktor zu multiplizieren und das skalierte (begrenzte) Ergebnis auf dem Q-Zweigausgang des Pulsformungsfilters 4 _q auszugeben.
Die vier Filter mit 8 Abgriffen (H0 bis H3) bieten eine effiziente Möglichkeit des Implementierens eines 4fach-interpolierenden FIR-Filters mit 32 Abgriffen. Es wäre alternativ möglich, einen einzelnen Filter mit 32 Abgriffen als den Vorhersagefilter zu verwenden. Jedoch würde ein einzelner Filter mit 32 Abgriffen es notwendig machen, dass er bei der vierfachen Rate (15,36 MHz) betrieben wird, um die gleichen vier Ausgangsabtastwerte zu erzeugen wie die vier Filter mit 8 Abgriffen, die bei 3,84 MHz arbeiten. In einer Filterimplementierung mit 32 Abgriffen wären 3 von 4 eintreffenden Datenabtastwerte Nullen, d. h. die Daten werden vierfach interpoliert durch Einfügen von Nullen vor der FIR-Filterung, und somit werden 75% der Multiplizier-Addieroperationen redundant. Andererseits nutzt die bevorzugte 4-Filter-„Multiphasen”-Implementierung diese Redundanz vorteilhaft aus. Das Einfügen von Nullen ist implizit und es finden keine redundanten Operationen statt. Selbst wenn die Vorhersage als ein „einzelner” interpolierender Filter beschrieben würde, der bei der vierfachen Eingangsabtastrate arbeitet, könnte dies dennoch so betrachtet werden, als dass das Maximum der 5 interpolierten Abtastwerte lokal für jeden Eingangsabtastwert ermittelt wird. Die veranschaulichte 4-Filter-Implementierung ist in funktionaler Hinsicht nicht anders. Jedoch ist sie effizienter. Ein weiterer Punkt, der zu berücksichtigen ist, ist der Grad an Interpolation, der von der Vorhersageeinheit ausgeführt wird (unabhängig davon, wie diese Einrichtung implementiert ist). Wenn keine Interpolation ausgeführt wird, dann ist die Leistung des Systems sehr gering. Es ist bereits möglich, eine gewisse Beeinträchtigung des Leistungsverhaltens zu erkennen, wenn eine zweifache Interpolation anstelle einer vierfachen Interpolation ausgeführt wird. Siehe die Ergebnisse, die in 6 gezeigt sind, für „2 × 8 Chip” und „4 × 8 Chip”.
Ferner umfasst die PAR-Begrenzungseinheit 16 einen Verzögerungsblock für vier Abtastwerte 30 auf dem Signalweg zwischen der Anfangsdatenverarbeitungsstufe 2 und den Multiplizierern 32 und 24, um sicherzustellen, dass das erste Signal in korrekter Weise zeitlich zu den dritten Signalen ausgerichtet ist. D. h., um sicherzustellen, dass das von der Datenverarbeitungsstufe 2 empfangene Signal in korrekter Weise H0 bis H3 ausgerichtet ist, da der Vorgang des Abschätzens eine gewisse Zeit fordert.
Des weiteren umfasst die PAR-Begrenzungseinheit 16 einen Verzögerungsblock für einen einzelnen Abtastwert 24 auf dem Signalweg zwischen dem vierten Quadratsummenblock SSQ₃ und dem Maximumblock 26; und einen Verzögerungsblock für einen einzelnen Abtastwert 22 in dem Signalweg zwischen dem dritten Quadratsummenblock SSQ₂ und dem Maximumblock 26; wodurch die Indikatoren aus den Quadratsummenblöcken SSQ₂ und SSQ₃ dem Maximumblock 26 mit einer ausgeübten Verzögerung zugeführt werden. Des weiteren kann ein separater paralleler Signalweg bereitgestellt werden, wodurch der Indikator von dem dritten Quadratsummenblock SSQ₂ zu dem Maximumblock 26 zugeleitet wird, wodurch wirksam eine Gruppe aus fünf möglichen Indikatoren bereitgestellt wird, von denen der größte ausgewählt werden kann, die aber lediglich von vier Vorhersagefiltern H0 bis H3 abgeleitet sind.
Der Zweck der Verzögerungsblöcke besteht darin, die Verzögerung in dem System so anzugleichen, dass jeder Eingangsabtastwert korrekt dem zugehörigen Ausgangsabtastwert zugeordnet ist.
Gemäß der zuvor erläuterten Technik werden die FIR-Filter H0 bis H3 verwendet, um vorherzusagen, ob Spitzenwerte bzw. Maxima größer als ein Schwellwert „Limit” auftreten nach der Kanalfilterung (RRC). Wenn derartige Maxima erkannt werden, dann wird das ursprüngliche Signal multiplikativ herunterskaliert in dem Versuch, das Maximum auf den Grenzwert zu beschränken. Obwohl dieses Verfahren nicht ganz perfekt ist, wurde dennoch erkannt, dass es sehr wirksam ist.
Die Verringerung im PAR ist grob proportional zu einem Anwachsen im EVM (Verzerrung). Ferner ist das erreichte PAR nicht wesentlich größer als der Schwellwert. Diese beiden Ergebnisse implizieren, dass die korrekten Symbole im Voraus und um den korrekten Betrag verzerrt werden (wenn Symbole unnötig verzerrt werden, bleibt das PAR unbeeinflusst, aber die EVM wird schlechter; und wenn Symbole nicht verzerrt werden, wobei sie jedoch hätten verzerrt werden sollen, dann ist das PAR höher als der Schwellwert).
Einige graphische Darstellungen von Simulationsergebnissen sind in 6 und 7 gezeigt. In der Simulation wurden die rohen und vorverarbeiteten für das Senden vorgesehene Datenströme bzw. die Uplink-Ströme bei 3,84 Msps nachbearbeitet mit einem nahezu perfekten (256 Abgriffe) achtfachen überabgetasteten RRC-Filter. Die EVM, die durch die Vorverarbeitungseinheit hinzugefügt wird, wird gemessen unter Anwendung der Ausgangssignale dieses RRC-Filters (es wird im Hinblick auf eine geringfügige Leistungsverringerung auf Grund der Vorverarbeitung kompensiert und anschließend wird RMS des Unterschiedes als ein Prozentsatz des Signal-RMS gemessen). Das PAR wird gemessen, indem die Ausgangssignale des Filters nach Größe geordnet werden und indem der maximale Wert mit einer Wahrscheinlichkeit von 1 × 10^–3 gemessen wird. Die Testdatei Nr. 11 ist AWGN (nicht aus einer Datei). Alle Eingangssignale sind auf ein RMS von 1 normiert. Der Wert von Limit ist auf 2,5 festgelegt, mit dem Ziel, das PAR auf 10 × log (2,5) = 4 dB zu begrenzen. (Eine höhere Grenze würde in der Praxis für die Fälle 1 und 11 gewählt). Die Fälle 2 und 10 besitzen ein PAR unter (oder in der Nähe von) 4 dB und werden folglich durch die Vorverarbeitungseinheit nicht sehr beeinflusst. In dieser speziellen Simulation ist die von der Vorverarbeitungseinheit angewendete Kompensation niemals ganz ausreichend, um das PAR auf den Schwellwert 4 dB zu begrenzen. Jedoch kann eine Verringerung des PAR von ungefähr 1 dB erreicht werden, wobei gleichzeitig die EVM um ungefähr 6% verschlechtert wird.
Es sollte beachtet werden, dass die vorhergehenden Ausführungsformen lediglich als Beispiele beschrieben sind.
Beispielsweise ist die Erfindung nicht auf die Beispiele von Kanalfilter oder Vorhersagefilter beschränkt, wie sie oben angegeben sind, und in anderen Ausführungsformen können unterschiedliche Arten von Filtern oder unterschiedliche Anzahlen und/oder Werte von Filterkoeffizienten angewendet werden.
In Fällen, in denen ein Paar aus zwei Instanzen entsprechender Filter entsprechend dupliziert in dem I-Zweig und dem Q-Zweig in 4 gezeigt ist (beispielsweise das Paar 4 _i und 4 _q, oder H0_i und H0_q, etc.), ist zu beachten, dass diese Filter auch als jeweils zwei konstituierende Filter parallel oder als ein gleicher konstituierender Filter in Reihe implementiert werden könnten. Wenn in ähnlicher Weise parallele Instanzen der Quadratsummenblöcke SSQ₀ bis SSQ₃ in 4 gezeigt sind, können diese als parallele Operationen oder als die gleiche Operation implementiert werden, die sowohl an den Ausgangssignalen der unterschiedlichen Vorhersagefilter H0 bis H3 nacheinander angewendet wird. Im Hinblick auf die Verarbeitungsgeschwindigkeit sind jedoch parallele Implementierungen zu bevorzugen.
Obwohl das Vorhergesagte die Komplexität verringert wird, indem die Summe der Quadrate der I- und Q-Komponente als eine Indikation der Amplitude verwendet wird (d. h. der Indikator ist gleich der quadrierten Amplitude), sind andere Indikatoren nicht ausgeschlossen. Beispielsweise ist es möglich, die tatsächlichen Amplituden als die Indikatoren zu verwenden und somit jede tatsächlich Amplitude dem Maximumblock 26 für den Vergleichsvorgang zuzuleiten. Jedoch ist dies weniger günstig auf Grund des Rechenaufwandes für die mehreren Vorgänge des Wurzelziehens.
Ferner ist es auch möglich, unterschiedliche Gleichungen oder Modifizierer für das Begrenzen des ersten Signals auf der Grundlage der Amplituden, die von den Vorhersagefiltern H0 bis H3 ausgegeben werden, anzuwenden, sofern weiterhin das Prinzip angewendet wird, dass der Modifizierer direkt auf der Grundlage einer Indikation der Amplitude von nur einem einzelnen ausgewählten Vorhersagefilter berechnet wird.
In der bevorzugten Ausführungsform sind die Komponenten 2, 4, 6, 8, 16, H0 bis H3, SSQ₀ bis SSQ₃, 22, 24, 26, 28, 30, 32 und 34 jeweils als Software implementiert, die auf einem nicht-flüchtigen Datenspeichermedium gespeichert und ausgebildet ist, von einem Prozessor ausgeführt zu werden, etwa einem digitalen Signalprozessor (DSP). In anderen Ausführungsformen können jedoch einige oder alle Komponenten alternativ vollständig oder teilweise in einer speziellen Signalverarbeitungshardware implementiert sein.
Obwohl das Vorhergehende im Hinblick auf eine Anwendung auf ein WCDMA-System zum Übertragen auf einer Hochladeberbindung bzw. einem Uplink eines kabellosen Funknetzwerkes beschrieben ist, ist das Prinzip der vorliegenden Erfindung nicht auf einen einzelnen Standard oder ein einzelnes Szenario beschränkt und kann generell auf eine Situation angewendet werden, in der es wünschenswert ist, das Maximum-Mittelwertverhältnis eines von einem Leistungsverstärker zu übertragenden Signals zu begrenzen.
Weitere Variationen werden für den Fachmann auf Grund der hierin offenbarten Prinzipien ersichtlich. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung ist nicht durch die beschriebenen Ausführungen sondern lediglich durch die angefügten Patentansprüche beschränkt.

Claims

Verfahren zum Begrenzen einer Maximum-Mittelwertleistung eines von einem Leistungsverstärker übertragenen Signals, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen eines ersten Signals; Anwenden eines Pulsformungsfilters auf das erste Signal, wodurch ein zweites Signal, das eine gefilterte Version des ersten Signals ist, erzeugt wird; Ausgeben des zweiten Signals, Modulieren des zweiten Signals zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Übertragung, Zuführen des Ausgangssignals als ein Eingangssignal zu einem Leistungsverstärker über eine Aufwärtskonversionsmischerstufe und einen Digital-Analog-Wandler derart, dass das Ausgangssignal auf Hochfrequenz gemischt, in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend für eine kabellose Übertragung durch den Leistungsverstärker verstärkt wird; Anwenden jedes von mehreren Vorhersagefiltern auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals, wobei jeder Vorhersagefilter das Anwenden des Pulsformungsfilters auf das erste Signal auf der Grundlage einer unterschiedlichen entsprechenden Gruppe aus Filterkoeffizienten approximiert und dabei ein entsprechendes drittes Signal erzeugt; Bestimmen eines Amplitudenindikators für jedes der dritten Signale; Auswählen des Indikators, der der größten der Amplituden entspricht; Erzeugen einer Modifizierungskomponente auf der Grundlage des ausgewählten Indikators; und Verwenden der Modifizierungskomponente, um das erste Signal zu begrenzen, bevor der Pulsformungsfilter angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das zweite und das dritte Signal jeweils komplex sind und ein entsprechendes Paar aus einer In-Phase-Komponente und einer Quadratur-Komponente aufweisen, und wobei die Bestimmung des Amplitudenindikators für jedes der dritten Signale auf dem entsprechenden Paar der kombinierten In-Phase-Komponente und der Quadratur-Komponente beruht.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Amplitudenindikator gleich ist der Summe der Quadrate des entsprechenden Paares der In-Phase-Komponente und der Quadraturkomponente, wodurch die Amplitude in Form des Quadrats angegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Modifizierungskomponente ein multiplikativer Faktor ist, und wobei das Begrenzen umfasst: Abschwächen des ersten Signals unter Anwendung des Faktors.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Abschwächen unter der Bedingung ausgeführt wird, dass der Faktor kleiner als 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Faktor im Wesentlichen gleich ist zu √(L/X) , wobei X der ausgewählte Indikator und L eine Konstante ist.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Faktor erzeugt wird, indem √(L/X) an A + X(B + X(C + XD)) angenähert wird, wobei A, B, C und D Konstanten sind, die mit L in Beziehung stehen.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei A im Wesentlichen gleich 1,677, B im Wesentlichen gleich –0,938/L, C im Wesentlichen gleich 0,295/L² und D im Wesentlichen gleich –0,035/L³ ist.
Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei das erste Signal ein teilweise moduliertes Signal umfasst und wobei das Modulieren umfasst: weiteres Modulieren des zweiten Signals zur Übertragung von dem Leistungsverstärker.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Übertragen von dem Leistungsverstärker auf einem Uplink eines kabellosen Funknetzwerks ausgeführt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Pulsformungsfilter einen Filter im Zeitbereich umfasst.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Pulsformungsfilter ein Root-Raised-Cosinus-Filter umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Root-Raised-Cosinus-Filter mit einem Roll-Off-Parameter α = –0,22 parametrisiert ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder der Vorhersagefilter einen Filter im Zeitbereich umfasst.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder der Vorhersagefilter einen Filter mit finiter Impulsantwort umfasst.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder der Vorhersagefilter den Pulsformungsfilter repräsentiert, indem eine entsprechende Gruppe aus acht Filterkoeffizienten verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste Signal so erzeugt wird, dass es eine vorbestimmte Abtastrate besitzt, und wobei jeder der Vorhersagefilter beim Vierfachen der Abtastrate arbeitet.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Abtastrate eine Chiprate einer Codeverteilungsschemas mit mehrfachem Zugriff ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das umfasst: Anwenden jedes von vier Vorhersagefiltern auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das umfasst: Einführen einer Verzögerung auf einem Pfad zwischen (a) dem Bestimmen des Amplitudenindikators des dritten Signals von mindestens einem aber nicht allen Vorhersagefiltern und (b) der Auswahl des größten Indikators.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der größte Indikator aus einer Gruppe ausgewählt wird, die mindestens einen Indikator mit Anwendung der Verzögerung und einen Indikator ohne Anwendung der Verzögerung enthält, und wobei die Gruppe aus dem dritten Signal bestimmt ist, das von dem gleichen Vorhersagefilter erzeugt wird.
Computerprogrammprodukt zum Begrenzen der Maximum-Mittelwertleistung eines Signals, das von einem Leistungsverstärker ausgesendet wird, wobei das Computerprogrammprodukt eine Codierung aufweist, die auf einem nicht-flüchtigen computerlesbaren Medien enthalten und ausgebildet ist, dass, wenn sie von einer Verarbeitungseinrichtung ausgeführt wird, dazu führt, dass: ein erstes Signal erzeugt wird; ein Pulsformungsfilter auf das erste Signal angewendet wird, wodurch ein zweites Signal, das eine gefilterte Version des ersten Signals ist, erzeugt wird; das zweite Signal ausgegeben wird, das zweite Signal zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Übertragung moduliert wird, das Ausgangssignal als ein Eingangssignal einem Leistungsverstärker zugeführt wird über eine Aufwärtskonversionsmischerstufe und einen Digital-Analog-Wandler derart, dass das Ausgangssignal auf Hochfrequenz gemischt, in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend für eine kabellose Übertragung durch den Leistungsverstärker verstärkt wird; jeder von mehreren Vorhersagefiltern auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals angewendet wird, wobei jeder Vorhersagefilter das Anwenden des Pulsformungsfilters auf das erste Signal auf der Grundlage einer unterschiedlichen entsprechenden Gruppe aus Filterkoeffizienten approximiert und damit jeweils ein entsprechendes drittes Signal erzeugt; ein Amplitudenindikator für jedes der dritten Signale bestimmt wird; der Indikator ausgewählt wird, der der Größten der Amplituden entspricht; eine Modifizierkomponente erzeugt wird auf der Grundlage des ausgewählten Indikators; und die Modifizierkomponente verwendet wird, um das erste Signal vor dem Anwenden des Pulsformungsfilters zu begrenzen.
Computerprogrammprodukt nach Anspruch 22, das ferner so ausgebildet ist, dass wenn es ausgeführt wird, Operationen gemäß einem der Ansprüche 2 bis 21 ausführt.
Übertragungssystem mit: einer Signalverarbeitungseinrichtung, die ausgebildet ist, ein erstes Signal zu erzeugen und einen Pulsformungsfilter auf das erste Signal anzuwenden, wodurch ein zweites Signal, das eine gefilterte Version des ersten Signals ist, erzeugt wird; einer Modulationseinrichtung, die ausgebildet ist, das zweite Signal zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Übertragung zu modulieren; wobei das Ausgangssignal als ein Eingangssignal einem Leistungsverstärker über eine Aufwärtskonversionsmischerstufe und einen Digital-Analog-Wandler zugeführt wird derart, dass das Ausgangssignal auf Hochfrequenz gemischt, in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend für eine kabellose Übertragung durch den Leistungsverstärker verstärkt wird; und wobei die Signalverarbeitungseinrichtung ferner ausgebildet ist, um: jeden von mehreren Vorhersagefiltern auf eine entsprechende Instanz des ersten Signals anzuwenden, wobei jeder Vorhersagefilter die Anwendung des Pulsformungsfilters auf das erste Signal auf der Grundlage einer unterschiedlichen entsprechenden Gruppe aus Filterkoeffizienten approximiert und dadurch jeweils ein entsprechendes drittes Signal erzeugt; einen Amplitudenindikator für jedes der dritten Signale zu bestimmen; den Indikator auszuwählen, der der Größten der Amplituden entspricht; eine Modifizierkomponente auf der Grundlage des ausgewählten Indikators zu erzeugen; und die Modifizierkomponente zu verwenden, um das erste Signal vor dem Anwenden des Pulsformungsfilters zu begrenzen.
Übertragungssystem nach Anspruch 24, wobei die Signalverarbeitungseinrichtung ferner ausgebildet ist, Operationen gemäß einem der Ansprüche 2 bis 21 auszuführen.