CN102437838B - 由功率放大器传输信号 - Google Patents

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Abstract

一种对于功率放大器所传输信号的峰均功率进行限制的方法。该方法包括：对第一信号使用脉冲整形滤波器，从而产生第二信号，该第二信号为第一信号过滤后的形式；并且从功率放大器输出用于传输的第二信号。该方法进一步包括：将多个预测滤波器中的每一个都运用于第一信号的各个实例，基于各自不同的滤波器系数的设置，每个预测滤波器将脉冲整形滤波器的应用向第一信号逼近，并从而其每一个都产生各自的第三信号。该方法还进一步包括确定每一个第三信号的振幅指示值，选择与这些振幅中最大振幅相对应的指示值，基于所选择的指示值产生修正值，以及在运用脉冲整形滤波器之前使用修正值来限制第一信号。

Description

由功率放大器传输信号
技术领域
本发明提供了用于限制信号的峰均功率的方法，程序和装置，所述信号由功率放大器传输而来，例如，是在无线蜂窝网络上所传输的信号。
背景技术
图1为无线发射器的示例性框图。该发射器包括初始数据处理级2，其用于在同相(I)分支和正交分支(Q)上产生数据。在操作过程中，数据处理级2首先为一个或多个信道产生数字数据，所述一个或多个信道将被调制成经由I分支进行传输以及被调制成经由Q分支进行传输。
初始时以二进制的形式产生在每个信道上的数据。作为调制的第一个步骤，数据处理级2随后将来自信道的每个二进制数据部分的序列映射为实际数值。例如，在二进制相移键控(BPSK)方案中，将序列中的每个逻辑0都映射为实际数值-1同时将每个逻辑1映射为实际数值+1。或者作为另外一个例子，在4-QAM方案中，将序列中的每个两位的二进制数据00，01，10或11都分别映射为一组4个实际数值，例如0.4472，1.3416，-0.4472以及-1.3416中的一个。
根据码分多址(CDMA)方案将各自不同的扩频码用于每个信道，然后将每个数值都乘以高比率扩频码，该扩频码对于每个未扩展值都包括了多个高比率“码片”。本领域技术人员将会了解到，由于每个信道都通过不同的正交扩频码进行扩展，这将允许来自同一个发射器和/或其他发射器的信道可以在相同的物理空间中，在同一时间，同一频率上进行多路复用，而在接收器方仍能分别地进行识别。同样，由于扩频码对于每个未扩展值都包括了多个码片，于是将采样率提升到了更高的比率，其被称“码片”率，在当前的WCDMA标准中其等于3.84Msps。
由此将每个信道都通过各自的权重因子进行了加权。最终，如果存在多个经由I分支进行调制的信道，那么数据处理级2则将来自这些信道的扩展并加权后的数据多路复用为组合的I分量，其中该分量被输出到I分支上。如果存在多个经由Q分支进行调制的信道，那么来自这些信道的扩展并加权后的数据将被多路复用为组合的Q分量，其中该分量被将输出到Q分支上。(或者可选地，该I或Q分量能够仅由单一的I或Q信道分别产生。)
上述映射，扩展以及加权步骤的细节都在，例如[1]3GPP TS 25.213，Technical Specification Group Radio Access Network，“扩展与调制(FDD)”中有所规定。
发射器进一步包括脉冲整形滤波器4，其包括作为其组成部分的I分支脉冲整形滤波器4i和Q分支脉冲整形滤波器4q。将位于同相(I)分支上的来自数据处理级2的输出与I分支脉冲整形滤波器4i的输入相耦合，并将位于正交(Q)分支上的来自数据处理级2的输出与Q分支脉冲整形滤波器4q的输入相耦合。脉冲整形滤波器4也可被称为整形滤波器，或者有时被称为信道滤波器。每个组成脉冲整形滤波器的4i，4q都典型地在时域中运行。较好的是，每个作为组成部分的脉冲整形滤波器4i，4q都是根升余弦(RRC)滤波器，根据当前的WCDMA标准该滤波器设置了滚降因子α为-0.22的参数。在图2中示意性地显示了这种滤波器的脉冲响应H(t)。如此，I分支脉冲整形滤波器4i把数据处理级2所产生的I分量过滤掉，然后输出I分量过滤后的形式，其中I分量是依照H(t)进行过滤的。相似地，Q分支脉冲整形滤波器4q把数据处理级2所产生的Q分量过滤掉，然后输出Q分量过滤后的形式，其中Q分量是依照H(t)进行过滤的。如此，对于每个输入到脉冲整形滤波器4i或4q中的，表示在某个时间点上未经整形的I或Q分量的数据采样，脉冲整形滤波器4都依据由函数H(t)所定义的脉冲波形，随时间来扩展该数据的效应，以及来自彼此叠加的不同时间点的采样的效应。本领域技术人 员都将熟知这种时域滤波器4的操作。
I分支滤波器4i的输出与余弦调制模块6i相耦合，在该模块中由余弦载波器对I分量过滤后的形式进行调制，由此在I分支上输出I分量调制后的形式。Q分支滤波器4q的输出与正弦波调制模块6q相耦合，在该模块中由正弦波载波器对Q分量过滤后的形式进行调制，由此在Q分支上输出Q分量调制后的形式。由于Q分量是由90°(π/2弧度)反相位的载波器与I分量的载波器一起进行调制的，因此可认为I和Q分量一起形成了复信号，该复信号可由I+jQ形式的表达式来数学地进行表示。
余弦和正弦调制模块6i和6q的输出分别与加法器8的输入相耦合，在加法器中，来自两个各自分支的，整形，调制后的I和Q分量被相加并从而产生用于传输的组合输出。最终该组合输出经由上变频混频器级以及数模转换器(没有显示)与功率放大器(PA)12相耦合，如此组合输出信号与无线电频率相混合，转换为模拟的信号并且接着进行放大来用于经由天线14无线传输。在无线蜂窝网络中典型地利用了这些技术进行传输。
最近的蜂窝式无线通信标准例如LTE，WiMAX和HSPA+以及WCDMA的HSUPA部分，详细说明了调制的方案，与较早的蜂窝式通信标准，例如GSM/EDGE和Release-99 WCDMA相比，这些方案能够实现相对较高的功率峰均率(PAR)。
与此同时，存在着非常迫切的限制相邻信道泄漏率(ACLR)的需求，相邻信道泄漏率表示在相邻无线信道中不必要发散的水平。并且，使信号被误读的可能性尽量小；这种需求被表示成为对所传输的上行信号的误差向量级(EVM)的限制。
一般而言，在无线电功率放大器(PA)中增长的非线性程度导致了相邻信道泄露和失真的增加。当PAR比较低时，实现PA的线性同时使PA功效最大化变得更加简单(并且反之亦然)。
由此，如果能够以某种方式将上行信号预先变形，如此以降低由PA 12所放大的信号的PAR，而不会无法接受地降低EVM，这样的话则有可能使得PA更具功效。这一点在手持和可移动设备(例如智能手机，上网本等)中尤为重要，在这些设备中大量的电池功率都是由PA所消耗的，并且在对电池进行充电之前，延长设备的使用时间方面以及限制由PA其自身所产生的热量方面，任何的能耗降低都是有益的。
已经提出了某些用于限制PAR的预处理方案。已在[2]“Algorithm for Peak to Average Power Ratio Reduction operating at Symbol Rate”，by Stefano Marsili，Infineon Technology，Austria AG，Villach，Austria.IEEE ISCAS 2005公开了一个这样的方案。但是该方案具有较高的计算复杂性，并且由此在处理循环中增加了很重的处理负担。与上行信号相比下行信号在过去总是具有更高的PAR，同样也对下行信号进行这样的设计，但是不能认为这样的方案将能适用于上行链路同时仍然能够符合严格的ACLM和EVM的要求。
因此希望提供一个实用的峰均率(PAR)功率限制器，其能够在操作时减少计算复杂性，但是ACLR下降的较小或是没有下降。较好地是，该方案能够在上行链路上运行同时仍能够符合严格的ACLM和EVM的限制。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种对于功率放大器所传输信号的峰均功率进行限制的方法，该方法包括产生第一信号；对第一信号使用脉冲整形滤波器，从而产生第二信号，该第二信号为第一信号过滤后的形式；从功率放大器输出用于传输的第二信号；将多个预测滤波器中的每一个都运用于第一信号的各个实例，基于各自不同的滤波器系数的设置，每个预测滤波器将脉冲整形滤波器的应用向第一信号逼近，并从而其每一个都产生各自的第三信号；确定每一个第三信号的振幅指 示值；选择与所述振幅中最大振幅相对应的指示值；基于所选择的指示值产生修正值；以及在运用脉冲整形滤波器之前使用修正值来限制第一信号。
如同所提到的，参考文献[2]提供了用于限制功率峰均率(PAR)的预处理方案。但是，该在先方案与本发明所提供的方案相比，其实现起来明显地更加复杂，并且由此引发了更高的处理负担。特别是，在参考文献[2]中的技术需要计算四个内插值信号(需要四个平方根操作)的振幅，确定四组复杂的相加校正项(ei＝1…4)，对这些项进行滤波以将他们与原始信号值进行时调，并且最终，在将信号传输给整形滤波器之前从信号中减除所选择的四个滤波后的复合校正项中最大的一个。
与此相反，根据本发明，仅直接基于一个所选预测滤波器的振幅度量来计算修正量。
较好的是，每个第二和第三信号都各自复合地包括一对同相以及正交分量，并且对所述每个第三信号振幅指示值的确定是基于各自相结合的一对同相以及正交分量。
所述振幅指示值与各自的一对同相以及正交分量的平方和相等，由此根据其平方来指示振幅。所述修正值最好为乘法因子，并且所述限制包括使用所述因子来削弱第一信号。
例如所述因子基本上与1/√(L/X)相等，其中X是所选择的因子并且L是常数。在所述因子小于1的情况下执行削弱操作。因此，在优选实施例中，将滤波器的输出进行组合以产生乘法项来减少最大值：即，1/(sqrt)结果的MAX。有利的是，这仅需要包含一个平方根操作，并且避免了计算多个修正值项的需要。由此改进后的方案仅在最大振幅上较优地运行，并且基本上为了增加简单性仅在平方的量级上较优。该方法与文献[2]所描述的技术相比有较小的复杂性(较小的实现成本)。同时，发明人发现实现本发明不会导致相邻信道泄露或传输信号失真(比如分别按照ACLR和EVM进行评估)的不可接受的增加。
因此本发明能够提供实用的峰均率(PAR)功率限制器，其运行时计算复杂度下降，但ACLP下降很少甚至没有下降，并且EVM的增加也是可接受的。
此外，在本发明优选的应用中，在无线蜂窝网络的上行链路上执行来自于功率放大器的传输。
如所提及的，参考文献[2]是为下行链路信号所设计的，下行链路信号与上行链路信号相比，从以往来说总是具有更高的PAR。在实施例中，所述因子是通过将1/√(L/X)近似等于A+X(B+X(C+XD))来产生的，其中A，B，C和D是与L相关的常数。
在一个特定的实施例中，A基本上等于1.677，B基本上等于-0.938/L，C基本上等于0.295/L2并且D基本上等于-0.035/L3。
第一信号可包括部分调制的信号，并且方法可包括进一步地调制来自所述功率放大器用于传输的第二信号。脉冲整形滤波器包括时域滤波器。脉冲整形滤波器包括根升余弦滤波器。根升余弦滤波器设置了滚降因子α为-0.22的参数。
每个预测滤波器都包括时域滤波器。每个预测滤波器都包括有限脉冲响应滤波器。
每个预测滤波器都表现为使用了各自八个滤波器系数组的脉冲整形滤波器。
以预定采样率来产生第一信号，并且每个预测滤波器以四倍的采样率进行运行。采样率为码分多址联接方案的码片率。
该方法包括将四个预测滤波器中每一个运用于第一信号的各个实例。
该方法包括在(a)与(b)之间的路径上引入延迟，(a)为第三信号的振幅指示值的确定，第三信号来自于至少一个预测滤波器，但是不是所有的预测滤波器，(b)为最大指示值的选择。
从以下组合中选择最大的指示值，该组合包括：根据产生自 相同预测滤波器的第三信号所确定的指示值，至少一个应用了所述延迟的指示值，以及没有应用所述延迟的指示值。
根据本发明的其他方面，还提供了相应的程序和系统。
附图说明
为了更好的理解本发明并且显示其如何实施，可以示例性地参考附图，其中：
图1是无线发射器的示意性框图，
图2是脉冲整形滤波器的脉冲响应的略图，
图3是改进后的发射器的示意性框图，
图4是峰均率(PAR)功率限制器的示意性框图，
图5显示了不同预测滤波器的系数，
图6显示了PAR与EVM相比，其模拟结果的图表，以及
图7为显示了对于不同测试文件PAR模拟结果的图表。
具体实施方式
图3和4提供了信号处理技术的示意图，该信号处理技术适于在WCDMA系统(包括HSUPA/HSPA+)中执行。所描述的信号处理能够由专门的数字电路来实现，和/或(在优选实施例中)作为存储在非临时性存储介质上的软件，并且被安排由微处理器(DSP)来执行，该微处理器与用于产生上行信号的微处理器是相同的。以下所有举例说明的信号处理都发生在码片率为3.84MHz的WCDMA上。
通过对CDMA信号，在小窗口(最好是1个码片宽度)上进行解释的信号进行缩放来执行该技术，其中对于CDMA信号的缩放依赖于整形脉冲预测的峰值功率。其包括在上行信号流经过脉冲整形滤波器(在WCDMA中为根升余弦滤波器)，对其进行数模转换，将其上变频到无线电频率，并且将其增强功率并发射之前，对其进行数字预处理。如此进行预处理以减少PAR，并换取可接受的EVM的降低。由于在脉冲整形滤波器之前，预处理在码/码片速率上发生，因此这样的预处理完全 没有改变ACLR。
图3显示了与图1中的发射器相类似的发射器，但是在初始数据处理级2和脉冲整形滤波器4i和4j之间设置了PAR限制器16，由此限制了在期间所通过信号的功率峰均率(PAR)。也就是说，数据处理级2的I分支输出与相应的PAR限制器16的I分支输入相耦合，并且相应地，PAR限制器16的I分支输出与I分支脉冲整形滤波器4i的输入相耦合。相似的，数据处理级2的Q分支输出与相应的PAR限制器16的Q分支输入相耦合，并且相应地，PAR限制器16的Q分支输出与Q分支脉冲整形滤波器4j的输入相耦合。在运行中，PAR限制器16使用第一组合信号的I和Q分量，以便产生乘法比例因子，在将这些削弱后的分量前向传输给I和Q分支脉冲整型滤波器4i和4j之前，通过该因子可削弱第一信号的I和Q分量。
可将来自数据处理级2的输出当成第一复信号，然后在应用脉冲整型滤波器4之前由PAR限制器16对该复信号进行限制(按比例缩小)。PAR限制器16在其每个I和Q分支输入上以3.84Msps(每秒百万次采样)的码片率接收第一复信号。PAR限制器16接着在码片率范围内处理该第一信号，并且在其每个I和Q输出上都以码片率输出受限制后的第一信号的第一形式。然后脉冲整型滤波器4接收第一复信号的受限制后的形式，并且对其滤波以产生第二复信号，其为受限的第一信号的过滤后的形式。脉冲整型滤波器4为时域滤波器，其用于执行脉冲整型操作，该操作为信号调制方案中的步骤。
PAR限制器16的目的在于限制所传输信号中的峰值，其中所传输信号超出了固定的阈值，如此来限制峰均率并由此避免在功率放大器(PA)12中非线性特性，但是于此同时还使得变形尽可能的小。
优选地是，PAR限制器16被配置为仅在缩放因子小于1时运用该缩放因子。如果缩放因子大于1则将第一信号传输给脉冲整形滤波器而不对其进行调制---不需要对信号进行放大。
在图4中显示了PAR限制器16的示例性实施例。PAR限制器16包括多个并行的预测滤波器：第一预测滤波器H0包括第一组成I分支预测滤波器H0i以及第一组成Q分支预测滤波器H0q，第二预测滤波器H1包括第二组成I分支预测滤波器H1i以及第二组成Q分支预测滤波器H1q，第三预测滤波器H2包括第三组成I分支预测滤波器H2i以及第三组成Q分支预测滤波器H2q，第四预测滤波器H3包括第四组成I分支预测滤波器H3i以及第四组成Q分支预测滤波器H3q。第一，第二，第三以及第四I分支预测滤波器H0i-H3i中的每一个都具有输入，用以分别接收第一复信号的I分量，即，来自初始数据处理级2的I分支输出的信号的并行实例。类似地，第一，第二，第三以及第四Q分支预测滤波器H0q-H3q中的每一个都具有输入，用以分别接收第一复信号的Q分量，即，来自初始数据处理级2的Q分支输出的信号的并行实例。每个预测滤波器H0-H3都是运行在时域中的有限脉冲响应(FIR)滤波器。
每个预测滤波器H0-H3的用途都是基于少量的滤波器系数对脉冲整形滤波器4进行建模。在图5的草图中对此进行了示意性的说明。如同在图2中一样，所勾画的曲线显示了脉冲整形滤波器4的脉冲响应特性曲线H(t)，同时“O”和“X”分别显示了在两个预测滤波器H0和H1中所使用的滤波器参数。此外对于第三和第四预测滤波器H2和H3也使用了相互不同的设置，虽然为了简单起见没有将这些在图5中进行显示。除了使用各自不同的系数组之外，每组系数都表示对相同的脉冲整形滤波器4的近似值，其中不同的时间段不同的组之间彼此有偏差。
在一优选实施例中，对位于每个I和Q分支上的每个预测滤波器都使用了8个滤波器系数，即，对于H0i有8个系数，对于H0q有相同的8个系数，对于H11有另一组8个系数，等等。滤波器系统可以是四倍于码片率的RRC脉冲响应系数。例如：
H0＝{+0.025,-0.038,+0.050,-0.057,+1.060,-0.057,+0.050,-0.038} 
H1＝{+0.005,+0.015,-0.065,+0.247,+0.939,-0.200,+0.100,-0.052} 
H2＝{-0.030,+0.077,-0.179,+0.625,+0.625,-0.179,+0.077,-0.030} 
H3＝{-0.052,+0.100,-0.200,+0.939,+0.247,-0.065,+0.015,+0.005} 
这样将每个预测滤波器H0，H1，H2和H3配置为对脉冲整形滤波器4的操作进行建模模拟，其中模拟脉冲整形滤波器4分别使用了不同的滤波器系数设置，并且由此对于每一个都产生各自的第三复信号(包括I和Q分量)，其提供了各自不同的估计或者第二信号的预测，即，脉冲整形滤波器4在I和Q分支上所输出的各自不同的估计。具体地，如果没有应用PAR限制器16，则每个第三信号都提供了脉冲整形滤波器4将要输出什么的估计。如下面所要讨论的，可以使用这些估计来确定在实际中是否应用缩放操作，以及如果是的话则利用何种因子。
为此，PAR限制器16包括第一，第二，第三和第四平方和模块SSQ0，SSQ1，SSQ2和SSQ3，其每一个都被设置于位于预测滤波器H0，H1，H2和H3各自的输出部分，并且被设置为接收各自第三信号的I和Q分量作为输入。将每个平方和模块SSQ设置为计算其各自第三信号的I和Q分量的平方和。I和Q分量的平方提供了各个第三信号振幅的指示，即各个预测滤波器输出的振幅。更好的是，在这个阶段不需要计算实际的振幅(平方和的平方根)，由此避免了不需要的计算量。将平方和替换为不具有平方根的操作为下一个步骤中所使用的振幅提供了合适的指示值。
确切的说，将不同的第三信号的振幅指示值，以选择模块(MAX)26的形式提供给PAR限制器16的进一步的分量，其中选择模块被配置为选择所述指示值中最大的一个，即表示由预测滤波器H0-H3中的一个所输出的最大振幅的指示值。在图4以及以下计算中，由X来表 示最大的指示值。X与不同的预测滤波器所输出的不同的第三信号的振幅最大值的平方相等。
在PAR限制器26之后包括了缩放因子计算模块28，其设置为将X接收为输入，并且被配置为以缩放因子的形式计算修正值。缩放因子计算如下：
MIN ( 1 , Limit X )
即，如果X大于阈值Limit则缩放因子为√(Limit/X)，同时如果X等于或者小于阈值则缩放因子为1(即没有放大第一个信号)。
在优选实施例中，为了简化计算使用了以下的近似值：
Limit X ≈ A + X ( B + X ( C + XD ) )
其中A，B，C和D来自于对Limit的如下预先计算：
A＝1.677
B＝-0.938/Limit
C＝0.295/Limit2
D＝-0.035/Limit3
但更加普遍的是，假如可以对Limit进行相应的调整，那么能够利用任何值来对预测滤波器的滤波器系数进行加权。
为了应用该缩放因子，PAR限制器包括了I分支乘法器32和Q分支乘法器34。I分支乘法器32设置为接收来自初始数据处理级2的I分支输出第一信号的I分量，并且Q分支乘法器34设置为接收来自初始数据处理级2的Q分支输出第一信号的Q分量。I分支乘法器32和Q分支乘法器34两者都被设置为从缩放因子计算模块28接收缩放因 子。由此将I分支乘法器32设置为将从数据处理级2接收到的I分量乘以缩放因子，并且在I分支输出上，将调整(限制)后的结果输出给脉冲整形滤波器4i。同样地，将Q分支乘法器34设置为将从数据处理级2接收到的Q分量乘以缩放因子，并且在Q分支输出上，将调整(限制)后的结果输出给脉冲整形滤波器4q。
四个8-分接头滤波器(H0到H3)提供了实现4倍的插值，32-分接头FIR滤波器的有效途径。作为替代，也可能使用单一的32-分接头的滤波器作为预测滤波器。但是单一的32-分接头的滤波器将需要以4倍的频率(15.36MHz)进行运行，以产生如同四个8-分接头滤波器在3.84MHz频率上运行所产生的相同的四个输出采样。在32-分接头滤波器的实施例中，4分之3的输入数据采样将为0，即在FIR滤波之前数据已经被置零插值了4次，并且由此有75％的乘法/加法运算是冗余的。在另一方面，优选的4滤波器“复相”实施例利用了该冗余。置零(zero padding)是隐式的，并且没有发生冗余的操作。
基本上，即使将预测器描述为运行在4倍输入采样频率上的“单一”的插值滤波器，也仍可以将其认为是局限于每个输入采样结果发现5个已插值采样中的最大值。所描绘的4滤波器的实施例在功能上没有差异。但是其更加有效。同样，需要考虑的另一个的问题是由预测器所执行的插值的数量(不考虑其是如何实现的)。如果根本没有执行插值，那么系统将执行的较差。当执行2倍插值来替代4倍插值时已经有可能看到一些性能上的下降。参见在图7中对于“2x8码片”和“4x8码片”所显示的结果。
此外，PAR限制器16包括四-采样延迟模块30，其位于初始数据处理级2和乘法器32和24之间的路径上，以保证第一信号及时地与第三信号正确地对准。也就是说，因为执行评估处理需要耗费时间，因此要确保从数据处理级2所接收的信号与H0-H3完全对准。
此外，PAR限制器16可包括单采样延迟模块24，其位于第 四平方和模块SSQ3以及MAX模块26之间的路径上；并且单采样延迟模块22位于第三平方和模块SSQ2以及MAX模块26之间的路径上；由此将来自平方和模块SSQ2和SSQ3的指示值在施加了延迟的情况下传输给MAX模块26。另外，可以提供分离的并行路径将来自第三平方和模块SSQ2的指示值传输给MAX模块26，由此有效地提供了一组五个可能的指示值，从其中可以选择最大的但是仅仅得自四个预测滤波器H0-H3的指示值。
延迟模块的目的是为了使通过系统的延迟更为均衡，由此使每个输入采样与相应的正确输出采样相匹配。
根据以上所讨论的技术，采用FIR滤波器H0-H3来预测在信道(RRC)滤波之后是否存在峰值大于阈值“Limit”的情况。如果检测到这样的峰值，则以乘法的方式缩小原始信号，以试图将峰值限制到限定值。虽然并非完美，但是可以看到该方法非常有效。
PAR的衰减与EVM(变形)的增加大致成比例。同样，所获得的PAR并没有超过阈值很多。这两个结果表示正确的信号正被预失真并且是以正确的量(如果信号被非必要地失真，则将不会影响到PAR，而EVM将会恶化；并且当信号应该被失真而没有被失真时则PAR会高于阈值)。
在图6和7中显示了模拟结果的一些略图。在模拟中，利用接近最优的(256-分接头)8x过采样PRC滤波器对未处理的以及预处理过的3.84Msps上行流进行后处理。利用该PRC滤波器的输出来测量由预处理器求和的EVM(对由于预处理所带来的轻微的功率损失做补偿然后测量RMS的差数作为信号RMS的百分比)。通过依据数量级对滤波器的输出进行排序以及利用1e-3的概率测量峰值，来对PAR进行测量。测试文件数11是AWGN(并非来自文件)。将所有的输入都标准化为RMS为1。将Limit的值设置为2.5同时其目标为将PAR限定为10*log(2.5)＝4dB。(对于例1和11在实际中将选择更高的限定)。例2和10的PAR小于(或非常接近于)4dB并且由此受到预处理器的影响并 不大。在该特定的模拟中，由预处理器所实现的补偿对于将PAR限制到4dB的阈值总是不够理想。但是以损失大约6％的EVM作为代价则能够实现大约1dB的PAR的衰减。
可以理解的是上述所描述的实施例仅作为示例。
例如，本发明并不受上面所给出的信道或预测滤波器示例的限制，并且在其他实施例中可以使用不同类型的滤波器或不同数量和/或数值的滤波器。
图4中在I和Q分支上重复显示了一对相应的滤波器实例的所在(例如4i和4q，或H0i和H0q)，需要注意的是这既可以通过两个并行的组合滤波器来实现，也可以通过一个串行的相同的组合滤波器来实现。相似地，在图4中显示了平方和模块SSQ0-SSQ3并行实例的所在，这既可以以并行操作的方式来实现，也可以以串行的方式对不同的预测滤波器H0-H3的输出重新运用相同的操作来实现。为了速度起见，可优选并行实现。
此外，虽然通过将I和Q分量的平方和当成振幅的指示值(即，指示值等于振幅平方)实现了上述复杂度的减少，但是也没有排除其他的指示值。例如有可能将实际的振幅用作指示值并且由此将每个实际的振幅提供给MAX模块26来作比较。但是由于多个平方根的操作，这仅是较优的方案。
此外，只要其符合修正值正好是基于从所选的一个预测滤波器所输出振幅的指示值直接计算而来的这个原则，就可以基于由预测滤波器H0-H3输出的振幅，使用不同的等式或修正值来限制第一信号。
在优选实施例中组件2，4，6，8，16，H0-H3，SSQ0-SSQ3，22，24，26，28，30，32以及34都是由存储在非易失性数据存储介质上的软件来实现的，并且其都被设置为在处理器，例如数字信号处理器(DSP)上执行。但是在其他实施例中，可有选择地全部或者部分地以专用信号处理硬件来实现这些组件的一部分或者全部。
此外，虽然根据针对WCDMA系统的应用进行了上述描述，其用于在无线蜂窝网的上行链路上进行传输，但是本发明的原理并不受任何一个标准或方案的限制，并且其可更加普遍地运用于任何需要限制来自功率放大器信号峰均率的场合。
在此公开的基础上其他形式的改变对于本领域技术人员来说都是明显的。本发明要保护的范围并非由所公开的实施例所限，而仅仅受限于所附的权利要求。

Claims (23)

1.一种对于功率放大器所传输信号的峰均功率进行限制的方法，该方法包括：
产生第一信号；
对第一信号使用脉冲整形滤波器，从而产生第二信号，该第二信号为第一信号过滤后的形式；
输出第二信号，调制所述第二信号以生成用于传输的输出信号，经由上变频混合器级和数模转换器将所述输出信号作为输入提供给功率放大器，从而所述输出信号与无线电频率相混合、转换为模拟的信号并接着经所述功率放大器放大以用于无线传输；
将多个预测滤波器中的每一个都运用于第一信号，每个预测滤波器基于各自不同的滤波器系数的设置，对脉冲整形滤波器的操作进行建模模拟，并且由此产生各自的第三信号；
确定每一个第三信号的振幅的指示值；
选择与所述振幅中最大振幅相对应的指示值；
基于所选择的指示值产生修正值；以及
在运用脉冲整形滤波器之前使用所述修正值来限制第一信号。
2.根据权利要求1的方法，其中每个第二和第三信号都各自复合地包括一对同相以及正交分量，并且对所述每个第三信号振幅指示值的确定是基于各自相结合的一对同相以及正交分量。
3.根据任一前述权利要求的方法，其中所述振幅指示值与各自的一对同相以及正交分量的平方和相等，由此根据其平方来指示振幅。
4.根据权利要求1的方法，其中所述修正值为乘法因子，并且所述限制包括使用所述因子来削弱第一信号。
5.根据权利要求4的方法，其中在所述因子小于1的情况下执行削弱操作。
6.根据权利要求4的方法，其中所述因子基本上与相等，其中X表示最大振幅的指示值并且L是常数。
7.根据权利要求6的方法，其中所述因子是通过将近似等于A+X(B+X(C+XD))来产生的，其中A，B，C和D是与L相关的常数。
8.根据权利要求7的方法，其中A基本上等于1.677，B基本上等于-0.938/L，C基本上等于0.295/L2并且D基本上等于-0.035/L3。
9.根据权利要求1的方法，其中第一信号包括部分调制的信号，并且其中所述方法包括进一步地调制来自所述功率放大器的用于传输的第二信号。
10.根据权利要求1的方法，其中在无线蜂窝网络的上行链路上执行来自于功率放大器的传输。
11.根据权利要求1的方法，其中脉冲整形滤波器包括时域滤波器。
12.根据权利要求1的方法，其中脉冲整形滤波器包括根升余弦滤波器。
13.根据权利要求12的方法，其中根升余弦滤波器设置了滚降因子α为-0.22的参数。
14.根据权利要求1的方法，其中每个预测滤波器都包括时域滤波器。
15.根据权利要求1的方法，其中每个预测滤波器都包括有限脉冲响应滤波器。
16.根据权利要求1的方法，其中每个预测滤波器都表现为使用了各自八个滤波器系数组的脉冲整形滤波器。
17.根据权利要求1的方法，其中产生具有预定采样率的第一信号，并且每个预测滤波器以四倍的所述预定采样率进行运行。
18.根据权利要求17的方法，其中所述预定采样率为码分多址联接方案的码片率。
19.根据权利要求1的方法，包括将四个预测滤波器中每一个都运用于所述第一信号。
20.根据权利要求1的方法，包括在(a)与(b)之间的路径上引入延迟，(a)为第三信号的每一个的振幅指示值的确定，(b)为最大指示值的选择，其中所述延迟是针对至少一个预测滤波器，但是不是所有的预测滤波器而引入的。
21.根据权利要求20的方法，其中从以下组合中选择最大的指示值，该组合包括：根据产生自预测滤波器的第三信号所确定的至少一个应用了所述延迟的指示值，以及根据产生自预测滤波器的第三信号所确定的没有应用所述延迟的指示值。
22.一种传输系统，包括：
信号处理装置，配置为产生第一信号并且对第一信号应用脉冲整形滤波器，从而产生第二信号，该第二信号为第一信号过滤后的形式；
调制装置，配置为调制所述第二信号以生成用于传输的输出信号；
其中，所述输出信号作为输入经由上变频混合器级和数模转换器提供给功率放大器，从而所述输出信号与无线电频率相混合、转换为模拟的信号并接着经所述功率放大器放大以用于无线传输；以及
其中信号处理装置进一步配置为：
将多个预测滤波器中的每一个都运用于第一信号，每个预测滤波器基于各自不同的滤波器系数的设置，对脉冲整形滤波器的操作进行建模模拟，并且由此其每一个都产生各自的第三信号；
确定每一个第三信号的振幅的指示值；
选择与所述振幅中最大振幅相对应的指示值；
基于所选择的指示值产生修正值；以及
在运用脉冲整形滤波器之前使用修正值来限制第一信号。
23.根据权利要求22的传输系统，其中信号处理装置进一步配置为依照权利要求2-21中的任一项来执行操作。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2514186B (en) * 2013-05-17 2015-07-29 Thales Holdings Uk Plc Digital Complex IF Limiter
CN103684296A (zh) * 2013-11-28 2014-03-26 成都位时通科技有限公司 保密性好的放大电路
US11140018B2 (en) * 2014-01-07 2021-10-05 Quantumsine Acquisitions Inc. Method and apparatus for intra-symbol multi-dimensional modulation
US10382246B2 (en) * 2014-01-07 2019-08-13 Quantumsine Acquisitions Inc. Combined amplitude-time and phase modulation
US9680454B2 (en) * 2014-10-28 2017-06-13 Mediatek Inc. Frequency tripler and local oscillator generator
US10425267B2 (en) * 2017-04-27 2019-09-24 Qualcomm Incorporated Techniques for reducing adjacent channel leakage-power ratio

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5621762A (en) * 1995-06-12 1997-04-15 Motorola, Inc. Radio with peak power and bandwidth efficient modulation
CN1303562A (zh) * 1998-05-29 2001-07-11 艾利森电话股份有限公司 限制传输信号振幅的方法和设备
CN1425242A (zh) * 2000-04-19 2003-06-18 电力波技术公司 在扩频通信系统中降低峰值功率的系统和方法
CN1574806A (zh) * 2003-05-28 2005-02-02 诺基亚公司 全球移动通信系统演进增强数据速率限幅器峰均比降低
CN1874330A (zh) * 2000-06-20 2006-12-06 电力波技术公司 多路载波通信系统中减小峰值功率的系统和方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AUPQ820000A0 (en) * 2000-06-20 2000-07-13 Berangi, R. Peak power reduction schemes for multi-code cdma and critically sampled complex gaussian signals
WO2006072669A1 (en) * 2005-01-07 2006-07-13 Nokia Siemens Networks Oy Clipping of transmission signal
DE102005038122B4 (de) * 2005-08-11 2009-01-29 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co.Kg Verfahren und Anordnung zur Vorverzerrung eines Basisband-Eingangssignals
US7688138B2 (en) * 2008-03-24 2010-03-30 Harris Corporation Electronic device having a predistortion filter and related methods
US8030997B2 (en) * 2008-11-11 2011-10-04 Philip Brown Resource efficient adaptive digital pre-distortion system
US8265196B2 (en) * 2008-12-23 2012-09-11 Texas Instruments Incorporated Noise injection circuit and method for signal processing
US8737523B2 (en) * 2009-06-04 2014-05-27 Xilinx, Inc. Apparatus and method for predictive over-drive detection
JP5761646B2 (ja) * 2009-12-21 2015-08-12 ダリ システムズ カンパニー リミテッド 変調アグノスティック（ａｇｎｏｓｔｉｃ）デジタルハイブリッドモード電力増幅器のシステム及び方法
US8411771B2 (en) * 2010-05-19 2013-04-02 Qualcomm Incorporated Predictive clipping in multi-carrier wireless communication systems

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5621762A (en) * 1995-06-12 1997-04-15 Motorola, Inc. Radio with peak power and bandwidth efficient modulation
CN1303562A (zh) * 1998-05-29 2001-07-11 艾利森电话股份有限公司 限制传输信号振幅的方法和设备
CN1425242A (zh) * 2000-04-19 2003-06-18 电力波技术公司 在扩频通信系统中降低峰值功率的系统和方法
CN1874330A (zh) * 2000-06-20 2006-12-06 电力波技术公司 多路载波通信系统中减小峰值功率的系统和方法
CN1574806A (zh) * 2003-05-28 2005-02-02 诺基亚公司 全球移动通信系统演进增强数据速率限幅器峰均比降低

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GB201014659D0 (en) 2010-10-20
US8385466B2 (en) 2013-02-26
DE102011082036A1 (de) 2012-03-08

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