CN102783060A

CN102783060A - 信号处理电路和具有该电路的通信装置

Info

Publication number: CN102783060A
Application number: CN201080064795.2A
Authority: CN
Inventors: 前畠贵; 米哈伊尔·伊拉里奥诺夫
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2010-02-24
Filing date: 2010-11-19
Publication date: 2012-11-14
Anticipated expiration: 2030-11-19
Also published as: US8787495B2; JP5201158B2; TWI511490B; EP2541817A1; KR20130009948A; US20120321014A1; EP2541817A4; TW201210230A; WO2011104955A1; CN102783060B; JP2011176577A; KR101643030B1

Abstract

本发明的目的是适当地限制对于各个频带（B1和B2）具有不同平均功率的IQ基带信号的幅度，而不使SNR降级。本发明涉及一种信号处理电路（9），其用于减小要输入到功率放大电路（5）的调制波信号的PAPR。信号处理电路（9）包括功率计算部（13），其计算调制波信号的IQ基带信号的瞬时功率（P）；以及信号处理部（17），其通过使用能够根据各个频带（B1和B2）的平均功率来消减IQ基带信号的消减信号（Ic和Qc）来执行削波处理等，来限制IQ基带信号的幅度，使得瞬时功率（P）的上限变得等于预定阈值（Pth）。

Description

信号处理电路和具有该电路的通信装置

技术领域

本发明涉及通过削波处理等来限制IQ基带信号的幅度的信号处理电路，并且涉及具有该电路的通信装置。更具体地，本发明涉及对用于适当地限制要输入到无线电发射机中的功率放大电路的IQ基带信号的幅度的幅度限制方法的改进。

背景技术

例如，在通过使用多个载波来调制传输信号的方法中，诸如OFDM（正交频分复用）和W-CDMA（宽带码分多址）中，可能存在载波的相位彼此重叠的情况，从而导致传输信号具有大的峰值功率。

另一方面，尽管功率放大器要求优良的线性，但是当输入具有超过最大输出水平的功率的信号时，输出被饱和且非线性失真增加。

因此，当具有大的峰值功率的信号被输入到非线性放大器中时，在输出信号中发生非线性失真，这导致了接收器侧的接收特性的降级和带外辐射。

为了防止关于峰值功率的非线性失真增加，需要具有宽的动态范围的功率放大器。然而，如果为了不经常发生的峰值功率而加宽放大器的动态范围，则短时间内的峰值功率与波形在时间轴上的平均功率的比值（PAPR：峰均功率比）增加，并且因此功率效率降低。

因此，关于具有不经常发生的大峰值功率的信号，与直接将信道输入到放大器相比，在信号被输入到放大器之前抑制峰值功率是更合理的。因此，存在一种执行削波处理的装置，为了在功率被放大之前抑制IQ基带信号的峰值功率，削波处理在反方向上的幅度瞬时施加到具有超过预定阈值的峰值功率的IQ基带信号。

由于这样的削波处理是在时间轴上施加反方向上的脉冲状信号的处理，所以削波处理等同于在频率轴上施加宽频带的噪声。这导致了在仅简单执行削波处理的情况下在频带外发生噪声的问题。

因此，为了处理带外辐射的问题，已知被称为NS-CFR（噪声整形-波峰因数减小）和PC-CFR（峰值消减-波峰因数减小）的峰值功率抑制电路。

在这些电路中，对于具有超过阈值的瞬时功率的IQ基带信号的峰值分量（相对于阈值的增量），NS-CFR电路通过利用低通滤波器、FIR（有限脉冲响应）滤波器等执行滤波来限制频带，并且从原始IQ基带信号中减去频带已经被限制之后的峰值分量（参见专利文献1）。

在PC-CFR电路中，预先设定了即使在执行削波处理时也防止带外辐射的消减脉冲（基本函数波形），并且从原始IQ基带信号中减去消减信号，该消减信号使通过用消减脉冲乘以具有超过阈值的瞬时功率的IQ基带信号的峰值分量（相对于阈值的增量）来获得的（参见专利文献2和3）。

专利文献

[专利文献1]专利号No.3954341

[专利文献2]专利号No.3853509

[专利文献3]日本特开专利公开No.2004-135087（图1至图6）

发明内容

本发明要解决的问题

同时，例如，在与大量移动电话进行通信的基站的情况下，对于与远距离移动电话进行通信的频带，传输功率可以被设定为相对高的值，而对于与邻近移动电话进行通信的另一频带，传输功率可以被设定为相对低的值，从而针对每个频带而改变传输功率。

在该情况下，也针对每个频带改变输入到峰值功率抑制电路的IQ基带信号的平均功率。

然而，在上述传统的峰值功率抑制电路中，在假定IQ基带信号的平均功率对于所有频带是恒定的情况下生成消减信号，并且通过从原始IQ基带信号中减去该消减信号来执行削波处理。

因此，利用传统的峰值功率抑制电路，对于具有相对低的平均功率的频带，由于减去消减信号而导致SNR（信噪比）比需要更大地降低，这可能导致无法进行通信。

考虑到上述问题，本发明的目的是提供一种信号处理电路等，即使在IQ基带信号对于不同的频带具有不同的平均功率，该信号处理电路也能够适当地限制IQ基带信号的幅度而不会使SNR降级。

对问题的解决方案

（1）本发明的信号处理电路是一种信号处理电路，该信号处理电路用于减少要输入到功率放大电路的调制波信号的PAPR，该信号处理电路包括：功率计算部，该功率计算部计算调制波信号的IQ基带信号的瞬时功率；以及信号处理部，该信号处理部通过使用能够根据IQ基带信号的各个频带的平均功率来消减IQ基带信号的消减信号，来限制IQ基带信号的幅度，从而使得瞬时功率的上限或下限、或者瞬时功率的上限和下限二者等于相应的预定阈值。

根据本发明的信号处理电路，信号处理部通过使用能够根据IQ基带信号的各个频带的平均功率来消减IQ基带信号的消减信号，来限制IQ基带信号的幅度。因此，能够防止各个频带中的功率由于消减信号而导致比需要更大地波动。

因此，即使在IQ基带信号对于各个频带具有不同平均功率的情况下，也能够适当地限制幅度而不使SNR降级。

（2）在本发明的信号处理电路中，信号处理部可以执行削波处理，以将IQ基带信号的瞬时功率抑制为等于第一阈值的瞬时功率，该削波处理从原始IQ基带信号中减去消减信号，该消减信号是通过由预定的消减脉冲乘以IQ基带信号与限定瞬时功率上限的第一阈值的增量所获得的。

（3）此外，在本发明的信号处理电路中，信号处理部可以执行升压处理，该升压处理对原始IQ基带信号添加消减信号，以使IQ基带信号的瞬时功率的最低水平提高到等于第二阈值的瞬时功率，该消减信号是通过由预定的消减脉冲乘以IQ基带信号与限定瞬时功率下限的第二阈值的减量而获得的。

（4）此外，在本发明的信号处理电路中，信号处理部能够执行削波处理和升压处理二者。

（5）在使用通过由消减脉冲乘以与阈值的增量或减量所获得的消减信号的情况下，本发明的信号处理电路需要进一步包括脉冲生成部，该脉冲生成部通过使针对各个频带确定的基本脉冲分别乘以用于频带的平均功率的相对比值并且通过使所获得的结果相加来生成消减脉冲。

（6）具体地，脉冲生成部可以包括：比值计算部，该比值计算部计算各个频带的相对比值；波形存储部，该波形存储部存储各个频带的消减波形；以及乘法和加法部，该乘法和加法部使响应的消减波形分别乘以所计算的相对比值，并且使所获得的结果相加。

（7）在本发明的信号处理电路中，在信号处理部包括保持消减脉冲的脉冲保持部的情况下，优选的是，仅在计算的相对比值波动时，乘法和加法部使用波动之后的相对比值来执行乘法和加法，并且将得到的消减脉冲输出到脉冲保持部。

在该情况下，除非相对比值波动，否则乘法和加法部不执行乘法和加法，并且脉冲保持部保持现有的消减脉冲。因此，与简单地每次生成消减脉冲的情况相比，能够减少电路的运算负担。

（8）能够通过下述步骤来计算频带的平均功率的相对比值：累积频带的瞬时功率的平方根达预定采样周期，并且使累积值除以对于各个频带的累积值的和。然而，为了实时准确地执行包括这样的除法的计算，需要大量的有效数值，这导致大规模的电路。

另一方面，在数字信号处理过程中，通过使用二进制数字来执行运算处理。因此，如果累积值除以2的幂乘，则仅是小数点的位置变化，而不需要实际执行除法。

因此，在本发明的信号处理电路中，优选地，比值计算部分别累积频带的瞬时功率的平方根，并且当累积值的和变成2的幂乘±δ时（δ是十分小的预定值），比值计算部通过使相应的累积值除以2的幂乘来计算相对比值。

在该情况下，能够仅通过改变每个累积值的小数点位置来计算相对比值。因此，能够准确并迅速地计算相对比值，而不会增加电路的规模。

（9）此外，在本发明的信号处理电路中，优选地，比值计算部在控制周期内执行对相对比值的计算，在控制周期中，存在IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

这是因为，当在控制周期内计算相对比值时，能够在IQ基带信号的平均功率不会发生很大波动的稳定条件下计算相对比值，并且因此能够获得准确的相对比值。

（10）同时，例如，在与大量移动电话进行通信的基站的情况下，传输功率可以根据当前的通信量，在每个时间区中极大地波动。

然而，在传统的峰值功率抑制电路中，用于检测IQ基带信号的瞬时功率的峰值的阈值是固定值。因此，根据最大通信量，传统的峰值功率抑制电路仅在传输功率大的时间区中操作。因此，存在峰值功率抑制电路由于相对小的通信量，而在IQ基带信号的平均功率小的时间区中不进行操作的情况，并且因此，无法提高功率放大器的功率效率。

因此，在本发明的信号处理电路中，优选地，阈值更新部在每个控制周期中更新要在信号处理部中使用的阈值，在每个控制周期中，存在IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

在该情况下，由于阈值更新部在每个控制周期中更新要在信号处理部中使用的阈值，所以例如即使在IQ基带信号的平均功率相对小的时间区中，也能够确实地抑制瞬时功率。

更具体地，在采用LTE（长期演进）的发射机中使用本发明的信号处理电路的情况下，OFDM（正交频分复用）的符号周期可以用作控制周期。在采用W-CDMA（宽带码分多路访问码分多址）的发射机中使用本发明的信号处理电路的情况下，闭环传输功率控制的控制周期可以用作控制周期。

这是因为，在LTE中，OFDM符号周期是传输功率可能极大波动的最小时间单位，而在W-CDMA中，闭环传输功率控制的控制周期是传输功率可能极大波动的最小时间单位。

（11）本发明的通信装置包括发射机，该发射机包括本发明的信号处理电路以及配置在信号处理电路的后一级的功率放大电路，并且该通信装置具有与本发明的信号处理电路中相同的有利效果。

本发明的有益效果

如上所述，根据本发明，通过能够根据IQ基带信号的各个频带的平均功率进行消减的消减信号来限制IQ基带信号的幅度，并且因此，即使在IQ基带信号对于各个频带具有不同的平均功率的情况下，也能够适当地限制幅度而不使SNR降级。

附图说明

图1示出了根据第一实施例的无线电通信系统的总体构造。

图2是示出基站的OFDM发射机的主要部分的功能框图。

图3是根据第一实施例的信号处理电路的功能框图。

图4是脉冲生成部的功能框图。

图5是示出由比值计算部执行的运算逻辑的流程图。

图6是指示在IQ基带信号与阈值之间的关系的IQ平面的坐标图。

图7是示出LTE下行链路帧的构造的图。

图8是根据第二实施例的信号处理电路的功能框图。

图9是示出IQ基带信号的瞬时功率与逐次更新的阈值的时间变化的曲线图。

图10示出了根据第三实施例的无线电通信系统的总体构造。

图11是根据第三实施例的信号处理电路的功能框图。

图12是指示当升压处理已经执行时在IQ基带信号与第二阈值之间的关系的IQ平面的坐标图。

图13是示出IQ基带信号的瞬时功率与逐次更新的第二阈值的时间变化的曲线图。

图14是指示当削波处理和升压处理都已经执行时在IQ基带信号与第一阈值和第二阈值之间的关系的IQ平面的坐标图。

图15示出了示出基本脉冲在时域中的变化的曲线图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图来描述本发明的实施例。

[第一实施方式]

[无线电通信系统]

图1示出了根据第一实施例的无线电通信系统的总体构造，本发明能够适当地应用于该系统。

如图1所示，本实施方式的无线电通信系统包括基站（BS）1、以及在基站1的小区中执行与基站1的无线电通信的多个移动终端（MS）2。

在该无线电通信系统中，OFDM用作在基站1与移动终端2之间的调制方法。该方法是多载波数字调制方法，其中由多个载波（子载波）承载传输数据。由于子载波彼此正交，所以该方法具有如下的优点：数据片段可以被密集地配置成沿着频率轴彼此重叠的程度。

此外，本实施方式的无线电通信系统是用于应用了LTE（长期演进）的移动电话的系统，并且在基站1与每个移动终端2之间执行遵从LTE的通信。

在基于LTE的基站1中，能够例如以5MHz为单位设定用于下行链路帧的频带，并且在将下行链路信号传送到小区中的移动终端2的情况下，可以针对每个频带改变传输功率。

在图1中示出的示例说明了基站1在两个频带B1和B2中传送下行链路帧的情况。将作为较低频带的第一频带B1的传输功率设定为较大值，并且将作为较高频带的第二频带B2的传输功率设定为较小值。

因此，如图1中的虚线所示，与具有较小传输功率的第二频带B2的下行链路信号所到达的通信区域A2相比，具有较大传输功率的第一频带B1的下行链路信号所到达的通信区域A1覆盖更远和更宽的区域。

在通信区域A1和通信区域A2彼此重叠的区域中，移动终端2能够在第一频带B1和第二频带B2二者中执行通信，并且因此，即使在大通信量的情况下，也能够确保移动终端2进行的通信。

注意，本发明适用于的无线电通信系统不限于LTE，并且可以是W-CDMA。然而，在下文中，假定将本发明应用于采用LTE的基站1而给出说明。

[LTE下行链路帧]

图7是示出LTE下行链路帧的构造的图。在图7中，垂直轴方向表示频率，并且水平轴表示时间。

如图7所示，总共10个子帧（子帧#0至#9）构成下行链路（DL）帧。每个子帧由两个时隙（时隙#0和时隙#1）组成。每个时隙由7个OFDM符号组成（在规范循环前缀的情况下）。

参照图7，作为用于传送数据的基本单元的资源块（RB）由频率轴方向上的12个子载波和时间轴方向上的7个OFDM符号（1个时隙）来限定。

因此，例如，在DL帧的频带宽度被设定为5MHz的情况下，在频率轴方向上配置了300个子载波，并且因此配置了25个资源块。

注意，一个子帧的传输时间段是1ms，并且在本实施例中，构成一个子帧的两个时隙中的每一个包括7个OFDM符号，并且因此，用于一个OFDM符号的传输周期（符号周期）是1/14ms（=大约0.071ms）。

如图7所示，在每个子帧的开始处，分配控制信道，该控制信道由基站1使用以便于向移动终端2传送下行链路通信所需要的信息。

DL控制信息、子帧的资源分配信息、响应于混合自动报告请求（HARQ）的肯定确认（ACK）和否定确认（NACK）等被存储在控制信道中。

在图7所示的DL帧中，PBCH是用于通过广播传输来向终端装置通知系统的带宽等的物理广播信道，并且作为用于识别基站1和小区的信号的主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH）被分配给第0（#0）和第六（#5）子帧。

在没有对其分配上述信道的其他区域（图7中的没有阴影的区域）中的资源块用作用于存储用户数据等的物理下行链路共享信道（PDSCH）。

要存储在PDSCH中的用户数据的分配通过在每个子帧的开始处分配的上述控制信道中的资源分配信息来限定。通过使用资源分配信息，移动终端2能够确定与其本身相关的数据是否被存储在子帧中。

[发射机的构造]

图2是示出基站1的OFDM发射机3的主要部分的功能框图。

发射机3包括传输处理器4和功率放大电路5，并且传输处理器4例如由包括一个或多个存储器和CPU的FPGA（现场可编程门列阵）组成。

FPGA允许在运送处理器或制造基站1时预先设定（构造）多种类型的逻辑电路的构造信息。通过这样的设定操作来构造图2中所示的功能部6至10。

即，本实施例的传输处理器4从左至右依次包括S/P转换部6、映射部7、IFFT（快速傅里叶逆变换）部8、信号处理部9和正交调制部10。

输入到传输处理器4的串行信号序列在S/P（串并）转换部6中被转换成多个信号序列，并且在映射部7中将得到的并行信号序列转换成多个子载波信号f1、f2、…和fn，其中的每一个信号都具有预定幅度和相位的组合。

IFFT部8将子载波信号f1、f2、…和fn转换成用作在时间轴上彼此正交的基带信号的I信号和Q信号。

在本实施例中，假定基站1在两个频带B1和B2中传送下行链路信号。因此，如图2所示，从IFFT部8输出其子载波被包括在第一频带B1中的第一信号I1和Q1、以及其子载波被包括在第二频带B2中的第二信号I2和Q2。

第一信号I1和Q 1以及第二信号I2和Q2被输入到后一级的信号处理部（本实施例的信号处理电路）9，并且在信号处理部9中经历预定的信号处理。

在信号处理之后的IQ信号（Iout，Qout）在正交调制部10中经历正交调制以成为调制波信号，并且该调制波信号被输入到后一级的功率放大电路5。

注意，本实施例的信号处理电路9对作为第一信号I1和Q 1以及第二信号I2和Q2在时间轴上的合成信号的IQ基带信号执行削波处理，使得IQ基带信号的瞬时功率P不超过预定阈值Pth。稍后将描述削波处理的细节。

功率放大电路5包括：D/A转换电路，该D/A转换电路将从正交调制部10输入的调制波信号转换成模拟信号；转换器，转换器将得到的模拟信号上变换为具有RF的一个模拟信号；以及功率放大器，该功率放大器对RF模拟信号的功率进行放大。从天线传送所放大的RF信号。

本实施方式的功率放大电路5可以采用固定电压系统，其中功率放大器的漏电压是恒定的。然而，从实现高效高频放大器的观点来看，优选的是，功率放大电路5采用ET（包络跟踪）系统。

采用ET系统的功率放大电路5从要输入到功率放大器的调制波信号中提取幅度信息（包络），并且将与幅度信息相对应的漏电压施加到功率放大器，从而使得功率放大器在基本上饱和的状态下进行操作。因此，在以固定电压进行操作的情况下发生的功率损耗减少，并且能够实现高效的功率放大器。

[信号处理电路的构造]

图3是根据本发明的第一实施例的信号处理电路9的功能框图。

在下文中，第一信号I1和Q1以及第二信号I2和Q2的合成信号将被简称为“IQ基带信号”或“IQ信号”。

此外，第一信号I1和Q 1的瞬时功率被限定为P1，第二信号I2和Q2的瞬时功率被限定为P2，并且IQ基带信号的瞬时功率被限定为P（=P1+P2）。

如图3所示，本实施方式的信号处理电路9包括功率计算部13至15、脉冲生成部16、信号处理部17以及延迟部18和19。

其中，功率计算部13计算作为IQ基带信号的I分量（=I1+I2）和Q分量（=Q 1+Q2）的平方和的瞬时功率P。

功率计算部14计算第一信号I1和Q1的瞬时功率P1（=I12+Q12），即，第一信号I1和Q1的I分量（I1）和Q分量（Q1）的平方和。功率计算部15计算第二信号I2和Q2的瞬时功率P2（=I22+Q22），即，第二信号I2和Q2的I分量（I2）和Q分量（Q2）的平方和。

本实施方式的信号处理部17由PC-CFR电路组成，其中，当IQ基带信号的瞬时功率P超过预定阈值Pth时，从原始IQ基带信号中减去消减信号Ic和Qc，从而执行将IQ基带信号的瞬时功率P抑制为等于阈值Pth的瞬时功率P的削波处理，该消减信号Ic和Qc是通过使阈值Pth的增量ΔI和ΔQ乘以预定的消减脉冲S所获得的。

具体地，信号处理部17包括差分比值计算部20、比较部21、脉冲保持部22以及加法-减法器23和24。

使用由功率计算部13计算的瞬时功率P以及已经预先设定的预定阈值Pth，差分比值计算部20计算瞬时功率P与阈值Pth的增量比值{1-SQRT(Pth/P)}，并且通过使用乘法器来使IQ基带信号的每个分量（I，Q）乘以增量比值{1-SQRT(Pth/P)}。

因此，基于下列等式来计算作为超过阈值Pth的量的IQ基带信号的增量ΔI和ΔQ。注意，在该情况下，SQRT(·)是获得括号中的变量的平方根的函数（在下文中相同）。

ΔI={1-SQRT(Pth/P)}×I

ΔQ={1-SQRT(Pth/P)}×Q

比较部21将由功率计算部13计算的瞬时功率P与阈值Pth作比较，并且当瞬时功率P大于阈值Pth时，向脉冲保持部22发出用于输出消减脉冲S的指令。

脉冲保持部22具有被实现为双端口RAM等的存储器，在该存储器中临时保持由脉冲生成部16输出的下述消减脉冲S。当接收到来自比较部21的指令时，脉冲保持部22使上述增量ΔI和ΔQ乘以那时保持的消减脉冲S，以计算消减信号Ic和Qc。

当没有接收到来自比较部21的指令时，脉冲保持部22使增量ΔI和ΔQ乘以零。

因此，关于其瞬时功率P超过阈值Pth的IQ基带信号，将通过下列等式计算的消减信号Ic和Qc输入到加法-减法器23和24。

Ic=ΔI×S={1-SQRT(Pth/P)}×I×S

Qc=ΔQ×S={1-SQRT(Pth/P)}×Q×S

在加法-减减器23和24的前一级的延迟部18和19使IQ基带信号延迟用于在功率计算部13和信号处理部17中执行的运算处理的时间段。加法-减法器23和24分别从延迟的IQ信号的分量I和分量Q中减去消减信号Ic和Qc，并且输出Iout和Qout，其构成信号处理之后的IQ信号。

通过该减法，其瞬时功率P超过阈值Pth的IQ基带信号被校正为其瞬时功率等于阈值Pth的信号。其瞬时功率P小于或等于阈值Pth的IQ基带信号在不需要校正的情况下被直接输出。

图6是在削波处理已经被执行时指示在IQ基带信号与阈值Pth之间的关系的IQ平面的坐标图。

如图6所示，由本实施例的信号处理电路9执行的信号处理是削减IQ基带信号的瞬时功率P的外围部分的削波处理。因此，用于功率放大器的功率放大电路5的PAPR减小，并且由此改善了功率放大器的功率效率。

[脉冲生成部的结构]

图4是脉冲生成部16的功能方块图。

脉冲生成部16通过下述步骤生成消减脉冲S：使由对于各个第一频带B1和第二频带B2预先确定基本脉冲S1和S2分别乘以频带B1和B2的平均功率的相对比值C1和C2；以及然后使得到的值相加。脉冲生成部16包括比值计算部26、波形存储部27、以及乘法和加法部28。

其中，波形存储部27被实现为例如存储器的存储装置，在其中存储了各个频带B1和B2的基本脉冲S1和S2。注意，虽然在图4中，基本脉冲S1和S2都被预先存储在波形存储部27中，但是在波形存储部27中可以仅存储一个基本脉冲S1（或S2），而另一个基本脉冲S2（或S1）可以通过在相应频率f2（或f1）的基本波形上执行频率变换来生成。

基本脉冲S1和S2是通过下列方式获得的Sinc波形：如专利文献3（日本特开专利公开No.2004-135078）的情况，将包括在要在下行链路传输中使用的频带B1和B2中的多个（例如N个）载波输入到IFFT部8，其中其幅度为1/N并且其相位为0。在该情况下，来自IFFT部8的输出中仅出现实部I，并且虚部Q为零。

因此，第一频带B1和第二频带B2的基本脉冲S1和S2是由各个实部I（Sinc波形）组成的波形，该各个实部I是通过使包括在频带B1和B2中的多个子载波在IFFT部8中经历傅里叶逆变换所获得的，其也用于传输信号。

因此，基本脉冲S1和S2的频带与第一频带B1和第二频带B2一致。因此，即使在使用通过使IQ信号超过阈值Pth的增量乘以基本脉冲S1和S2所获得的消减信号来削减IQ信号时，也防止了在频带B1和B2外部的不需要的频率分量的产生。

向比值计算部26输入由功率计算部14计算的第一信号I1和Q1的瞬时功率P1以及由功率计算部15计算的第二信号I2和Q2的瞬时功率P1。使用这些瞬时功率P1和P2，比值计算部26计算各个频带B1和B2的平均功率的相对比值C1和C2。

C1=∑√P1/(∑√P1+∑√P2)

C2=∑√P2/(∑√P 1+∑√P2)

在针对相对比值C1和C2的上述等式中，针对预定采样周期来分别累积频带B1和B2的瞬时功率P1和P2的平方根√P1和√P2，并且使累积值√P1和√P2中的每一个除以频带B1和B2的累积值的和（∑√P1+∑√P2）。

为了实时准确地执行包括上述累积值的除法的上述计算，需要大量的有效数值，这导致了大规模的电路。然而，当累积值的和（∑√P1+∑√P2）是2的幂乘时，则仅是小数点的位置变化，而不需要实际执行上述除法。

因此，在使用上述等式计算相对比值C1和C2的情况下，优选地，当累积值的和（∑√P1+∑√P2）与2的幂乘一致时，或者当该和变成能够被认为是大致等于2的幂乘的值时，累积值√P1和√P2中的每一个除以2的幂乘来计算相对比值C1和C2。

图5是示出由比值计算部26执行的运算逻辑的流程图。

如图5所示，首先，比值计算部26将累积值Sum1和Sum2中的每一个初始化为零（步骤ST1）。

接下来，比值计算部26在每个采样周期中对累积值Sum1和Sum2分别加上瞬时功率P1和P2的平方根√P1和√P2，并且获得和T（=Sum1+Sum2）（步骤ST2）。

此外，比值计算部26确定累积值Sum1和Sum2的和T是否在2的幂乘±δ的范围内（δ是十分小的预定值）（步骤ST3）。当确定的结果是否定时，比值计算部26返回到步骤ST2并且重复累积。

此外，当确定的结果是肯定时，比值计算部26忽略δ，并且将累积值的和T（=∑√P1+∑√P2）视为2的幂乘，并且使累计值Sum1和Sum2除以2的幂乘，并且由此计算相对比值C1和C2（步骤ST4）。

在该情况下，通过仅改变累积值Sum1和Sum2中的每一个的小数点的位置，能够计算相对比值C1和C2。因此，在不增加电路的规模的情况下，能够准确并迅速地计算相对比值C1和C2。

例如，当假定Sum1=343并且Sum2=681时（每一个都是十进制数字），

Sum1=343（以二进制数字表示为“0101010111”），

Sum2=681（以二进制数字表示为“1010101001”），并且

T=1024（以二进制数字表示为“1000000000”）。

在该情况下，当使用这些来计算相对比值C 1和C2时，

C1=343/1024=0.0101010111，

C2=681/1024=0.1010101001，并且

C1+C2=1.0000000000。

因此，在每个累积值Sum1和Sum2的小数点后的0和1的顺序不变。因此，能够通过仅改变小数点的位置来计算相对比值C1和C2。

返回参照图4，比值计算部26获得作为控制周期的OFDM符号的符号周期，该符号周期是传输功率可能极大波动的最小时间单位，并且比值计算部26被构造为在该符号周期内执行对相对比值C1和C2的上述计算。

因此，能够在IQ基带信号的平均功率不会波动太多的稳定条件下计算相对比值C1和C2，并且因此能够获得准确的相对比值C1和C2。

然而，在LTE的情况下，由于资源块（参见图7）是用于用户分配的最小单位，所以与资源块的传输周期相对应的7个OFDM符号（1个时隙）可以用作用于计算相对比值C1和C2的控制周期。

乘法和加法部28包括两个乘法器29和30以及一个加法器31。乘法器29使与第一频带B1相对应的相对比值C1乘以频带B1的基本脉冲S 1。乘法器30使与第二频带B2相对应的相对比值C2乘以频带B2的基本脉冲C2。

此外，加法器31使各个乘法器29和30执行的乘法的结果相加以生成消减脉冲S，并且将该脉冲S输出到信号处理部17中的脉冲保持部22。即，乘加器16基于下列等式来生成消减脉冲S。

S=C1×S1+C2×S2

本实施例的乘法和加法部28将在比值计算部26中计算的相对比值C1和C2与预定阈值作比较，并且确定其波动。仅在相对比值C1或C2已经波动到超过阈值的程度时，乘法和加法部28使用波动之后的相对比值C1和C2来执行乘法和加法，并且将得到的消减脉冲S输出到脉冲保持部22。

因此，除非相对比值C1或C2波动到一定程度，否则乘法和加法部28不执行乘法和加法，并且脉冲保持部22保持现有的消减脉冲S。因此，与简单地每当相对比值C1或C2波动时都生成消减脉冲S的情况相比，能够减少电路的运算负担。

[第一实施例的效果]

消减脉冲S是合成脉冲，该合成脉冲是使下述相加来获得的：使与第一频带B1相对应的第一信号I1和Q1的平均功率的相对比值C1乘以频带B1基本脉冲S1的结果；以及使与第二频带B2相对应的第二信号I2和Q2的平均功率的相对比值C2乘以频带B2的基本脉冲S2的结果。

因此，即使从原始IQ基带信号中减去通过使增量ΔI和ΔQ乘以消减脉冲S而获得的消减信号Ic和Qc时，也将根据对于各个第一频带B1和第二频带B2的平均功率来消减IQ基带信号的幅度。

因此，根据本实施例的信号处理电路9，通过减去消减信号Ic和Qc，第一频带B1和第二频带B2的功率不会比需要减少得更多。因此，即使在IQ基带信号对于各个频带B1和B2具有不同的平均功率的情况下，也能够对IQ基带信号上适当地执行削波处理，而不使SNR降级。

[第二实施方式]

图8是根据第二实施例的信号处理电路9的功能框图。

如图8所示，本实施例的信号处理电路9（图8）与第一实施例的信号处理电路9（图3）的不同之处在于，信号处理电路9（图8）包括平均计算部33和阈值更新部34。

在下文中，用相同的附图标记表示本实施例和第一实施例中共同的组成部分和功能，并且将省略其描述。将主要描述在本实施例与第一实施例之间的差异。

平均计算部33获得其中传输功率可能极大波动的最小时间单位的OFDM符号的符号周期，作为用于计算IQ基带信号的平均功率Pave的控制周期。

即，平均计算部33从功率计算部13获得IQ基带信号的瞬时功率P，并且在符号周期内对瞬时功率P求平均，以计算每个符号周期中的IQ基带信号的平均功率Pave，并且将平均功率Pave输出到阈值更新部34。

阈值更新部34将通过使从平均计算部33获得的每个符号周期的平均功率Pave乘以预定的乘法比率而获得的值用作该符号周期的阈值Pth。例如，当IQ基带信号的峰值功率Ppeak与平均功率Pave的比值被缩小为6dB时，使上述预定的乘法比率加倍。

通过如上所述计算每个符号周期的阈值Pth，阈值更新部34动态地更新阈值Pth，并且将更新的阈值Pth输出到差分比值计算部20和比较部21。

然后，比较部21将从阈值更新部34获得的阈值Pth与由功率计算部18计算的瞬时功率P作比较。当瞬时功率P超过更新的阈值Pth时，比较部21向脉冲保持部22发出用于输出消减脉冲S的指令。

图9是示出IQ基带信号的瞬时功率P与逐次更新的阈值Pth的时间变化的曲线图。

如图9所示，在本实施例中，基于针对每个符号周期（1/14ms）计算的平均功率Pave来逐次计算信号处理电路9的削波处理中使用的阈值Pth，并且针对该符号周期来更新该阈值Pth。

因此，例如，即使IQ基带信号的平均功率Pave根据由移动终端2进行的通信量的波动而波动时，也总是执行由信号处理电路9进行的削波处理。因此，能够有效地确保由减小的PAPR而导致功率放大器的功率效率的改善。

此外，根据本实施例的信号处理电路9，将作为其中传输功率可能波动的最小时间单位的OFDM的符号周期用作更新阈值Pth的控制周期。这是阈值Pth能够被准确而迅速地更新的另一优点。

然而，如第一实施方式的情况，由于在LTE中资源块（参见图7）是用于用户分配的最小单位，所以作为资源块的传输周期的7个OFDM符号（1个时隙）可以用作更新阈值Pth的控制周期。

[第三实施例]

图10示出了根据本发明的第三实施例的无线电通信系统的总体构造。

如图10所示，在本实施例的无线电通信系统中，RRH（远程无线电头端）36经由CPRI（通用公共无线电接口）连接到基站1。RRH36设置有根据第三实施例的在图11中所示的信号处理电路9以及上述功率放大电路5。

此外，在本实施方式中，基站1经由光纤向RRH 36传送用于建立与RRH 36的同步的同步信号38。同步信号38是具有与OFDM的符号周期同步的1ms周期的时钟信号。

如图11所示，本实施例的信号处理电路9设置有对其输入同步信号38的周期生成部37。

周期生成部37基于从作为外部装置的基站1获得的同步信号38来生成符号周期，并且将所生成的符号周期输出到脉冲生成部16和平均计算部33。图11中的其他组成部分与第二实施例的信号处理电路9（图8）中的相同，并且因此用与图8中相同的参考标记来表示，并且将省略其描述。

如上所述，在本实施例中，从基站1获得与OFDM的符号周期同步的同步信号38，并且基于同步信号38来生成符号周期。因此，能够将本发明的信号处理电路9安装在RRH36中。

[信号处理部的修改1（升压处理）]

在第一至第三实施例的信号处理电路9（图3、图8和图11）中，信号处理部17执行抑制大于阈值（第一阈值）Pth的IQ基带信号的瞬时功率P的“削波处理”，该削波处理用于削波并且将瞬时功率P的上限限定为等于阈值Pth的瞬时功率P。与该处理相反地，信号处理部17可以执行下述处理：将小于预定第二阈值Pth’（<Pth）的IQ基带信号的瞬时功率P的最低水平提高到等于Pth’的瞬时功率P（在下文中，该处理被称为“升压处理”）

通过使在削波处理中由差分比值计算部20和比较部21执行的操作反转，可以在第一至第三实施例（图3、图8和图11）中相同的电路构造中实现执行“升压处理”的信号处理部17。

在下文中，将使用图3作为示例来描述执行“升压处理”的信号处理部17的操作。

即，在该情况下的信号处理部17中，使用由功率计算部13计算的瞬时功率P以及已经预先设定的用于升压的第二阈值Pth’，差分比值计算部20计算瞬时功率P与第二阈值Pth’的减量比值{SQRT(Pth’/P)-1}，并且使用乘法器来使IQ基带信号的每个分量（I，Q）乘以该减量比值{SQRT(Pth’/P)-1}。

因此，基于下列等式来计算IQ基带信号的减量ΔI’和ΔQ’，它们是小于阈值Pth’的量。

ΔI’={SQRT(Pth’/P)-1}×I

ΔQ’={SQRT(Pth’/P)-1}×Q

比较部21将由功率计算部13计算的瞬时功率P与第二阈值Pth’作比较，并且当瞬时功率P小于第二阈值Pth’时，向脉冲保持部22发出用于输出消减脉冲S的指令。

当接收到来自比较部21的输出指令时，脉冲保持部22使上述减量ΔI’和ΔQ’乘以那时保持的消减脉冲S，以分别计算消减信号Ic’和Qc’。

当没有接收到来自比较部21的指令时，脉冲保持部22使减量ΔI’和ΔQ’乘以零。

因此，对于其瞬时功率P小于第二阈值Pth’的IQ基带信号，基于下列等式计算的消减信号Ic’和Qc’被输入到加法-减法器23和24。

Ic’=ΔI’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×I×S

Qc’=ΔQ’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×Q×S

作为加法减法器23和24的前一级的延迟部18和19使IQ基带信号延迟用于在功率计算部13和信号处理部17中执行运算处理的时间段。加法-减法器23和24使消减信号Ic’和Qc’分别与延迟的IQ信号的分量I和分量Q相加，并且分别输出Iout和Qout，其构成信号处理之后的IQ信号。

通过该加法，其瞬时功率P小于第二阈值Pth’的IQ基带信号被校正为其瞬时功率等于第二阈值Pth’的信号。直接输出其瞬时功率P大于或等于阈值Pth’的IQ基带信号，而无需进行校正。

在该情况下，即使在使通过使减量ΔI’和ΔQ’乘以消减脉冲S而获得的消减信号Ic’和Qc’与原始IQ基带信号相加时，也将根据各个第一频带B1和第二B2的平均功率来消减IQ基带信号的幅度。

因此，同样在执行升压处理的信号处理电路9的情况下，通过加上消减信号Ic’和Qc’，各个第一频带B1和第二频带B2的功率不会比需要增加得更多。因此，即使在IQ基带信号对于各个频带B1和B2具有不同的平均功率的情况下，也能够对IQ基带信号适当地执行升压处理，而不使SNR降级。

图12是指示在升压处理已经执行时在IQ基带信号与第二阈值Pht’之间的关系的IQ平面的坐标图。

如图12所示，与削减IQ基带信号的瞬时功率P的外围部分的传统削波处理相反，由本实施例的信号处理电路9执行的升压处理是诸如削减IQ基带信号的瞬时功率P的内部的处理。以此方式，同样在提高瞬时功率P的最低水平的“升压处理”的情况下，输入到功率放大电路5的调制波信号的PAPR减小。因此，改善了功率放大器的功率效率。

另一方面，同样在第二实施例的信号处理电路9（图8）中，信号处理部17可以执行升压处理。

在该情况下，阈值更新部34将通过使从平均计算部33获得的每个符号周期的平均功率Pave乘以预定的乘法比率所获得值用作对于该符号周期用于升压的阈值Pth’。例如，当IQ基带信号的平均功率Pave与波谷功率（反向峰值功率）Pvalley的比值被缩小为6dB时，使上述预定的乘法比率减半。

通过如上述计算对于每个符号周期的用于升压的阈值Pth’，阈值更新部34动态地更新阈值Pth’，并且将更新的阈值Pth’输出到差分比值计算部20和比较部21。

然后，比较部21将从阈值更新部34获得的阈值Pth’与由功率计算部P计算的瞬时功率P作比较。当瞬时功率P小于更新的阈值Pth’时，比较部21发出输出指令。

图13是示出IQ基带信号的瞬时功率P与逐次更新的第二阈值Pth’的时间变化的曲线图。

如图13所示，在信号处理电路9的升压处理中使用的阈值Pth’基于针对每个符号周期（1/14ms）计算的平均功率Pave来逐次计算，并且对于符号周期来进行更新。

因此，即使第三实施例的信号处理电路9执行升压处理，也能够获得如削波处理的情况的有利效果。

即，例如，即使IQ基带信号的平均功率Pave根据由移动终端2进行的通信量的波动而波动，由信号处理电路9也总是执行升压处理。因此，能够有效地确保由降低的PAPR导致功率放大器的功率效率的改善。

注意，具有基于来自基站1的同步信号38而生成符号周期的周期生成部37的第三实施例的信号处理电路9（图11）也能够采用执行上述“升压处理”的信号处理部17。在该情况下，如第三实施例的情况，信号处理电路9可以被安装在RRH36中。

[信号处理部的修改2（采用削波处理和升压处理二者）]

此外，在第一至第三实施例的信号处理电路9（图3、图8和图11）中，信号处理部17可以对IQ基带信号执行削波处理和升压处理二者。

在该情况下，使用两个阈值，即，用于削波处理的第一阈值Pth和用于升压处理的第二阈值Pth’，差分比值计算部20计算瞬时功率P对于各个阈值Pth和Pth’的增量比值{1-SQRT(Pth’/P)}和减量比值{SQRT(Pth’/P)-1}二者。

差分比值计算部20通过使用乘法器使IQ基带信号的分量（I，Q）乘以各个上述比值，来计算增量ΔI和ΔQ以及减量ΔI’和ΔQ’。

比较部21将由功率计算部13计算的瞬时功率P与第一阈值Pth和第二阈值Pth’作比较。当瞬时功率P大于第一阈值Pth时，并且当瞬时功率P小于第二阈值Pth’时，比较部21向脉冲保持部22发出用于输出消减脉冲S的指令。

当接收到来自比较部21的输出指令时，脉冲保持部22使上述增量ΔI和ΔQ或者上述减量ΔI’和ΔQ’乘以那时保持的消减脉冲S，以计算用于削波的消减信号Ic和Qc、或者用于升压的消减信号Ic’和Qc’。

当没有接收到来自比较部21的指令时，脉冲保持部22使增量ΔI和ΔQ或者减量ΔI’和ΔQ’乘以零。

因此，对于其瞬时功率P超过第一阈值Pth的IQ基带信号，将由下列等式计算的消减信号Ic和Qc输入到加法-减法器23和24。对于其瞬时功率P小于第二阈值Pth’的IQ基带信号，将通过下列等式计算的消减信号Ic’和Qc’输入到加法-减法器23和24。

Ic=ΔI×S={1-SQRT(Pth/P)}×I×S

Qc=ΔQ×S={1-SQRT(Pth/P)}×Q×S

Ic’=ΔI’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×I×S

Qc’=ΔQ’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×Q×S

加法-减法器23和24从延迟的IQ信号的分量I和分量Q中减去消减信号Ic和Qc，或者使消减信号Ic’和Qc’与延迟的IQ信号的分量I和分量Q相加，并且输出Iout和Qout，其构成信号处理之后的IQ信号。

通过该减法或加法，瞬时功率P超过第一阈值Pth的IQ基带信号被校正为瞬时功率等于第一阈值Pth的信号，并且瞬时功率P小于第二阈值Pth’的IQ基带信号被校正为瞬时功率等于第二阈值Pth’的信号。

图14是指示当削波处理和升压处理都已经执行时在IQ基带信号与第一阈值Pth和第二阈值Pth’之间的关系的IQ平面的坐标图。

如图14所示，当执行削波处理和升压处理二者时，IQ基带信号的瞬时功率P的外围部分被削减，并且IQ基带信号的瞬时功率P的内部被削减。因此，与仅执行处理中的一个的情况相比，能够进一步降低要输入到功率放大电路5的调制波信号的PAPR。

[基本脉冲的变化]

图15示出了示出基本脉冲S 1和S2在时域中的变化的曲线图。在图15中，（a）是Sinc波形，（b）是切比雪夫波形，并且（c）是泰勒波形。

所有这些波形可以数学地由下列等式（1）来表示，并且在Sinc波形的情况下，a_n=nπ。

[等式1]

y = f (x) = \underset{n = 1}{Π} [1 - {(\frac{x}{a_{n}})}^{2}] . . . (1)

在Sinc的情况下，a_n=nπ。

这里，当包括相对于零幅度的最大绝对幅度的部分（图15中的阴影区域）被称为主瓣区时，Sinc波形在旁瓣中具有相对大的幅度，并且因此，不能很大地改善位于主瓣区中的能量的比率。

相反，在切比雪夫波形的情况下，能够通过调整包括在使得幅度为零的x的解中的序列an的值来减小旁瓣的幅度。然而，在该情况下，幅度没有衰减。

在泰勒波形的情况下，对于序列an开始的几个点（例如a1和a2），使用切比雪夫波形的值，并且对于跟随那些点的点，使用Sinc波形的值。因此，泰勒波形实现在旁瓣中的幅度抑制和衰减特性。

因此，当在Sinc波形、切比雪夫波形和泰勒波形之间比较在限定基本脉冲S1或S2的预定时间段T中位于主瓣区中的能量与全部能量（平方幅度）的比率时，该比率在Sinc波形的情况下是91%，在切比雪夫波形的情况下是93%，并且在泰勒波形的情况下是大约95%，并且因此泰勒波形是最有利的。

注意，上述预定时间段T是存储在存储器中的波形采样时间段，并且是与采样点的上限数目相对应的时间段。例如，在LTE的情况下，由于包括在一个符号周期（1/14ms）中的采样的数目是2048，所以如果假定在时域中执行四倍的过采样，则限定基本脉冲S1或S2的波形所需要的采样点的上限数目是：2048×4=8192。

当通过在预定时间段T中位于主瓣区中的能量的比率的数值范围来指定可以在本发明中使用的基本脉冲S1和S2中的每一个时，存在的能量的比率优选地是85%至99%。

这是因为，当存在的能量的比率是100%时，基本脉冲S1和S2变成冲激（δ函数），并且不能再应用于具有频带限制的本发明，并且当存在的能量的比率小于85%时，脉冲的形状变得太钝而不能再被使用。

因此，用在本发明中的基本脉冲S1和S2的技术特征如下：

特征1：基本脉冲S1和S2能够由在预定时间段T（例如一个符号周期）中其位于主瓣区中的能量与全部能量（平方幅度）的比率为85%至99%的波形来形成。

特征2：当数学地描述基本脉冲S1和S2时，基本脉冲S1和S2中的每一个由通过上述等式（1）表示的波形形成，该波形在时域中具有对称性。

特征3：更具体地，基本脉冲S1和S2中的每一个由Sinc波形、切比雪夫波形、或泰勒波形形成。其中，Sinc波形是由通过使频带中的多个载波经历傅里叶逆变换而获得的实部（I信号）所组成的波形，其中，其幅度彼此相同，并且使其相位为零。

[其他修改]

在本发明中公开的实施例都是说明性的而不是限制性的。本发明的范围由所附权利要求来指示，并且因此期望在权利要求的等效形式的含义和范围内的所有改变也包含在其中。

例如，在上述实施例中，已经描述了基站1使用两个频带B1和B2的示例性情况。然而，即使在使用三个或更多频带的情况下，也能够构造本发明的信号处理电路9。

此外，本发明的信号处理电路9不仅能够适用于符合LTE的通信装置，而且还能够适用于符合W-CDMA的通信装置。

在W-CDMA中，基站1的传输功率被构造为通过闭环传输功率控制来控制，并且其控制周期用作用于控制传输的最小时间单位。具体地，该控制周期是一个无线电帧周期10ms的十五分之一（=大约0.667ms）。

因此，在本发明的信号处理电路9用于符合W-CDMA的发射机中的情况下，用于闭环传输功率控制的控制周期可以用作用于计算相对比值C1和C2并且更新阈值Pth和Pth’的控制周期。

此外，在上述实施例中，已经描述了基于PC-CFR执行削波处理的信号处理电路9的示例性情况。然而，本发明还可以适用于基于NS-CFR执行削波处理的信号处理电路9。

附图标记的说明

1 基站

2 移动终端

3 发射机

4 传输处理器

5 功率放大电路

9 信号处理部（信号处理电路）

13 功率计算部

14 功率计算部

15 功率计算部

16 脉冲生成部

17 信号处理部

20 比较部

21 差分比值计算部

22 脉冲保持部

23、24加法-减法器

26 比值计算部

27 波形存储部

28 乘法和加法部

33 平均计算部

34 阈值更新部

B1 第一频带

B2 第二频带

Pth 第一阈值（用于削波）

Pth’第二阈值（用于升压）

ΔI 增量

ΔQ 增量

Ic 消减信号

Qc 消减信号

ΔI’减量

ΔQ’减量

Ic’消减信号

Qc’消减信号

S 消减脉冲

S1 基本脉冲

S2 基本脉冲

C1 相对比值

C2 相对比值

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.一种信号处理电路，所述信号处理电路用于减小要输入到功率放大电路的调制波信号的峰均功率比，所述信号处理电路包括：

功率计算部，所述功率计算部计算所述调制波信号的IQ基带信号的瞬时功率；

脉冲生成部，所述脉冲生成部通过使用对于所述IQ基带信号的各个频带确定的多个基本脉冲，来生成能够根据每个频带的平均功率来消减所述IQ基带信号的一个消减信号；

信号处理部，所述信号处理部通过使用所述消减信号来限制所述IQ基带信号的幅度，从而使得所述瞬时功率的上限或下限、或者所述瞬时功率的上限和下限二者等于相应的预定阈值。

2.根据权利要求1所述的信号处理电路，其中，

所述基本脉冲中的每一个具有其相应的频带中的频率分量，并且所述基本脉冲中的每一个具有位于主瓣区中的能量的比率为85%至99%的波形。

3.根据权利要求1或2所述的信号处理电路，其中，

所述基本脉冲中的每一个具有由以下等式（1）数学地表达的波形，所述波形在时域中具有对称性。

y = f (x) = \underset{n = 1}{Π} [1 - {(\frac{x}{a_{n}})}^{2}] . . . (1)

在Sinc的情况下，a_n=nπ。

4.根据权利要求1至3中的任何一项所述的信号处理电路，其中，所述基本脉冲中的每一个是Sinc波形、切比雪夫波形或泰勒波形。

5.根据权利要求1至4中的任何一项所述的信号处理电路，其中，所述信号处理部执行削波处理，所述削波处理从原始IQ基带信号中减去消减信号，以将所述IQ基带信号的瞬时功率抑制为等于第一阈值的瞬时功率，所述消减信号是通过使所述IQ基带信号相对于限定所述瞬时功率的上限的所述第一阈值的增量乘以预定的消减脉冲来获得的。

6.根据权利要求1至4中的任何一项所述的信号处理电路，其中，

所述信号处理部执行升压处理，所述升压处理对所述原始IQ基带信号添加消减信号，以使所述IQ基带信号的所述瞬时功率的底部电平上升到等于第二阈值的瞬时功率，所述消减信号是通过使所述IQ基带信号相对于限定所述瞬时功率的下限的所述第二阈值的减量乘以预定的消减脉冲来获得的。

7.根据权利要求5或6所述的信号处理电路，其中，

所述信号处理部能够执行所述削波处理和所述升压处理二者。

8.根据权利要求1至7中的任何一项所述的信号处理电路，其中，

所述脉冲生成部通过使针对各个频带确定的基本脉冲分别乘以所述频带的平均功率的相对比值并且通过使所获得的结果相加来生成消减脉冲。

9.根据权利要求8所述的信号处理电路，其中，

所述脉冲生成部包括：

比值计算部，所述比值计算部计算所述各个频带的相对比值；

波形存储部，所述波形存储部存储所述各个频带的基本脉冲；以及

乘法和加法部，所述乘法和加法部使相应的基本脉冲分别乘以所计算的相对比值，并且使所获得的结果相加。

10.根据权利要求9所述的信号处理电路，其中，

所述信号处理部包括脉冲保持部，所述脉冲保持部保持所述消减脉冲，并且

仅当所计算的相对比值波动时，所述乘法和加法部使用波动之后的相对比值来执行乘法和加法，并且将得到的消减脉冲输出到所述脉冲保持部。

11.根据权利要求9或10所述的信号处理电路，其中，

所述比值计算部分别累积所述频带的瞬时功率的平方根，并且当累积值的和变成2的幂乘±δ时（δ是十分小的预定值），所述比值计算部通过使相应的累积值除以2的幂乘来计算所述相对比值。

12.根据权利要求9至11中的任何一项所述的信号处理电路，其中，

所述比值计算部在控制周期内执行对所述相对比值的计算，在所述控制周期中，存在所述IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

13.根据权利要求1至12中的任何一项所述的信号处理电路，进一步包括：

阈值更新部，所述阈值更新部针对每个控制周期来更新要在所述信号处理部中使用的所述阈值，在所述每个控制周期中，存在所述IQ基带信号的平均功率随时间波动的可能性。

14.一种通信装置，包括：

发射机，所述发射机包括：

根据权利要求1至13中的任何一项所述的信号处理电路；以及

功率放大电路，所述功率放大电路被配置在所述信号处理电路的后一级。

Claims

1.一种信号处理电路，所述信号处理电路用于减小要输入到功率放大电路的调制波信号的峰均功率比（在下面的权利要求书中称为“PAPR”），所述信号处理电路包括：

功率计算部，所述功率计算部计算所述调制波信号的IQ基带信号的瞬时功率；以及

信号处理部，所述信号处理部通过使用消减信号来限制所述IQ基带信号的幅度，从而使得所述瞬时功率的上限或下限、或者所述瞬时功率的上限和下限二者等于相应的预定阈值，所述消减信号能够根据所述IQ基带信号的各个频带的平均功率来消减所述IQ基带信号。

2.根据权利要求1所述的信号处理电路，其中，

所述信号处理部执行削波处理，所述削波处理从原始IQ基带信号中减去消减信号，以将所述IQ基带信号的瞬时功率抑制为等于第一阈值的瞬时功率，所述消减信号是通过使所述IQ基带信号相对于限定所述瞬时功率的上限的所述第一阈值的增量乘以预定的消减脉冲来获得的。

3.根据权利要求1所述的信号处理电路，其中，

4.根据权利要求2或3所述的信号处理电路，其中，

5.根据权利要求1至4中的任何一项所述的信号处理电路，进一步包括：

脉冲生成部，所述脉冲生成部通过使针对各个频带确定的基本脉冲分别乘以所述频带的平均功率的相对比值并且通过使所获得的结果相加来生成消减脉冲。

6.根据权利要求5所述的信号处理电路，其中

所述脉冲生成部包括：

7.根据权利要求6所述的信号处理电路，其中，

8.根据权利要求6或7所述的信号处理电路，其中，

9.根据权利要求6至8中的任何一项所述的信号处理电路，其中，

10.根据权利要求1至9中的任何一项所述的信号处理电路，进一步包括：

11.一种通信装置，包括：

发射机，所述发射机包括：

根据权利要求1至10中的任何一项所述的信号处理电路；以及