TWI511490B - 信號處理電路及具有該電路之通信裝置 - Google Patents

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Description

信號處理電路及具有該電路之通信裝置
本發明係有關於對IQ基頻信號進行藉由截波處理等所為之振幅限制的信號處理電路、及具有該電路之通信裝置。更具體而言，係關於用以更適當地對被輸入至無線發送機的功率放大電路中的IQ基頻信號所進行的振幅限制的振幅限制方法的改良。
在例如OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交分頻多工)方式或W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)方式般使用複數個載波來對發送信號進行調變的方式時，存在載波的相位疊合而成為具有較大峰值功率的信號的情形。
另一方面，功率放大器(power amplifier)雖然要求優異的線形性，但是若被輸入超出最大輸出的位準的信號時，則輸出會呈飽和而使非線性變形增大。
因此，若將較大峰值功率的信號輸入至非線性放大器時，會在輸出信號發生非線性變形，成為接收側的接收特性劣化或波段外幅射的原因。
為了針對峰值功率不使非線性變形增大，必須要有動態範圍較廣的功率放大器，但是若為了未頻繁出現的峰值功率而加寬放大器的動態範圍，則時間軸上波形的平均功率與短時間的峰值功率比(PAPR：Peak to Average Power Ratio)會變大，功率效率會變差。
因此，關於出現頻度較低之較大峰值功率的信號，比起直接輸入至放大器，在輸入前進行抑制乃較為合理。因此，為了抑制功率放大前的IQ基頻信號的峰值功率，已有對超過預定臨限值的峰值功率的IQ基頻信號，進行瞬間供予逆向振幅的截波處理者。
該截波處理係在時間軸上逆向施加脈衝狀信號的處理，因此變成與在頻軸上被施加寬波段的雜訊為相同。因此，若單純僅進行截波處理，則會有在波段外產生雜訊的問題。
於是，為了應付該波段外輻射的問題，已知有被稱為NS-CFR(Noise Shaping-Crest Factor Reduction)及PC-CFR(Peak Cancellation-Crest Factor Reduction)的峰值功率抑制電路。
其中，NS-CFR電路係以低通濾波器或FIR(Finite Impulse Response)濾波器等，對瞬時功率超過臨限值的IQ基頻信號的峰值成分(超過臨限值的超出量)進行濾波來作波段限制，並從原本的IQ基頻信號減去該波段限制後的峰值成分者(參照專利文獻1)。
此外，PC-CFR電路係預先設定用於即使作截波亦不會產生波段外輻射的抵消用脈衝(基本函數波形)，並從原本的IQ基頻信號減去對瞬時功率超過臨限值的IQ基頻信號的峰值成分(超過臨限值的超出量)乘上該抵消用脈衝 所求出的抵消信號者(參照專利文獻2及3)。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本專利第3954341號公報
專利文獻2：日本專利第3853509號公報
專利文獻3：日本專利公開第2004-135087號公報(第1圖~第6圖)
但是，在例如與多數行動電話通信的基地台裝置之情況，為了與遠方的行動電話機通信而在某波段將發送功率設定為較高，並為了與近鄰的行動電話通信而在其他波段將發送功率設定為較低，以使發送功率在每個波段中產生變化。
此時，被輸入至峰值功率抑制電路的IQ基頻信號的平均功率亦在每個波段中產生變化。
但是，上述習知的峰值功率抑制電路係假定全部波段下的IQ基頻信號的平均功率為一定而產生抵消信號，並從原本的IQ基頻信號減去該抵消信號而進行截波處理。
因此，習知的峰值功率抑制電路就平均功率為較低的波段而言，會有減去抵消信號造成SNR(Signal to Noise Ratio)降低超過所需而無法進行通信之虞。
本發明係鑑於該習知的問題點，目的在提供一種信號 處理電路，即使是平均功率在每個波段皆不同的IQ基頻信號，亦不會使SNR惡化，而可適當地限制振幅。
(1)本發明之信號處理電路係用以減低輸入至功率放大電路之調變波信號之PAPR的信號處理電路，其特徵為具備：功率算出部，其係算出前述調變波信號之IQ基頻信號的瞬時功率；及信號處理部，其係使用可將前述IQ基頻信號與其每個波段的平均功率對應抵消的抵消信號，以前述瞬時功率的上限或下限或該等兩者成為相當預定臨限值的方式限制前述IQ基頻信號的振幅。
藉由本發明之信號處理電路，上述信號處理部係使用可對應於各波段的IQ基頻信號的平均功率來抵消前述IQ基頻信號的抵消信號，來限制該1Q基頻信號的振幅，因此可防止各波段中的功率因抵消信號而發生超過所需的變動的情形。
因此，即使在平均功率在每個波段皆不同的IQ基頻信號的情形下，亦不會使SNR惡化，而可適當限制振幅。
(2)在本發明之信號處理電路中，前述信號處理部係可採用進行截波處理者，其係由原本的前述IQ基頻信號，減去對超過規定前述瞬時功率之上限的第1臨限值的前述IQ基頻信號的超出量乘上預定抵消用脈衝所得的前述抵消信號，而將該IQ基頻信號抑制成相當於前述第1臨限值之瞬時功率。
(3)此外，在本發明之信號處理電路中，前述信號處 理部進行提高處理，其係對原本的前述IQ基頻信號，加上對低於規定前述瞬時功率之下限的第2臨限值的前述IQ基頻信號的減少量乘上預定抵消用脈衝所得的前述抵消信號，而將該IQ基頻信號提高至相當於前述第2臨限值的瞬時功率。
(4)再者，在本發明之信號處理電路中，前述信號處理部亦可執行前述截波處理與前述提高處理兩者。
(5)在本發明之信號處理電路中，係必須另外具備脈衝生成部，其係當使用對超過或低於上述臨限值的超出量或減少量乘上抵消用脈衝所得的抵消信號時，對在每個前述波段所求出的基本脈衝分別乘上其每個波段的平均功率的相對比率而取總和，藉此生成前述抵消用脈衝。
(6)該脈衝生成部具體而言可由以下所構成：分別算出每個前述波段的前述相對比率的比率算出部；記憶每個前述波段的前述抵消波形的波形記憶部；及對所算出的前述相對比率分別乘上對應的前述抵消波形而取總和的乘加法部。
(7)在本發明之信號處理電路中，在前述信號處理部具有保持前述抵消用脈衝的脈衝保持部時，較佳為前述乘加法部係僅在所算出的前述相對比率發生變動時，執行使用該變動後之該相對比率的乘算及總和，且將結果所生成的前述抵消用脈衝輸出至前述脈衝保持部。
此時，只要相對比率未發生變動，乘加法器即未執行 乘算及總和，脈衝保持部維持以前的抵消用脈衝。因此，與愚直地每次生成抵消用脈衝的情形相比，可減低電路的運算負荷。
(8)但是，某波段的平均功率的相對比率係可以預定取樣周期來累加該波段的瞬時功率的平方根，以各波段的累加值的總和除以該累加值來進行算出，但是為了即時正確處理包含該除算的運算，必須取得較大的有效位數，電路規模會變大。
另一方面，在數位信號處理中係以2進位來執行運算處理，因此若以2的冪次方來進行除算，僅有小數點的位置發生變化，在實質上並沒有必要進行除算。
因此，在本發明之信號處理電路中，前述比率算出部較佳為累加每個前述波段之瞬時功率的平方根，若該累加值的總和為2的冪次方±δ(δ為充分小的預定值)時，將前述累加值除以該2的冪次方，藉此算出前述相對比率。
此時，僅使各累加值的小數點位置改變，即可算出相對比率，因此即使未增大電路規模，亦可正確且迅速地算出相對比率。
(9)此外，在本發明之信號處理電路中，前述比率算出部較佳為在前述IQ基頻信號的平均功率有時間上發生變動的可能性的控制周期內，執行前述相對比率的算出。
其理由在於：若在上述控制周期內執行相對比率的算出，可在IQ基頻信號的平均功率不太發生變動的安定狀態下算出相對比率，而可得正確的相對比率之故。
(10)另一方面，例如若為與多數行動電話進行通信的基地台裝置的情形下，會有與現狀的通話量對應而發送電力在每個時段而大幅變動的情形。
但是，在習知的峰值電力抑制電路中，由於檢測IQ基頻信號的瞬時電力的峰值的臨限值為固定值，因此與最大通話量對應而僅在發送電力較大的時段進行動作。因此，在習知的峰值電力抑制電路中，由於通話量較少，因此會有在IQ基頻信號的平均電力較小的時段中並未進行動作，而無法提升電力放大器的電力效率的情形。
因此，本發明之信號處理電路較佳為另外具備臨限值更新部，其係將在前述信號處理部中所使用的前述臨限值，在每個前述IQ基頻信號的平均電力有時間上發生變動的可能性的控制周期進行更新。
此時，上述臨限值更新部係在每個上述控制周期來更新在信號處理部中所使用的臨限值，因此即使在例如IQ基頻信號的平均電力為較小的時段中，亦可確實進行瞬時電力的抑制。
更具體而言，若將本發明之信號處理電路使用在LTE(Long Term Evolution)方式的發送機時，係採用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)的符號周期來作為前述控制周期即可，若使用在W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)方式的發送機時，則採用閉合迴路發送功率控制的控制周期來作為前述控制周期即可。
其理由在於：在LTE中，OFDM的符號周期為發送功率可大幅變動的最小時間單位之故，在W-CDMA中，閉合迴路發送功率控制的控制周期為發送功率可大幅變動的最小時間單位之故。
(11)本發明之通信裝置係具有一發送機，該發送機搭載有本發明之信號處理電路、及配置在其後段的前述功率放大電路，達成與本發明之信號處理電路相同的作用效果。
如上所述，根據本發明，因為作成利用可與IQ基頻信號之波段中每個波段的平均功率對應地進行抵消的抵消信號來限制IQ基頻信號的振幅，即使是平均功率在每個波段中皆不同的IQ基頻信號，亦可在不使SNR惡化之情況下，適當地限制振幅。
以下一面參照圖式，一面說明本發明之實施形態。
〔第1實施形態〕 〔無線通信系統〕
第1圖係適用本發明之第1實施形態之無線通信系統的全體構成圖。
如第1圖所示，本實施形態之無線通信系統係由基地 台裝置(BS：Base Station)1、以及在該裝置1的單元(cell)內與該裝置1進行無線通信的複數個移動終端機(MS：Mobile Station)2所構成。
本無線通信系統係採用OFDM方式作為基地台裝置1與移動終端機2之間的調變方式。此方式係使發送資料載置於多數個的載波(副載波)的多載波數位調變方式，且因各個副載波彼此正交，所以具有在頻軸發生重疊般資料稠密地排列的優點。
此外，本實施形態之無線通信系統係由適用LTE(Long Term Evolution)方式的行動電話用系統所構成，在各基地台裝置1與移動終端機2之間進行依據LTE方式的通信。
在根據該LTE方式的基地台裝置1中，可例如以5MHz為單位來設定下行訊框的波段，在對單元內的各移動終端機2傳送下行信號時，可在每個該波段變更發送功率。
第1圖所示之實例係例示基地台裝置1以2種波段B1、B2來傳送下行訊框的情形，頻率較小的第1波段B1的發送功率被設定為較大，頻率較大的第2波段B2的發送功率被設定為較小。
因此，如第1圖虛線所示，發送功率較大的第1波段B1的下行信號所到達的通信區域A1係比發送功率較小的第2波段B2的下行信號所到達的通信區域A2更遠且範圍較大。
在上述通信區域A1、A2互相重疊的區域內，因為移 動終端機2在第1及第2波段B1、B2兩者均可通信，即使在通話量較多的情形下，亦可確實地進行移動終端機2的通信。
此外，可應用本發明的無線通信系統並不限於LTE方式，亦可為W-CDMA方式，以下係假定本發明應用在LTE方式的基地台裝置1的情形來進行說明。
〔LTE的下行訊框〕
第7圖係顯示LTE的下行訊框的構造圖。圖中，縱軸方向係表示頻率，橫軸方向係表示時間。
如第7圖所示，構成下行(DL)訊框的合計10個子訊框(subframe # 0~# 9)係各包含2個時槽(slot # 0與slot # 1)，1個時槽係由7個OFDM符號所構成(Normal Cyclic Prefix的情形)。
此外，在圖中，是資料傳送之基本單位的資源區塊(RB：Resource Block)係在頻軸方向定為12個副載波，在時間軸方向定為7個OFDM符號(1個時槽)。
因此，因為在DL訊框的頻寬例如設定為5MHz時係配列有300個副載波，所以資源區塊係在頻軸方向配置25個。
此外，1個子訊框的發送時間為1ms，在本實施形態中，構成1個子訊框的2個時槽各包含7個OFDM符號，因此1個OFDM符號的發送周期(符號周期)為1/14ms(=約0.071ms)。
如第7圖所示，各子訊框的前頭分配有控制通道，該控制通道用於供基地台裝置1對移動終端機2傳送下行通信所需的資訊。
該控制通道係存有DL控制資訊、該子訊框的資源分配資訊、混合式自動重送請求(HARQ：Hybrid Automatic Report Request)所致之接收成功通知(ACK：Acknowledgement)、或接收失敗通知(NACK：Negative Acknowledgement)等。
在第7圖所示之DL訊框中，PBCH(Physical Broadcast Channel)係一種多數定址(multiple addressing)通道，該多數定址通道係用於藉由廣播發送將系統的波段寬度等通知給終端機裝置，在第0個(＃0)及第6個(＃5)子訊框係分配有是用以識別基地台裝置1或單元的信號的第1同步信號(P-SCH：Primary Synchronization CHannel)及第2同步信號(S-SCH：Secondary Synchronization CHannel)。
此外，未分配有上述各通道的其他區域(第7圖中沒有影線的區域)的資源區塊係使用作為DL共有通信通道(PDSCH：Physical Downlink Shared CHannel)，用於儲存使用者資料等。
關於被儲存在上述PDSCH的使用者資料的分配係利用分配在各子訊框前頭的上述控制通道內的資源分配資訊來規定，移動終端機2可藉由該資源分配資訊來判斷與自己對應的資料是否已儲存在子訊框內。
[發送機的構成]
第2圖係顯示基地台裝置1的OFDM送訊機3的主要部位的功能方塊圖。
該送訊機3係具備發送用處理器4與功率放大電路5，發送用處理器4係藉由例如在內部具有1個或複數個記憶體或CPU的FPGA(Field Programmable Gate Array)所構成。
上述FPGA係可在處理器出貨時或基地台裝置1製造時等，預先設定(configuration)各種邏輯電路的構成資訊，藉由經過該設定作業，構成有第2圖所示之各功能部6~10。
亦即，本實施形態之發送用處理器4係由左依序包含：S/P轉換部6、映射部7、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：逆高速傅立葉轉換)部8、信號處理部9及正交調變部10。
被輸入至發送用處理器4的串列信號列係在S/P(串列並列)轉換部6中被轉換成複數個信號列，經轉換後的各並列信號列係在映射部7中，被轉換成由預定振幅與相位的組合所構成的複數個副載波信號f1、f2、...fn。
該各副載波信號f1、f2、...fn係藉由IFFT部8而被轉換成在時間軸上彼此呈正交的基頻信號的I信號及Q信號。
本實施形態係假想基地台裝置1以2種波段B1、B2來傳送下行信號的情形，如第2圖所示，副載波在第1波段B1的第1信號I1、Q1以及副載波在第2波段B2的第2 信號I2、Q2係被從IFFT部8輸出。
該第1信號I1、Q1與第2信號I2、Q2被輸入至後段的信號處理部(本實施形態的信號處理電路)9，且在該處理部9中被施行預定的信號處理。
信號處理後的IQ信號(Iout，Qout)係在正交調變部10中被正交調變而成為調變波信號，該調變波信號係被輸入至後段的功率放大電路5。
此外，本實施形態之信號處理電路9係以是第1信號I1、Q1與第2信號I2、Q2在時間軸上的合成信號的IQ基頻信號的瞬時功率P不會大於預定臨限值Pth的方式而將該IQ基頻信號進行截波處理者，此點於後詳述。
功率放大電路5係包含D/A轉換電路、增頻器以及功率放大器，該D/A轉換電路係將輸入自正交調變部10的調變波信號轉換成類比信號，該增頻器係將轉換後的類比信號增頻(up convert)成RF頻率，該功率放大器係將該類比信號的功率放大，且放大後的RF信號係從天線被送出至外部。
本實施形態之功率放大電路5可為功率放大器的汲極電壓(drain voltage)一定的固定電壓方式，若由達成高頻放大器之高效率化的觀點來看，較佳為採用ET(Envelope Tracking)方式。
該ET方式的功率放大電路5係從輸入至功率放大器的調變波信號中抽出振幅資訊(波封)，將與該振幅資訊對 應的汲極電壓施加至功率放大器，藉此使功率放大器在接近大致飽和的狀態下進行動作者，藉此可減低固定電壓情形下動作時所發生的功率損失，可實現功率放大器的高效率化。
〔信號處理電路的構成〕
第3圖係本發明之第1實施形態之信號處理電路9的功能方塊圖。
此外，以下將第1信號I1、Q1與第2信號I2、Q2的合成信號簡單稱為「IQ基頻信號」或「IQ信號」。
此外，以P1作為第1信號I1、Q1的瞬時功率，以P2作為第2信號I2、Q2的瞬時功率，以P(=P1+P2)作為IQ基頻信號的瞬時功率。
如第3圖所示，本實施形態之信號處理電路9係包含有功率算出部13~15、脈衝生成部16、信號處理部17、以及延遲部18、19。
此外，功率算出部13係算出由IQ基頻信號的I成分(=I1+I2)與Q成分(=Q1+Q2)的平方和所構成的瞬時功率P。
此外，功率算出部14係算出由第1信號I1、Q1中的I成分(11)與Q成分(Q1)的平方和所構成的第1信號I1、Q1的瞬時功率P1(=I12 +Q12 )，功率算出部15係算出由第2信號I2、Q2的I成分(I2)與Q成分(Q2)的平方和所構成的第2信號I2、Q2的瞬時功率P2(=I22 + Q22 )。
本實施形態之信號處理部17係由PC-CFR電路所構成，該PC-CFR電路係當IQ基頻信號的瞬時功率P超過預定的臨限值Pth時，藉由從原本的IQ基頻信號減去對超過該臨限值Pth的超出量△I、△Q乘上預定的抵消用脈衝S所得的抵消信號Ic、Qc，以進行將IQ基頻信號抑制為相當臨限值Pth之瞬時功率P的截波處理。
具體而言，該信號處理部17係包含：差分率算出部20、比較部21、脈衝保持部22、及加減法器23、24。
差分率算出部20係使用功率算出部13所算出的瞬時功率P、及預先設定的預定臨限值Pth，算出相對瞬時功率P之臨限值Pth的超出量率(1-SQRT(Pth/P))，將該超出量率{1-SQRT(Pth/P)}透過乘法器而與IQ基頻信號的各成分(I，Q)作乘算。
因此，IQ基頻信號之超過臨限值Pth的超出量△I、△Q係根據下列數式而算出。此外，此時，SQRT(‧)係取括弧內之變數的平方根的函數(以下相同)。
△I={1-SQRT(Pth/P)}×I
△Q={1-SQRT(Pth/P)}×Q
比較部21係將在功率算出部13所算出的瞬時功率P與臨限值Pth作比較，若瞬時功率P大於臨限值Pth時，即對脈衝保持部22發出抵消用脈衝S的輸出指令。
脈衝保持部22係具有暫時保持後述的脈衝生成部16 所輸出的抵消用脈衝S之由雙埠RAM等所構成的記憶體，當由比較部21接收到指令時，將在該時點所保持的抵消用脈衝S乘上上述超出量△I、△Q來算出抵消信號Ic、Qc。
此外，脈衝保持部22係在未由比較部21接收到指令時，即對上述超出量AI、△Q乘上零。
因此，關於瞬時功率P超過臨限值Pth的IQ基頻信號，根據下列數式所算出的抵消信號Ic、Qc係被輸入至加減法器23、24。
Ic=△I×S={1-SQRT(Pth/P)}×I×S
Qc=△Q×S={1-SQRT(Pth/P)}×Q×S
位於加減法器23、24之前段的延遲部18、19係使IQ基頻信號延遲功率算出部13或信號處理部17中的運算處理時間。此外，加減法器23、24係分別由所延遲的IQ信號的各成分I、Q中減去抵消信號Ic、Qc，而輸出是信號處理後之IQ信號的Iout、Qout。
藉由該減算，瞬時功率P超過臨限值Pth的IQ基頻信號被修正為相當於臨限值Pth的瞬時功率的信號。此外，瞬時功率P為臨限值Pth以下的IQ基頻信號則不進行修正而直接輸出。
第6圖係顯示進行上述截波處理時之IQ基頻信號與臨限值Pth的關係的IQ平面座標圖。
如該第6圖所示，藉由本實施形態之信號處理電路9所進行之信號處理係對IQ基頻信號的瞬時功率P的外周側 進行截波的截波處理。因此，由於功率放大電路5的功率放大器的PAPR降低，所以功率放大器的功率效率會提升。
〔脈衝生成部的構成〕
第4圖係脈衝生成部16的功能方塊圖。
該脈衝生成部16係對第1及第2波段B1、B2中每個波段所預先求出的合成脈衝S1、S2，分別乘上該波段B1、B2中每個波段的平均功率的相對比率C1、C2並取總和，藉此生成前述抵消用脈衝S，該脈衝生成部16具有比率算出部26、波形記憶部27、及乘加法部28。
其中，波形記憶部27係由記憶波段B1、B2中每個波段的基本脈衝S1、S2的記憶體等記憶裝置所構成。此外，在第4圖中係將各基本脈衝S1、S2之兩者預先記憶在波形記憶部27，但是亦可僅將任一個基本脈衝S1(or S2)記憶在波形記憶部27，並在各頻率f1、f2對基本波形進行頻率轉換而生成另一個基本脈衝S2(or S1)。
與專利文獻3(日本特開2004-135078號公報)的情形相同，該基本脈衝S1、S2係將在下行信號的發送所使用的波段B1、B2中的複數個(例如設為N個)載波之振幅設為1/N並將相位設為0之脈衝，且該基本脈衝係由輸入至前述IFFT部8而取得的Sinc波形所構成者。此時，在IFFT部8的輸出係僅出現實部I，虛部Q則為零。
如此一來，第1及第2波段B1、B2用的各基本脈衝S1、S2之波形係對在波段B1、B2中各個波段的複數個副 載波，利用IFFT部8以與發送信號的情形相同地進行逆傅立葉轉換而取得的實部1的波形(Sinc波形)。
因此，基本脈衝S1、S2的波段係與第1及第2波段B1、B2一致，即使對IQ信號使用對超過臨限值Pth的IQ信號的超出量乘上基本脈衝S1、S2的抵消信號來進行截波，亦不會產生波段B1、B2之外的多餘頻率成分。
在比率算出部26係個別地輸入有功率算出部14所算出的第1信號I1、Q1的瞬時功率P1、及功率算出部15所算出的第2信號I2、Q2的瞬時功率P2。比率算出部26係使用該等瞬時功率P1、P2，根據下式算出波段B1、B2中每個波段的平均功率的相對比率C1、C2。
上述相對比率C1、C2的算出式係以預定的取樣周期累加波段B1、B2中每個波段的瞬時功率P1、P2的平方根、，並藉由將該累加值、除以波段B1、B2中各波段之累加值的總和而求出者。
若要即時且正確地處理包含上述累加值的除法運算，則必須取得較大的有效位數，而使電路規模變大，但是若累加值的總和為2的冪次方時，則僅小數點的位置會變化而不需要實質上進行除算。
於是，在使用上述算出式來算出相對比率C1、C2時，若累加值的總和與2的冪次方一致、或者為實 質上可視做同值的逼近值，則較佳為將各累加值、除以2的冪次方來算出相對比率C1、C2。
第5圖係顯示比率算出部26所執行的上述運算邏輯的流程圖。
如第5圖所示，比率算出部26係先將累加值Sum1、Sum2分別初始化為零(步驟ST1)。
接著，比率算出部26係在每個取樣周期，在累加值Sum1、Sum2加上瞬時功率P1、P2的平方根、，並且求出該等的總和T(=Sum1+Sum2)(步驟ST2)。
此外，比率算出部26係判定上述累加值Sum1、Sum2的總和T是否在2的冪次方±δ(δ為充分小的預定值)的範圍(步驟ST3)，該判定結果若為否定，則返回至步驟ST2且反覆累加。
再者，比率算出部26係若上述判定結果為肯定時，忽略δ而視做累加值的總和為該2的冪次方，並將各累加值Sum1、Sum2除以該2的冪次方，藉此算出相對比率C1、C2(步驟ST4)。
此時，由於僅使各累加值Sum1、Sum2的小數點的位置改變，即可算出相對比率C1、C2，因此即使不使電路規模增大，亦可正確且迅速地算出相對比率C1、C2。
例如，假設Sum1=343、Sum2=681(均為10進位)，則Sum1=343(以2進位表示為「0101010111」)
Sum2=681(以2進位表示為「1010101001」)
T=1024(以2進位表示為「1000000000」)。
此時，若使用其來算出相對比率C1、C2，即成為：C1=343/1024=0.0101010111
C2=681/1024=0.1010101001
C1+C2=1.0000000000
各累加值Sum1、Sum2的小數點以下的0與1的順序並未改變，因此僅使該小數點的位置改變，即可算出相對比率C1、C2。
返回至第4圖，比率算出部26係取得發送功率可大幅變動之是最小時間單位的OFDM符號的符號周期作為控制周期，並在該符號周期內，執行上述相對比率C1、C2的算出。
如此一來，可在IQ基頻信號的平均功率不太會變動的穩定狀態下算出相對比率C1、C2，因此具有可取得正確的相對比率C1、C2的效果。
但是，在LTE中，資源區塊(參照第7圖)為使用者分配的最小單位，因此亦可採用是該資源區塊之送訊周期的7OFDM符號(1時槽)作為算出相對比率C1、C2時的控制周期。
乘加法部28係包含：2個乘法器29、30及1個加法器31。此外，乘法器29係對與第1波段B1對應的相對比率C1乘以該波段B1用的基本脈衝S1，乘法器30係對與第2波段B2對應的相對比率C2乘以該波段B2用的基本脈衝C2。
此外，加法器31係加上各乘法器29、30的乘算結果而生成抵消用脈衝S，且將該脈衝S輸出至信號處理部17的脈衝保持部22。亦即，乘加法器16係根據下式而生成抵消用脈衝S。
S=C1×S1+C2×S2
本實施形態之乘加法部28係將在比率算出部26所算出的相對比率C1、C2與預定的臨限值作比較來判定其變動，僅在變動成相對比率C1、C2超過臨限值的程度的情形下，執行使用該變動後的相對比率C1、C2的乘算及總和，將其結果所生成的抵消用脈衝S輸出至脈衝保持部22。
因此，只要相對比率C1、C2在一定程度下不會變動，乘加法器28不會執行乘算及總和，而脈衝保持部22維持之前的抵消用脈衝S。因此，與在愚直地每次生成抵消用脈衝S的情形相比，可減低電路的運算負荷。
[第1實施形態之效果]
上述抵消用脈衝S係形成為將對與第1波段B1對應的第1信號I1、Q1的平均電力的相對比率C1乘以該波段B1用的基本脈衝S1者、及對與第2波段B2對應的第2信號I2、Q2的平均電力的相對比率C2乘以該波段B2用的基本脈衝S2者進行加算的合成脈衝。
因此，即使從原本的IQ基頻信號減去將上述抵消用脈衝S乘以超出量ΔI、ΔQ所得的抵消信號IC、Qc，IQ基頻信號的振幅亦與第1及第2波段B1、B2中每個波段的平均功率對應地被抵消。
因此，根據本實施形態之信號處理電路9，第1及第2波段B1、B2中的功率不會有因抵消信號Ic、Qc的減算而降低所需以上的情形，即使是平均功率在波段B1、B2中每個波段皆不同的IQ基頻信號的情形下，亦不會使SNR惡化，而可適當進行截波處理。
〔第2實施形態〕
第8圖係第2實施形態之信號處理電路9的功能方塊圖。
如第8圖所示，本實施形態之信號處理電路9(第8圖)與第1實施形態之信號處理電路9(第3圖)不同之處在於另外具備有平均算出部33與臨限值更新部34。
以下，與第1實施形態共同的構成及功能在圖示中標記相同元件符號並省略說明，針對與第1實施形態的不同之處作重點說明。
平均算出部33係取得發送功率可大幅變動之是最小時間單位的OFDM符號的符號周期作為算出IQ基頻信號的平均功率Pave的控制周期。
亦即，平均算出部33係藉由從功率算出部13取得IQ基頻信號的瞬時功率P，並將該瞬時功率P在上述符號周期內平均化，以算出每個符號周期的IQ基頻信號的平均功率Pave，且將其輸出至臨限值更新部34。
臨限值更新部34係採用對從平均算出部33所取得的每個符號周期的平均功率Pave乘上預定倍率所得的值作為該符號周期中的臨限值Pth。例如，若將IQ基頻信號的峰值功率Ppeak與平均功率Pave的比率集中在6dB時，上述預定倍率係成為2倍。
臨限值更新部34係如上所述在每個符號周期算出臨限值Pth而動態更新該臨限值Pth，而將該更新後的臨限值Pth被輸出至差分率算出部20與比較部21。
接著，比較部21係使用由臨限值更新部34所取得的臨限值Pth，判定功率算出部18所算出的瞬時功率P的大小，當瞬時功率P超過更新後的臨限值Pth時，即對脈衝保持部22發出抵消用脈衝S的輸出指令。
第9圖係顯示IQ基頻信號的瞬時功率P與逐次更新的臨限值Pth的時間變化的曲線圖。
如第9圖所示，在本實施形態中，信號處理電路9中的截波處理所使用的臨限值Pth係根據在每個符號周期(1/14ms)所算出的平均功率Pave而被逐次算出，且在每個該符號周期更新。
因此，即使例如IQ基頻信號的平均功率Pave與移動終端機2之通話量的變動對應地產生變動，亦會因信號處理電路9經常進行截波處理，使得可有效確保因PAPR的減低所造成的功率放大器的功率效率的提升。
此外，根據本實施形態之信號處理電路9，由於採用 送訊功率可變動之是最小時間單位的OFDM的符號周期作為更新臨限值Pth的控制周期，因此亦有可正確且迅速地更新臨限值Pth的優點。
但是，與第1實施形態的情形同樣地，在LTE中，資源區塊(參照第7圖)為使用者分配的最小單位，因此亦可採用是該資源區塊之送訊周期的7OFDM符號(1時槽)作為更新臨限值Pth的控制周期。
〔第3實施形態〕
第10圖係本發明之第3實施形態之無線通信系統的全體構成圖。
如第10圖所示，在本實施形態之無線通信系統中，在基地台裝置1透過CPRI(Common Public Radio Interface)連接有RRH(Remote Radio Head)36，並在該RRH36設有第11圖所示之第3實施形態之信號處理電路9與前述功率放大電路5。
此外，在本實施形態中，基地台裝置1係將用以在與RRH36之間確立同步的同步信號38，透過光纖而送出至RRH36，該同步信號38係由與OFDM的符號周期同步的1ms周期的時脈信號所構成。
如第11圖所示，在本實施形態之信號處理電路9中係設有被輸入有上述同步信號38的周期生成部37。
該周期生成部37係根據從屬於外部裝置的基地台裝置1所取得的同步信號38生成符號周期，將所生成的符號 周期輸出至脈衝生成部16與平均算出部33。此外，由於其他構成與第2實施形態(第8圖)的信號處理電路9相同，因此在第11圖中標記與第8圖相同的元件符號，且省略詳細說明。
如上所述，在本實施形態中，係由基地台裝置1取得與符號周期同步的同步信號38，根據該同步信號38來生成符號周期，因此在RRH36亦可搭載本發明之信號處理電路9。
〔信號處理部的變形例1(提高處理)］
在前述第1~第3實施形態之信號處理電路9(第3圖、第8圖及第11圖)中，信號處理部17係進行將大於規定瞬時功率P的上限的截波用的臨限值(第1臨限值)Pth的IQ基頻信號，抑制為相當於該臨限值Pth的瞬時功率P的「截波處理」，但是亦可與該處理相反地，進行將瞬時功率P小於預定第2臨限值Pth’(<Pth)的IQ基頻信號，提高成相當於該臨限值Pth’的瞬時功率P的處理(以下稱之為「提高處理」)者。
進行該「提高處理」的信號處理部17係使前述差分率算出部20與比較部21的動作與截波處理的情形反轉，藉此可使用與第1~第3實施形態之情形(第3圖、第8圖及第11圖)相同的電路構成來進行安裝。
以下，以第3圖為例，針對進行上述「提高處理」的信號處理部17的動作進行說明。
亦即，在該情形的信號處理部17中，差分率算出部20係使用功率算出部13所算出的瞬時功率P、及預先設定的提高用的第2臨限值Pth’，算出對瞬時功率P的第2臨限值Pth’的減少量率{SQRT(Pth’/P)-1}，並透過乘法器對IQ基頻信號的各成分(1，Q)乘上該減少量率{SQRT(Pth’/P)-1}。
因此，低於IQ基頻信號的臨限值Pth’的減少量△I’、△Q’係根據下列數式算出。
△I’={SQRT(Pth’/P)-1}×1
△Q’={SQRT(Pth’/P)-1}×Q
比較部21係將在功率算出部13所算出的瞬時功率P與第2臨限值Pth’作比較，若瞬時功率P小於第2臨限值Pth’，則對脈衝保持部22發出抵消用脈衝S的輸出指令。
脈衝保持部22係在從比較部21接收到上述輸出指令時，即對上述減少量△I’、△Q’乘上所保持的抵消用脈衝S，而個別地算出抵消信號Ic’、Qc’。
此外，若脈衝保持部22未從比較部21接收到指令時，則在上述減少量△I’、△Q’乘上零。
因此，對於瞬時功率P低於第2臨限值Pth’的IQ基頻信號，根據下列數式所算出的抵消信號Ic’、Qc’被輸入至加減法器23、24。
Ic’=△I’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×I×S
Qc’=△Q’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×Q×S
位於加減法器23、24的前段的延遲部18、19係使IQ基頻信號延遲功率算出部13或信號處理部17中的運算處理的時間。此外，加減法器23、24係在所延遲的IQ信號的各成分I、Q分別加上抵消信號Ic’、Qc’，輸出是信號處理後之IQ信號的Iout、Qout。
藉由該加算，瞬時功率P低於第2臨限值Pth’的IQ基頻信號被修正為相當於第2臨限值Pth’的瞬時功率的信號。此外，瞬時功率P為臨限值Pth’以上的IQ基頻信號則不進行修正而直接輸出。
此時，即使在原本的IQ基頻信號加上對減少量△I’、△Q’乘上前述抵消用脈衝S的抵消信號Ic’、Qc’，IQ基頻信號的振幅亦會被與在第1及第2波段B1、B2中每個波段中的平均功率對應地抵消。
因此，若為進行提高處理的信號處理電路9，亦不會有第1及第2波段B1、B2中的功率因抵消信號Ic’、Qc’的加算而增加所需以上的情形，即使是平均功率在每個波段B1、B2中每個波段皆不同的IQ基頻信號的情形，亦不會使SNR惡化，而可適當進行提高處理。
第12圖係顯示進行上述提高處理時的IQ基頻信號與第2臨限值Pth’的關係的IQ平面的座標圖。
如該第12圖所示，藉由本實施形態之信號處理電路9所進行之提高處理係與習知的對IQ基頻信號之瞬時功率P之外周側進行截波的截波處理相反，為對該瞬時功率P的 內側進行截波而為如挖空的處理。在如上所示提高瞬時功率P的「提高處理」的情形下輸入至功率放大電路5的調變波信號的PAPR亦會降低，因此功率放大器的功率效率會提升。
另一方面，在第2實施形態(第8圖)的信號處理電路9中，亦可由信號處理部17進行提高處理。
此時，臨限值更新部34係採用對由平均算出部33所取得的每個符號周期的平均功率Pave乘上預定倍率的值，作為該符號周期中的提高用的臨限值Pth’。例如，若將IQ基頻信號的平均功率Pave與波谷功率(逆峰值功率)Pvalley的比率集中在6dB時，上述預定倍率係成為1/2倍。
臨限值更新部34係如上所示在每個符號周期算出提高用的臨限值Pth’而將該臨限值Pth’作動態更新，並將該更新後的臨限值Pth’輸出至差分率算出部20與比較部21。
接著，比較部21係使用由臨限值更新部34所取得的臨限值Pth’，判定功率算出部P所算出的瞬時功率P的大小，若瞬時功率P小於更新後的臨限值Pth’時，即發出前述輸出指令。
第13圖係顯示IQ基頻信號的瞬時功率P與逐次更新的第2臨限值Pth’的時間上的變化的曲線圖。
如第13圖所示，此時，信號處理電路9中的提高處理所使用的臨限值Pth’係根據在每個符號周期(1/14ms)所 算出的平均功率Pave而被逐次算出，並在每個該符號周期更新。
因此，在第3實施形態之信號處理電路9進行提高處理時，亦可達成與截波處理的情形相同的作用效果。
亦即，即使例如IQ基頻信號的平均功率Pave與移動終端機2之通話量的變動對應地產生變動，亦會因信號處理電路9經常進行提高處理，使得可有效確保因PAPR的減低所造成之功率放大器的功率效率的提升。
此外，關於具有以來自基地台裝置1的同步信號38來生成符號周期的周期生成部37的第3實施形態(第11圖)的信號處理電路9，亦可採用進行上述「提高處理」的信號處理部17，此時亦可與第3實施形態的情形同樣地裝載在RRH36。
〔信號處理部的變形例2(雙方處理)］
此外，在前述第1~第3實施形態之信號處理電路9(第3圖、第8圖及第11圖)中，信號處理部17亦可對IQ基頻信號進行截波處理與提高處理兩者。
此時，差分率算出部20使用截波處理用的第1臨限值Pth與提高處理用的第2臨限值Pth’的2個臨限值，算出各臨限值Pth、Pth’的瞬時功率P的超出量率{1-SQRT(Pth’/P)}與減少量率{SQRT(Pth’/P)-1}兩者。
此外，差分率算出部20對上述各率分別透過乘法器來乘上IQ基頻信號的各成分(I、Q)，而算出前述超出量△I、 △Q與前述減少量△I’、△Q’。
接著，比較部21係將在功率算出部13所算出的瞬時功率P與第1及第2臨限值Pth、Pth’作比較，在瞬時功率P大於第1臨限值Pth的情形、與小於第2臨限值Pth’的情形，對脈衝保持部22發出抵消用脈衝S的輸出指令。
脈衝保持部22係在從比較部21接收到上述輸出指令時，對上述超出量△I、△Q或減少量△I’、△Q’乘上所保持的抵消用脈衝S，而算出截波用的抵消信號Ic、Qc或提高用的抵消信號Ic’、Qc’。
此外，脈衝保持部22係在未從比較部21接收到指令時，對上述超出量△I、△Q或減少量△I’、△Q’乘上零。
因此，在瞬時功率P超過第1臨限值Pth的IQ基頻信號的情形下，以下列數式所算出的抵消信號Ic、Qc被輸入至加減法器23、24，瞬時功率P低於第2臨限值Pth’的IQ基頻信號則係以下列數式所算出的抵消信號Ic’、Qc’被輸入至加減法器23、24。
Ic=△I×S={1-SQRT(Pth/P)}×I×S
Qc=△Q×S={1-SQRT(Pth/P)}×Q×S
Ic’=△I’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×I×S
Qc’=△Q’×S={SQRT(Pth’/P)-1}×Q×S
加減法器23、24係對所延遲的IQ信號的各成分I、Q分別減去上述抵消信號Ic、Qc，或者分別加上上述抵消信號Ic’、Qc’，而輸出是信號處理後之IQ信號的Iout、Qout。
藉由該減算或加算，瞬時功率P超過第1臨限值Pth的IQ基頻信號被修正為相當於該第1臨限值Pth的瞬時功率的信號，且瞬時功率P低於第2臨限值Pth’的IQ基頻信號則係被修正為相當於該第2臨限值Pth’的瞬時功率的信號。
第14圖係顯示進行截波與提高之兩者處理時的IQ基頻信號與第1及第2臨限值Pth、Pth’的關係的IQ平面的座標圖。
如該第14圖所示，在進行截波處理與提高處理兩者時，IQ基頻信號的瞬時功率P的外周側被截波，而且該瞬時功率P的內側被挖空，因此與僅進行其中任一者處理的情形相比，可使輸入至功率放大電路5的調變波信號的PAPR更加降低。
〔基本脈衝的變化〕
第15圖係顯示基本脈衝S1、S2的變化的時間區域的曲線圖，在第15圖中，(a)為Sinc波形、(b)為契比雪夫(Chebyshev)波形、(c)為泰勒(Taylor)波形。
該等波形全部在數學上可利用下列數式(1)表示，若為Sinc波形，則an =nπ。
若為Sinc之情形，則an =nπ
在此，若將包含絕對值的最大值且振幅值為零的區間 (第15圖以影線所示的區間)稱為主波瓣區間，若為Sinc波形，則會因旁波瓣的振幅變得較大，所以無法過於提升主波瓣區間的能量局部率。
相對於此，契比雪夫波形雖可藉由調整振幅值=0之x的解的數列an的值，以減小旁波瓣的振幅，但是此時振幅不會衰減。
因此，泰勒波形係藉由數列an之起始的數個點(例如a1與a2)的值使用契比雪夫波形之值，且之後的點的值使用Sinc波形之值，以達成旁波瓣的振幅抑制與衰減特性兩者。
因此，若將定義基本脈衝S1、S2的預定時間區間T中的全能量(振幅的平方)的主波瓣區間的能量局部率作比較，Sinc波形的情形為91%，契比雪夫波形的情形下為93%，泰勒波形的情形下為約95%，泰勒波形最為有利。
此外，上述預定的時間區間T係被記錄在記憶體上的波形的取樣時間，且為與上限數的取樣點對應的時間。例如，若為LTE，1符號周期(1/14ms)所包含的取樣數為2048，因此假設在時間區域進行4倍的超取樣(oversampling)時，定義基本脈衝S1、S2之波形所需取樣點的上限數為2048×4=8192個。
若以對主波瓣區間之預定時間區間T的能量局部率的數值範圍特定可在本發明中使用的基本脈衝S1、S2時，該能量局部率較佳為85%~99%。
其理由為當能量局部率為100%時，基本脈衝S1、S2成為脈衝(得耳他函數)，而變得無法適用在具有波段限制的本發明中，而若局部率未達85%時，脈衝形狀會過於鈍化而變得無法使用。
基於以上，本發明所使用的基本脈衝S1、S2的技術特徵列舉如下。
特徵1：基本脈衝S1、S2係可藉由預定的時間區間T(例如1符號周期)中的全能量(振幅的平方)的主波瓣區間的能量局部率為85%～99%的波形所構成。
特徵2：若以數學式表示基本脈衝S1、S2，則為在時間區域中具有對稱性之利用前述式(1)所表示的波形。
特徵3：更具體而言，基本脈衝S1、S2係由Sinc波形、契比雪夫波形或泰勒波形所構成。其中，Sinc波形係由將波段內的複數個載波之振幅設為相同且將相位設為零而作逆傅立葉轉換所得的實部(I信號)的波形所構成。
[其他變形例]
本次所揭示之實施形態為例示，並非為具限制性者。本發明之權利範圍係藉由申請專利範圍表示，包含與申請專利範圍的構成均等的範圍內的所有變更。
例如，上述實施形態係例示基地台裝置1使用2個波段B1、B2的情形，但是即使在使用3個以上的波段的情形下亦可構成本發明之信號處理電路9。
此外，本發明之信號處理電路9不僅可採用LTE方式，亦可採用依據W-CDMA方式的通信裝置。
該W-CDMA方式係藉由閉合迴路送訊功率控制來控制基地台裝置1的送訊功率，且該控制周期形為送訊控制的最小時間單位。具體而言，該控制周期係1無線訊框周期10ms的15分之1(=約0.667ms)。
因此，若將本發明之信號處理電路9使用在W-CDMA方式的送訊機時，若採用閉合迴路送訊功率控制的控制周期來作為相對比率C1、C2的算出或更新臨限值Pth、Pth’時的控制周期即可。
此外，上述實施形態係例示進行根據PC-CFR之截波處理的信號處理電路9，但是在進行根據NS-CFR的截波處理的信號處理電路9亦可適用本發明。
1‧‧‧基地台裝置
2‧‧‧移動終端機
3‧‧‧發送機
4‧‧‧發送用處理器
5‧‧‧功率放大電路
9‧‧‧信號處理部(信號處理電路)
13‧‧‧功率算出部
14‧‧‧功率算出部
15‧‧‧功率算出部
16‧‧‧脈衝生成部
17‧‧‧信號處理部
20‧‧‧差分率算出部
21‧‧‧比較部
22‧‧‧脈衝保持部
23、24‧‧‧加減法器
26‧‧‧比率算出部
27‧‧‧波形記憶部
28‧‧‧乘加法部
33‧‧‧平均算出部
34‧‧‧臨限值更新部
B1‧‧‧第1波段
B2‧‧‧第2波段
Pth‧‧‧第1臨限值(截波用)
Pth’‧‧‧第2臨限值(提高用)
AI‧‧‧超出量
△Q‧‧‧超出量
Ic‧‧‧抵消信號
Qc‧‧‧抵消信號
△I’‧‧‧減少量
△Q’‧‧‧減少量
Ic’‧‧‧抵消信號
Qc’．．．抵消信號
S．．．抵消用脈衝
S1．．．基本脈衝
S2．．．基本脈衝
C1．．．相對比率
C2．．．相對比率
第1圖係第1實施形態之無線通信系統的全體構成圖。
第2圖係顯示基地台裝置之OFDM送訊機之主要部位的功能方塊圖。
第3圖係第1實施形態之信號處理電路的功能方塊圖。
第4圖係脈衝生成部的功能方塊圖。
第5圖係顯示比率算出部所執行之運算邏輯的流程圖。
第6圖係顯示IQ基頻信號與臨限值的關係的IQ平面的座標圖。
第7圖係LTE的下行訊框的訊框構成圖。
第8圖係第2實施形態之信號處理電路的功能方塊圖。
第9圖係顯示IQ基頻信號的瞬時功率與逐次更新的臨限值的時間變化的曲線圖。
第10圖係第3實施形態之無線通信系統的全體構成圖。
第11圖係第3實施形態之信號處理電路的功能方塊圖。
第12圖係顯示進行提高處理時之IQ基頻信號與第2臨限值的關係的IQ平面的座標圖。
第13圖係顯示IQ基頻信號的瞬時功率與逐次更新的第2臨限值的時間變化的曲線圖。
第14圖係在進行截波與提高處理兩者之處理時的IQ基頻信號與第1及第2臨限值的關係的IQ平面的座標圖。
第15圖係顯示基本脈衝之變化的時間區域的曲線圖。
9‧‧‧信號處理部(信號處理電路)
13‧‧‧功率算出部
14‧‧‧功率算出部
15‧‧‧功率算出部
16‧‧‧脈衝生成部
17‧‧‧信號處理部
18、19‧‧‧延遲部
20‧‧‧差分率算出部
21‧‧‧比較部
22‧‧‧脈衝保持部
23、24‧‧‧加減法器

Claims (15)

  1. 一種信號處理電路，其係用以減低輸入至功率放大電路之調變波信號之峰值功率對平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio)的信號處理電路，其特徵為具備：功率算出部，其係算出前述調變波信號之IQ基頻信號的瞬時功率；及信號處理部，其係使用可對應於每個波段的前述IQ基頻信號的平均功率來抵消前述IQ基頻信號的抵消信號，以前述瞬時功率的上限或下限或該等兩者成為相當於預定臨限值的方式限制前述IQ基頻信號的振幅。
  2. 如申請專利範圍第1項之信號處理電路，其中前述IQ基頻信號係在不同的波段分別包含複數個副載波。
  3. 如申請專利範圍第1項之信號處理電路，其中前述信號處理部進行截波處理，其係由原本的前述IQ基頻信號，減去對前述IQ基頻信號超過規定前述瞬時功率之上限的第1臨限值的超出量乘上預定抵消用脈衝所得的前述抵消信號，而將該IQ基頻信號抑制成相當於前述第1臨限值之瞬時功率。
  4. 如申請專利範圍第1項之信號處理電路，其中前述信號處理部進行提高處理，其係對原本的前述IQ基頻信號，加上對前述IQ基頻信號少於規定前述瞬時功率之下限的第2臨限值的減少量乘上預定抵消用脈衝所得的前述抵 消信號，而將該IQ基頻信號提高至相當於前述第2臨限值的瞬時功率。
  5. 如申請專利範圍第3或4項之信號處理電路，其中前述信號處理部係可執行前述截波處理與前述提高處理兩者。
  6. 如申請專利範圍第3或4項之信號處理電路，其另外具備脈衝生成部，其係對在每個前述波段所求出的基本脈衝分別乘上其每個波段的平均功率的相對比率而取得總和，藉此生成前述抵消用脈衝。
  7. 如申請專利範圍第6項之信號處理電路，其中前述脈衝生成部係具有：分別算出每個前述波段的前述相對比率的比率算出部；記憶每個前述波段的前述基本脈衝的波形記憶部；及將所算出的前述相對比率分別乘上對應的前述基本脈衝而取得總和的乘加法部。
  8. 如申請專利範圍第7項之信號處理電路，其中前述信號處理部係具有保持前述抵消用脈衝的脈衝保持部，前述乘加法部係僅在所算出的前述相對比率發生變動時，執行使用該變動後之該相對比率的乘算及總和，且將結果所生成的前述抵消用脈衝輸出至前述脈衝保持部。
  9. 如申請專利範圍第7項之信號處理電路，其中前述比率算出部係累加每個前述波段之瞬時功率的平方根，若該累加值的總和為2的冪次方±δ(δ為充分小的預定值)時， 將前述累加值除以該2的冪次方，藉此算出前述相對比率。
  10. 如申請專利範圍第7項之信號處理電路，其中前述比率算出部係在前述IQ基頻信號的平均功率有時間上發生變動的可能性的控制周期內，執行前述相對比率的算出。
  11. 如申請專利範圍第3或4項之信號處理電路，其另外具備臨限值更新部，其係將在前述信號處理部中所使用的前述臨限值，在每個前述IQ基頻信號的平均功率有時間上發生變動的可能性的控制周期進行更新。
  12. 如申請專利範圍第6項之信號處理電路，其中前述基本脈衝具有波段內的頻率成分且主波瓣區間的能量局部率係由85~99%的波形所構成。
  13. 如申請專利範圍第6項之信號處理電路，其中前述基本脈衝係由數學上於時間區域以具有對稱性的下列數式(1)表示的波形所構成， 為Sinc之情況下，an =nπ。
  14. 如申請專利範圍第6項之信號處理電路，其中前述基本脈衝係由Sinc波形、契比雪夫波形或泰勒波形所構成。
  15. 一種通信裝置，其特徵為：具有一發送機，該發送機搭載有如申請專利範圍第1至14項中任一項之信號處理電路、及配置在其後段的功率放大電路。
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