DE602004007136T2

DE602004007136T2 - Sender und Übertragungsverfahren

Info

Publication number: DE602004007136T2
Application number: DE602004007136T
Authority: DE
Inventors: Marcus Windisch; Ulrich Dipl.-Ing. Weiss
Original assignee: Alcatel Lucent SAS
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2004-09-24
Filing date: 2004-09-24
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2024-09-25
Also published as: US20060067425A1; EP1641132B1; EP1641131A1; CN100459441C; EP1641131B1; DE602004009182T2; JP2006094486A; ATE365398T1; CN1753317A; DE602004007136D1; EP1641132A1; JP4206090B2; ATE374460T1; DE602004009182D1; EP1641132B8

Description

Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf den Bereich der Telekommunikation, und insbesondere auf moderne Senderarchitekturen auf der Basis einer I/Q-Signalverarbeitung.
Hintergrund und gegenwärtiger Stand der Technik
Die Sperrung des Spiegelsignals ist ein Problem, das in allen Empfängerarchitekturen auftritt. Einer der Vorteile eines Empfängers mit niedriger Zwischenfrequenz besteht darin, dass die Spiegelselektion durch die I/Q-Signalverarbeitung anstelle eines festen analogen Filters durchgeführt wird, wodurch sie leicht rekonfigurierbar und kosteneffizient wird. Dennoch führen unvermeidbare Asymmetrien zwischen dem I- und dem Q-Zweig zu einer eingeschränkten Wellendämpfung.
M. Windisch und G. Fettweis, „Blind I/Q Imbalance Parameter Estimation and Compensation in Low-IF Receivers", in Proceedings of the 1st International Symposium an Control, Communications and Signal Processing (ISCCSP 2004) (Hammamet, Tunesien), 21.–24. März 2004, beschreiben ein I/Q-Asymmetrie-Ausgleichsschema, in dem die unbekannten analogen Asymmetrieparameter digital berechnet werden, ohne dass eine Kalibrierung oder ein Führungssignal erforderlich ist. Auf der Basis dieser Berechnungen wird die Interferenz des Spiegelsignals effektiv kompensiert, wodurch der herkömmliche, empfindliche Empfänger mit niedriger Zwischenfrequenz zu einer leistungsfähigen, modernen Empfängerarchitektur wird, wobei der Durchschnittswert des Bild-Signalverhältnisses nie einen vordefinierten Maximalwert überschreitet, unabhängig von der Leistung des Spiegelsignals. Da die I/Q-Asymmetrien vor dem digitalen Teil des Empfängers auftreten, kann eine richtungsbetriebene Kompensationstechnik auf der Basis eines adaptiven Filters oder einer Blindparameterberechnung durchgeführt werden.
Bei einer I/Q-Asymmetrie des Senders ist die Situation wesentlich schwieriger. Da hier die analoge I/Q-Asymmetrie nach dem digitalen Teil des Senders auftritt, ist eine digitale Nachkorrektur nur auf Empfängerseite möglich (siehe L. Brötje, S. Vogeler und K.D. Kammeyer, „Estimation and Correction of transmitter-caused I/Q Imbalance in OFDM Systems", in Proceedings of the 7th International OFDM-Workshop, 10.–11. September 2002, und X. Huang, „On Transmitter Gain/Phase Imbalance Compensation At Receiver", IEEE Communications Letters, Band 4, Seite 363–365, Nov. 2000). Dennoch gehen solche Ansätze häufig davon aus, dass keine I/Q-Asymmetrie im Empfänger und/oder ein nicht frequenzselektiver Kanal vorliegen, wodurch ihre Eignung für die Praxis eingeschränkt wird.
Alternativ dazu kann die I/Q-Asymmetriekompensation im digitalen Teil des Senders in Form einer digitalen Vorverzerrung vorgenommen werden. Die korrekte Kalibrierung des Vorverzerrungsblocks im Hinblick auf die nachfolgende, unbekannte I/Q-Asymmetrie ist eine Herausforderung. Alle zuvor veröffentlichten Kalibriertechniken werden offline mit Hilfe dedizierter Kalibriersignale durchgeführt (vergl. J.K. Cavers and M.W. Liao, „Adaptive Compensation for Imbalance and Offset Losses in Direct Conversion Transceivers", IEEE Transactions an Vehicular Technology, Band 42, Seite 581–588, Nov. 1993, und X. Huang und M. Caron, „Gain/Phase Imbalance and DC Offset Compensation in Quadrature Modulators", in IEEE International Symposium an Circuits and Systems 2002, Band 4, Seite IV-811–IV-814, 26.–29. Mai 2002). Die Offline-Kalibrierung erfordert jedoch eine Unterbrechung des regulären Übertragungsmodus. Des Weiteren muss der Signalweg zur Antenne während der Kalibrierung getrennt werden, um zu verhindern, dass sich das Kalibriersignal ausbreitet.
Das Patent WO 03/043206 A2 bezieht sich auf eine Sendevorrichtung, insbesondere für die Mobiltelefonie, die einen Quadraturmodulator und einen Kompensationsweg zum Ausgleich des Modulators im Hinblick auf die Unterdrückung des Restseitenbands und des Trägersignals umfasst. Zu diesem Zweck wird die Kompensationsvorrichtung entsprechend den Intermodulationsprodukten gesteuert, die am Ausgang einer nicht linearen Komponente generiert werden, die mit dem Ausgang des Quadraturmodulators verbunden ist, so dass Bruchteile der ersten Frequenz des Eingangssignals des Quadraturmodulators oder Bruchteile der doppelten ersten Frequenz minimiert werden. Zu diesem Zweck umfasst die Kompensationsvorrichtung Mittel zur Beeinflussung des identischen Bruchteils des Signals, zusätzlich zu Amplitude und Phasenposition des Signals.
Die ständig wachsende Anzahl an Funkkommunikationsstandards macht einfach rekonfigurierbare Senderarchitekturen erforderlich. Moderne Sender müssen in der Lage sein, eine breite Palette von Funkfrequenzparametern (RF), wie beispielsweise Trägerfrequenz und Bandbreite, zu unterstützen. Es besteht daher Bedarf an einem verbesserten Sender, der die Implementierung solcher Funkkommunikationsstandards vereinfacht.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Sender vorgeschlagen, der Mittel zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals (IF), Mittel zur Vorverzerrung des IF-Signals unter Verwendung eines Vorverzerrungsparameters, Mittel zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals (RF) aus dem vorverzerrten IF-Signal, Mittel zur Messung des Bild-Signalverhältnisses (ISR) des RF-Signals und Mittel zur Anpassung des Vorverzerrungsparameters zur ISR-Verringerung umfasst.
Die vorliegende Erfindung ist besonders vorteilhaft, da sie die Online-Kalibrierung der Vorverzerrungsparameter ermöglicht, wobei lediglich das reguläre Sendesignal verwendet wird. Das ISR wird beispielsweise definiert als die Amplitude oder das Leistungsverhältnis zwischen Spiegelsignal und gewünschtem Signal.
Die vorliegende Erfindung kann für Uplink- oder Downlink-Sender eingesetzt werden. Beispielsweise kann die Erfindung in einer Basisstation eines zellularen Mobilfunknetzes oder in einem Mobilfunkterminal, z.B. einem Mobiltelefon, eingesetzt werden.
Gemäß einer Ausführungsvariante der Erfindung wird die Anpassung der Vorverzerrungsparameter mit Hilfe eines iterativen Algorithmus durchgeführt. Vorzugsweise wird für das iterative Verfahren eine Kostenfunktion eingesetzt. Die Iterationen dienen dazu, immer genauere Berechnungen der Vorverzerrungsparameter sowie immer genauere Näherungen der Kostenfunktion zu liefern.
Gemäß einer Ausführungsvariante der Erfindung wird ein Rückkopplungsweg von einem RF-Teil des Senders auf der Basis einer Überlagerungs-Empfängerarchitektur ausgeführt. Die Frequenz des analogen, abwärtsmischenden, lokalen Oszillators und die Frequenz des zusätzlichen, digitalen, lokalen Oszillators werden an die Frequenz des lokalen Sendeoszillators angepasst. Die Leistungsberechnung zur Bestimmung des ISR kann mit Hilfe der Zeitmittel der entsprechenden Basisbandsignale ermittelt werden.
Gemäß einer Ausführungsvariante der Erfindung wird das aktuelle ISR mit einem ISR-Grenzwert verglichen. Der ISR-Grenzwert ist beispielsweise in einem Funkkommunikationsstandard definiert, der von dem Sender implementiert werden soll. Liegt das aktuelle ISR unter dem Ziel-ISR, wird keine weitere Anpassung der Vorverzerrungsparameter vorgenommen, bis das aktuelle ISR über den Ziel-ISR ansteigt. Das Ziel-ISR wird beispielsweise entsprechend dem geltenden Standard gewählt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsvarianten der Erfindung in Form von Beispielen detailliert in Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsvariante eines Senders ist;
2 eine schematische Darstellung der Spektren von Basisbandsignal, IF-Signal, RF-Signal und ISR ist;
3 ein Ablaufdiagramm ist, in dem der bevorzugte Betriebsmodus des Senders aus 1 dargestellt wird;
4 eine Schaltung zum Ausgleich unerwünschten Nebensprechens darstellt;
5 eine Schaltung zum Ausgleich unerwünschten Nebensprechens mit Hilfe eines einzelnen Asymmetriemodells darstellt;
6 eine Tabelle der Vorverzerrungsparameter darstellt;
7 ein Beispiel für Berechnungsfehler und ISR darstellt;
8 das ISR für zufällig generierte I/Q-Asymmetrieparameter darstellt;
9 ein Blockdiagramm einer Ausführungsvariante des Senders mit einem Überlagerungsempfänger auf der Basis einer Rückkopplungsschleife zur Berechnung der Leistung von gewünschtem Signal und Spiegelsignal darstellt;
10 den Leistungsabfall der Anpassung aufgrund einer fehlerhaften Messung des ISR darstellt.
Detaillierte Beschreibung
In 1 ist ein Sender 100 dargestellt. Der Sender 100 weist eine digitale IF-Architektur auf. Die Aufwärtsmischung des Sendesignals 102 vom Basisband zur RF-Trägerfrequenz erfolgt mittels einer abstimmbaren, digitalen I/Q-Aufwärtsmischung und einer darauf folgenden, abstimmbaren oder festen, analogen I/Q-Aufwärtsmischung.
Eine absolut symmetrische I/Q-Mischung (gleiche Verstärkung im I- und Q-Zweig, exakte 90°-Phasenänderung zwischen beiden Phasen des Oszillators) würde zu einer unendlichen Sperre des Spiegelsignals führen, so dass kein teurer Spiegelselektionsfilter erforderlich wäre. Aufgrund von Gerätetoleranzen ist ein absolut symmetrischer I/Q-Mischer jedoch nicht möglich, was in einer eingeschränkten Unterdrückung des Spiegelsignals resultiert. Eine Verbreitung des unerwünschten Restbilds ist kritisch, da keine Übereinstimmung mit der Spektralmaske des gewünschten Kommunikationsstandards erzielt werden könnte.
Daher werden die Auswirkungen der I/Q-Asymmetrie durch den Einsatz der digitalen Signalverarbeitung kompensiert.
Der Sender 100 verfügt über einen digitalen Mischer 104. Der digitale Mischer 104 dient der Erzeugung eines IF-Signals z aus dem Basisbandsignal x. Das IF-Signal z wird von einem Vorverzerrungsmodul 106 empfangen. Das Vorverzerrungsmodul 106 verfügt über eine Vorverzerrungs-Verarbeitungskomponente 108 zur Verarbeitung des IF-Signals z, um die Gerätetoleranzen zu kompensieren, die das Spiegelsignal verursachen. Das Vorverzerrungsmodul 106 verfügt über einen Speicher 110 zur Speicherung eines oder mehrerer Vorverzerrungsparameter, die von der Vorverzerrungs-Verarbeitungskomponente 108 verwendet werden, um die Vorverzerrungsverarbeitung des IF-Signals z durchzuführen.
Das IF-Signal z wird von den Digital/Analog-Wandlern 112 von einem digitalen in ein analoges Signal umgewandelt. Die Vervielfacher 114 bzw. 116 führen eine Aufwärtswandlung der I- bzw. Q-Komponente des IF-Signals z durch. Die aufwärtsgewandelte I- und Q-Komponenten des IF-Signals z werden von der Subtrahierschaltung 118 subtrahiert und das daraus resultierende Funkfrequenz-Signal (RF) r wird mit Hilfe des Leistungsverstärkers (PA) 120 verstärkt. Der Leistungsverstärker 120 ist mit einer Antenne 122 gekoppelt, um das leistungsverstärkte RF-Signal r zu senden.
Der Sender 100 verfügt über eine Messkomponente 124 für das Bild/Signal-Leistungsverhältnis (ISR) zur Ermittlung oder Berechnung des ISR des RF-Signals r. Die ISR-Messkomponente 124 überträgt das ISR an eine Parameter-Anpassungskomponente 126 des Senders 100. Die Parameter-Anpassungskomponente 126 implementiert einen Algorithmus zur Kalibrierung des/der Vorverzerrungsparameter/-s zur Verringerung des ISR. Der/die angepassten Vorverzerrungsparameter werden von der Parameter-Anpassungskomponente 126 an den Speicher 110 übertragen, damit er/sie von der Vorverzerrungs-Verarbeitungskomponente 108 verwendet werden kann.
Im Folgenden wird das digitale Basisbandsignal x(kT) als beispielhaftes Sendesignal 102 betrachtet. Eine vollkommen symmetrische I/Q-Mischung ist digital machbar und ergibt das digitale IF-Signal (Zwischenfrequenzsignal) z(kT) = x(kT)e^+jω _IF ^kT.
ω_IF bezeichnet die Winkelfrequenz des digitalen Mischers. Nach der D/A-Umwandlung wird das zeitkontinuierliche IF-Signal z(t) durch einen asymmetrischen, analogen, lokalen Oszillator (LO) mit der Zeitfunktion Y_LO(t) = cos(ω_LOt) + jg sin(ω_LOt + Φ) multipliziert, wobei g die Verstärkungsasymmetrie, Φ die Phasenasymmetrie und ω_LO die (Winkel-) Frequenz bezeichnet. Eine perfekte Anpassung des analogen Mischers entspricht g = 1, Φ = 0. Im Hinblick auf eine zweckmäßige Analyse werden außerdem die äquivalenten Asymmetrieparameter definiert: α = gcosΦ, β = gsinΦ, und
Eine perfekte Anpassung des analogen Mischers entspricht α = 1, β = 0 oder dementsprechend K₁ = 1, K₂ = 0. Anhand dieser Definitionen kann das RF-Signal wie folgt geschrieben werden:

wobei x(t) die zeitkontinuierliche Darstellung des digitalen Basisbandsignals x(kT) repräsentiert. Das RF-Signal besteht also aus dem gewünschten Sendesignal mit der (Winkel-) Trägerfrequenz ω_LO + ω_IF, plus dem unerwünschten Spiegelsignal mit der (Winkel-) Trägerfrequenz ω_LO – ω_IF. Jede Signalkomponente wird durch die I/Q-Asymmetrieparameter K₁ bzw. K₂ gewichtet. Die Leistung des gewünschten Signals bei RF ergibt P_S = |K₁|²P_x und die Leistung des Spiegelsignals ergibt P_i = |K₂|²P_x, wobei P_x, die Leistung von x(t) bezeichnet. Das Bild/Signal-Leistungsverhältnis
wird also nur von den I/Q-Asymmetrieparametern bestimmt; es ist unabhängig von der Sendeleistung P_x, selbst.
Auch bei geringen I/Q-Asymmetrien in einer Größenordnung von g = 1,02, Φ = 2° kann das daraus resultierende ISR leicht –35 dB und darüber erreichen. Dennoch ist die zulässige Außerbandemission (beschrieben durch eine Spektralmaske, siehe 2) in vielen Kommunikationsstandards wesentlich geringer. Die Einhaltung des 3GPP UMTS-Standards erfordert beispielsweise einen ISR von unter –50 dB, was nicht ohne zusätzliche I/Q-Asymmetriekompensation erfüllt werden kann.
3 zeigt einen bevorzugten Betriebsmodus des Senders 100 aus 1, einschließlich Vorverzerrungsverarbeitung und Parameteranpassung zur Verringerung des ISR. In Schritt 300 wird das Basisbandsignal x geliefert. Das Basisbandsignal x wird digital I/Q-gemischt, um das IF-Signal z zu liefern. In Schritt 304 wird das IF-Signal z verarbeitet, um eine Vorverzerrung des IF-Signals z mit Hilfe eines oder mehrerer Vorverzerrungsparameter zur Verringerung des ISR des RF-Signals r vorzunehmen.
Das daraus resultierende, vorverzerrte IF-Signal z wird mit Hilfe eines analogen Oszillators multipliziert, um das RF-Signal r zu liefern (Schritt 306). Das RF-Signal wird in Schritt 308 leistungsverstärkt. Parallel dazu wird das ISR des RF-Signals r gemessen oder berechnet. In Schritt 312 wird das aktuelle ISR zur Anpassung der Vorverzerrungsparameter zur Verringerung des ISR verwendet. Liegt das aktuelle ISR bereits unter einem Grenzwert- oder Ziel-ISR, ist eine solche weitere Anpassung nicht erforderlich.
Der hier betrachtete Ansatz zur I/Q-Asymmetriekompensation basiert auf einer digitalen Vorverzerrung. Um eine exemplarische Ausführungsvariante zur Implementierung der Vorverzerrungsverarbeitung abzuleiten, ist es zweckmäßig, das RF I/Q-Asymmetriemodell in ein äquivalentes IF-Modell umzuwandeln. Daher lautet die oben angeführte Gleichung (2) unter Verwendung der I- und Q-Komponente des IF-Signals z(t) = z_i(t) + jz_Q(t) wie folgt:
Die I/Q-Asymmetrie in dem analogen Mischer kann also dementsprechend als Nebensprechen zwischen der I- und der Q-Phase des IF-Signals z(kT) modelliert werden, gefolgt von einer vollständigen Aufwärtsmischung. Eine richtungsbetriebene Lösung zur Kompensation des unerwünschten Nebensprechens ist in 4 dargestellt. Eine vollständige Kompensation kann erreicht werden, wenn die Parameter der Vorverzerrung gleich den tatsächlichen I/Q-Asymmetrieparametern (ά = α, β' = β) sind.
Wenn α und β unbekannt sind, müssen sie berechnet werden. Es ist vorteilhaft, die Parameterberechnung und die entsprechende I/Q-Asymmetriekompensation blind während des regulären Senderbetriebs durchzuführen, da dadurch die Notwendigkeit vermieden werden kann, dem Sender 100 ein dediziertes Führungssignal oder Kalibriersignal zuzuführen.
Der Gedanke dabei ist, das gemeinsame System aus Vorverzerrung und echter I/Q-Asymmetrie als Blackbox mit unbekannten Parametern α, β zu betrachten. An den Eingang der Blackbox werden die bekannten Kompensationsparameter α', β' angelegt, was in einem feststellbaren ISR am Ausgang resultiert. Durch die wiederholte Rekonfiguration der Vorverzerrung wird eine Lösung gefunden, die zu einem ausreichend geringen ISR am Ausgang führt.
Daher ist es erforderlich, die kombinierte Wirkung aus (möglichst nicht perfekt angepasster) Vorverzerrung und tatsächlicher I/Q-Asymmetrie zu verstehen. Unter Anwendung der grundlegenden Umformungen kann das System wie in 5 dargestellt umgeschrieben werden. Dies bedeutet, das gesamte System wird äquivalent durch ein (virtuelles) I/Q-Asymmetriemodell mit den daraus resultierenden Asymmetrieparametern dargestellt.
Im Fall einer perfekten Berechnung mit α' = β und β'= β verschwindet die daraus resultierende äquivalente I/Q-Verzerrung vollständig (α_res = 1; β_res = 0). Die Restverstärkung α' ist nicht kritisch, da sie sowohl auf den I- als auch den Q-Zweig angewandt wird.
Aufgrund der hinzu gekommenen Vorkompensationsstruktur müssen die daraus resultierenden Asymmetrieparameter in (1) ersetzt werden:
Daraus ergibt sich das folgende Leistungsverhältnis
das durch Anwendung von (5) vereinfacht werden kann zu
Idealerweise erfolgt die Konfiguration der Vorverzerrung dergestalt, dass das daraus resultierende ISR gleich Null ist. Dies entspricht der Ermittlung des kleinsten Zählers in (8). Daher wird die folgende Kostenfunktion J(α ^, β ^) = (α ^ – α)2 + (β ^ – β)2, (9)definiert, die minimiert werden muss. Ein Wert dieser Kostenfunktion allein liefert noch keine ausreichende Information über die unbekannten I/Q-Asymmetrieparameter. Man geht jedoch davon aus, dass die beiden Werte für J(α'_n, β'_m) und J(α'_n–1, β'_m) bekannt sind, die mit Hilfe von zwei verschiedenen Einstellungen von α', jedoch zwei identischen Einstellungen für β' ermittelt wurden. Somit erhält man J(α ^n, β ^m) – J(α ^n–1, β ^m) = α ^2n – α ^2n–1 – 2(α ^n – α ^n–1)α (10)das umgewandelt werden kann zu:
Auf die gleiche Weise ist eine Ermittlung von β möglich, indem zwei Werte der Kostenfunktion verwendet werden, die mit zwei identischen Einstellungen für α', jedoch zwei verschiedenen Einstellungen für β' ermittelt wurden:
Mit Hilfe dieser beiden Gleichungen könnte das Blackbox-Problem vollständig gelöst werden. Leider kann die Kostenfunktion J(α', β') nicht direkt gemessen werden. Dennoch besteht ein enger Zusammenhang zwischen dem messbaren ISR am Ausgang der Blackbox und der zu minimierenden Kostenfunktion. Bei realistischen I/R-Asymmetrien (α ≈ 1, β ≈ 0) und ausreichend genauen Berechnungen (α' ≈ 1, β' ≈ 0) kann (8) wie folgt angenähert werden
was die Definition der angenäherten Kostenfunktion rechtfertigt: J ~(α ^, β ^) = 4α ^2ISR(α ^, β ^), (14)
Eine Folge dieser Näherung besteht darin, dass keine direkte Bestimmung von α und β mehr möglich ist. Stattdessen kann eine iterative Parameterschätzung formuliert werden, die auf immer genaueren Schätzungen von α', β' einerseits und immer genaueren Näherungen der Kostenfunktion andererseits basiert.
Die ersten acht Iterationen des vorgeschlagenen adaptiven Schätzungs- und Kompensationsalgorithmus sind in 6 dargestellt. Zur einfacheren Erklärung werden im Folgenden die gekürzte Notation J ~n,m = J ~(α ^n, β ^m)und die formale Funktion
verwendet. Die Anpassung muss mit den beiden Parameterpaaren α₁' ≠ α₂', β₁' ≠ β₂' initialisiert werden. Es ist angemessen, Werte zu verwenden, die in der Größenordnung der erwarteten Zahlen liegen, z.B.

α₁' = 0,99 β₁' = –0,01

α₂' = 1,01 β₂' = +0,01
Diese Initialisierungswerte werden in den folgenden Simulationen eingesetzt. In der ersten Iteration wird die digitale Vorverzerrung mit den Parametern α₁' und β₁' konfiguriert. Basierend auf dem daraus resultierenden ISR kann die angenäherte Kostenfunktion J ~_1,1 mit Hilfe der Gleichung (14) bestimmt werden. Dieses Schema, das aus der systematischen Konfiguration der Vorverzerrung und der anschließenden Beobachtung des daraus resultierenden ISR besteht, wird bei kontinuierlicher Aktualisierung der Parameterschätzwerte wiederholt. In jeder geradzahligen Iteration wird eine neue Einstellung für α' gewählt, in jeder ungeraden Iteration wird eine neue Einstellung für β' gewählt. Diese Strategie ermöglicht die abwechselnde Aktualisierung eines der beiden Schätzparameter, was zu einer gemeinsamen Optimierung des gesamten Vorverzerrungsblocks führt.
Die Konvergenzeigenschaften des vorgeschlagenen Anpassungsalgorithmus wurden mit Hilfe von MATLAB untersucht. Um seine grundlegenden Eigenschaften zu verstehen, ging man von einer perfekten Messung des resultierenden ISR aus. Der Einfluss der Messfehler in einem echten System wird im folgenden Abschnitt erläutert. Für den vorliegenden Fall wird das ISR analytisch mit Hilfe der Gleichung (8) ermittelt.
Ein typisches Diagramm einer Anpassung ist in 7 dargestellt. Sowohl die Schätzfehler als auch das gemessene ISR sind in dB aufgeführt: |Δα|dB = 20 log10|α ^ – α| |Δβ|dB = 20 log10|β ^ – β| ISR = 10 log10ISR
Die abwechselnde Neukonfiguration der Schätzungsparameter sowie die schnelle Konvergenz mit den echten I/Q-Asymmetrieparametern sind deutlich zu erkennen. Im Verlauf der Anpassung der geschätzten Ausgleichsparameter erreicht das ISR willkürlich niedrige Werte. Nach weniger als 10 Iterationen fällt der Leistungsverlust unter – 100 dB, was für die meisten Anwendungen ausreichend ist.
Der in 7 dargestellte Verlauf der Anpassung gilt nur für die beispielhaften I/Q-Asymmetrieparameter g = 1,02 und ϕ = 2°. Um die Eignung des vorgeschlagenen Algorithmus für willkürliche I/Q-Asymmetrieparameter nachzuweisen, wurde seine Leistungsfähigkeit anhand von Monte-Carlo-Simulationen bewertet. Zu Beginn jeder Ausführung wurden durch ein Modelling der Verstärkungsasymmetrie g und die Phasenasymmetrie ϕ als unabhängige, zufällige Variable mit Gaußscher Verteilung willkürlich neue I/Q-Asymmetrieparameter gewählt. Um für die Praxis relevante Werte zu simulieren, wurden für g ein Durchschnittswert von 1 und eine Standardabweichung von 2% festgelegt, wobei für ϕ ein Durchschnittswert von 0 und eine Standardabweichung von 2° vorgegeben wurden.
Das Ergebnis nach 10.000 unabhängigen Ausführungen ist in 8 dargestellt. Für jede Iteration sind der Mindestwert, der Höchstwert sowie der durchschnittliche ISR aufgeführt. Daraus ist ersichtlich, dass das Maximumdiagramm (Worst Case) leicht höhere ISR-Werte aufweist als das beispielhafte Diagramm in 7. Dieser Effekt ist das Ergebnis höherer Schätzungsfehler im Fall eines stark asymmetrischen analogen Mischers (|g – 1| > 5%. |ϕ| > 5°). Das wichtige Resultat besteht jedoch darin, dass die allgemeinen Eigenschaften einer schnellen und globalen Konvergenz auch bei willkürlichen, echten I/Q-Asymmetrieparametern aufrechterhalten werden.
Es ist darauf hinzuweisen, dass die bisher vorgestellten Ergebnisse nur unter der Voraussetzung eines perfekt gemessenen ISR-Wertes gelten. Sie stellen die Grenze dessen dar, was unter idealen Bedingungen zu erreichen ist. Sie bieten daher eine hilfreiche Referenz zur Bewertung der Leistungseinschränkungen aufgrund der Einflüsse bei der praktischen Umsetzung.
In einem System aus der Praxis ist eine perfekte Messung des ISR nicht durchführbar. Stattdessen ergeben sich aus der Leistungsmessung des gewünschten Signals sowie des Spiegelsignals im RF-Signal f(t) die Schätzungen P_i' und P_s'. Jetzt weist die daraus resultierende, angenäherte Kostenfunktion
aufgrund eines nicht perfekt gemessenen ISR eine zusätzliche Abweichung von der echten Kostenfunktion J(α', β') auf. Der Einfluss dieser zusätzlichen Abweichung ist stark von den Eigenschaften der Leistungsmessung und damit von der Ausführung des Rückkopplungsweges vom RF-Teil des Senders abhängig.
Als Beispiel betrachten wir nur eine Möglichkeit zur Ausführung einer solchen Rückkopplung, die auf einer Interferenzen erzeugenden Architektur des Empfängers basiert (9). Hier werden die Frequenz der analogen Abwärtsmischung Lo ω_LO2 und die Frequenz der zusätzlichen digitalen Mischung LO ω_IF2 an die Frequenz der Sendemischung LO angepasst, so dass ω_LO = ω_LO2 = ω_IF2. Die Leistungsschätzungen P_s' und P_i' können anhand der Zeitmittel der entsprechenden Basisbandsignale gemessen werden.
Die gleichzeitige Messung von P_i' und P_s' gewährleistet die Robustheit im Fall einer zeitvariablen Übertragungsleistung P_x. Ein Nachteil besteht jedoch darin, dass das gewünschte (Hochleistungs-) Signal und das (leistungsschwache) Spiegelsignal gleichzeitig mit dem gleichen A/D-Wandler digitalisiert werden. Daher sind die Genauigkeit von P_i' und damit auch die Genauigkeit von J'(α', β') durch die Auflösung des A/D-Wandlers beschränkt.
Dieser Effekt ist in 10 dargestellt. Für die gleichen I/Q-Asymmetrieparameter (g = 1,02; ϕ = 2°) wird der Verlauf der Anpassung bei einer perfekten ISR-Messung und einer nicht perfekten ISR-Messung verglichen. Als Quelle für den Fehler gilt der A/D-Wandler, der als linearer Größenwandler mit festgelegtem Bereich und variabler Anzahl an Quantisierungsbits modelliert wird. In 10 wurden beispielsweise eine Auflösung von 10 Bit und eine Auflösung von 16 Bit gewählt.
Es ist ersichtlich, dass der Verlauf der einzelnen Anpassungen bei den ersten Iterationen (hoher ISR) identisch ist. Hier dominiert die systematische Verschiebung von J' zu J, die zusätzliche Verschiebung von J' kann vernachlässigt werden. Dagegen weichen die einzelnen Anpassungen ab, wenn ISR einen bestimmten, geringen Wert erreicht hat. In Abhängigkeit von der A/D-Auflösung fällt das gemessene ISR niemals unter einen bestimmten Grenzwert, obwohl das tatsächliche ISR (zum Vergleich anhand der Gleichung (8) berechnet) deutlich niedriger ist. Dies ist der Fall, weil das zur Messung der Bildverstärkung bewertete Frequenzband selbst bei einem perfekten Spiegelsignal von Quantisierungsrauschen überlagert wird. Offensichtlich können das Restrauschen und damit das messbare ISR durch eine gesteigerte Auflösungsleistung des A/D-Wandlers verringert werden.
Infolge der nicht perfekten Leistungsmessungen nähern sich die Parameterschätzungen nicht willkürlich den gewünschten Zahlen. Bei kleinen ISR-Werten zeigt die Anpassung dagegen ein willkürliches Verhalten. Dies ist nicht kritisch, wenn der Algorithmus nur für die anfängliche Kalibrierung des Senders eingesetzt wird. In diesem Fall kann die Anpassung unterbrochen werden, wenn ein in Abhängigkeit von den RF-Anforderungen des gewählten Kommunikationsstandards vordefiniertes Ziel-ISR erreicht ist. Der Algorithmus kann jedoch auch für eine kontinuierliche Anpassung eingesetzt werden, beispielsweise um eine zeitvariable I/Q-Asymmetrie zu verfolgen.
In Übereinstimmung mit dem adaptiven Algorithmus zur digitalen Kompensation einer analogen I/Q-Asymmetrie in digitalen IF-Senderarchitekturen gemäß der Erfindung wird die Anpassung des digitalen Vorverzerrungsblocks im regulären Sendemodus durchgeführt, ohne dass dazu eine spezielle Kalibrierung oder ein Führungssignal erforderlich ist. In Simulationen konnte die schnelle und zuverlässige Konvergenz der geschätzten Kompensationsparameter für willkürliche, realistische I/Q-Asymmetrien nachgewiesen werden.
Die theoretische, willkürlich hohe Genauigkeit ist in der Praxis durch fehlerhafte Leistungsmessungen eingeschränkt. Dennoch haben Untersuchungen eines beispielhaften Aufbaus gezeigt, dass eine Spiegelunterdrückung von 60 dB leicht zu erreichen ist. Da dieser Wert ausreichend ist, um die RF-Anforderungen der meisten Kommunikationsstandards zu erfüllen, ist die Anwendung des vorgeschlagenen Algorithmus äußerst attraktiv.
Die vorliegende Erfindung ist besonders vorteilhaft, da die Anpassung der Vorverzerrungsparameter blind während des regulären Sendemodus durchgeführt werden kann. Bei dem vorgeschlagenen, neuartigen Anpassungsalgorithmus ist kein spezielles Führungs- oder Kalibrierungssignal erforderlich.
Legenden zu den Abbildungen

1:

102: Basisband-Daten
106: Vorverzerrungs-Modul
108: Vorverzerrungs-Verarbeitung
110: Vorverzerrungs-Parameter
124: ISR-Messung
126: Parameter-Anpassung

2:

Image signal: Spiegelsignal
Desired signal: Gewünschtes Signal
Spectralmask: Spektralmaske

3:

300: Basisband-Signal x
302: Digitale I/Q-Mischung → Z_i, Z_Q(IF-Signal)
304: Vorverzerrung des IF-Signals anhand von Vorverzerrungsparametern
306: Vervielfachung mit einem analogen Oszillator → r(RF-Signal)
308: Leistungsverstärkung
310: ISR-Messung
312: Anpassung der Vorverzerrungsparameter zur Verringerung des ISR

4:

Pre-Distortion: Vorverzerrung
I/Q Imbalance (Model): I/Q-Asymmetrie (Modell)

5:

Equal gain: Lineare Verstärkung
Equivalent I/Q Imbalance (Model): Entsprechende I/Q-Asymmetrie (Modell)

6/7:

Iteration: Iteration
Measurement: Messung
Calculated new parameter: Berechnete, neue Parameter

8:

Worst Case: Schlechtester Fall
Average: Durchschnitt
Best Case: Bester Fall
Iteration: Iteration

9:

Baseband Data: Basisband-Daten
Imbalance Parameter Estimation: Schätzung der Asymmetrie-Parameter
Digital: digital
Analog: analog

10:

Reference:: Referenz:
perfect ISR available: perfekter ISR verfügbar
ISR (measured): ISR (gemessen)
ISR (true): ISR (echt)
10/16 bit A/D resolution: 10/16 Bit A/D-Auflösungsleistung
Iteration: Iteration

Claims

Ein Sender, der Folgendes umfasst: – Mittel (104)zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals, – Mittel (106) zur Vorverzerrung des Zwischenfrequenzsignals unter Verwendung eines Vorverzerrungs-Parameters, – Mittel (112, 114, 116) zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus dem vorverzerrten Zwischenfrequenzsignal, – Mittel (124) zur Ermittlung eines Bild/Signal-Verhältnisses des Hochfrequenzsignals, – Mittel (126) zur Anpassung des Vorverzerrungsparameters zur Verringerung des Bild/Signal-Verhältnisses, wobei die genannten Mittel (126) in der Lage sind, die Anpassung des Vorverzerrungsparameters im Verlauf des regulären Sendemodus durchzuführen, wobei nur das reguläre Sendesignal genutzt wird.
Der Sender gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel zur Anpassung des Vorverzerrungsparameters in der Lage sind, einen iterativen Algorithmus zur Anpassung der Vorverzerrungsparameter auszuführen.
Der Sender gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel zur Anpassung des Vorverzerrungsparameters in der Lage sind, eine Kostenfunktion zur Durchführung der Anpassung einzusetzen.
Ein Sendeverfahren, das Folgendes umfasst: – Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals, – Vorverzerrung des Zwischenfrequenzsignals mit Hilfe eines Vorverzerrungsparameters, – Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus dem vorverzerrten Zwischenfrequenzsignal, – Ermittlung eines Bild/Signal-Verhälntisses des Hochfrequenzsignals, – Anpassung des Vorverzerrungsparameters zur Verringerung des Bild/Signal-Verhältnisses, wobei die Anpassung des Vorverzerrungsparameters im Verlauf eines regulären Sendemodus durchgeführt und nur das reguläre Sendesignal eingesetzt wird.
Das Sendeverfahren gemäß Anspruch 4, das außerdem die Ausführung eines iterativen Algorithmus zur Anpassung des Vorverzerrungsparameters umfasst.
Das Sendeverfahren gemäß Anspruch 4, das außerdem den Einsatz einer Kostenfunktion zur Umsetzung der Anpassung des Vorverzerrungsparameters umfasst.
Das Sendeverfahren gemäß Anspruch 4, das außerdem den Einsatz einer Interferenzen erzeugenden, Empfänger-basierten Rückkopplungsschleife zur Schätzung der Leistung einer gewünschten Signalkomponente des Hochfrequenzsignals und der Spiegelkomponente des Hochfrequenzsignals umfasst.
Das Sendeverfahren gemäß Anspruch 4, das außerdem einen Vergleich des aktuellen Bild/Signal-Verhältnisses mit einem Grenzwert umfasst, um zu ermitteln, ob eine weitere Anpassung des Vorverzerrungsparameters erforderlich ist oder nicht.
Ein Computerprogramm-Produkt, insbesondere ein digitales Speichermedium, das in der Lage ist, das Sendeverfahren gemäß Anspruch 4 auszuführen.
Ein Telekommunikationsgerät, wie beispielsweise eine Basisstation oder ein mobiles Endgerät, zum Einsatz in einem digitalen Telekommunikationsnetz, wobei das Telekommunikationsgerät einen Sender gemäß Anspruch 1 umfasst.