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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Telekommunikation
und speziell weiterentwickelte Senderarchitekturen auf der Basis
der I/Q-Signalverarbeitung:
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Allgemeiner Stand der Technik
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Im
Zusammenhang mit drahtloser Telekommunikation und insbesondere digitalen
drahtlosen Kommunikationssystemen muß ein Basisbandsignal, das
Informationen überträgt, auf
ein Radiofrequenzband (RF-Band) vor dem Senden in den Freiraum moduliert
werden. Im Allgemeinen existieren verschiedene Modulationsverfahren
zum Modulieren des Basisbandsignals auf ein Radiofrequenzsignal
(RF-Signal).
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Einerseits
stellen einstufige Modulationsverfahren eine direkte Umwandlung
des Basisbandsignals in ein RF-Signal bereit, indem hochlineare
und hochsymmetrische Mischer wie zum Beispiel I/Q-Modulatoren mit sehr
kleinen Phasen-, Amplituden- und
Gleichstrom-Offsetfehlern verwendet werden. Solch ein einstufiges Umwandlungsverfahren
erfordert eine hohe Leistung eines RF-Mischers. Im Allgemeinen stellen
RF-Mischer ohne Implementierung einer Art von Fehlerkompensationsschema
nur begrenzte Fähigkeiten
für Breitbandanwendungen
bereit. Außerdem
können
sich die allgemeinen Eigenschaften eines implementierten RF-Mischers während seines
erwarteten Lebenszyklus ändern
und können
sich auch mit sich ändernden
Umgebungsbedingungen wie einer Temperaturverschiebung verändern.
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Mehrstufige
Modulationsverfahren, die eine analoge oder digitale Erzeugung eines
Zwischenfrequenzsignals bereitstellen, erzeugen im Grunde Spiegelfrequenzen,
die mittels Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Analogfiltern gedämpft werden
müssen.
Die Implementierung zusätzlicher
Filter und einer ziemlich komplexen Architektur dieser mehrstufigen
Modulationslösungen
ist bezüglich
der Produktionskosten von Nachteil. Außerdem ist durch Erzeugen unerwünschter
Spiegelfrequenzen, die gefiltert werden müssen, ein beträchtlicher
Teil der Energie, die vom Modulationsprozeß benötigt wird, einfach nutzlos.
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Im
Prinzip widerspiegelt sich jeder Bauelementefehler, insbesondere
Phasen- und Amplitudenfehler, in einer ungenügenden Seitenbandunterdrückung des
erzeugten RF-Signals. Ein unerwünschtes
Seitenband kann das Übertragungsspektrum
eines Transceivers in einem Mobilfunknetzsystem erheblich verschlechtern. Seitenbänder, die
in einem Übertragungsspektrum
aufgrund von Amplitudenfehlern entstehen, können effektiv mit handelsüblichen
Digital-Analog-Wandlern wie AD 9777 von der Firma Analog Devices
eliminiert werden. Zusätzliche
Informationen siehe http://www.analog.com.
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Jedoch
bleibt die Unterdrückung
von Seitenbändern
problematisch, die aufgrund von Phasenfehlern entstehen. Ein Phasenfehler
kann aufgrund von Fertigungstoleranzen der betroffenen elektronischen
Bauelemente wie eines I/Q-Modulators
entstehen. Vorausgesetzt, daß die
Amplitudenfehler eines I/Q-Modulators und des Eingangsbasisbandsignals
sowie die entsprechenden Gleichstrom-Offsetfehler kompensiert werden
können,
kann ein allgemeiner Phasenfehler in eine Phasenverschiebung zwischen
Real- und Imaginärteil
eines ankommenden I/Q-Signals Φm und einen Phasenfehler Φc,
der einen Phasenfehler eines I/Q-Modulators darstellt, der z. B.
aufgrund von Herstellungstoleranzen sein könnte, unterteilt werden.
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Beim
Durchführen
einer I/Q-Modulation, d. h. Modulieren eines Basisbandsignals mit
einem Lokaloszillatorsignal (LO-Signal), wird unvermeidbar ein unteres
und oberes Seitenband symmetrisch zu der RF- oder Zwischenfrequenz-Trägerfrequenz
erzeugt. Wenn eine Amplitudendifferenz zwischen dem I- und Q-Zweig, d. h. die
Differenz in der Verstärkung
eines Modulators für
den I- und Q-Zweig, eliminiert werden kann, kann eines der zwei
Seitenbänder,
entweder das untere Seitenband oder das obere Seitenband vollständig eliminiert
werden, wenn der Modulatorphasenfehler exakt der Phasenverschiebung
des Eingangssignals entspricht, d. h. Φm = Φc.
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Das
Dokument
WO 03/043206
A des Standes der Technik beschreibt ein Emissionsgerät für Mobilfunk mit
einem Quadraturmodulator zum Umwandeln eines komplexen Signals der
Frequenz f1 in ein Emissionssignal und mit einem Kompensationsweg
zur Unterdrückung
eines Restseitenbandes und eines Trägersignals. Der Kompensationsweg
umfaßt
ein nichtlineares Element, das ein Signal der Frequenz 2f1 unter
dem Einfluß eines
unerwünschten
Modulationsseitenbandes erzeugt. Das Dokument offenbart die Abstimmung
der Phase, um die Signalkomponente der Frequenz 2f1 zu minimieren.
Zu diesem Zweck werden die Phasen im I- und Q-Zweig des Quadraturmodulators reziprok
abgestimmt.
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Die
US-Patentschrift 6,658,065
B1 des Standes der Technik offenbart ein System und ein
Verfahren zur Unterdrückung
eines unerwünschten
Seitenbandes im Ausgang eines Senders, der einen Quadraturmodulator
umfaßt.
Zu diesem Zweck werden die I- und Q-Komponente eines Basisbandsignals
auf einen Modulator geführt,
dessen Ausgang auf eine Schaltung zum Erzeugen eines Übertragungssignals
gegeben wird. Die Schaltung ist mit einem Seitenbanddetektor zum
Detektieren des unerwünschten
Seitenbandsignals verbunden. Das Detektionssignal wird dann verwendet,
um eine Abstimmung der Parameter zu erreichen, um das I- und Q-Komponentensignal
mittels einer Basisbandkorrekturschaltung anzupassen. Die Parameter
können eine
relative Phase zwischen dem I- und Q-Komponentensignal einschließen.
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Die
vorliegende Erfindung bezweckt daher, eine verbesserte und effiziente
Unterdrückung
eines Seitenbandes eines Modulatorausgangs durch Verwendung einer
Phaseneinstellung bereitzustellen.
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Kurzdarstellung der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zur digitalen Seitenbandunterdrückung für Radiofrequenzmodulatoren
bereit. Ausführungsformen
der Erfindung sind durch die unabhängigen Patentansprüche beschrieben
und die abhängigen
Patentansprüche
beschreiben die bevorzugten Ausführungsformen.
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Die
vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren des Einstellens der Phase
des komplexen Eingangssignals eines I/Q-Modulators bereit, um eine
Seitenbandunterdrückung
des Ausgangssignals des I/Q-Modulators zu optimieren. In einem ersten
Schritt wird das Basisbandsignal auf ein Zwischenfrequenzsignal
mittels eines ersten und eines zweiten Modulators moduliert, die
angepaßt
sind, um den Real- und Imaginärzweig
des ursprünglichen
I/Q-Signals umzuwandeln. Zum Beispiel stellt der erste Modulator
die Modulation des Eingangs-I/Q-Signals an den Realzweig I' des Zwischenfrequenzsignals
bereit und der zweite Modulator stellt den entsprechenden Imaginärzweig Q' durch Verwendung
der gleichen Zweige I und Q des Basisband-Eingangssignals bereit. Dieser erste
und zweite Modulator ermöglichen
daher, manuell die Phase des erzeugten Zwischenfrequenzsignals bezüglich der
Phase des Basisband-Eingangssignals
einzustellen. Folglich kann entweder die Phase des I'- oder Q'-Zweigs des Zwischenfrequenzsignals
modifiziert werden.
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Vorzugsweise
wird das Basisbandsignal in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer
höheren
Trägerfrequenz
umgewandelt. Jedoch muß diese
Umwandlung nicht unbedingt ein Signal mit einer höheren Frequenz bereitstellen.
In einem Spezialfall können
die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals und die Frequenz des Basisbandsignals
gleich sein, was einer Zwischenfrequenz von Null entspricht. Folglich
bleibt für
eine Zwischenfrequenz von Null das Spektrum des Zwischenfrequenzsignals
um Null herum angeordnet.
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Das
Zwischenfrequenzsignal, das vom ersten und zweiten Modulator erzeugt
wurde, wird als Eingangssignal an den I/Q-Modulator bereitgestellt. Schließlich stellt
das Verfahren die Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals
bereit, um die Amplitude eines Seitenbandes des Ausgangs des I/Q-Modulators zu minimieren.
In Abhängigkeit
von der bevorzugten Senderkonfiguration stellt die Erfindung beides
bereit, sowohl die untere als auch die obere Seitenbandunterdrückung. Im
Prinzip ermöglicht
das, auszuwählen
ob das untere oder das obere Seitenband zu dämpfen ist und der Ausgang des
I/Q-Modulators an
verschiedene Anwendungsszenarien anzupassen ist, die entweder obere
oder untere Seitenbandunterdrückung
erfordern. Die Abstimmung der Phase des digitalen Eingangssignals
des I/Q-Modulators wird in der Regel durch Verändern der Phase entweder des
Real- oder Imaginärzweigs
des Zwischenfrequenz-I/Q-Signals implementiert.
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Insbesondere
die digitale Modulation des Basisbandsignals auf die Zwischenfrequenzsignal
ermöglicht
effektiv, die Phase des Zwischenfrequenzsignals und folglich die
Phase des Eingangssignals des I/Q-Modulators mit hoher Genauigkeit
zu beeinflussen. Auf diese Weise kann der I/Q- Modulatorphasenfehler, der aufgrund
von Herstellungstoleranzen des I/Q-Modulators vorhanden sein kann,
dynamisch kompensiert werden. Folglich stellt die Erfindung eine
dynamische Phasenabstimmung des Eingangssignals des I/Q-Modulators
zur Unterdrückung
eines nachteiligen und unerwünschten
Seitenbandes bereit.
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Im
Vergleich zu Lösungen,
die im Stand der Technik bekannt sind, die z. B. Filterung der Seitenbänder oder
Verschiebung von unvermeidlichen Seitenbändern in ein Frequenzband verwenden,
das außerhalb
des Signalübertragungsbandes
ist, verhindert die Erfindung effektiv die Erzeugung des unerwünschten
Seitenbandes und stellt folglich effektive Mittel bereit, um Energie
im Modulationsprozeß zu
sparen und um die Anwendung von Filtern zu umgehen.
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Außerdem ermöglicht der
dynamische Phaseneinstellungsmechanismus die Implementierung von preisgünstigen
elektronischen Bauelementen mit ziemlich großen Herstellungstoleranzen,
um den I/Q-Modulator zu realisieren. Durch adaptive Abstimmung der
Phase des Eingangssignals des I/Q-Modulators können sogar standardmäßige und
preisgünstige
I/Q-Modulatoren mit beträchtlichen
Phasenfehlern für
Breitbandanwendungen wie Anwendungen im Zusammenhang mit Breitband-
und Mehrbandtransceivern, z. B. Transceivern universeller Mobilfunksysteme
(UMTS), implementiert werden.
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In
typischen Implementierungen der Erfindung empfängt der erste digitale Modulator
den I – und Q-Zweig
des Basisbandsignals und erzeugt den I'-Eingangszweig für den I/Q-Modulator und erzeugt der zweite digitale
Modulator ein Signal für
den Q'-Eingangszweig
des I/Q-Modulators durch Verwendung von sowohl des I- als auch des
Q-Zweigs des Basisbandsignals.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung sind der erste und zweite Modulator als erstes und
zweites Coordinate Rotation Digital Computer-Modul (CORDIC-Modul)
implementiert. Dieses erste und zweite CORDIC-Modul stellen die
Multiplikation eines Eingangssignals mit einer trigonometrischen
Funktion wie Sinus oder Cosinus bereit. Die Grundidee eines CORDIC-Moduls
beruht auf einem iterativen Algorithmus, der die Drehung der Phase
einer komplexen Zahl durch Multiplikation mit einer Folge von konstanten
Werten bereitstellt. Diese Multiplikationen können alle Potenzen von zwei
sein, so daß sie
in binärer
Arithmetik unter Verwendung von nur Verschiebungen und Additionen
durchgeführt
werden können;
keine wirkliche Hardwaremultiplikation ist erforderlich.
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Dieses
CORDIC-Verfahren ist von besonderem Vorteil, wenn Hardwaremultiplizierer
nicht zur Verfügung
stehen, wie zum Beispiel in einem Mikrocontroller oder wenn entsprechende
Verknüpfungsglieder
eines Field Programmable Gate Array (FPGA/vom Anwender programmierbares
Verknüpfungsfeld)
für andere
Anwendungen aufgehoben werden sollen.
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Außerdem können die
CORDIC-basierten Module die trigonometrischen Funktionen auf jede
gewünschte
Genauigkeit bei entsprechender Ansteuerung berechnen. Auf diese
Weise kann die Phase des Zwischenfrequenzsignals bezüglich jeder
gewünschten
Genauigkeit beeinflußt
werden.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden das erste und zweite CORDIC-Modul durch einen
Phasenakkumulator gesteuert, der angepaßt ist, um ein Steuersignal
auf der Zwischenfrequenz mit einer abstimmbaren Phase zu erzeugen.
Hier steuert ein Eingabewort des Phasenakkumulators mit beliebiger
Länge die
Frequenz einer erzeugten Sinuswelle. Die Phase der erzeugten Welle
wird durch den Modulo 2π geregelt.
Das ermöglicht
eine hochpräzise
Abstimmung der Phase der Ausgangssignale der CORDIC-Module und folglich
der Eingangssignale des I/Q-Modulators. Die Frequenz des Steuersignals
ist in der Regel im Bereich von mehreren MHz; folglich kann sie
mittels der digitalen Signalverarbeitung erzeugt werden.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden der erste und zweite Modulator durch einen
numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) gesteuert, der angepaßt ist,
um ein Steuersignal auf der Zwischenfrequenz mit einer abstimmbaren
Phase zu erzeugen. Zum Beispiel stellt das NCO-Modul eine Sinus- und eine Cosinusschwingung
als Eingangssignal für
den Modulator bereit. Der Modulator seinerseits stellt die Multiplikation
des NCO-Eingangssignals mit der I- und Q-Komponente des Basisbandsignals
bereit. Vorzugsweise stellt der NCO ein erstes Eingangssignal für den ersten
Modulator und ein zweites Eingangssignal für den zweiten Modulator bereit.
Entweder das erste oder zweite Eingangssignal kann einer Phasenbeeinflussung
unterzogen werden.
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Die
Abstimmung der Phase des komplexen Zwischenfrequenzsignals kann
außerdem
die Bestimmung der Amplitude des Seitenbandes des Ausgangssignals
des I/Q-Modulators und die Verwendung der bestimmten Amplitude als
ein Rückkopplungssignal
zur Beeinflussung der Phase des Zwischenfrequenzsignals umfassen.
Auf diese Weise kann durch Verarbeitung des Rückkopplungssignals die Phase
des Eingangssignals des I/Q-Modulators
entsprechend modifiziert werden, um fast vollständig ein unerwünschtes
Seitenband des Hochfrequenzausgangs des I/Q-Modulators zu eliminieren.
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Die
Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals kann ebenfalls
durch Ändern
der Phase des Zwischenfrequenzsignals mittels eines vorgegebenen
Wertes realisiert werden, der seinerseits von der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals
oder vom Frequenzband des I/Q-Modulators abhängig ist. Die vorgegebenen
Werte können
in einer Tabelle gespeichert werden und können einen frequenzbandspezifischen
Phasenfehler oder Phasenverschiebung des I/Q-Modulators kennzeichnen.
Jedoch erfordert das die Bestimmung der Phasenfehlereigenschaften
des I/Q-Modulators vor der Erzeugung der jeweiligen Tabelle und
folglich vor der Durchführung
der erfinderischen Seitenbandunterdrückungsprozedur.
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Im
Gegensatz zu einer Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals
mittels eines Rückkopplungssignals
erfordert die Modifikation der Phase mittels vorgegebener Werte
keine Bestimmung der Seitenbandamplitude des Ausgangssignals und
anschließende
Signalverarbeitung.
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Die
Phasenmodifikation des Eingangssignals des I/Q-Modulators mittels
einer Verweistabelle kann ausreichende Seitenbandunterdrückung bezüglich des
gut charakterisierten Phasenverschiebungsverhaltens des I/Q-Modulators
bereitstellen. Sie stellt daher ein kosteneffizientes Verfahren
der Seitenbandunterdrückung dar,
da sie keine adaptive Rückkopplungsschleife
erfordert. Jedoch stellt die Messung der Seitenbandamplitude zur
Erzeugung eines Rückkopplungssignals
für Phasenabstimmung
im Allgemeinen ein hochentwickelteres Verfahren für Seitenbandunterdrückung dar,
das die wirklichen Umgebungsbedingungen und die tatsächlich vorhandene
Seitenbandamplitude berücksichtigt.
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In
einem anderen Gesichtspunkt stellt die Erfindung eine elektronische
Schaltung bereit, die angepaßt ist,
um unerwünschte
Seitenbänder
eines Ausgangssignals eines I/Q-Modulators
durch Einstellung der relativen Phase der komplexen Eingangssignale
des I/Q-Modulators zu unterdrücken.
Die erfinderische elektronische Schaltung umfaßt einen ersten und einen zweiten
Modulator zum Modulieren eines Basisbandsignals auf ein Zwischenfrequenzsignal.
Die elektronische Schaltung umfaßt außerdem ein Generatormodul zum
Erzeugen eines Steuersignals auf der Zwischenfrequenz, die an den
ersten und zweiten Modulator bereitgestellt wird. Die elektronische
Schaltung hat außerdem
ein Phasenmodul, das die Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals
ermöglicht.
Durch Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals, was durch
digitale Signalverarbeitungsmittel durchgeführt werden kann, kann die Entwicklung
eines speziellen Seitenbandes im Ausgangssignal des I/Q-Modulators
effektiv unterdrückt,
gedämpft
oder sogar eliminiert werden.
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Außerdem umfaßt die elektronische
Schaltung eine Steuereinheit, die angepaßt ist, um die Amplitude eines
Seitenbandsignals des Ausgangs des I/Q-Modulators zu messen und
zu bestimmen, und um entsprechend das Phasenmodul zur Minimierung
der Seitenbandamplitude zu steuern. Auf diese Weise stellen das Phasenmodul
und die Steuereinheit effektiv einen Rückkopplungsmechanismus zur
Abstimmung der Phase des Eingangs des I/Q-Modulators auf solch eine
Art bereit, daß das
unerwünschte
oder ungewollte Seitenband des Ausgangs des I/Q-Modulators gedämpft wird.
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In
einem anderen Gesichtspunkt stellt die Erfindung einen Transceiver
für ein
drahtloses Kommunikationsnetz bereit, das diese erfinderische elektronische
Schaltung umfaßt.
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In
einem anderen Gesichtspunkt stellt die Erfindung eine Basisstation
eines drahtlosen Kommunikationsnetzes bereit, das den Transceiver
umfaßt,
der die elektronische Schaltung nutzt.
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In
noch einem anderen Gesichtspunkt stellt die Erfindung eine Mobilstation
eines drahtlosen Kommunikationsnetzes bereit, das den Transceiver
umfaßt,
der die erfinderische elektronische Schaltung nutzt.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Im
Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung detaillierter durch Bezugnahme auf die Zeichnungen
beschrieben, in denen:
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1 schematisch
ein Blockdiagramm der erfinderischen elektronischen Schaltung zeigt,
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2 ein
Blockdiagramm der elektronischen Schaltung zeigt, die CORDIC-Module
und einen Phasenakkumulator nutzt,
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3 ein
Blockdiagramm eines CORDIC-Moduls und eines Phasenakkumulators darstellt.
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Detaillierte Beschreibung
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1 zeigt
ein schematisches Blockdiagramm der erfinderischen elektronischen
Schaltung 100 zur Unterdrückung eines Seitenbandes eines
Ausgangssignals eines I/Q-Modulators 106. Die elektronische Schaltung 100 hat
Modulatoren 102 und 104, einen I/Q-Modulator 106,
ein numerisch gesteuertes Oszillatormodul 108, ein Phasenmodul 110,
einen Überlagerungsschwingungs-Generatormodul 112 sowie
eine Steuereinheit 114.
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Das
zu modulierende Basisbandsignal wird mit Hilfe von zwei Eingangsanschlüssen 116 und 118 bereitgestellt.
Das Ausgangs-HF-Signal
wird schließlich
am Ausgangsanschluß 119 des
I/Q-Modulators 106 bereitgestellt.
Das Zwischenfrequenzsignal wird mit Hilfe von zwei Modulatoren 104 und 102 erzeugt
und wird als Eingangssignal an den I/Q-Modulator 106 bereitgestellt.
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Zum
Beispiel wird der Realteil des Basisbandsignals durch den Eingangsanschluß 116 bereitgestellt und
der Imaginärteil
des Basisbandsignals wird durch den Eingangsanschluß 118 bereitgestellt.
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Wie
im Blockdiagramm von 1 ersichtlich ist, werden der
Real- und Imaginärteil,
d. h. der Q- und I-Zweig des Basisbandsignals, an beide Modulatoren 102, 104 bereitgestellt.
Beide Modulatoren 102, 104 können durch Verwendung von zwei
separaten Multiplizierern und eines Addierers implementiert werden.
Auf diese Weise erzeugt der Modulator 104 zum Beispiel
den Realteil des modulierten Zwischenfrequenzsignals und der Modulator 102 erzeugt
den imaginären
Q-Teil des Zwischenfrequenzsignals.
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Beide
Modulatoren 102 und 104 werden mittels des numerisch
gesteuerten Oszillators (NCO/Numeric Controlled Oscillator) 108 gesteuert.
In der dargestellten Ausführungsform
wird der Modulator 102 direkt durch den NCO 108 gesteuert,
wohingegen der Modulator 104 durch ein entsprechendes Signal
des NCO 108 gesteuert wird, dessen Phase mit Hilfe des
Phasenmoduls 110 verschoben werden kann. Auf diese Weise
kann die Phase des Zwischenfrequenzsignals beliebig abgestimmt werden.
Es kann folglich ein vorverzerrtes oder vorkompensiertes Signal
für den
I/Q-Modulator darstellen. Vorzugsweise werden die Modulatoren 102, 104, NCO 108 sowie
das Phasenmodul 110 mittels digitaler Verarbeitungselemente
implementiert. Deshalb kann die Erzeugung des Zwischenfrequenzsignals,
was in der Regel im Bereich von mehreren MHz ist, digital erzeugt
werden und seine Phase kann digital beeinflußt werden.
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Real-
und Imaginärteil
des Zwischenfrequenzsignals, das durch die Modulatoren 104 beziehungsweise 102 erzeugt
wurde, werden getrennt an den I/Q-Modulator 106 als Eingangssignale
bereitgestellt. Der I/Q-Modulator 106 wird in der Regel mittels
eines Lokaloszillator(LO)-Generatormoduls 112 gesteuert.
Die zwei separaten Eingangssignale an den I/Q-Modulator 106 werden in der
Regel getrennt mit orthogonalen Signalen multipliziert, die vom
LO-Modul 112 abgezweigt wurden. Danach werden die zwei
modulierten Signale addiert und an den HF-Ausgang 119 des
I/Q-Modulators 106 bereitgestellt.
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Die
Steuereinheit 114 und das Phasenmodul 110 dienen
als eine Regelschleife zur Abstimmung der Phase des Zwischenfrequenzsignals.
Folglich ist die Steuereinheit 114 mit dem Ausgang des
I/Q-Modulators 106 verbunden, um die Amplitude eines Seitenbandes
des Ausgangs des I/Q-Modulators zu bestimmen. Als Antwort, um eine
erhebliche Seitenbandamplitude zu erkennen, ist die Steuereinheit 114 angepaßt ist,
um die Phase des Zwischenfrequenzsignals mittels Regelung des Phasenmoduls 110 zu ändern. Durch
Messung eines entsprechenden Ausgangssignals des I/Q-Modulators 106,
das auf dem phasenveränderten
Eingangssignal beruht, kann die Seitenbandamplitude iterativ minimiert
werden oder das gesamte Seitenband des Ausgangs des I/Q-Modulators
kann vollständig
eliminiert werden.
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Die
Rückkopplungsschleife
der Steuereinheit 114 und das Phasenmodul 110 stellen
ein effizientes und genaues Mittel, um Seitenbandsignale im Übertragungsband
des HF-Signals zu unterdrücken,
sowie ein dynamisches Verfahren zum Kompensieren der Phasenverschiebung
eines Eingangsbasisbandsignals und der Phasenfehler eines I/Q-Modulators 106 bereit.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer bevorzugten Implementierung der elektronischen
Schaltung 200, die zwei CORDIC-Module 120 und 122 als
Ersatz für
die Modulatoren 102, 104 der in 1 dargestellten
Ausführungsform
verwendet. Außerdem
ist im Vergleich zu 1 ebenfalls der NCO 108 durch
einen Phasenakkumulator 126 ersetzt. Auch das Phasenmodul 124 ist
angepaßt,
um durch den Phasenakkumulator 126 gesteuert zu werden
und um ein phasenverschobenes Steuersignal an das CORDIC-Modul 122 bereitzustellen. Auf
diese Weise kann die Phase des Signals, das durch den CORDIC-Modul 122 erzeugt
wurde, effektiv bezüglich
der Phase des Signals verschoben werden, das durch das CORDIC-Modul 120 erzeugt
wurde.
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Außerdem ist
die innere Struktur des I/Q-Modulators 106 schematisch
dargestellt. Der I/Q-Modulator 106 weist zwei Multiplizierer 128, 130,
einen Addierer 134 sowie ein Splittingmodul 132 auf.
Das Hochfrequenzsignal, das durch das Lokaloszillatormodul 112 erzeugt
wurde, wird an das Splittingmodul 132 bereitgestellt, das
ein erstes sinusförmiges
Signal für
den Multiplizierer 128 erzeugt und ein 90° phasenverschobenes Signal
an den Multiplizierer 130 bereitstellt. Auf diese Weise
könnte
der Realteil des Zwischenfrequenzsignals, der durch das CORDIC-Modul 122 bereitgestellt
wurde, mit einem Sinussignal mit Hilfe des Multiplizierers 128 multipliziert
werden, wohingegen der komplexe Teil des Zwischenfrequenzsignals,
der durch das CORDIC-Modul 120 bereitgestellt wurde, mit
einem Cosinussignal mit Hilfe des Multiplizierers 130 multipliziert
wird. Die zwei entstehenden Modulatorsignale werden dann mit Hilfe
des Addierers 134 überlagert
und werden schließlich
als RF-Signal an den Ausgangsanschluß 119 bereitgestellt,
der mit z. B. einem Leistungsverstärker einer Basisstation für eine Funktelekommunikationsnetz
verbunden ist.
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Zum
Beispiel vorausgesetzt, daß der
Realteil des Zwischenfrequenzsignals, das an den Multiplizierer 128 bereitgestellt
wird, durch Acos(ωt
+ Φm) ausgedrückt werden kann, und daß der entsprechende
Imaginärteil
gleich Asin(ωt)
ist. Die zwei Multiplizierer 128 und 130 des I/Q-Modulators
stellen die Multiplikation mit Bcos(ωct
+ Φc) beziehungsweise –Bsin(ωct)
bereit, wobei ωc die Frequenz des LO-Signals darstellt,
das durch das LO-Modul 112 bereitgestellt wurde, Φm die Phase des Zwischenfrequenzsignals darstellt
und Φc die Phasenverschiebung oder Phasenfehler
des I/Q-Modulators 106 widerspiegelt. Außerdem vorausgesetzt,
daß die Amplituden
des Real- und Imaginärteils
sowie die Amplituden des LO-Signals und des einfallenden Zwischenfrequenzsignals
alle gleich sind, ist das Ausgangssignal des I/Q-Modulators durch: 12 AB[cos(ωmt + ϕm – (ωct + ϕc))
+ cos(ωmt + ϕm + ωct + ϕc)]
+ 12 AB[–cos(ωct – ωmt) + cos(ωct
+ ωmt)]gegeben. Das kann in Form eines
oberen Seitenbandes (USB): 12 AB[cos((ωmt + ϕm + ωct + ϕc)
+ cos(ωct + ωmt)]und eines unteren Seitenbandes (LSB)
ausgedrückt
werden. 12 AB[cos(ωmt – ωct + ϕm – ϕc) – cos(ωmt – ωct)]
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Wie
ersichtlich ist, wenn die zwei Phasen Φm und Φc gleich sind, folglich wenn Φm – Φc = 0, dann kompensieren sich die zwei Komponenten
des LSB gegenseitig und das untere Seitenband kann gänzlich verschwinden.
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Die
Steuereinheit 114 dient dazu, das HF-Ausgangsignal zu analysieren
und ein entsprechendes Rückkopplungssignal
für das
Phasenmodul 124 zu generieren, sobald ein unerwünschtes
Seitenbandsignal am HF-Ausgang 119 detektiert werden kann.
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Alternativ
zur dargestellten Ausführungsform
könnte
das Phasenmodul 124 gänzlich
im Phasenakkumulator 126 integriert sein. Im Gegensatz
zum NCO-Modul 108 von 1 stellt
der Phasenakkumulator 126 Winkelwerte bereit, die Phasenverschiebungen
mit beliebiger Genauigkeit darstellen, die durch das CORDIC-Modul
genutzt werden können,
um trigonometrische Funktionen zum Ändern der Phase des Zwischenfrequenzsignals
zu berechnen. Zum Beispiel unter Verwendung von Wordlängen von
16 Bit kann die Phase mit einer Genauigkeit von ungefähr 0,005° eingestellt
werden. Das ermöglicht
eine sehr präzise
Einstellung der Phase des Eingangs des I/Q-Modulators. Zum Beispiel
sollte für
eine Seitenbandunterdrückung
besser als 60 dB die Genauigkeit der Phaseneinstellung unter 0,1° sein.
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Die
in 1 dargestellte alternative Ausführungsform
verwendet einen NCO, der in der Regel mittels einer Verweistabelle
implementiert ist, wobei die Position der Phaseneinstellung stark
von der Größe der Verweistabelle
abhängig
ist. Zum Beispiel müssen
in einem UMTS-System mit einer Abtastrate von 92,16 MHz und einer
Schrittbreite von 200 kHz mindestens 2.304 Werte in der Verweistabelle
gespeichert werden, um eine ganze Zahl von Werten zu haben. Unter
Verwendung von 2.304 diskreten Werten für die Phasenabstimmung kann
die Phase mit einer Genauigkeit von 0,156° abgestimmt werden. Folglich
stellt das CORDIC-Verfahren in Kombination mit dem Phasenakkumulator 124,
wie in 2 dargestellt ist, eine genauere Seitenbandunterdrückung als
die Implementierung unter Verwendung der komplexen Modulatoren 102, 104 und
des NCO 108 dar. Vorzugsweise kann das CORDIC-Modul durch
Verwendung eines Field Programmable Gate Array (FPGA) realisiert
werden, das eine beliebige Auswahl von Wörtern verschiedener Länge bereitstellt.
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3 stellt
ein Blockdiagramm eines CORDIC-Moduls 120 dar, das durch
einen Phasenakkumulator 126 gesteuert ist. Die zwei Eingangsanschlüsse 140, 142 des
CORDIC-Moduls 120 liefern den Realteil beziehungsweise
Imaginärteil
des Basisbandsignals. Der Phasenakkumulator 126 stellt
eine Sequenz von Phasenwinkeln bereit, die einer Phasenverschiebung
entsprechen, und die durch das CORDIC-Modul 120 genutzt werden können. Auf
der Basis dieser Phasenverschiebung wird das CORDIC-Modul 120 angepaßt, um die Phase
seines Zwischenfrequenz-Ausgangssignals zu ändern und folglich den jeweiligen
Zweig des I/Q-Signals zu ändern.
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Zum
Beispiel liefert der Phasenakkumulator 126 ein Phasensignal
ausgedrückt
durch Modulo 2π,
der seinerseits als eine Basis dient, um das RF Frequenzsignal ausgedrückt durch ωt zu erzeugen.
Auf der Basis der Eingangswerte I am Eingangsanschluß 140 und
Q am Eingangsanschluß 142 dient
das CORDIC-Modul 120 dazu, das komplexe Basisbandsignal
zu multiplizieren und den Imaginärteil
Q' des multiplizierten
Signals am Ausgangsanschluß 144 bereitzustellen
und den Realteil I' des
multiplizierten Signals am Ausgangsanschluß 146 bereitzustellen.
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Beim
Implementieren des CORDIC-Moduls 120 in eine elektronische
Schaltung 200, wie in 2 dargestellt
ist, wird nur einer der Ausgangsanschlüsse 144, 146 mit
nur einem der Eingangsanschlüsse
des Modulators 106 verbunden. Zum Beispiel wird der imaginäre Ausgangsanschluß 144 des
CORDIC-Moduls 120 mit
dem imaginären
Eingangsanschluß des
I/Q-Modulators 106 verbunden
und auf eine entsprechende Weise wird der reale Ausgangsanschluß 146 des
CORDIC-Moduls 122 mit dem realen Eingangsanschluß des Modulators 106 verbunden.
Demzufolge werden die restlichen Anschlüsse der zwei CORDIC-Module 120, 122 nicht
mit dem I/Q-Modulator 106 verbunden. Auf diese Weise werden
Imaginär-
und Realteil des Zwischenfrequenzsignals mit Hilfe von zwei separaten
CORDIC-Modulen 120, 122 erzeugt,
einer von denen ein phasenverschobenes Zwischenfrequenzsignal bereitstellt.
-
- 100
- Elektronische
Schaltung
- 102
- Modulator
- 104
- Modulator
- 106
- I/Q-Modulator
- 108
- Numerisch
gesteuerter Oszillator (NCO)
- 110
- Phasenmodul
- 112
- Generatormodul
- 114
- Steuereinheit
- 116
- I-Eingang
- 118
- Q-Eingang
- 119
- RF-Ausgang
- 120
- CORDIC-Modul
- 122
- CORDIC-Modul
- 124
- Phasenmodul
- 126
- Phasenakkumulator
- 128
- Multiplizierer
- 130
- Multiplizierer
- 132
- Splittingmodul
- 134
- Addierer
- 140
- I-Eingang
- 142
- Q-Eingang
- 144
- Q'-Ausgang
- 146
- l'-Ausgang
-
| Bezugszeichen |
Deutsch |
| Fig.
1 |
|
|
104
|
Modulator |
|
114
|
Steuereinheit |
|
108
|
NCO |
|
102
|
Modulator |
|
112
|
LO |
|
106
|
I/Q-Modulator |
| |
|
| Fig.
2 |
|
|
122
|
CORDIC |
|
114
|
Steuereinheit |
|
126
|
Phasenakkumulator |
|
120
|
CORDIC |
|
112
|
LO |
|
106
|
I/Q-Modulator |
| |
|
| Fig.
3 |
|
|
120
|
CORDIC |
|
126
|
Phasenakkumulator |