DE60038027T2

DE60038027T2 - Verbessertes verfahren und gerät zur frequenzaufwärtswandlung von radiofrequenzsignalen

Info

Publication number: DE60038027T2
Application number: DE60038027T
Authority: DE
Inventors: Tajinder Kitchener MANKU; Chris Waterloo SNYDER; Gareth New Hamburg WEALE
Original assignee: Sirific Wireless ULC
Current assignee: Icera Canada ULC
Priority date: 1999-09-01
Filing date: 2000-09-01
Publication date: 2009-05-14
Anticipated expiration: 2020-09-02
Also published as: US6973297B1; AU6974300A; ATE387753T1; EP1208651A1; ATE386367T1; WO2001017120A2; EP1208650A2; US7046980B1; CA2281236A1; WO2001017122A1; WO2001017120A3; AU6974200A; DE60038178D1; EP1208650B1; CA2381997C; DE60038178T2; AU6974100A; WO2001017121A1; EP1208651B1; US7016662B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationen und konkreter auf ein voll integrierbares Verfahren und Gerät für die Aufwärtswandlung von Hochfrequenz-(HF-) und Basisbandsignalen mit verringerten Lokaloszillator-(LO-)Streuverlusten.
Hintergrund der Erfindung
Zum Senden werden in vielen Kommunikationssystemen elektromagnetische Signale vom Basisband zu höheren Frequenzen moduliert, und diese hohen Frequenzen werden danach zu ihrem ursprünglichen Frequenzband demoduliert, wenn sie den Empfänger erreichen. Das ursprüngliche (oder Basisband-)Signal kann zum Beispiel aus Daten, Sprache oder Video bestehen. Diese Basisbandsignale können von Transducern wie Mikrophonen oder Videokameras erzeugt, von Rechnern erzeugt oder von einer elektronischen Speichervorrichtung übermittelt werden. Allgemein liefern die hohen Sendefrequenzen Kanäle grösserer Reichweite und höherer Kapazität als die Basisbandsignale, und weil sich hochfrequente HF-Signale in der Luft fortpflanzen können, sind sie sowohl für drahtlose Kanäle wie auch für fest verdrahtete oder optische Kanäle brauchbar.
Alle diese Signale werden allgemein als Hochfrequenz-(HF-)Signale bezeichnet, die elektromagnetische Signale sind, d. h. Wellenformen mit elektrischen und magnetischen Eigenschaften innerhalb des normalerweise mit der Fortpflanzung von Hochfrequenzwellen verbundenen elektromagnetischen Spektrums. Das elektromagnetische Spektrum ist herkömmlicherweise in 26 alphabetisch bezeichnete Bänder unterteilt worden, aber die ITU erkennt formal 12 Bänder zwischen 30 Hz und 3000 GHz an. Neue Bänder zwischen 3 THz und 3000 THz werden derzeit für ihre Anerkennung aktiv diskutiert.
Zu verdrahteten Kommunikationssystemen, in denen solche Modulations- und Demodulationstechniken verwendet werden, gehören u. a. Rechnerkommunikationssysteme wie die lokalen Netze (LAN), Richtfunkstrecken und Weitbereichsnetze (WAN) wie das Internet. Diese Netze vermitteln im Allgemeinen Dateisignale über elektrische oder faseroptische Kanäle. Drahtlose Kommunikationssysteme, in denen Modulation und Demodulation eingesetzt werden können, sind u. a. AM- und FM-Radio sowie UHF- und VHF-Fernsehen des öffentlichen Sendebetriebs. Zu privaten Kommunikationssystemen können Mobiltelephonnetze, persönliche Funkbenachrichtigungsgeräte, die von Taxidiensten verwendeten HF-Funksysteme, Mikrowellen-Backbone-Netze, unter Verwendung der Bluetooth-Norm miteinander verbundene Haushaltgeräte und Satellitenkommunikationen gezählt werden. Weitere drahtgebundene oder drahtlose Systeme, in denen die HF-Modulation und -Demodulation verwendet wird, wären dem Fachmann bekannt.
Eines der derzeitigen fachlichen Probleme besteht darin, physikalisch kleine und billige Modulationstechniken und -geräte zu entwickeln, die gute Leistungsmerkmale besitzen. Zum Beispiel ist es für Mobiltelephone wünschenswert, einen Sender zu haben, der gänzlich auf einer integrierten Schaltung integriert werden kann.
Mehrere Versuche sind unternommen worden, Kommunikationssenderkonstruktionen vollständig zu integrieren, hatten aber nur ein begrenztes Mass von Erfolg. Vorhandene Lösungen und die damit verbundenen Probleme werden hierunter zusammengefasst.
1. Direktumwandlungssender
Bei Direktumwandlungs-Architekturen 10 werden Basisbandsignale in einem einzigen Schritt auf HF-Niveaus moduliert, indem ein Basisbandsignal mit einem Lokaloszillatorsignal bei Trägerfrequenz gemischt wird. Auf das Blockdiagramm von 1 Bezug nehmend, werden die Inphasen-(I-) und Quadratur-(Q-)Komponenten des Basisbandsignals über Mischer MI 12 und MG 14 zu HF aufwärts gewandelt. Die HF-Mischsignale werden unter Verwendung eines Lokaloszillators 16, der auf die HF abgestimmt ist, sowie eines 90-Grad-Phasenschiebers 18 erzeugt, wodurch gewährleistet wird, dass die I- und Q-Signale zu ihren Quadraturkomponenten aufwärts gewandelt werden. Die beiden aufwärts gewandelten HF-Signale werden mit dem Summierglied S 20 addiert und mit einem Bandfilter (BPF) 22 gefiltert, das eine Bandfilterkurve um das HF-Signal herum besitzt, um unerwünschte Komponenten zu beseitigen. Schliesslich verstärkt ein Leistungsverstärker (PA) 26 das Signal auf das erforderliche Sendeniveau.
Ein Mischer ist allgemein eine Schaltung oder Vorrichtung, die als seine Eingangssignale zwei unterschiedliche Frequenzen aufnimmt und an ihrem Ausgang

a) ein Signal, dessen Frequenz die Summe der Frequenzen der Eingangssignale ist;
b) ein Signal, dessen Frequenz die Differenz zwischen den Frequenzen der Eingangssignale ist; und
c) die ursprünglichen Eingangsfrequenzen

Die Nachteile dieser Topologie sind folglich:

• dass das LO-Signal in das HF-Signal gestreut wird, da das HF-Ausgangssignal die gleiche Frequenz wie das LO-Signal besitzt; und
• dass das HF-Ausgangssignal in die LO-Erzeugungsglieder zurückgestreut wird und bewirkt, dass diese verstimmt werden. Dieser Mechanismus wird gewöhnlich als „LO-Mitziehen" bezeichnet.

Allerdings kann diese Topologie leicht integriert werden und verlangt weniger Bauteile als andere fachbekannte Modulationstopologien.
2. Direkt modulierter Sender
2 stellt ein Blockdiagramm eines direkt modulierten Senders 30 vor, bei dem das Basisbandsignal einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 32 moduliert, der so ausgelegt ist, dass er in der Nähe der HF-Frequenz schwingt. Das Ausgangssignal des VCO 32 wird dann mit einem Bandfilter (BPF) 34 gefiltert, das ein Passband um die HF-Frequenz herum besitzt, um unerwünschte Komponenten zu entfernen. Der Leistungsverstärker 36 verstärkt das gefilterte Signal dann zur erforderlichen Amplitude.
Die Nachteile dieser Topologie sind:

• dass das LO-Signal in das HF-Signal hinein streut; und
• dass das HF-Ausgangssignal in das LO-Erzeugungsglied zurückgestreut wird und bewirkt, dass dieses verstimmt. Wieder wird dieser Mechanismus gewöhnlich als „LO-Mitziehen" bezeichnet.

Diese Topologie lässt sich leicht integrieren und verlangt eine geringe Anzahl von Bauteilen. Um Stabilität zu bewahren, wird in den meisten Anwendungen der VCO 32 über eine Phasenregelschleife blockiert. In einigen Anwendungen könnte das Eingangssignal zum VCO 32 eine aufwärts gewandelte Version des Basisbandsignals sein.
3. Doppelwandlungssender
Eine Doppelwandlungstopologie löst zwei der mit den Topologien der Direktumwandlung und der Direktmodulation verbundenen Probleme, und zwar konkret die Streuung des LO-Signals in das HF-Signal und das „LO-Mitziehen". In dieser Topologie wird das Basisbandsignal über zwei Frequenzübersetzungen, die mit zwei Lokaloszillatoren (LO) verbunden sind, die beide nicht auf das HF-Signal abgestimmt sind, zum HF-Band übersetzt. Da keiner dieser LO auf die gewünschte HF-Ausgangsfrequenz abgestimmt ist, werden die Probleme der LO-Streuung und des „LO-Mitziehens" allgemein eliminiert.
Die Topologie der Doppelwandlung wird in 3 als ein Blockdiagramm vorgestellt. Wie der unter Bezugnahme auf 1 oben beschriebene Direktumwandlungssender werden die Inphasen-(I-) und Quadratur-(Q-)Komponenten des Basisbandsignals zuerst über die Mischer MI 42 und MQ 44 zur HF aufwärts gewandelt. Jedoch ist in diesem Falle das unter Verwendung des Lokaloszillators 46 erzeugte HF-Mischsignal nicht auf die erwünschte Ausgangsfrequenz, sondern auf eine Zwischenfrequenz (IF) abgestimmt. Der 90-Grad-Phasenschieber 48 gewährleistet dann, dass die I- und O-Signale zu ihren Quadratur-IF-Komponenten aufwärts gewandelt werden. Die beiden aufwärts gewandelten IF-Signale werden dann über das Summierglied S 50 addiert und mit einem Bandfilter (BPF) 52 gefiltert, das eine Bandfilterkurve um das IF-Signal herum besitzt.
Das IF-Signal wird dann mit dem Mischer M 54 und einem zweiten Lokaloszillator (LO2) 55, der nicht auf der HF-Ausgangsfrequenz sein muss, zur gewünschten HF-Ausgangsfrequenz aufwärts gewandelt. Das Signal wird dann mit einem zweiten Bandfilter (BPF) 56 gefiltert, das ein Passband um das HF-Signal herum besitzt, und mit dem Leistungsverstärker (PA) 26 auf das gewünschte Niveau verstärkt.
Obwohl die Probleme bei der Direktumwandlungstopologie und bei der Topologie mit direkter Modulation durch diese Technik angesprochen werden, hat sie selbst wiederum Nachteile:

• sie braucht zwei LO-Signale;
• sie braucht zwei Filter;
• sie braucht eine beträchtliche Menge an Frequenzplanung; und
• es ist schwierig, alle Komponenten in eine integrierte Schaltung zu integrieren.

4. Offset-Umwandlungssender
Eine Offset-Umwandlungstopologie 60 wie die in 4 vorgestellte löst auch die beiden mit der Direktumwandlung und der Direktmodulation verbundenen Hauptprobleme, nämlich die Streuung des LO-Signals in das HF-Signal und das „LO-Mitziehen". Wie beim Sender mit Doppelwandlungs-Sender erfolgt dies dadurch, dass das Basisbandsignal unter Verwendung zweier Lokaloszillatoren, von denen keiner auf die Ausgangs-HF-Frequenz abgestimmt ist, zum HF-Band übersetzt wird. Wie oben bemerkt, werden die Probleme der LO-Streuung und des „LO-Mitziehens" vermieden, weil keiner dieser LO auf die Ausgangs-HF-Frequenz abgestimmt ist.
Auf das Blockdiagramm von 4 Bezug nehmend, wird das Basisbandsignal mit Mischern MI 62 und MO 64, die durch ein kombiniertes Signal von zwei getrennten Oszillatoren LO1 66 und LO2 68 moduliert werden, zur HF-Frequenz aufwärts gewandelt. Die zur Aufwärtswandlung des Basisbandsignals verwendete Frequenz ist durch f1 + f2 gegeben, wo f1 die Grundfrequenzkomponente des Signals des Lokaloszillators LO1 66 und f2 die Grundkomponente des Signals des Lokaloszillators LO2 68 ist. Durch Mischen der Signale von den Oszillatoren LO1 66 und LO2 68 mit dem Mischer M 70 wird die Frequenz f1 + f2 erzeugt, die der Ausgangs-HF-Frequenz entspricht. Ein Bandfilter (BPF) 72 wird dann verwendet, um alle Frequenzkomponenten ausser f1 + f2 zu dämpfen. Der 90-Grad-Phasenschieber 74 gewährleistet, dass die I- und Q-Signale zu ihren Quadraturkomponenten aufwärts gewandelt werden.
Die beiden aufwärts gewandelten Signale werden dann mit dem Summierglied S 76 addiert und mit einem Bandfilter (BPF) 78 gefiltert, das ein Passband um das HF-Signal herum besitzt. Schliesslich verstärkt ein Leistungsverstärker 80 das Signal auf das gewünschte Niveau. Die Nachteile dieser Topologie sind:

• sie braucht zwei LO-Signale;
• sie braucht zwei Filter; und
• sie braucht eine signifikante Menge an Frequenzplanung.

5. Weitere Systeme
Zwei weitere, verwandte HF-Modulationssysteme werden in der europäischen Patentanmeldung 98 306 821.4 , veröffentlicht am 3. März 1999 unter der Veröffentlichungsnummer EP 0 899 868 A1 , und in der PCT-Anmeldung PCT/US 95/08019, veröffentlicht am 11. Januar 1996 als WO 96/01006 , beschrieben.
Die europäische Patentanmeldung 98 306 821.4 beschreibt das allgemeine Konzept, dass Vorteile gewonnen werden können, wenn ein empfangenes Signal mit einem lokalen Signal, das kodiert, nicht kodiert, periodisch oder pseudo-zufällig sein kann, moduliert wird. Diese Patentanmeldung erklärt aber nicht, wie dieses Konzept auf die konkrete Anwendung einer Aufwärtswandlung angewendet werden könnte, und sie beschreibt auch nicht irgendwelche speziellen Techniken, die verwendet werden könnten, um Rauschen oder lokale Oszillatorstreuung in der Aufwärtswandlung von Signalen zu unterdrücken.
Die PCT-Patentanmeldung PCT/US 95/08019 beschreibt eine Demodulationstopologie, die eine Erweiterung früherer Superheterodyn-Konstruktionen ist. Diese Konstruktion verwirft angeblich „Stör"signale, die auf Seite 1, Zeilen 26 bis 32 und noch einmal auf Seite 6, Zeilen 17 bis 26, unter Bezugnahme auf ein konkretes Beispiel definiert werden: wenn ein 90-MHz-LO-Signal verwendet wird, um ein gewünschtes 80-MHz-Signal zu demodulieren und ein 100-MHz-„Stör"signal im Signalpfad vorhanden ist, dann werden das gewünschte Signal und das Störsignal beide auf 10 MHz demoduliert werden. Anmelderin (Honeywell) erklärt, dass es im Allgemeinen nicht möglich ist, diese beiden Signale voneinander zu trennen, da sie bei 10 MHz einander überlappen.
Honeywell schlägt eine zweistufige Mischtopologie vor, die das gewünschte Signal demoduliert, aber dieses Störsignal angeblich unterdrückt. Dies erfolgt, indem zwei Lokaloszillatoren (LO) verwendet werden, die man in einer typischen Superheterodyn-Topologie antreffen würde, ausser dass die beiden LO-Signale mit dem gleichen Spreizspektrum-(SS-)muster moduliert werden, ehe sie mit dem Eingangssignal gemischt werden.
Sie argumentiert, dass das gewünschte 80-MHz-Signal durch den ersten SS-LO kodiert und dann durch den zweiten dekodiert wird. Sie argumentiert ferner, dass die 100 MHz durch den zweiten SS-LO nicht richtig dekodiert werden, so dass dieses Signal einfach als Rauschen am Ausgang verbleibt (Zeilen 20–21 auf Seite 6 lauten: „In anderen Worten wird das gewünschte Signal korrekt in der Bandbreite gespreizt, aber das unerwünschte Signal wird es nicht." In Zeilen 25–26 auf Seite 6 bemerkt Honeywell dann: „ ... das gewünschte Signal kann wiedergewonnen werden, da es anders als das unerwünschte Signal gespreizt worden ist.")
Die Honeywell-Konstruktion tut nichts, um das Rauschen zu unterdrücken, das am Eingang zum ersten Mischer ankommt, gleichviel ob es ein Störsignal, ein Lokaloszillator-Streusignal oder irgendein anderes Signal ist. Jedes am Eingang zum ersten Mischer empfangene Signal wird durch das erste SS-Signal kodiert und dann durch das zweite SS-Signal dekodiert; gleichzeitig wird es durch die beiden LO-Signale auf den beiden Mischern abwärts gewandelt.
Daher besteht ein Bedürfnis nach einem Verfahren und Gerät zur Modulierung von HF-Signalen, das die gewünschte Integrierbarkeit gleichzeitig mit guter Leistung zulässt.
Zusammenfassung der Erfindung
Daher besteht ein Ziel der Erfindung darin, ein neuartiges Verfahren und System der Modulation zur Verfügung zu stellen, die wenigstens einen der Nachteile des Standes der Technik beseitigen bzw. lindern.
Ein Aspekt der Erfindung lässt sich allgemein als ein Hochfrequenz-(HF-)Aufwärtswandler mit verringerter Lokaloszillatorstreuung für die Emulation der Modulation eines Eingangssignals x(t) mit einem Lokaloszillatorsignal der Frequenz f definieren, wobei der Aufwärtswandler umfasst:
einen Synthesizer zur Erzeugung von Mischsignalen φ₁ und φ₂, die sich über die Zeit unregelmässig verändern, wobei
φ₁ * φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt;
weder φ₁ noch φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt; und
die Mischsignale φ₁ und φ₂ dafür ausgelegt werden, das Lokaloszillatorsignal der Frequenz f in einer Zeitbereichsanalyse zu emulieren;
einen ersten, zum Mischen des Eingangssignals x(t) mit dem Mischsignal φ₁ an den Synthesizer angeschlossenen Mischer, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und
einen zweiten, zum Mischen des Signals x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂ an den Synthesizer und an den Ausgang des ersten Mischers angeschlossenen Mischer, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ die Modulation des Eingangssignals x(t) mit dem Lokaloszillatorsignal der Frequenz f emuliert,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Synthesizer nur eine einzige Zeitbasis verwendet, um beide Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung wird als ein Verfahren zur Modulation eines Basisbandsignals x(t) definiert, das die Schritte umfasst:
Erzeugung von Mischsignalen φ₁ und φ₂, die sich über die Zeit unregelmässig verändern, wobei
φ₁ * φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt;
weder φ₁ noch φ₂ bei der Frequenz f des emulierten Lokaloszillatorsignals eine signifikante Leistung besitzt; und
die Mischsignale φ₁ und φ₂ dafür ausgelegt werden, das Lokaloszillatorsignal der Frequenz f in einer Zeitbereichsanalyse zu emulieren;
Mischen des Eingangssignals x(t) mit dem Mischsignal φ₁, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und
Mischen des Signals x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Mischsignale φ₁ und φ₂ mit nur einer einzigen Zeitbasis erzeugt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und weitere Merkmale der Erfindung werden deutlicher aus der folgenden Beschreibung hervorgehen, in der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen
1 ein Blockdiagramm eines fachbekannten Direktumwandlungssenders vorstellt;
2 ein Blockdiagramm eines fachbekannten, direkt modulierten Senders vorstellt;
3 ein Blockdiagramm eines fachbekannten Doppelwandlungssenders vorstellt;
4 ein Blockdiagramm eines fachbekannten Offset-Umwandlungssenders vorstellt;
5(a) ein Blockdiagramm einer allgemeinen Implementierung der Erfindung vorstellt;
5(b) beispielhafte Mischer-Eingangssignale φ₁ und φ₂ vorstellt, deren Amplituden als Funktionen der Zeit aufgetragen sind;
6 ein Blockdiagramm der Quadraturmodulation in einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt;
7 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der bei der Messung des Leistungsbetrages beim Basisband eine Fehlerkorrektur eingesetzt wird;
8 ein Blockdiagramm eines Senders in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung vorstellt;
9 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der ein zwischen Mischer M1 und M2 platziertes Filter verwendet wird; und
10 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung vorstellt, in der N Mischer und N Mischsignale verwendet werden.
Eingehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung
Eine Vorrichtung, die auf die oben umrissenen Ziele gerichtet ist, wird als ein Blockdiagramm in 5(a) vorgestellt. Diese Figur stellt eine Modulatortopographie 90 vor, in der ein Eingangssignal x(t) mit Signalen gemischt wird, die im Zeitbereich (TB) unregelmässig sind und die gewünschte Modulation zustande bringen. Ein virtueller Lokaloszillator (VLO) wird erzeugt, indem unter Verwendung von zwei Mischern M1 92 und M2 94 zwei Funktionen (als φ₁ und φ₂ bezeichnet) im Signalverlauf des Eingangssignals x(t) miteinander multipliziert werden. Die in dieser Erfindung beschriebenen Mischer sollten die typischen Eigenschaften von Mischern des Standes der Technik besitzen, d. h. hätten eine mit ihnen verbundene Rauschhöhe, Linearitätsreaktion und Mischverstärkung. Die Auswahl und Auslegung dieser Mischer sollte den fachbekannten Normen folgen und könnte z. B. aus Gegentakt-Doppelmischern bestehen. Obwohl diese Figur andeutet, dass verschiedene Elemente in einer analogen Form realisiert sind, können sie aber in digitaler Form realisiert werden.
Die beiden zeitveränderlichen Funktionen φ₁ und φ₂, aus denen das Signal des virtuellen Lokaloszillators (VLO) besteht, haben die Eigenschaft, dass ihr Produkt das Signal eines Lokaloszillators (LO) emuliert, das bei der Trägerfrequenz signifikante Leistung besitzt, während aber keines der beiden Signale bei der Frequenz des emulierten Lokaloszillators einen signifikanten Leistungspegel besitzt. Im Ergebnis erfolgt die gewünschte Modulation, aber es gibt kein LO-Signal, das in den HF-Pfad streuen könnte. 5b veranschaulicht mögliche Funktionen für φ₁ und φ₂.
Um die Streuung von LO-Leistung in das HF-Ausgangssignal, wie sie wie im Falle einer Direktumwandlungs-Topologie und einer Direktmodulations-Topologie auftritt, zu minimieren, sind die bevorzugten Kriterien für die Auswahl der Funktionen φ₁ und φ₂ wie folgt:

(i) dass φ₁ und φ₂ bei der Ausgangsfrequenz keinen signifikanten Leistungsbetrag besitzen. Das heisst, dass der bei der Ausgangsfrequenz erzeugte Leistungsbetrag die Gesamtleistung des Sendersystems nicht in signifikanter Weise beeinflussen sollte,
(ii) dass die für die Erzeugung von φ₁ und φ₂ erforderlichen Signale bei der Ausgangsfrequenz keinen signifikanten Leistungsbetrag besitzen sollten; und
(iii) wenn x(t) ein Basisbandsignal ist, φ₁ * φ₁ * φ₂ und φ₂ * φ₂ keinen signifikanten Leistungsbetrag innerhalb der Bandbreite des aufwärts gewandelten HF-(Ausgangs-)Signals besitzen sollten.

Durch Bedingungen (i) und (ii) wird gewährleistet, dass im System kein signifikanter Leistungsbetrag bei den Frequenzen erzeugt wird, die das gleiche LO-Streuproblem verursachen würden, wie es bei den herkömmlichen Topologien der Direktumwandlung und der Direktmodulation zu finden ist. Bedingung (iii) gewährleistet, dass φ₁ kein Signal innerhalb des HF-Signals am Ausgang erzeugt, selbst wenn es in den Eingangsport streut. Bedingung (iii) gewährleistet ferner, dass φ₂ kein Signal innerhalb des HF-Signals am Ausgang erzeugt, selbst wenn es in die Schnittstelle zwischen den beiden Mischern streut.
Verschiedene Funktionen können die oben gestellten Bedingungen erfüllen, und mehrere davon werden im Folgenden beschrieben, aber es sollte für einen Fachmann klar sein, dass auch weitere, ähnliche Signalpaare erzeugt werden können. Allgemein können diese Signale zufallsbedingte, pseudozufallsbedingte, periodische Zeitfunktionen oder digitale Wellenformen sein. Obwohl solche Signale als „aperiodisch" beschrieben werden können, so können doch Zyklengruppen aufeinander folgend wiederholt werden. Zum Beispiel können die in 5(b) vorgestellten Signale φ₁ und φ₂, die das aus fünf Zyklen bestehende Signal φ₁ * φ₁ erzeugen, wiederholt in die Mischer M1 92 und M2 94 eingegeben werden.
Statt zwei Mischsignale zu verwenden, wie oben aufgezeigt, können ebenso auch Gruppen von drei oder mehr Signalen verwendet werden (eine zusätzliche Beschreibung dafür wird hierunter bei 10 gegeben).
Für einen Fachmann wäre es auch klar, dass virtuelle LO-Signale erzeugt werden können, die die Vorteile der Erfindung in grösserem oder kleinerem Ausmass bieten. Während es unter bestimmten Umständen möglich ist, fast keine LO-Streuung zu haben, kann es unter anderen Umständen annehmbar sein, virtuelle LO-Signale einzubauen anzuverwenden, die noch einen Grad von LO-Streuung zulassen.
Die Topologie der Erfindung ist der einer direkten Aufwärtswandlung ähnlich, aber liefert einen grundsätzlichen Vorteil, nämlich eine minimale Streuung eines Lokaloszillator-(LO-)Signals in das HF-Band. Die Topologie liefert auch technische Vorteile gegenüber anderen bekannten Topologien wie die der direkten Modulation, der Doppelwandlung und der Offset-Umwandlung:
sie eliminiert die Notwendigkeit, einen zweiten LO und verschiedene (oft externe) Filter zu haben; und
sie besitzt ein höheres Integrationsniveau, da die für sie erforderlichen Komponenten leicht auf eine integrierte Schaltung aufgebracht werden können.
Obwohl die grundsätzliche Implementierung der Erfindung Fehler bei der Erzeugung des virtuellen Lokaloszillators (VLO) hervorbringen kann, sind Lösungen für dieses Problem verfügbar und werden hierunter beschrieben.
Die Erfindung liefert die Basis für einen voll integrierten Kommunikationssender. Steigende Integrationsniveaus sind seit Einführung der integrierten Schaltung die Triebkraft in Richtung auf niedrigere Kosten, ein höheres Volumen, eine höhere Zuverlässigkeit sowie für Verbraucherelektronik geringerer Leistungsaufnahme gewesen. Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, dass Kommunikationssender der gleichen Integrationsroute folgen, die für andere Verbraucherelektronikerzeugnisse Nutzen gebracht hat.
Konkret sind Vorteile aus der Perspektive von Herstellern bei Einbau der Erfindung in ein Erzeugnis u. a. die folgenden:

1. signifikante Kostenersparnisse wegen der verringerten Teilezahl einer integrierten Vorrichtung. Eine verringerte Teilezahl senkt die Kosten für Lagersteuerung, die mit der Lagerhaltung verbundenen Kosten und die Anzahl der Arbeitskräfte, die sich mit einer grösseren Teilezahl befassen:
2. signifikante Kostenersparnisse wegen der verringerten Fertigungskomplexität. Eine verringerte Komplexität senkt die Produkteinführungszeit, die Kosten für die Ausrüstung zur Fertigung des Erzeugnisses, die Kosten für Tests und die Korrektur von Mängeln sowie die zeitlichen Verzögerungen, die durch Fehler und Probleme am Montageband verursacht werden;
3. verringerte Konstruktionskosten auf Grund der vereinfachten Architektur. Die vereinfachte Architektur führt zu einer kürzeren Konstruktionszeit beim ersten Durchgang und zu einer kürzeren Zeit für den gesamten Konstruktionszyklus, da eine vereinfachte Auslegung die Anzahl der für die Konstruktion erforderlichen Iterationen senkt;
4. signifikante Platzersparnisse und verbesserte Herstellbarkeit wegen der hohen Integrierbarkeit und der sich daraus ergebenden Verringerung beim Formfaktor (der physikalischen Grösse) des Erzeugnisses. Das bedeutet sehr grosse Ersparnisse im Verlauf des gesamten Herstellungsprozesses, da kleinere Standflächen der Vorrichtung eine Herstellung der Erzeugnisse mit weniger Material ermöglichen, z. B. weniger Substrat für die gedruckte Schaltung, kleinere Produktumhüllung und kleinere Endverpackung des Erzeugnisses;
5. die Vereinfachung und Integrierbarkeit der Erfindung ergibt Erzeugnisse mit höherer Zuverlässigkeit, grösserer Ausbeute, geringerer Komplexität, längerer Lebensdauer und grösserer Robustheit;
6. wegen der vorerwähnten Kostenersparnisse ermöglicht die Erfindung die Schaffung von Erzeugnissen, die sonst wirtschaftlich nicht machbar wären.

Somit bietet die Erfindung dem Hersteller einen signifikanten Wettbewerbsvorteil.
Aus der Perspektive des Verbrauchers bietet die Erfindung u. a. die folgenden Marktvorteile:

1. geringere Kosten der Erzeugnisse auf Grund der niedrigeren Herstellungskosten;
2. höhere Zuverlässigkeit, da höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen Erzeugnisse bedeuten, die gegenüber einer Beschädigung durch Stoss, Vibrationen und mechanischer Belastung weniger empfindlich sind;
3. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten eine längere Lebensdauer der Erzeugnisse:
4. geringere Leistungsaufnahme und daher geringere Betriebskosten;
5. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten ein geringeres Gewicht des Erzeugnisses;
6. höhere Integrationsniveaus und geringere Teilezahlen bedeuten physisch kleinere Erzeugnisse; und
7. Schaffung neuer wirtschaftlicher Erzeugnisse.

Die vorliegende Erfindung betrifft eine direkte Übersetzung eines Basisbandsignals in ein HF-Signal und insbesondere die Lösung des Problems einer LO-Streuung, das dem derzeitigen Stand der Technik anhaftet. Die Erfindung ermöglicht es, einen HF-Sender ohne Verwendung externer Filter gänzlich auf einem einzigen Chip zu integrieren, wobei der HF-Sender des Weiteren als ein Mehrfachnorm-Sender verwendet werden kann. Beschreibungen beispielhafter Ausführungsformen folgen.
In vielen Modulationsschemata ist es notwendig, sowohl die I- als auch die Q-Komponente des Eingangssignals zu modulieren, was einen Modulator 100 verlangt, wie er im Blockdiagramm von 6 vorgestellt wird. In diesem Falle müssten vier Modulationsfunktionen erzeugt werden: φ_1I * φ_2I, was gegenüber φ_1Q * φ_2Q um 90° phasenverschoben ist. Die Paarung von Signalen φ_1I und φ_2I muss die oben aufgeführten Auswahlkriterien für die Funktionen erfüllen, ebenso die Paarung von Signalen φ_1Q und φ_2Q. Die Mischer 102, 104, 106, 108 sind Standardmischer, wie sie im Fach bekannt sind.
Wie in 6 gezeigt, empfängt der Mischer 102 das Eingangssignal x(t) und moduliert es mit φ_1I, danach moduliert der Mischer 104 das Signal x(t) φ_1I mit φ_2I, um die Inphasen-Komponente des Eingangssignals im Basisband zu liefern, d. h. x(t) φ_1I φ_2I. Ein komplementärer Prozess läuft auf der Quadraturseite des Modulators ab, wo der Mischer 106 das Eingangssignal x(t) empfängt und es mit φ_1Q moduliert, wonach der Mischer 108 das Signal x(t) φ_1Q mit φ_2Q moduliert, um die Quadraturphasenkomponente des Eingangssignals im Basisband zu liefern, d. h. x(t) φ_1Q φ_2Q. Die Inphasenkomponente und die Quadraturkomponente des aufwärts gewandelten Signals werden dann unter Verwendung des Summiergliedes 110 kombiniert, um das Ausgangssignal zu liefern: x(t) φ_1I φ_2I + x(t) φ_1Q φ_2Q.
In der obigen Analyse sind Gleichlauffehler vernachlässigt worden, die bei der Konstruktion des VLO entstehen würden (Gleichlauffehler können in der Gestalt einer Verzögerung oder mangelnden Übereinstimmung bei den Anstiegs- und Abfallzeiten vorliegen). In der folgenden Analyse werden nur Verzögerungen betrachtet, aber die gleiche Analyse kann auf Anstiegs- und Abfallzeiten angewendet werden. Der wirkliche VLO, der erzeugt wird, kann geschrieben werden als VLOw = VLOi + εVLO(t) (1)wo VLO_w der erzeugte, wirkliche VLO und VLO_i der ideale VLO ohne Gleichlauffehler ist, während ε_VLO(t) den wegen der Gleichlauffehler auftretenden Fehler absorbiert. Daher wird das Ausgangssignal der virtuellen LO-Topologie, das als y(t) bezeichnet wird, zu y(t) = x(t) × [VLOi + εVLO(t)] (2)
Das Glied x(t) VLO_i ist das gewünschte Glied, während x(t) ε_VLO(t) ein Glied ist, das Aliasing-Leistung in das gewünschte HF-Signal am Ausgang des Aufbaus einbringen könnte. Das Glied ε_VLO(t) kann man auch als ein Glied betrachten, durch das das Grundrauschen des VLO angehoben wird. Dies ist kein ernstes Problem, da das Signal x(t) im Basisband liegt und eine gut definierte Bandbreite besitzt. Durch sorgfältige Auswahl von φ₁ und φ₂ und durch Anordnung eines geeigneten Filters am Eingang des Aufbaus kann der Betrag der Aliasing-Leistung signifikant verringert werden, obwohl er wegen der Gleichlauffehler niemals vollständig eliminiert werden kann.
Es gibt verschiedene Möglichkeiten, wie man den Betrag der Aliasing-Leistung weiter verringern könnte, zum Beispiel durch Verwendung einer geschlossenen Schleifenkonfiguration, wie sie unten beschrieben wird. Das Glied x(t) ε_VLO(t) enthält zwei Glieder am HF-Ausgang.

(i) die Aliasing-Leistung P_a und
(ii) die Leistung des gewünschten Signals, aber mit einer Verringerung des Leistungsniveaus, die in der Grössenordnung des Verzögerungsfehlers P_wε liegt.

Daher kann die Gesamtleistung am HF-Ausgang (die als P_M bezeichnet wird) in die drei Komponenten

(i) Leistung des gewünschten Signals, P_w,
(ii) Leistung der Aliasing-Glieder, P_a, und
(iii) Leistung des gewünschten HF-Signals, die aus dem Glied P_wε entsteht (diese Leistung kann sowohl positiv als auch negativ sein) aufgespalten werden. Daher PM = Pw + Pwε(r) + Pa(τ) (3)

Man bemerke, dass P_wε und P_a Funktionen der Verzögerung τ sind. Da |P_w| > > |P_wε|, so wird (3) zu PM = Pw + Pa(τ) (4)
Wenn die Leistung P_M gemessen und r zeitlich angepasst wird, so kann das Glied P_a zu null (oder einen Wert nahe null) reduziert werden. Mathematisch kann dies erfolgen, wenn die Steigung von P_M gegenüber der Verzögerung τ null gesetzt wird, d h.:
Ein Sender, mit dem diese Prozedur implementiert werden kann, ist in 7 veranschaulicht (eine genauere Beschreibung wird im folgenden Absatz geliefert). Das Schema für die Leistungsmessung und die Gliederblöcke, die erforderlich sind zu erkennen, wann
können innerhalb einer digitalen Signalverarbeitungseinheit (DSP) realisiert werden. Ebenfalls veranschaulicht in 7 ist eine visuelle Darstellung der gemessenen Leistung gegen die Verzögerung, durch die ein Optimum identifiziert wird, wo
Im Blockdiagramm von 7 wird das Basisbandsignal zuerst durch die Mischer M1 122 und M2 124 mit den Signalen φ₁ bzw. φ₂ multipliziert. Als Nächstes wird das Signal mit einem Bandfilter (BPF) 126 gefiltert, das verwendet wird, um die Leistung ausserhalb des Bandes zu verringern, die nachfolgende Elemente veranlassen könnte, das gewünschte Signal in seiner Verstärkung zu komprimieren oder es zu verzerren. Die Auslegung dieses BPF 126 hängt von der Bandbreite des gewünschten Signals, den Systemspezifikationen und den Kompromissen bei der Auslegung des Systems ab. Im Interesse der Einfachheit sind getrennte Inphasen- und Quadraturkanäle nicht identifiziert worden, obwohl die Erfindung bevorzugt so implementiert wird.
Das Ausgangssignal des BPF 126 ist das gewünschte, aufwärts gewandelte HF-Signal. Dieses Ausgangssignal wird mit der Leistungsmesseinheit 128 gemessen. Die Leistung wird bezüglich der Verzögerung, die auf das Signal φ₂ addiert wurde, durch Einsatz des Detektors 130 von
und der Verzögerungssteuereinheit 132, die die Quelle 134 des Signals φ₂ manipuliert, minimiert. Wie im Zeitablaufdiagramm von 7 gezeigt, ermöglicht es dieser Prozess, das Signal φ₂ zeitlich zu verzögern.
Allgemein kann die Leistung bezüglich der Anstiegszeit von φ₂ oder einer Kombination von Verzögerung und Anstiegszeit minimiert werden. Weiter kann die Leistung bezüglich der Verzögerung, Anstiegszeit oder sowohl der Verzögerung als auch der Anstiegszeit des Signals φ₁ oder beider Signale φ₁ und φ₂ minimiert werden. Einem Fachmann wäre es klar, dass in bestimmten Anwendungen statt der Leistung auch der Strom oder die Spannung gemessen werden können. Ebenso kann die Phasenverzögerung von φ₁ und/oder φ₂ modifiziert werden, um den Fehler zu minimieren.
Es wird bevorzugt, dass diese Leistungserkennung 130 mit einer digitalen Signalverarbeitungseinheit (DSP) 136 erfolgt, nachdem das Basisbandsignal mit einem Analog-Digital-Wandler digitalisiert worden ist, sie kann aber auch mit getrennten oder mit Analogkomponenten erfolgen.
Ein Problem, das sich als ernster als die Aliasing-Leistung am Ausgang erweisen könnte, ist ein Gleichstromoffset, der das Basisbandsignal x(t) begleitet. Wenn DC den Wert dieses unbekannten Gleichstromoffsets repräsentiert, kann das Eingangssignal als x(t) + DC geschrieben werden. Daher wäre das Ausgangssignal des Aufbaus von der Form: y(t) = x(t) × [VLOi] + DC × VLOi (6)wobei angenommen wird, dass mit der Erzeugung des VLO-Signals kein Fehler verbunden ist. In dieser Darstellung repräsentiert das Glied DC × VLO_i unerwünschte Leistung in der Nähe des gewünschten Signals x(t) × VLO_i.
Ein Verfahren, das verwendet werden kann, um diese unerwünschte Leistung DC × VLO_i zu eliminieren, besteht darin, den Gleichstromoffset unter Verwendung eines Eichleitweges zu eliminieren, wie in 8 dargestellt. Kurz gesagt, wird durch den Eichleitweg dieses Senders 120 das Basisbandsignal zuerst auf null gesetzt, dann wird die Ausgangsleistung gemessen und gegen einen Parameter minimiert, der über ein Summierglied einen zusätzlichen Gleichstromoffset zum Eingang des Aufbaus addiert. Die Leistungsmessung kann an einem beliebigen Punkt nach den beiden Mischern erfolgen, d. h. am Ausgang eines Leistungsverstärkers, der die Antenne treibt.
Konkret stellt 8 ein Blockdiagramm eines Senders dar, der in allgemein der gleichen Art und Weise wie der von 7 ein gefiltertes und verstärktes Basisbandsignal erzeugt. Daher entsprechen die Komponenten 142, 144 und 146 in 8 den Komponenten 122, 124 und 126 von 7, obwohl sich ihre Eingangssignale geringfügig unterscheiden.
Es wird bevorzugt, die Eingangssignale für die beiden Mischer 142 und 144 mittels der Signalerzeugungsblöcke 148 und 150 zu erzeugen, wobei der Signalerzeugungsblock 148 das Signal φ₁ und der Signalerzeugungsblock 150 das Signal φ₂ erzeugt. Wollte man die Erfindung mit getrennten I- und Q-Kanälen realisieren, so wären vier Mischer erforderlich, zwei pro Kanal, sowie vier Signale φ; konkret φ_1I und φ_1Q sowie φ_2I und φ_2Q, wie in 6 gezeigt.
Der Eingang zu diesen Erzeugungsblöcken 148 und 150 ist ein Oszillator, der keinen signifikanten Betrag an Signalleistung bei der Frequenz des gewünschten HF-Signals besitzt. Der Aufbau der erforderlichen Logik für diese Komponenten wäre einem Fachmann aus der hier gegebenen Beschreibung klar, insbesondere wenn auf 5 Bezug genommen wird. Solche Signale können mit einfachen Logikgattern, vor Ort programmierbaren Gate-Arrays (FPGA), Festwertspeichern (ROM), Mikrocontrollern oder anderen, fachbekannten Vorrichtungen erzeugt werden. Eine weitergehende Beschreibung und weitere Mittel für die Erzeugung solcher Signale werden in der Patentanmeldung PCT/CA 00/00996 vorgestellt, die unter dem Patentzusammenarbeitsvertrag mithängig ist.
Die Ausführungsform der 8 unterscheidet sich von der der 7 bezüglich der Rückkopplungssteuerschleife. Die Leistungsmessung des HF-Ausgangssignals erfolgt durch die Leistungsmesseinheit 152, aber statt wie gemäss der in 7 vorgestellten Ausführungsform nach
zu optimieren, wird die Steuerschleife unter Verwendung des Detektors 154, der den Gleichstromoffsetgenerator 156 treibt, nach
optimiert.
Der Gleichstromoffset wird im Basisbandsignal vermittels des Summiergliedes 158 bewirkt, das das Basisband-Eingangssignal mit dem Gleichstromoffset vom Gleichstromoffsetgenerator 156 addiert. Für den Gleichstromoffsetgenerator 156 und das Summierglied 158 geeignete Komponenten sind fachbekannt.
Die physische Reihenfolge (d. h. Anordnung) des BPF 116, des Gleichstromoffset-Korrektursummiergliedes 158 und irgendwelcher weiterer (nicht gezeigter) Verstärkungssteuerelemente kann bis zu einem gewissen Grade angepasst werden. Solche Modifikationen wären für einen Fachmann klar.
Wie im Falle der 7 sind getrennte Inphasen- und Quadraturkanäle im Interesse der Einfachheit nicht identifiziert worden, obwohl die Erfindung von 8 bevorzugt so realisiert wird. Diese können auch in digitaler Form realisiert werden, obwohl die Figur die Verwendung von Analogkomponenten nahe legt.
Wie im Falle von 7 wird weiter ebenfalls bevorzugt, dass der Detektor 154 in einen digitalen Signalprozessor (DSP) 160 aufgenommen wird.
Einem Fachmann wäre es klar, dass viele Veränderungen an den hierin vorgestellten Auslegungen angebracht werden können, ohne vom Geist der Erfindung abzuweichen. Eine solche Veränderung am Grundaufbau von 5a besteht darin, ein Filter 170 zwischen den beiden Mischern 92 und 94 hinzuzufügen, wie im Blockdiagramm von 9 gezeigt, um unerwünschte Signale zu eliminieren, die zum Ausgangsport übertragen werden. Dieses Filter 170 kann je nach den Erfordernissen des Senders ein Tiefpass-, Hochpass- oder Bandfilter sein. Filter 170 muss nicht notwendigerweise ein rein passives Filter sein, d. h. es kann aktive Komponenten besitzen.
Eine weitere Veränderung besteht darin, dass mehrere Funktionen φ₁, φ₂, φ₃, ... φ_n verwendet werden können, um den virtuellen LO zu erzeugen, wie im Blockdiagramm von 10 vorgestellt. Hier besitzt φ₁ * φ₂ * ... * φ_n einen signifikanten Leistungspegel bei der LO-Frequenz, aber jede der Funktionen φ₁ ... φ_n enthält einen insignifikanten Leistungspegel am LO.
Die elektrischen Schaltkreise der Erfindung können durch Rechner-Softwarecode in einer Simulationssprache oder in der für die Herstellung integrierter Schaltungen verwendeten Hardware-Entwicklersprache beschrieben werden. Dieser Rechner-Softwarecode kann in einer Vielfalt von Formaten auf verschiedenen elektronischen Speichermedien einschliesslich Rechnerdisketten, CD-ROM, Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM) und Festwertspeichern (ROM) gespeichert werden. Ebenso können elektronische Signale, die solchen Rechner-Softwarecode darstellen, auch über ein Kommunikationsnetz übermittelt werden.
Es ist klar, dass ein solcher Rechner-Softwarecode auch mit dem Code anderer Programme, der als ein Kernprogramm oder eine Subroutine durch Programmaufrufe von aussen implementiert wird, oder durch andere fachbekannte Techniken integriert werden kann.
Die Ausführungsformen der Erfindung können unter Verwendung von digitalen Signalprozessoren (DSP), Mikrocontrollern, Mikroprozessoren, vor Ort programmierbaren Gate-Arrays (FPGA) oder diskreten Bauteilen auf verschiedenen Familien von Technologien der integrierten Schaltkreise implementiert werden. Solche Implementierungen wären für einen Fachmann offensichtlich.
Die Erfindung kann auf verschiedene Kommunikationsprotokolle und -formate angewendet werden, darunter die Amplitudenmodulation (AM), die Frequenzmodulation (FM), die Frequenzumtastung (FSK), die Phasenumtastung (PSK), Mobiltelephonsysteme einschliesslich analoger und digitaler Systeme wie des Codemultiplexverfahrens (CDMA), des Zeitmultiplexverfahrens (TDMA) und des Frequenzmultiplexverfahrens (FDMA).
Die Erfindung kann auf Anwendungen wie drahtgebundene Kommunikationssysteme angewendet werden, darunter auf Rechnerkommunikationssysteme wie Lokalnetze (LAN), Richtfunkverbindungen und Weitbereichsnetze (WAN) wie das Internet, indem Systeme elektrischer oder faseroptischer Kabel verwendet werden. Ebenso können die drahtlosen Kommunikationssysteme diejenigen aus dem öffentlichen Sendebetrieb, darunter AM- und FM-Radio sowie UHF- und VHF-Fernsehen einschliessen; ferner diejenigen für private Kommunikationssysteme wie Mobiltelephonnetze, persönliche Funkbenachrichtigungsgeräte, drahtlose Lokalschleifen, Hausüberwachung durch die Versorgungsunternehmen, drahtlose Telefone mit der schnurlosen digitalen europäischen Kommunikations-(DECT-)norm, mobile Funksysteme, GSM- und AMPS-Mobiltelefone, Mikrowellen-Backbonenetze, unter Verwendung der Bluetoothnorm miteinander verbundene Haushaltgeräte und Satellitenkommunikationen.
Während besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufgezeigt und beschrieben worden sind, ist es klar, dass Änderungen und Modifikationen an solchen Ausführungsformen angebracht werden können, ohne vom wahren Umfang und Geist der Erfindung abzuweichen.

Claims

Funkfrequenz(RF)-Aufwärtswandler (120) mit reduziertem Lokal-Oszillator-Leckeffekt zur Emulation der Modulation eines Eingangssignals x(t) mit einem Lokal-Oszillator-Signal, das die Frequenz f aufweist, wobei der Aufwärtswandler (120) umfasst: einen Synthesizer zur Erzeugung von Mischsignalen φ₁ und φ₂, welche sich unregelmäßig über die Zeit ändern, wobei: φ₁ * φ₂ signifikante Leistung bei der Frequenz f des emulierten Lokal-Oszillator-Signals aufweist; wobei weder φ₁ noch φ₂ signifikante Leistung bei der Frequenz f des emulierten Lokal-Oszillator-Signals aufweist; und die Mischsignale φ₁ und φ₂ angelegt bzw. gestaltet sind, um das Lokal-Oszillator-Signal mit der Frequenz f in einer Zeitbereichs-Analyse zu emulieren; einen ersten Mischer (122), der zum Mischen des Eingangssignals x(t) mit dem Mischsignal φ₁ an dem Synthesizer angeschlossen ist, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und einen zweiten Mischer (124), der zum Mischen des Signals x(t) φ₁ mit dem Mischsignal φ₂ an den Synthesizer und den Ausgang des ersten Mischers angeschlossen ist, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ die Modulation des Eingangssignals x(t) mit dem die Frequenz f aufweisenden Lokal-Oszillator-Signal emuliert, dadurch gekennzeichnet, dass der Synthesizer eine einzelne Zeitbasis verwendet, um beide Mischsignale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Funkfrequcnz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei der Synthesizer weiterhin umfasst: einen Synthesizer zum Erzeugen von Mischsignalen φ₁ und φ₂, wobei φ₁ * φ₁ * φ₂ keinen signifikanten Leistungsbetrag innerhalb der Bandbreite des Ausgangssignals x(t) φ₁ φ₂ aufweist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 2, wobei der Synthesizer weiterhin umfasst: einen Synthesizer zur Erzeugung von Mischsignalen φ₁ und φ₂, wobei φ₂ * φ₂ keinen signifikanten Leistungsbetrag innerhalb der Bandbreite des Ausgangssignals x(t) φ₁ φ₂ aufweist.
Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 3, der weiterhin umfasst: eine Regelkreis-Fehlerkorrektur-Schaltung (128, 136, 132).
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 4, wobei die Regelkreis-Fehlerkorrektur-Schaltung (128, 136, 132) weiterhin umfasst: eine Fehlerniveau-Messschaltung (128, 136) zum Messen eines Fehlers in dem Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂; und eine zeitvariierende Signalmodifikations-Schaltung (132) zur Modifikation eines Parameters eines der Mischsignale φ₁ und φ₂ um das Fehlerniveau zu minimieren.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei die Fehlerniveau-Messschaltung (128, 136) eine Leistungs-Messung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei die Fehlerniveau-Messschaltung (128, 136) eine Spannungs-Messung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei die Fehlerniveau-Messschaltung (128, 136) eine Strom-Messung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei der modifizierte Parameter die Phasenverzögerung eines der Mischsignale φ₁ und φ₂ ist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei der modifizierte Parameter die Abfall- oder Anstiegszeit eines der Mischsignale φ₁ und φ₂ ist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 5, wobei der modifizierte Parameter sowohl die Phasenverzögerung wie auch die Abfall- oder Anstiegszeit eines der Mischsignale φ₁ und φ₂ enthält.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 3, wobei der Synthesizer weiterhin umfasst: ein Synthesizer zum Erzeugen von Mischsignalen φ₁ und φ₂, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ sich mit der Zeit ändern können, um Fehler zu reduzieren.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (140) nach Anspruch 3, der weiterhin umfasst: eine DC-Offset-Korrektorschaltung (152, 160, 156, 158).
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (149) nach Anspruch 13, wobei die DC-Offset-Korrekturschaltung (152, 160, 156, 158) umfasst: eine DC-Offset-Erzeugungs-Schaltung (156) zum Erzeugen einer DC-Offsetspannung; einen Summierer (158) zum Addieren der DC-Offsetspannung zu einem Ausgang bzw. Ausgangssignal eines der Mischer; und eine DC-Fehlerniveau-Messschaltung (152, 160) zur Modifizierung des Niveaus der DC-Offsetspannung, um das Fehlerniveau zu minimieren.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (140) nach Anspruch 14, wobei die DC-Fehlerniveau-Messschaltung (152, 160) eine Leistungs-Messschaltung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (140) nach Anspruch 14, wobei die DC-Fehlerniveau-Messschaltung (152, 160) eine Spannungs-Messschaltung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (140) nach Anspruch 14, wobei die DC-Fehlerniveau-Messschaltung (152, 160) eine Strom-Messschaltung umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, der weiterhin umfasst: einen Filter (170) zum Entfernen unerwünschter Signalkomponenten.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 18, wobei der Filter (170) umfasst: einen Filter (170) zum Entfernen unerwünschter Signalkomponenten aus dem x(t) φ₁ Signal.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei das Mischsignal φ₂ ein Rechtecksignal ist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei das Mischsignal φ₁ und φ₂ auf die Modulation einer Inphase-Komponente des Eingangssignals x(t) einwirken und ein komplementärer Aufwärtswandler, der um 90 Grad phasenverschobene Mischsignale aufweist, verwendet wird, um auf die Modulation einer Quadratur-Komponente des Eingangssignals x(t) einzuwirken.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ digitale Frequenzsignale sind.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei die Mischsignale φ₁ und φ₂ Rechtecksignale sind.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 3, der weiterhin umfasst: einen Lokal-Oszillator, der mit dem Synthesizer verbunden ist, um ein periodisches Signal mit einer Frequenz bereit zu stellen, die ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des emulierten Lokal-Oszillatorsignals ist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 4, wobei die Regelkreis-Korrekturschaltung (128, 136, 132) einen digitalen Signalprozessor (DSP) umfasst.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 4, wobei die Regel-Fehlerkorrektur-Schaltung (128, 136, 132) analoge Komponenten aufweist.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 4, wobei die Regelkreis-Fehlerkorrektur-Schaltung (128, 136, 132) weiterhin umfasst: eine Fehlerniveau-Messschaltung zum Messen eines Fehlers in dem Ausgangssignal x(t) φ₁; und eine zeitvariierende Signalmodifikations-Schaltung (132) zur Modifizierung eines Parameters eines der Mischsignale φ₁, φ₂, um das Fehlerniveau bzw. die Fehlerhöhe zu minimieren.
Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach Anspruch 1, wobei der Synthesizer verschiedene Muster verwendet, um die Signale φ₁ und φ₂ zu erzeugen.
Verfahren zur Modulation eines Basisband-Signals x(t), umfassend die Schritte: Erzeugen von Mischsignalen φ₁ und φ₂, welche sich unregelmäßig über die Zeit ändern, wobei: φ₁ * φ₂ signifikante Leistung bei der Frequenz fl des emulierten Lokal-Oszillator-Signals aufweisen, weder φ₁ noch φ₂ signifikante Leistung bei der Frequenz fl des emulierten Lokal-Oszillator-Signals aufweisen; und die Mischsignale φ₁ und φ₂ angelegt bzw. gestaltet sind, um das Lokal-Oszillator-Signal mit der Frequenz fl in einer Zeitbereichs-Analyse zu emulieren; Mischen des Eingangssignals x(t) mit dem Mischsignal φ₁, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ zu erzeugen; und Mischen des Signals x(t) φ₁ mit dem Mischsignals φ₂, um ein Ausgangssignal x(t) φ₁ φ₂ zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Mischsignale φ₁ φ₂ unter Verwendung einer einzigen Zeitbasis erzeugt werden.
Integrierte Schaltung, umfassend den Funkfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach einem der Ansprüche 1 bis 28.
Computerlesbares Speichermedium, das Computer-Softwarecode in einer Hardware-Entwicklungs-Sprache zur Herstellung einer integrierten Schaltung speichert, umfassend den Hochfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach einem der Ansprüche 1 bis 28.
Computer-Datensignal, verkörpert in einem Trägersignal, wobei das Computer-Datensignal Computer-Softwarecode in einer Hardware-Entwicklungs-Sprache umfasst zur Herstellung einer integrierten Schaltung, umfassend den Hochfrequenz-Aufwärtswandler (120) nach einem der Ansprüche 1 bis 28.