JP2737655B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
- Publication number
- JP2737655B2 JP2737655B2 JP18197494A JP18197494A JP2737655B2 JP 2737655 B2 JP2737655 B2 JP 2737655B2 JP 18197494 A JP18197494 A JP 18197494A JP 18197494 A JP18197494 A JP 18197494A JP 2737655 B2 JP2737655 B2 JP 2737655B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- spread
- data
- multiplier
- array
- sequence
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高ノイズ環境下におい
ても信頼性のある通信を行えるスペクトル拡散通信方式
に関するものである。
ても信頼性のある通信を行えるスペクトル拡散通信方式
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散（Spread Spectrum ：Ｓ
Ｓ）通信方式は従来から知られている通信方式である
が、直接拡散方式（以下、ＤＳ方式と記す）、周波数ホ
ッピング方式（以下、ＦＨ方式と記す）、及びその両方
を統合したハイブリッドＤＳ／ＦＨ方式等の方式が提案
されている。ＤＳ方式は拡散符号と呼ばれる符号列で原
データをＤＳ変調して通信を行う方式であり、ＤＳ変調
により信号のスペクトルを拡散させて耐ノイズ特性を向
上している。この信号のスペクトルを拡散させる符号列
としては、擬似雑音（PseudoNoise：ＰＮ）系列符号が
一般的に用いられている。
Ｓ）通信方式は従来から知られている通信方式である
が、直接拡散方式（以下、ＤＳ方式と記す）、周波数ホ
ッピング方式（以下、ＦＨ方式と記す）、及びその両方
を統合したハイブリッドＤＳ／ＦＨ方式等の方式が提案
されている。ＤＳ方式は拡散符号と呼ばれる符号列で原
データをＤＳ変調して通信を行う方式であり、ＤＳ変調
により信号のスペクトルを拡散させて耐ノイズ特性を向
上している。この信号のスペクトルを拡散させる符号列
としては、擬似雑音（PseudoNoise：ＰＮ）系列符号が
一般的に用いられている。
【０００３】また、ＦＨ方式は擬似的なランダム順序で
周波数チャンネルを一定の周期で予め決められた順序で
切り替えて通信を行う方式であり、ファーストＦＨ方式
とスローＦＨ方式とがある。ファーストＦＨ方式は１周
波数チャンネル滞留時に１ビットのデータを送出する方
式であり、スローＦＨ方式は１周波数チャンネル滞留時
に複数ビットのデータ（フレームという）を送出する方
式である。
周波数チャンネルを一定の周期で予め決められた順序で
切り替えて通信を行う方式であり、ファーストＦＨ方式
とスローＦＨ方式とがある。ファーストＦＨ方式は１周
波数チャンネル滞留時に１ビットのデータを送出する方
式であり、スローＦＨ方式は１周波数チャンネル滞留時
に複数ビットのデータ（フレームという）を送出する方
式である。
【０００４】 さらに、ハイブリッドＤＳ／ＦＨ方式
は、ＤＳ方式とＦＨ方式の双方のメリットを生かした通
信方式で、図７に示すような通信系とされている。この
図において、１０２はＰＮ符号等の拡散符号を発生する
ＤＳ拡散符号発生器、１０３は入力データ列１０１にＤ
Ｓ拡散符号を乗算することによりＤＳ変調を施すＤＳ拡
散乗算器、１０４は擬似的なランダム順序の周波数チャ
ンネルのＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、
１０５はＤＳ変調されたデータ列にＦＨ拡散符号を乗算
することによりＦＨ変調を施すＦＨ拡散乗算器、１０６
は送信手段である送信アンテナであり、送信部１００は
ＤＳ拡散符号発生器１０２ないし送信アンテナ１０６に
より構成されている。
は、ＤＳ方式とＦＨ方式の双方のメリットを生かした通
信方式で、図７に示すような通信系とされている。この
図において、１０２はＰＮ符号等の拡散符号を発生する
ＤＳ拡散符号発生器、１０３は入力データ列１０１にＤ
Ｓ拡散符号を乗算することによりＤＳ変調を施すＤＳ拡
散乗算器、１０４は擬似的なランダム順序の周波数チャ
ンネルのＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、
１０５はＤＳ変調されたデータ列にＦＨ拡散符号を乗算
することによりＦＨ変調を施すＦＨ拡散乗算器、１０６
は送信手段である送信アンテナであり、送信部１００は
ＤＳ拡散符号発生器１０２ないし送信アンテナ１０６に
より構成されている。
【０００５】また、１１１は受信アンテナ、１１２はＦ
Ｈ拡散符号を乗算することにより受信信号にＦＨ復調を
施すＦＨ逆拡散乗算器、１１３はＦＨ拡散符号発生器１
０４と同一のＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生
器、１１４はＤＳ拡散符号発生器１０２と同一のＤＳ拡
散符号を発生するＤＳ拡散符号発生器、１１５はＦＨ復
調されたデータ列にＤＳ拡散符号列を乗算することによ
りＤＳ復調を施すＤＳ逆拡散乗算器であり、受信部１１
０は受信アンテナ１１１ないしＤＳ逆拡散乗算器１１５
により構成されている。
Ｈ拡散符号を乗算することにより受信信号にＦＨ復調を
施すＦＨ逆拡散乗算器、１１３はＦＨ拡散符号発生器１
０４と同一のＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生
器、１１４はＤＳ拡散符号発生器１０２と同一のＤＳ拡
散符号を発生するＤＳ拡散符号発生器、１１５はＦＨ復
調されたデータ列にＤＳ拡散符号列を乗算することによ
りＤＳ復調を施すＤＳ逆拡散乗算器であり、受信部１１
０は受信アンテナ１１１ないしＤＳ逆拡散乗算器１１５
により構成されている。
【０００６】 図７に示す通信系の動作を図８及び図９
に示すタイミング図を参照しながら説明する。入力デー
タ列１０１は、図８Ａに示すように複数ビットで１フレ
ームとされるデータ列であり、フレーム間には休止期間
が設けられている。休止期間の必要性については後述す
る。この入力データ系列１０１は、ＤＳ拡散乗算器１０
３において１ビット毎に同図Ｂに示すＤＳ拡散符号が一
周期乗算されて、同図Ｃに示すＤＳ変調信号Ｃとされ
る。ＤＳ拡散符号は同図Ｂ拡大として示されているよう
に、その一周期は複数ビットからなるパルス波形のパタ
ーンとされており、例えば、ＰＮ符号系列で構成されて
いる。ＰＮ符号系列のスペクトルはホワイトノイズのス
ペクトルに近似してスペクトルが拡散されているため、
ＤＳ変調を施すことにより入力データ列はスペクトル拡
散されるようになる。
に示すタイミング図を参照しながら説明する。入力デー
タ列１０１は、図８Ａに示すように複数ビットで１フレ
ームとされるデータ列であり、フレーム間には休止期間
が設けられている。休止期間の必要性については後述す
る。この入力データ系列１０１は、ＤＳ拡散乗算器１０
３において１ビット毎に同図Ｂに示すＤＳ拡散符号が一
周期乗算されて、同図Ｃに示すＤＳ変調信号Ｃとされ
る。ＤＳ拡散符号は同図Ｂ拡大として示されているよう
に、その一周期は複数ビットからなるパルス波形のパタ
ーンとされており、例えば、ＰＮ符号系列で構成されて
いる。ＰＮ符号系列のスペクトルはホワイトノイズのス
ペクトルに近似してスペクトルが拡散されているため、
ＤＳ変調を施すことにより入力データ列はスペクトル拡
散されるようになる。
【０００７】ＤＳ変調信号ＣはＦＨ拡散符号乗算器１０
５に供給され、周波数チャンネルｆ1 〜ｆ5 が予め定め
られた擬似的な順序で切り替えられて生成されたＦＨ拡
散符号と乗算される。この結果、ＦＨ拡散乗算器１０５
からは図８Ｄに示すように周波数ホッピングされたＦＨ
変調信号が出力される。すなわち、入力データ１０１の
最初の１フレームは周波数チャンネルｆ1 で変調され、
２番目のフレームは周波数チャンネルｆ2 で変調され、
３番目のフレームは周波数チャンネルｆ3 で変調され、
４番目のフレームは周波数チャンネルｆ4 で変調され、
５番目のフレームは図示しないが周波数チャンネルｆ5
で変調されて出力されるようになる。このようにＦＨ変
調されることにより、入力データのスペクトルはさらに
拡散されるようになる。
５に供給され、周波数チャンネルｆ1 〜ｆ5 が予め定め
られた擬似的な順序で切り替えられて生成されたＦＨ拡
散符号と乗算される。この結果、ＦＨ拡散乗算器１０５
からは図８Ｄに示すように周波数ホッピングされたＦＨ
変調信号が出力される。すなわち、入力データ１０１の
最初の１フレームは周波数チャンネルｆ1 で変調され、
２番目のフレームは周波数チャンネルｆ2 で変調され、
３番目のフレームは周波数チャンネルｆ3 で変調され、
４番目のフレームは周波数チャンネルｆ4 で変調され、
５番目のフレームは図示しないが周波数チャンネルｆ5
で変調されて出力されるようになる。このようにＦＨ変
調されることにより、入力データのスペクトルはさらに
拡散されるようになる。
【０００８】周波数チャンネルｆ1 〜ｆ5 からなるＦＨ
拡散符号はある一定の周期で繰り返されており、周波数
チャンネルが切り替えられるパターンは予め局毎に異な
るパターンが定められている。また、周波数チャンネル
間には休止期間が設けられているが、この休止期間は周
波数チャンネルの周波数を切り替えた時に、安定に切り
替わった周波数チャンネルの周波数が出力されるための
期間として設けられているものである。
拡散符号はある一定の周期で繰り返されており、周波数
チャンネルが切り替えられるパターンは予め局毎に異な
るパターンが定められている。また、周波数チャンネル
間には休止期間が設けられているが、この休止期間は周
波数チャンネルの周波数を切り替えた時に、安定に切り
替わった周波数チャンネルの周波数が出力されるための
期間として設けられているものである。
【０００９】 また、ＤＳ拡散符号でＤＳ変調される
様子は、図９に示すとおりであり、入力データ１０１で
あるベースバンドデータは、例えば「０１００１１・・
・」とされており、そのパルス波形は同図Ａ拡大に示す
ようになっている。またＤＳ拡散符号は、同図Ｂ拡大に
示すようにベースバンドデータの１ビットのパルス期間
がその一周期となるよう繰り返し発生されている。ＤＳ
拡散乗算器１０３は、一般に排他的論理和（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）回路により構成されているため、ベースバンドデー
タが「０」の時はＤＳ拡散符号はそのまま出力され、ベ
ースバンドデータが「１」の時はＤＳ拡散符号は位相反
転されて出力されるようになる。このため、ＤＳ拡散乗
算器１０３からはベースバンドデータが「１」の時だけ
反転された同図Ｃ拡大として示すようなＤＳ変調データ
列が出力されることになる。
様子は、図９に示すとおりであり、入力データ１０１で
あるベースバンドデータは、例えば「０１００１１・・
・」とされており、そのパルス波形は同図Ａ拡大に示す
ようになっている。またＤＳ拡散符号は、同図Ｂ拡大に
示すようにベースバンドデータの１ビットのパルス期間
がその一周期となるよう繰り返し発生されている。ＤＳ
拡散乗算器１０３は、一般に排他的論理和（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）回路により構成されているため、ベースバンドデー
タが「０」の時はＤＳ拡散符号はそのまま出力され、ベ
ースバンドデータが「１」の時はＤＳ拡散符号は位相反
転されて出力されるようになる。このため、ＤＳ拡散乗
算器１０３からはベースバンドデータが「１」の時だけ
反転された同図Ｃ拡大として示すようなＤＳ変調データ
列が出力されることになる。
【００１０】また受信部１１０においては、受信された
受信信号はＦＨ逆拡散乗算器１１２によりＦＨ拡散符号
発生器１１３より発生されたＦＨ拡散符号と乗算される
が、このＦＨ拡散符号は、送信部１００のＦＨ拡散符号
発生器１０４より発生されるＦＨ拡散符号と同一とされ
ているため、ＦＨ逆拡散乗算器１１２によりＦＨ復調さ
れるようになる。ＦＨ復調されると、ＤＳ変調だけが施
された信号に復調されたことになり、このデータ列はＤ
Ｓ逆拡散乗算器１１５に入力され、ＤＳ拡散符号と乗算
される。このＤＳ逆拡散乗算器１１５においては、送信
側１００のＤＳ拡散符号発生器１０２より発生されるＤ
Ｓ拡散符号と同一の拡散符号を発生するＤＳ拡散符号発
生器１１４よりのＤＳ拡散符号と乗算される。
受信信号はＦＨ逆拡散乗算器１１２によりＦＨ拡散符号
発生器１１３より発生されたＦＨ拡散符号と乗算される
が、このＦＨ拡散符号は、送信部１００のＦＨ拡散符号
発生器１０４より発生されるＦＨ拡散符号と同一とされ
ているため、ＦＨ逆拡散乗算器１１２によりＦＨ復調さ
れるようになる。ＦＨ復調されると、ＤＳ変調だけが施
された信号に復調されたことになり、このデータ列はＤ
Ｓ逆拡散乗算器１１５に入力され、ＤＳ拡散符号と乗算
される。このＤＳ逆拡散乗算器１１５においては、送信
側１００のＤＳ拡散符号発生器１０２より発生されるＤ
Ｓ拡散符号と同一の拡散符号を発生するＤＳ拡散符号発
生器１１４よりのＤＳ拡散符号と乗算される。
【００１１】そして、ＤＳ逆拡散乗算器１１２は、一般
にＥＸ−ＯＲで構成された乗算器と、乗算器出力を拡散
符号の一周期積分する積分器とからなる相関器で構成さ
れているため、位相の合った同一のＤＳ拡散符号同士の
場合は負のピークの相関信号が出力され、位相が互いに
反転している場合は正のピークの相関信号が出力される
ことになる。これを利用して、負の相関ピーク出力時に
は復調データとして「０」を出力し、正の相関ピーク出
力時には復調データとして「１」を出力する。これによ
り、送信部１００より伝送されたベースバンドデータを
再生することができる。
にＥＸ−ＯＲで構成された乗算器と、乗算器出力を拡散
符号の一周期積分する積分器とからなる相関器で構成さ
れているため、位相の合った同一のＤＳ拡散符号同士の
場合は負のピークの相関信号が出力され、位相が互いに
反転している場合は正のピークの相関信号が出力される
ことになる。これを利用して、負の相関ピーク出力時に
は復調データとして「０」を出力し、正の相関ピーク出
力時には復調データとして「１」を出力する。これによ
り、送信部１００より伝送されたベースバンドデータを
再生することができる。
【００１２】このようなハイブリッドＤＳ／ＦＨ通信方
式等のＳＳ通信方式によれば、信号のスペクトルを拡散
しているため広い周波数帯域を一通信路が占める通信方
式であるが、ＦＨ拡散符号やＤＳ拡散符号の相関を利用
しているためＳ／Ｎを向上することができる。また、Ｆ
Ｈ拡散符号やＤＳ拡散符号として、局間で直交する符号
を割り当てることにより、周波数帯域を多数の局で共用
して使用できる通信方式とすることができる。さらに、
信号のスペクトルを拡散していることから、一般に混信
等のノイズに強い通信方式とすることができる。
式等のＳＳ通信方式によれば、信号のスペクトルを拡散
しているため広い周波数帯域を一通信路が占める通信方
式であるが、ＦＨ拡散符号やＤＳ拡散符号の相関を利用
しているためＳ／Ｎを向上することができる。また、Ｆ
Ｈ拡散符号やＤＳ拡散符号として、局間で直交する符号
を割り当てることにより、周波数帯域を多数の局で共用
して使用できる通信方式とすることができる。さらに、
信号のスペクトルを拡散していることから、一般に混信
等のノイズに強い通信方式とすることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＳＳ通
信方式において、特定の周波数においてノイズが伝送路
に発生していると、データが消失してしまう恐れが生じ
る。このことを図１０を用いて説明すると、送信部より
送信されるデータ列にＦＨ変調が施されて図１０に示す
ようにｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 ，ｆ5 ，ｆ6 ，ｆ7，ｆ8
，ｆ9 ，ｆ10，ｆ11・・・と周波数チャンネルがホッ
ピングされているものとする。この時周波数チャンネル
ｆ5 の周波数帯において伝送路に特定周波数のノイズが
発生していると、このノイズは同図に示すように周波数
チャンネルｆ5 に対する混信信号となる。
信方式において、特定の周波数においてノイズが伝送路
に発生していると、データが消失してしまう恐れが生じ
る。このことを図１０を用いて説明すると、送信部より
送信されるデータ列にＦＨ変調が施されて図１０に示す
ようにｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 ，ｆ5 ，ｆ6 ，ｆ7，ｆ8
，ｆ9 ，ｆ10，ｆ11・・・と周波数チャンネルがホッ
ピングされているものとする。この時周波数チャンネル
ｆ5 の周波数帯において伝送路に特定周波数のノイズが
発生していると、このノイズは同図に示すように周波数
チャンネルｆ5 に対する混信信号となる。
【００１４】混信が生じる（以下、ヒットと記す）と、
ビット誤りを起こすようになり、エラーレートが上昇す
るようになる。この場合、スローＦＨ方式やハイブリッ
ドＤＳ／ＦＨ方式においてヒットが起こると、前記した
ように、これらの方式では一つの周波数チャンネルにお
いて１フレームの複数のビットを送信しているため、例
えば周波数チャンネルｆ5 にノイズが混信すると、この
周波数チャンネルｆ5のフレームのすべてのデータが消
失することになる。
ビット誤りを起こすようになり、エラーレートが上昇す
るようになる。この場合、スローＦＨ方式やハイブリッ
ドＤＳ／ＦＨ方式においてヒットが起こると、前記した
ように、これらの方式では一つの周波数チャンネルにお
いて１フレームの複数のビットを送信しているため、例
えば周波数チャンネルｆ5 にノイズが混信すると、この
周波数チャンネルｆ5のフレームのすべてのデータが消
失することになる。
【００１５】このため、消失データの再送処置を施さな
ければならずオーバヘッドが増加し、速度低下等を招き
伝送効率が極端に低下することとなる。これを解決する
ために、ビタビ復号やリードソロモン（ＲＳ）符号等を
用いて誤り訂正を行い、過ったビットを訂正して再生す
ることが考えられるが、フレーム全体のデータが誤って
いる場合は誤り訂正が不能であり、さらに、誤り訂正符
号を付加した場合、その伝送データ中に誤り訂正データ
が付加されて冗長度が増すため伝送レートが低下すると
いう問題点がある。
ければならずオーバヘッドが増加し、速度低下等を招き
伝送効率が極端に低下することとなる。これを解決する
ために、ビタビ復号やリードソロモン（ＲＳ）符号等を
用いて誤り訂正を行い、過ったビットを訂正して再生す
ることが考えられるが、フレーム全体のデータが誤って
いる場合は誤り訂正が不能であり、さらに、誤り訂正符
号を付加した場合、その伝送データ中に誤り訂正データ
が付加されて冗長度が増すため伝送レートが低下すると
いう問題点がある。
【００１６】そこで、本発明は通信速度を低下すること
なく、ヒットが起こっても誤り率を上昇させないスペク
トル拡散通信方式を提供することを目的としている。
なく、ヒットが起こっても誤り率を上昇させないスペク
トル拡散通信方式を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明のスペクトル拡散通信方式の送信部は、入力
データ列にＤＳ拡散符号列を乗算するＤＳ拡散乗算器
と、該ＤＳ拡散乗算器より出力される複数の入力データ
列間において、前記ＤＳ拡散符号列の１チップを単位と
してデータ配列を変換する配列変換手段と、該配列変換
手段より出力されるデータ列にＦＨ拡散符号列を乗算す
るＦＨ拡散乗算器とを備え、前記ＦＨ拡散乗算器よりの
出力信号を送信するようにしたものである。
に、本発明のスペクトル拡散通信方式の送信部は、入力
データ列にＤＳ拡散符号列を乗算するＤＳ拡散乗算器
と、該ＤＳ拡散乗算器より出力される複数の入力データ
列間において、前記ＤＳ拡散符号列の１チップを単位と
してデータ配列を変換する配列変換手段と、該配列変換
手段より出力されるデータ列にＦＨ拡散符号列を乗算す
るＦＨ拡散乗算器とを備え、前記ＦＨ拡散乗算器よりの
出力信号を送信するようにしたものである。
【００１８】また、本発明のスペクトル拡散通信方式の
受信部は、受信信号にＦＨ拡散符号列を乗算するＦＨ逆
拡散乗算器と、該ＦＨ逆拡散乗算器より出力されるデー
タ列を元のデータ配列に変換する逆配列変換手段と、該
逆配列変換手段により再配列されたデータ列にＤＳ拡散
符号列を乗算するＤＳ逆拡散乗算器とを備え、前記ＤＳ
逆拡散乗算器から復調されたベースバンドデータ列を得
るようにしたものである。
受信部は、受信信号にＦＨ拡散符号列を乗算するＦＨ逆
拡散乗算器と、該ＦＨ逆拡散乗算器より出力されるデー
タ列を元のデータ配列に変換する逆配列変換手段と、該
逆配列変換手段により再配列されたデータ列にＤＳ拡散
符号列を乗算するＤＳ逆拡散乗算器とを備え、前記ＤＳ
逆拡散乗算器から復調されたベースバンドデータ列を得
るようにしたものである。
【００１９】さらに、本発明のスペクトル拡散通信方式
は、前記送信部と前記受信部とを備えるようにしたもの
であり、具体的には、前記配列変換手段は、ＤＳ拡散乗
算器より出力される前記入力データ列のｎ（ｎは２以上
の整数）ビットに相当するｎ周期のデータ列の第１チッ
プだけを集めたデータ列、第２チップだけを集めたデー
タ列、・・・、第ｍチップ（ｍはＤＳ拡散符号列のビッ
ト数）だけを集めたデータ列に変換するようにしたもの
である。
は、前記送信部と前記受信部とを備えるようにしたもの
であり、具体的には、前記配列変換手段は、ＤＳ拡散乗
算器より出力される前記入力データ列のｎ（ｎは２以上
の整数）ビットに相当するｎ周期のデータ列の第１チッ
プだけを集めたデータ列、第２チップだけを集めたデー
タ列、・・・、第ｍチップ（ｍはＤＳ拡散符号列のビッ
ト数）だけを集めたデータ列に変換するようにしたもの
である。
【００２０】
【作用】本発明によれば、配列変換手段を設けてチップ
を単位としてＤＳ拡散データ列のチップの並び順序を並
べ替えてからＦＨ変調を施すようにしたので、ある特定
の周波数チャンネルに混信があったり、ヒットが起こっ
てあるＦＨフレーム全体のデータが消失しても、受信側
において当該ＦＨフレームのチップの並び順所を元のチ
ップ順序に並べ替えることにより、誤ったＦＨフレーム
を構成している各チップが分散されるようになる。した
がって、逆配列変換されたデータ列に逆拡散を施すだけ
でチャンネル混信やヒットの影響を除去して、データを
誤ることなく復調することができる。これにより、復調
データの誤り率が上昇することを防止することができ
る。さらに、ヒットチャンネルが増加してきても、誤り
率の上昇は緩やかとなり、急激な誤り率の上昇を防止す
ることができる。また、誤り訂正符号等を付加しないた
め伝送レートの低下を招くこともない。なお、誤り訂正
符号を付加する場合においても、バースト誤りがランダ
ム誤りとされるため、簡単な訂正方式により高いエラー
レート改善特性が得られるようになる。
を単位としてＤＳ拡散データ列のチップの並び順序を並
べ替えてからＦＨ変調を施すようにしたので、ある特定
の周波数チャンネルに混信があったり、ヒットが起こっ
てあるＦＨフレーム全体のデータが消失しても、受信側
において当該ＦＨフレームのチップの並び順所を元のチ
ップ順序に並べ替えることにより、誤ったＦＨフレーム
を構成している各チップが分散されるようになる。した
がって、逆配列変換されたデータ列に逆拡散を施すだけ
でチャンネル混信やヒットの影響を除去して、データを
誤ることなく復調することができる。これにより、復調
データの誤り率が上昇することを防止することができ
る。さらに、ヒットチャンネルが増加してきても、誤り
率の上昇は緩やかとなり、急激な誤り率の上昇を防止す
ることができる。また、誤り訂正符号等を付加しないた
め伝送レートの低下を招くこともない。なお、誤り訂正
符号を付加する場合においても、バースト誤りがランダ
ム誤りとされるため、簡単な訂正方式により高いエラー
レート改善特性が得られるようになる。
【００２１】
【実施例】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例の
通信系を図１に示すが、この実施例はハイブリッドＤＳ
／ＦＨ方式とされている。この図において、２は入力デ
ータ列１にＤＳ拡散符号Ｂを乗算することによりＤＳ変
調を施すＤＳ拡散乗算器、３はＰＮ符号等のＤＳ拡散符
号列Ｂを発生するＤＳ拡散符号発生器、４はＤＳ変調が
施されたデータ列のデータ配列を変換する配列変換器、
５は擬似的なランダム順序の周波数チャンネルからなる
ＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、６はデー
タ配列が変換されたデータ列にＦＨ拡散符号を乗算する
ことによりＦＨ変調を施すＦＨ拡散乗算器、７は送信手
段である送信アンテナであり、送信部はＤＳ拡散符号乗
算器２ないし送信アンテナ７により構成されている。
通信系を図１に示すが、この実施例はハイブリッドＤＳ
／ＦＨ方式とされている。この図において、２は入力デ
ータ列１にＤＳ拡散符号Ｂを乗算することによりＤＳ変
調を施すＤＳ拡散乗算器、３はＰＮ符号等のＤＳ拡散符
号列Ｂを発生するＤＳ拡散符号発生器、４はＤＳ変調が
施されたデータ列のデータ配列を変換する配列変換器、
５は擬似的なランダム順序の周波数チャンネルからなる
ＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、６はデー
タ配列が変換されたデータ列にＦＨ拡散符号を乗算する
ことによりＦＨ変調を施すＦＨ拡散乗算器、７は送信手
段である送信アンテナであり、送信部はＤＳ拡散符号乗
算器２ないし送信アンテナ７により構成されている。
【００２２】また、８は受信アンテナ、９はＦＨ拡散符
号を乗算することによりＦＨ復調を受信信号に施すＦＨ
逆拡散乗算器、１０は送信部のＦＨ拡散符号発生器５と
同一のＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、１
１は配列変換器４により変換されたデータ配列を元のデ
ータ配列Ｆに戻す逆配列変換器、１２は送信部のＤＳ拡
散符号発生器３と同一の拡散符号Ｈを発生するＤＳ拡散
符号発生器、１３は元のデータ配列Ｆに戻されたデータ
列にＤＳ拡散符号列Ｈを乗算することによりＤＳ復調を
施すＤＳ逆拡散乗算器であり、受信部１１０は受信アン
テナ８ないしＤＳ逆拡散乗算器１３により構成されてい
る。
号を乗算することによりＦＨ復調を受信信号に施すＦＨ
逆拡散乗算器、１０は送信部のＦＨ拡散符号発生器５と
同一のＦＨ拡散符号を発生するＦＨ拡散符号発生器、１
１は配列変換器４により変換されたデータ配列を元のデ
ータ配列Ｆに戻す逆配列変換器、１２は送信部のＤＳ拡
散符号発生器３と同一の拡散符号Ｈを発生するＤＳ拡散
符号発生器、１３は元のデータ配列Ｆに戻されたデータ
列にＤＳ拡散符号列Ｈを乗算することによりＤＳ復調を
施すＤＳ逆拡散乗算器であり、受信部１１０は受信アン
テナ８ないしＤＳ逆拡散乗算器１３により構成されてい
る。
【００２３】このように構成されたスペクトル拡散通信
方式の動作において、ＤＳ拡散をデータ列に施す動作、
及びＦＨ拡散をデータ列に施す動作は前記した従来の通
信系の動作と同様であるので簡単に説明するものとす
る。図２はＤＳ拡散を入力データ列（ベースバンドデー
タ列）Ａに施す様子を示したものであるが、これらのタ
イミング図においては時間軸を拡大して示しているた
め、ベースバンドデータ列は最初の２ビットだけが示さ
れている。
方式の動作において、ＤＳ拡散をデータ列に施す動作、
及びＦＨ拡散をデータ列に施す動作は前記した従来の通
信系の動作と同様であるので簡単に説明するものとす
る。図２はＤＳ拡散を入力データ列（ベースバンドデー
タ列）Ａに施す様子を示したものであるが、これらのタ
イミング図においては時間軸を拡大して示しているた
め、ベースバンドデータ列は最初の２ビットだけが示さ
れている。
【００２４】この図に示すように、ベースバンドの１ビ
ットの期間において一周期のＤＳ拡散符号がＤＳ拡散符
号発生器３より発生されており、ＤＳ拡散乗算器２にお
いてベースバンドデータ列にＤＳ拡散符号列が乗算され
ている。ＤＳ拡散乗算器２は、例えばＥＸ−ＯＲ回路で
構成されており、ベースバンドデータ列の第１ビットは
図示するように「０」であるため、この時はＤＳ拡散符
号列はそのまま乗算器２から出力（Ｃ拡大参照）され、
ベースバンドデータの第２ビットは「１」であるため、
図示するようにこの時はＤＳ拡散符号列の位相は反転さ
れて乗算器２から出力されるようになる。
ットの期間において一周期のＤＳ拡散符号がＤＳ拡散符
号発生器３より発生されており、ＤＳ拡散乗算器２にお
いてベースバンドデータ列にＤＳ拡散符号列が乗算され
ている。ＤＳ拡散乗算器２は、例えばＥＸ−ＯＲ回路で
構成されており、ベースバンドデータ列の第１ビットは
図示するように「０」であるため、この時はＤＳ拡散符
号列はそのまま乗算器２から出力（Ｃ拡大参照）され、
ベースバンドデータの第２ビットは「１」であるため、
図示するようにこの時はＤＳ拡散符号列の位相は反転さ
れて乗算器２から出力されるようになる。
【００２５】従って、図２Ｂ拡大に示すようにＤＳ拡散
符号が、例えば「１１１００１０」とされている時、Ｄ
Ｓ拡散乗算器２がベースバンドデータの「０１」の２ビ
ットにＤＳ変調を施すと、同図Ｃ拡大に示すように「１
１１００１００００１１０１」のデータ列とされる。す
なわち、ＤＳ変調が施されることにより、ベースバンド
データ１ビットが拡散符号列７ビットで表されるように
なる。なお、同図Ｂ拡大に示すようにＤＳ拡散符号列の
１ビットを１チップというので、ベースバンドデータ１
ビットはこの例では７チップで表されることになる。
符号が、例えば「１１１００１０」とされている時、Ｄ
Ｓ拡散乗算器２がベースバンドデータの「０１」の２ビ
ットにＤＳ変調を施すと、同図Ｃ拡大に示すように「１
１１００１００００１１０１」のデータ列とされる。す
なわち、ＤＳ変調が施されることにより、ベースバンド
データ１ビットが拡散符号列７ビットで表されるように
なる。なお、同図Ｂ拡大に示すようにＤＳ拡散符号列の
１ビットを１チップというので、ベースバンドデータ１
ビットはこの例では７チップで表されることになる。
【００２６】次に、配列変換器４で行われるデータ配列
変換処理を図３を参照しながら説明する。図３の上部に
は配列変換部４に入力されるＤＳ変調されたデータ列が
Ｃ拡大として示されており、この配列変換部４において
ＤＳ変調が施されたベースバンドデータの各ビットを表
しているＤＳ拡散符号７チップのうちの１チップ目だけ
を集めて、まずＦＨ第１フレーム とする。この例では
ＦＨフレームを８ビットで構成しているので、データ列
を配列変換してＦＨ第１フレーム を作成するために、
ベースバンドデータの８ビットにＤＳ変調を施した後の
８周期のＤＳ変調データ列の、各ＤＳ変調データ列の第
１チップのデータだけを８データ集めて１ＦＨフレーム
を生成している。
変換処理を図３を参照しながら説明する。図３の上部に
は配列変換部４に入力されるＤＳ変調されたデータ列が
Ｃ拡大として示されており、この配列変換部４において
ＤＳ変調が施されたベースバンドデータの各ビットを表
しているＤＳ拡散符号７チップのうちの１チップ目だけ
を集めて、まずＦＨ第１フレーム とする。この例では
ＦＨフレームを８ビットで構成しているので、データ列
を配列変換してＦＨ第１フレーム を作成するために、
ベースバンドデータの８ビットにＤＳ変調を施した後の
８周期のＤＳ変調データ列の、各ＤＳ変調データ列の第
１チップのデータだけを８データ集めて１ＦＨフレーム
を生成している。
【００２７】次に、前記８周期のＤＳ変調データ列か
ら、各ＤＳ変調データ列の第２チップのデータだけを８
データ集めて、ＦＨ第２フレーム を作成する。同様
に、前記８周期のＤＳ変調データ列から、各ＤＳ変調デ
ータ列の第３チップのデータだけ、第４チップのデータ
だけ、第５チップのデータだけ、第６チップのデータだ
け、第７チップのデータだけを集めて、それぞれＦＨ第
３フレーム ないしＦＨ第７フレーム を作成する。
ら、各ＤＳ変調データ列の第２チップのデータだけを８
データ集めて、ＦＨ第２フレーム を作成する。同様
に、前記８周期のＤＳ変調データ列から、各ＤＳ変調デ
ータ列の第３チップのデータだけ、第４チップのデータ
だけ、第５チップのデータだけ、第６チップのデータだ
け、第７チップのデータだけを集めて、それぞれＦＨ第
３フレーム ないしＦＨ第７フレーム を作成する。
【００２８】このように、ＤＳ変調データ列の配列を変
換することによりＦＨ第１フレーム ないし第７フレー
ム を作成し、作成されたＦＨフレームは順次ＦＨ拡散
乗算器６に供給され、ＦＨ拡散符号発生器５より発生さ
れるＦＨ拡散符号列と乗算されることになる。この結
果、ＦＨ拡散乗算器６からは図３Ｅに示すように周波数
ホッピングされたＦＨ変調信号が出力される。
換することによりＦＨ第１フレーム ないし第７フレー
ム を作成し、作成されたＦＨフレームは順次ＦＨ拡散
乗算器６に供給され、ＦＨ拡散符号発生器５より発生さ
れるＦＨ拡散符号列と乗算されることになる。この結
果、ＦＨ拡散乗算器６からは図３Ｅに示すように周波数
ホッピングされたＦＨ変調信号が出力される。
【００２９】すなわち、ＦＨ第１フレーム はチャンネ
ル周波数ｆ1 で変調されており、ＦＨ第２フレーム は
チャンネル周波数ｆ2 で変調されており、以下同様にＦ
Ｈ第３フレーム ないし第７フレーム はそれぞれチャ
ンネル周波数ｆ3 〜ｆ7 で変調されて、Ｅに示すような
擬似的なランダム順序の周波数チャンネルのパターンと
される。このチャンネル周波数ｆ1 〜ｆ7 でホッピング
されているＦＨ変調信号は、送信部の送信アンテナ７か
ら送信される。
ル周波数ｆ1 で変調されており、ＦＨ第２フレーム は
チャンネル周波数ｆ2 で変調されており、以下同様にＦ
Ｈ第３フレーム ないし第７フレーム はそれぞれチャ
ンネル周波数ｆ3 〜ｆ7 で変調されて、Ｅに示すような
擬似的なランダム順序の周波数チャンネルのパターンと
される。このチャンネル周波数ｆ1 〜ｆ7 でホッピング
されているＦＨ変調信号は、送信部の送信アンテナ７か
ら送信される。
【００３０】一方、受信アンテナ８により受信された図
４Ｅ’として示す前記ＦＨ変調信号は、ＦＨ逆拡散乗算
器９に入力されて、ＦＨ拡散符号発生器１０よりのチャ
ンネル周波数ｆ1 〜ｆ7 からなるＦＨ拡散符号と乗算さ
れる。このＦＨ乗算拡散符号は送信部のＦＨ拡散符号発
生器５より発生されるＦＨ拡散符号と同一とされている
ため、ＦＨ復調されたデータ列がＦＨ逆拡散乗算器９よ
り得られるようになる。このＦＨ復調データ列は逆配列
変換器１１に入力される。
４Ｅ’として示す前記ＦＨ変調信号は、ＦＨ逆拡散乗算
器９に入力されて、ＦＨ拡散符号発生器１０よりのチャ
ンネル周波数ｆ1 〜ｆ7 からなるＦＨ拡散符号と乗算さ
れる。このＦＨ乗算拡散符号は送信部のＦＨ拡散符号発
生器５より発生されるＦＨ拡散符号と同一とされている
ため、ＦＨ復調されたデータ列がＦＨ逆拡散乗算器９よ
り得られるようになる。このＦＨ復調データ列は逆配列
変換器１１に入力される。
【００３１】そして、図４Ｅ’に示すように逆配列変換
器１１により７フレームのＦＨフレームの各第１ビット
だけを集めて、集めた７チップにより元のＤＳ変調デー
タ列（１周期分のＤＳ拡散符号列）を再配列する。さら
に、第２ビットだけを集めて、元のＤＳ変調データ列と
なるよう７チップを再配列する。同様にして、第３ビッ
トだけ、第４ビットだけ、第５ビットだけ、第６ビット
だけ、第７ビットだけ、第８ビットだけを集めて、それ
ぞれ元のＤＳ変調データ列になるよう７チップずつ再配
列する。この再配列したデータ列を図４Ｆに示すが、こ
こではベースバンド２ビット分、すなわち１４チップの
データ列だけが示されている。
器１１により７フレームのＦＨフレームの各第１ビット
だけを集めて、集めた７チップにより元のＤＳ変調デー
タ列（１周期分のＤＳ拡散符号列）を再配列する。さら
に、第２ビットだけを集めて、元のＤＳ変調データ列と
なるよう７チップを再配列する。同様にして、第３ビッ
トだけ、第４ビットだけ、第５ビットだけ、第６ビット
だけ、第７ビットだけ、第８ビットだけを集めて、それ
ぞれ元のＤＳ変調データ列になるよう７チップずつ再配
列する。この再配列したデータ列を図４Ｆに示すが、こ
こではベースバンド２ビット分、すなわち１４チップの
データ列だけが示されている。
【００３２】このようにして、逆配列変換器１１により
再配列されたデータ列は、ＤＳ逆拡散乗算器１３に入力
されてＤＳ拡散符号列と乗算されることにより、ＤＳ復
調されて復調データ１４が再生されるようになる。この
場合、ＤＳ拡散符号発生器１２よりのＤＳ拡散符号列は
送信側のＤＳ拡散符号発生器３より発生されるＤＳ拡散
符号列Ｂと同一とされていると共に、ＤＳ拡散乗算器
は、ＥＸ−ＯＲとＥＸ−ＯＲの出力をＤＳ拡散符号の一
周期積分する積分器とからなる相関器から構成されてい
る。
再配列されたデータ列は、ＤＳ逆拡散乗算器１３に入力
されてＤＳ拡散符号列と乗算されることにより、ＤＳ復
調されて復調データ１４が再生されるようになる。この
場合、ＤＳ拡散符号発生器１２よりのＤＳ拡散符号列は
送信側のＤＳ拡散符号発生器３より発生されるＤＳ拡散
符号列Ｂと同一とされていると共に、ＤＳ拡散乗算器
は、ＥＸ−ＯＲとＥＸ−ＯＲの出力をＤＳ拡散符号の一
周期積分する積分器とからなる相関器から構成されてい
る。
【００３３】このＤＳ逆拡散乗算器１３の動作を図５を
参照しながら説明すると、再配列されたデータ列Ｆと、
ＤＳ拡散符号発生器１２で発生された同図Ｈに示すＤＳ
拡散符号列とがＥＸ−ＯＲで乗算された場合、両者が同
一符号でかつ同位相とされていると、その乗算出力は負
となり、積分器はこの負の値を積分するため、同図Ｇに
示すようにＤＳ拡散符号の一周期の終わりにおいて負の
ピークを生じるようになる。このように負の相関ピーク
が生じる時は、同位相のＤＳ拡散符号列が乗算された場
合であり、同位相で伝送されるのはベースバンドデータ
が「０」の場合であるから、この場合に復調されるベー
スバンドデータは「０」とされる。なお、ＤＳ拡散符号
が異なる場合は相関ピークは生じることはなく復調デー
タは生じない。
参照しながら説明すると、再配列されたデータ列Ｆと、
ＤＳ拡散符号発生器１２で発生された同図Ｈに示すＤＳ
拡散符号列とがＥＸ−ＯＲで乗算された場合、両者が同
一符号でかつ同位相とされていると、その乗算出力は負
となり、積分器はこの負の値を積分するため、同図Ｇに
示すようにＤＳ拡散符号の一周期の終わりにおいて負の
ピークを生じるようになる。このように負の相関ピーク
が生じる時は、同位相のＤＳ拡散符号列が乗算された場
合であり、同位相で伝送されるのはベースバンドデータ
が「０」の場合であるから、この場合に復調されるベー
スバンドデータは「０」とされる。なお、ＤＳ拡散符号
が異なる場合は相関ピークは生じることはなく復調デー
タは生じない。
【００３４】また、再配列されたデータ列Ｆと同図Ｈに
示すＤＳ拡散符号列とが同一符号で位相が反転されてい
る場合は、ＥＸ−ＯＲの乗算出力は正となり、積分器は
正の値を積分するようになる。従って、ＤＳ拡散符号の
一周期の終わりにおいて同図Ｇに示すように正のピーク
が生じるようになる。このように正の相関ピークが生じ
るのは、相互に位相が反転されたＤＳ拡散符号列を乗算
した時であり、ＤＳ拡散符号の位相が反転されて伝送さ
れるのはベースバンドデータが「１」の場合であるか
ら、この場合に復調されるデータは「１」とされる。な
お、ＤＳ拡散符号が異なる場合は相関ピークは生じるこ
とはなく復調データは生じない。
示すＤＳ拡散符号列とが同一符号で位相が反転されてい
る場合は、ＥＸ−ＯＲの乗算出力は正となり、積分器は
正の値を積分するようになる。従って、ＤＳ拡散符号の
一周期の終わりにおいて同図Ｇに示すように正のピーク
が生じるようになる。このように正の相関ピークが生じ
るのは、相互に位相が反転されたＤＳ拡散符号列を乗算
した時であり、ＤＳ拡散符号の位相が反転されて伝送さ
れるのはベースバンドデータが「１」の場合であるか
ら、この場合に復調されるデータは「１」とされる。な
お、ＤＳ拡散符号が異なる場合は相関ピークは生じるこ
とはなく復調データは生じない。
【００３５】ここで、ある特定の周波数チャンネルに混
信が生じ（ヒット）、そのデータが誤った場合を検討し
てみる。ヒットしたＦＨフレームのすべてのデータが誤
っても、このＦＨフレームは前記図３で示したように８
ビットのベースバンドのデータ列それぞれの１チップづ
つからなっているものであるから、逆配列変換処理後に
おいては７チップからなる１ビットのベースバンドデー
タに対しては、７チップのうちの１チップだけが失われ
たに過ぎないことになる。
信が生じ（ヒット）、そのデータが誤った場合を検討し
てみる。ヒットしたＦＨフレームのすべてのデータが誤
っても、このＦＨフレームは前記図３で示したように８
ビットのベースバンドのデータ列それぞれの１チップづ
つからなっているものであるから、逆配列変換処理後に
おいては７チップからなる１ビットのベースバンドデー
タに対しては、７チップのうちの１チップだけが失われ
たに過ぎないことになる。
【００３６】そして、あるＦＨフレームのデータが誤っ
たまま復調すると、再配列されたデータ列においては１
ビットのベースバンドデータに対して１チップだけが誤
っているだけであるから、図５Ｇに示す相関ピークのピ
ーク値が多少低くなるものの相関ピークは現れるから、
ベースバンドデータを誤ることなく復調することができ
るようになる。このように、バースト誤りをランダム誤
りとすることができるため、複数の周波数チャンネルに
おいてヒットがあり、複数のＦＨフレームが誤った場合
においても、復調されたデータの誤り率の上昇率は緩や
かなものになる。
たまま復調すると、再配列されたデータ列においては１
ビットのベースバンドデータに対して１チップだけが誤
っているだけであるから、図５Ｇに示す相関ピークのピ
ーク値が多少低くなるものの相関ピークは現れるから、
ベースバンドデータを誤ることなく復調することができ
るようになる。このように、バースト誤りをランダム誤
りとすることができるため、複数の周波数チャンネルに
おいてヒットがあり、複数のＦＨフレームが誤った場合
においても、復調されたデータの誤り率の上昇率は緩や
かなものになる。
【００３７】また、誤り訂正符号を付加する場合は、受
信部の逆配列変換部１１において逆配列変換処理を行っ
た後、誤り訂正符号を用いて誤り訂正を行うようにする
が、前記したようにバースト誤りをランダム誤りとする
ことができるため、簡単な訂正符号でも高いエラーレー
ト改善特性が得られるようになる。なお、入力データ列
にフレーム間に休止期間を設けるようにしてもよいが、
周波数チャンネルの切り替えを高速に行える場合におい
ては休止期間を設ける必要はない。
信部の逆配列変換部１１において逆配列変換処理を行っ
た後、誤り訂正符号を用いて誤り訂正を行うようにする
が、前記したようにバースト誤りをランダム誤りとする
ことができるため、簡単な訂正符号でも高いエラーレー
ト改善特性が得られるようになる。なお、入力データ列
にフレーム間に休止期間を設けるようにしてもよいが、
周波数チャンネルの切り替えを高速に行える場合におい
ては休止期間を設ける必要はない。
【００３８】ここで、前記配列変換器４の構成の一例を
図６（ａ）に示す。この図において、４１，４２は配列
変換器４に入力されるＤＳ変調されたデータ列が５６チ
ップ（送信部に入力される入力データ列８ビット分）交
互に記憶されるランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であ
り、４３はＲＡＭ４１，４２の読出および書込を制御す
るＲ／Ｗ制御回路、４４はＲＡＭ４１，４２の読出時あ
るいは書込時に参照する読出アドレスあるいは書込アド
レスを複数組記憶しているアドレステーブルである。
図６（ａ）に示す。この図において、４１，４２は配列
変換器４に入力されるＤＳ変調されたデータ列が５６チ
ップ（送信部に入力される入力データ列８ビット分）交
互に記憶されるランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であ
り、４３はＲＡＭ４１，４２の読出および書込を制御す
るＲ／Ｗ制御回路、４４はＲＡＭ４１，４２の読出時あ
るいは書込時に参照する読出アドレスあるいは書込アド
レスを複数組記憶しているアドレステーブルである。
【００３９】この配列変換器４の動作を説明すると、Ｄ
Ｓ変調されたデータ列は例えばＲＡＭ４１に供給され
て、Ｒ／Ｗ制御回路の制御の基で５６チップのデータ列
が順次記憶されるが、記憶後のＲＡＭ４１のメモリマッ
プは同図（ｂ）に示す状態とされる。この場合、横方向
に配列されたａ11，ａ12・・・ａ17、ａ21，ａ22・・・
ａ27、・・・・、ａ81，ａ82・・・ａ87は夫々７チップ
からなり、それぞれ入力データ列の１ビットに相当して
おり、縦方向には８チップ配列されていることから、Ｒ
ＡＭ４１には入力データ列が８ビット記憶されることに
なる。そして、ＲＡＭ４１に５６チップのデータ列が記
憶されると、次から入力されるデータ列はＲＡＭ４２に
供給されてＲＡＭ４１と同様に５６チップのデータ列が
記憶されるようになる。この制御はＲ／Ｗ制御回路４３
により行われる。
Ｓ変調されたデータ列は例えばＲＡＭ４１に供給され
て、Ｒ／Ｗ制御回路の制御の基で５６チップのデータ列
が順次記憶されるが、記憶後のＲＡＭ４１のメモリマッ
プは同図（ｂ）に示す状態とされる。この場合、横方向
に配列されたａ11，ａ12・・・ａ17、ａ21，ａ22・・・
ａ27、・・・・、ａ81，ａ82・・・ａ87は夫々７チップ
からなり、それぞれ入力データ列の１ビットに相当して
おり、縦方向には８チップ配列されていることから、Ｒ
ＡＭ４１には入力データ列が８ビット記憶されることに
なる。そして、ＲＡＭ４１に５６チップのデータ列が記
憶されると、次から入力されるデータ列はＲＡＭ４２に
供給されてＲＡＭ４１と同様に５６チップのデータ列が
記憶されるようになる。この制御はＲ／Ｗ制御回路４３
により行われる。
【００４０】また、同時にＲＡＭ４１は読出状態とさ
れ、Ｒ／Ｗ制御回路４３より与えられる読出アドレスに
より記憶されているデータ列が読み出されて出力され
る。この時の読出アドレスは、例えば図６（ｂ）に示す
ように縦方向に順次読み出すアドレス、すなわち、
ａ11，ａ21・・・ａ81、ａ12，ａ22・・・ａ82、・・・
・、ａ17，ａ27・・・ａ87の順序でデータ列を読み出す
読出アドレスとされる。この場合、データ列ａ11，ａ21
・・・ａ81は、入力データ列８ビットの夫々先頭（第
１）チップ、データ列ａ12，ａ22・・・ａ82は、入力デ
ータ列８ビットの夫々第２チップ、データ列ａ17，ａ27
・・・ａ87は、入力データ列８ビットの夫々最終（第
７）チップとなっている。このように、読み出されたデ
ータ列は書き込まれたデータ列と配列が異なっており、
読出アドレスのアドレス順序によりデータ列の配列変換
を行っているのである。
れ、Ｒ／Ｗ制御回路４３より与えられる読出アドレスに
より記憶されているデータ列が読み出されて出力され
る。この時の読出アドレスは、例えば図６（ｂ）に示す
ように縦方向に順次読み出すアドレス、すなわち、
ａ11，ａ21・・・ａ81、ａ12，ａ22・・・ａ82、・・・
・、ａ17，ａ27・・・ａ87の順序でデータ列を読み出す
読出アドレスとされる。この場合、データ列ａ11，ａ21
・・・ａ81は、入力データ列８ビットの夫々先頭（第
１）チップ、データ列ａ12，ａ22・・・ａ82は、入力デ
ータ列８ビットの夫々第２チップ、データ列ａ17，ａ27
・・・ａ87は、入力データ列８ビットの夫々最終（第
７）チップとなっている。このように、読み出されたデ
ータ列は書き込まれたデータ列と配列が異なっており、
読出アドレスのアドレス順序によりデータ列の配列変換
を行っているのである。
【００４１】ここで、図３を参照するとＦＨフレームの
先頭フレームは入力データ列８ビットの夫々先頭（第
１）の８チップで構成されており、ＦＨフレームの第２
フレームは入力データ列８ビットの夫々２番目の８チッ
プで構成されており、ＦＨフレームの第７フレームは入
力データ列８ビットの夫々７番目の８チップで構成され
ているから、ＲＡＭ４１から読み出されるデータ列を先
頭から８チップ毎に分割し、分割したデータ列で順次Ｆ
Ｈフレームを構成するようにすれば、図３に示すＦＨフ
レームを７フレーム構成することができるようになる。
先頭フレームは入力データ列８ビットの夫々先頭（第
１）の８チップで構成されており、ＦＨフレームの第２
フレームは入力データ列８ビットの夫々２番目の８チッ
プで構成されており、ＦＨフレームの第７フレームは入
力データ列８ビットの夫々７番目の８チップで構成され
ているから、ＲＡＭ４１から読み出されるデータ列を先
頭から８チップ毎に分割し、分割したデータ列で順次Ｆ
Ｈフレームを構成するようにすれば、図３に示すＦＨフ
レームを７フレーム構成することができるようになる。
【００４２】そして、ＦＨフレームが７フレーム構成さ
れるとＲＡＭ４１から全てのデータ列が読み出されたこ
とになるが、この時ＲＡＭ４２には５６チップのデータ
列が書き込まれた状態となるので、ＲＡＭ４１を再度書
込状態とし、ＲＡＭ４２を読出状態として、前記した処
理を繰り返し行うようにする。このように、ＲＡＭ４
１，４２を２つ設けているのは、一方が書込状態とされ
ている時に他方を読出状態とする状態を交互に繰り返す
ようにして、連続して入力されるデータ列を途切れるこ
となく書き込むことを可能とすると共に、記憶されたデ
ータ列を読み出すことにより配列変換したデータ列を途
切れることなく出力するためである。
れるとＲＡＭ４１から全てのデータ列が読み出されたこ
とになるが、この時ＲＡＭ４２には５６チップのデータ
列が書き込まれた状態となるので、ＲＡＭ４１を再度書
込状態とし、ＲＡＭ４２を読出状態として、前記した処
理を繰り返し行うようにする。このように、ＲＡＭ４
１，４２を２つ設けているのは、一方が書込状態とされ
ている時に他方を読出状態とする状態を交互に繰り返す
ようにして、連続して入力されるデータ列を途切れるこ
となく書き込むことを可能とすると共に、記憶されたデ
ータ列を読み出すことにより配列変換したデータ列を途
切れることなく出力するためである。
【００４３】また、アドレステーブルは前記した配列変
換を行えるアドレスをテーブルとして備えているもので
あるが、予め定められたランダムな順序のアドレスも複
数種類テーブルとして備えている。このようにランダム
な順序のアドレスを読出アドレスとしてデータ配列の変
換を行うようにしても、作成されたＦＨフレームが消失
してバースト誤りが発生しても、逆配列変換することに
よりランダム誤りとすることができる。この複数種類の
いずれかのテーブルは、テーブル指定信号により任意に
指定できるようにされている。
換を行えるアドレスをテーブルとして備えているもので
あるが、予め定められたランダムな順序のアドレスも複
数種類テーブルとして備えている。このようにランダム
な順序のアドレスを読出アドレスとしてデータ配列の変
換を行うようにしても、作成されたＦＨフレームが消失
してバースト誤りが発生しても、逆配列変換することに
よりランダム誤りとすることができる。この複数種類の
いずれかのテーブルは、テーブル指定信号により任意に
指定できるようにされている。
【００４４】なお、受信部における逆配列変換器１１の
構成は、前記した配列変換器６の構成と同様の構成とさ
れるが、逆配列変換器１１におけるＲ／Ｗ制御部は配列
変換器６側の読出／書込アドレスを逆にして書込／読出
アドレスとして用いるようにしている。また、逆配列変
換器１１におけるアドレステーブルに備えられている複
数種類のアドレステーブルは、配列変換器６の複数種類
のアドレステーブルと同一のものとされている。また、
配列変換器６において、例えばランダムな順序の書込ア
ドレスとしてランダムに書き込むことにより、書込時に
データ列の配列変換を行うようにしてもよい。
構成は、前記した配列変換器６の構成と同様の構成とさ
れるが、逆配列変換器１１におけるＲ／Ｗ制御部は配列
変換器６側の読出／書込アドレスを逆にして書込／読出
アドレスとして用いるようにしている。また、逆配列変
換器１１におけるアドレステーブルに備えられている複
数種類のアドレステーブルは、配列変換器６の複数種類
のアドレステーブルと同一のものとされている。また、
配列変換器６において、例えばランダムな順序の書込ア
ドレスとしてランダムに書き込むことにより、書込時に
データ列の配列変換を行うようにしてもよい。
【００４５】
【発明の効果】本発明は以上のように構成したので、配
列変換手段を設けてチップを単位としてＤＳ拡散データ
列のチップの並び順序を並べ替えてからＦＨ変調を施す
ことができ、ある特定の周波数チャンネルに混信があっ
たり、ヒットが起こってあるＦＨフレーム全体のデータ
が消失しても、受信側において当該ＦＨフレームのチッ
プの並び順所を元のチップ順序に並べ替えることによ
り、誤ったＦＨフレームを構成している各チップを分散
することができるようになる。したがって、逆配列変換
されたデータ列に逆拡散を施すだけでチャンネル混信や
ヒットの影響を除去して、データを誤ることなく復調す
ることができる。これにより、復調データの誤り率が上
昇することを防止することができる。さらに、ヒットチ
ャンネルが増加してきても、誤り率の上昇は緩やかとな
り、急激な誤り率の上昇を防止することができる。ま
た、誤り訂正符号等を付加しないため伝送レートの低下
を招くこともない。なお、誤り訂正符号を付加する場合
においても、バースト誤りがランダム誤りとされるた
め、簡単な訂正方式により高いエラーレート改善特性が
得られるようになる。
列変換手段を設けてチップを単位としてＤＳ拡散データ
列のチップの並び順序を並べ替えてからＦＨ変調を施す
ことができ、ある特定の周波数チャンネルに混信があっ
たり、ヒットが起こってあるＦＨフレーム全体のデータ
が消失しても、受信側において当該ＦＨフレームのチッ
プの並び順所を元のチップ順序に並べ替えることによ
り、誤ったＦＨフレームを構成している各チップを分散
することができるようになる。したがって、逆配列変換
されたデータ列に逆拡散を施すだけでチャンネル混信や
ヒットの影響を除去して、データを誤ることなく復調す
ることができる。これにより、復調データの誤り率が上
昇することを防止することができる。さらに、ヒットチ
ャンネルが増加してきても、誤り率の上昇は緩やかとな
り、急激な誤り率の上昇を防止することができる。ま
た、誤り訂正符号等を付加しないため伝送レートの低下
を招くこともない。なお、誤り訂正符号を付加する場合
においても、バースト誤りがランダム誤りとされるた
め、簡単な訂正方式により高いエラーレート改善特性が
得られるようになる。
【図１】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例であ
る通信系のブロック図である。
る通信系のブロック図である。
【図２】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例のＤ
Ｓ変調のタイミング図である。
Ｓ変調のタイミング図である。
【図３】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例の配
列変換を説明する図である。
列変換を説明する図である。
【図４】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例の逆
配列変換を説明する図である。
配列変換を説明する図である。
【図５】本発明のスペクトル拡散通信方式の実施例のＤ
Ｓ復調を説明するタイミング図である。
Ｓ復調を説明するタイミング図である。
【図６】配列変換器の構成の一例を示す図である。
【図７】従来のスペクトル拡散通信方式の通信系のブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】従来のスペクトル拡散通信方式のＤＳ変調のタ
イミング図である。
イミング図である。
【図９】従来のスペクトル拡散通信方式のＤＳ／ＦＨ変
調のタイミング図である。
調のタイミング図である。
【図１０】従来のスペクトル拡散通信方式において混信
する様子を説明する図である。
する様子を説明する図である。
２ ＤＳ拡散乗算器 ３ ＤＳ拡散符号発生器 ４ 配列変換器 ５ ＦＨ拡散符号発生器 ６ ＦＨ拡散乗算器 ７ 送信アンテナ ８ 受信アンテナ ９ ＦＨ逆拡散乗算器 １０ ＦＨ拡散符号発生器 １１ 逆配列変換器 １２ ＤＳ拡散符号発生器 １３ ＤＳ逆拡散乗算器 ４１，４２ ＲＡＭ ４３ Ｒ／Ｗ制御回路 ４４ アドレステーブル
Claims (5)
- 【請求項１】 入力データ列に複数チップからなるＤＳ
拡散符号列を乗算して、前記ＤＳ拡散符号列の一周期を
単位とするＤＳ拡散データ列を出力するＤＳ拡散乗算器
と、 該ＤＳ拡散乗算器より出力される前記ＤＳ拡散データ列
を複数周期毎に区切り、該区切られた複数周期において
チップ順序の配列を並べ替える配列変換手段と、 該配列変換手段より出力される配列変換データ列にＦＨ
拡散符号列を乗算するＦＨ拡散乗算器とを備え、 前記ＦＨ拡散乗算器より出力されるＦＨ拡散出力信号を
送信するようにしたことを特徴とするスペクトル拡散送
信装置。 - 【請求項２】 前記配列変換手段は、ＤＳ拡散乗算器よ
り出力されるＤＳ拡散データ列をｎ（ｎは２以上の整
数）周期毎に区切り、区切られたｎ周期における各周期
の第１チップだけを配列した第１変換配列データ列、第
２チップだけを配列した第２変換配列データ列、・・
・、第ｍチップ（ｍはＤＳ拡散符号列のチップ数）だけ
を配列した第ｍ変換配列データ列に配列変換するように
したことを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散送
信装置。 - 【請求項３】 ＤＳ拡散およびＦＨ拡散が施された受信
信号にＦＨ拡散符号列を乗算してＦＨ復調を行うＦＨ逆
拡散乗算器と、 該ＦＨ逆拡散乗算器より出力されるＦＨ復調データ列
を、ＤＳ拡散符号列の一周期を単位として複数周期毎に
区切り、該区切られた複数周期のＦＨ復調データ列のチ
ップ順序の配列を並べ替えて、元のチップ順序のＤＳ拡
散データ列に変換する逆配列変換手段と、 該逆配列変換手段より出力されるＤＳ拡散データ列に、
複数チップから構成されているＤＳ拡散符号列を乗算し
てＤＳ復調を行うＤＳ逆拡散乗算器とを備え、 前記ＤＳ
逆拡散乗算器からＤＳ復調された出力データ列を得るよ
うにしたことを特徴とするスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項４】 前記逆配列変換手段は、前記ＦＨ逆拡散
乗算器より出力されるＦＨ復調データ列をｎ（ｎは２以
上の整数）周期毎に区切り、区切られた ｎ周期における
各周期の第１チップだけを配列した第１変換配列データ
列、第２チップだけを配列した第２変換配列データ列、
・・・、第ｍチップ（ｍはＤＳ拡散符号列のチップ数）
だけを配列した第ｍ変換配列データ列に並べ直すことに
より、元のチップ順序のＤＳ拡散データ列となるように
したことを特徴とする請求項４記載のスペクトル拡散受
信装置。 - 【請求項５】 入力データ列に複数チップからなるＤＳ
拡散符号列を乗算して前記ＤＳ拡散符号列の一周期を単
位とするＤＳ拡散データ列を出力するＤＳ拡散乗算器
と、 該ＤＳ拡散乗算器より出力される前記ＤＳ拡散データ列
を複数周期毎に区切り、該区切られた複数周期において
チップ順序の配列を並べ替える配列変換手段と、 該配列変換手段より出力される配列変換データ列にＦＨ
拡散符号列を乗算するＦＨ拡散乗算器とを備え、 前記ＦＨ拡散乗算器より出力されるＦＨ拡散出力信号を
送信するようにした送信手段と、 ＤＳ拡散およびＦＨ拡散が施された受信信号にＦＨ拡散
符号列を乗算してＦＨ復調を行うＦＨ逆拡散乗算器と、 該ＦＨ逆拡散乗算器より出力されるＦＨ復調データ列
を、前記ＤＳ拡散符号列の一周期を単位として複数周期
毎に区切り、該区切られた複数周期のＦＨ復調データ列
のチップ順序の配列を並べ替えて、元のチップ順序のＤ
Ｓ拡散データ列に変換する逆配列変換手段と、 該逆配列変換手段より出力されるＤＳ拡散データ列に、
複数チップから構成されているＤＳ拡散符号列を乗算し
てＤＳ復調を行うＤＳ逆拡散乗算器とを備え、 前記ＤＳ逆拡散乗算器からＤＳ復調された出力データ列
を得るようにした受信手段と、 からなることを特徴とするスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18197494A JP2737655B2 (ja) | 1994-07-12 | 1994-07-12 | スペクトル拡散通信方式 |
| US08/500,748 US5838717A (en) | 1994-07-12 | 1995-07-11 | Spectrum spread communication system |
| DE1995125428 DE19525428C2 (de) | 1994-07-12 | 1995-07-12 | Spektrum-Aufspreiz-Kommunikationssystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18197494A JP2737655B2 (ja) | 1994-07-12 | 1994-07-12 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832485A JPH0832485A (ja) | 1996-02-02 |
| JP2737655B2 true JP2737655B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=16110129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18197494A Expired - Fee Related JP2737655B2 (ja) | 1994-07-12 | 1994-07-12 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5838717A (ja) |
| JP (1) | JP2737655B2 (ja) |
| DE (1) | DE19525428C2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2800797B2 (ja) * | 1996-08-12 | 1998-09-21 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散通信方式 |
| US6859506B1 (en) * | 2000-10-10 | 2005-02-22 | Freescale Semiconductor, Inc. | Ultra wideband communication system, method, and device with low noise reception |
| DE59807420D1 (de) * | 1998-06-18 | 2003-04-10 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zur übertragung von informationen in verschiedenen trägerfrequenzen mittels eines frequenzsprungverfahrens |
| US6442190B1 (en) * | 1998-11-10 | 2002-08-27 | The Board Of Regents Of The University Of Nebraska | Method and system for self-encoding a sequential string of data symbols for transmission via communication systems |
| US7154937B2 (en) * | 1999-08-02 | 2006-12-26 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Quadrature multi-frequency ranging (QMFR) applied to GPS multipath mitigation |
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| DE10019487A1 (de) * | 2000-04-19 | 2001-11-08 | Siemens Ag | Frequenzsynthesizer |
| AU2001267222A1 (en) * | 2000-09-01 | 2002-03-13 | Sirific Wireless Corporation | Improved method and apparatus for up- and down- conversion of radio frequency (rf) signals |
| US7127005B2 (en) * | 2001-03-23 | 2006-10-24 | James Stuart Wight | Computational circuits and methods for processing modulated signals having non-constant envelopes |
| US7215931B2 (en) * | 2001-06-19 | 2007-05-08 | Sirific Wireless Corporation | Method and apparatus for up-and-down-conversion of radio frequency (RF) signals |
| AU2003205477A1 (en) * | 2002-02-25 | 2003-09-09 | Sirific Wireless Corporation | Frequency down converter using a multitone local oscillator |
| US7042927B2 (en) * | 2002-03-11 | 2006-05-09 | James Stuart Wight | Pseudo-noise carrier suppression/image rejection up and down converters |
| US7656931B2 (en) * | 2003-12-31 | 2010-02-02 | Ut-Battelle, Llc | Hybrid spread spectrum radio system |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6223643A (ja) * | 1985-07-24 | 1987-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 送受信装置 |
| DE3606354A1 (de) * | 1986-02-27 | 1987-09-03 | Bbc Brown Boveri & Cie | Verfahren zur uebermittlung von daten ueber die leitungen eines stromversorgungsnetzes |
| JP2660441B2 (ja) * | 1989-07-03 | 1997-10-08 | 双葉電子工業 株式会社 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
| DE4027496A1 (de) * | 1990-08-30 | 1992-03-12 | Deutsche Forsch Luft Raumfahrt | Spreizverfahren zur uebertragung codierter, digitaler nachrichten |
| JP2698731B2 (ja) * | 1992-08-31 | 1998-01-19 | シャープ株式会社 | Ｃｄｍａ通信方式 |
| US5274667A (en) * | 1992-10-23 | 1993-12-28 | David Olmstead | Adaptive data rate packet communications system |
| US5546420A (en) * | 1994-04-29 | 1996-08-13 | At&T Corp. | Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology by using variable code techniques |
-
1994
- 1994-07-12 JP JP18197494A patent/JP2737655B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-07-11 US US08/500,748 patent/US5838717A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-07-12 DE DE1995125428 patent/DE19525428C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0832485A (ja) | 1996-02-02 |
| US5838717A (en) | 1998-11-17 |
| DE19525428A1 (de) | 1996-01-18 |
| DE19525428C2 (de) | 2000-10-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3181440B2 (ja) | Ｃｄｍａ方式通信装置 | |
| JP2737655B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
| JP3311951B2 (ja) | 符号多重送信装置 | |
| CA2262553C (en) | Method and device for variable-speed transmission | |
| EP0776555B1 (en) | Multiple access coding using bent sequences for mobile radio communications | |
| JP3043422B2 (ja) | スペクトル拡散通信システムにおいてウォルシュ シフトキーイングを使用する方法及び装置 | |
| KR100223502B1 (ko) | 스펙트럼 확산 통신 장치 | |
| CN100483958C (zh) | 高数据率无线局域网络的通信方法 | |
| JP3921402B2 (ja) | 無線受信機 | |
| CN101617479B (zh) | 使用频率选择性基带的数字通信系统以及其方法 | |
| US6122310A (en) | Method and apparatus for facilitating multi-rate data transmission by selecting a plurality of spreading codes | |
| MXPA01000099A (es) | Codigos de pseudoruido ortogonal generados de manera no recurrente para sistema de acceso multiple, division de codigo de velocidad variable. | |
| JPH11275059A (ja) | 可変速度伝送方法および可変速度伝送装置 | |
| CA2277747A1 (en) | A method and an arrangement for despreading a coded sequence in a communication system | |
| JP4542701B2 (ja) | Ｄｓ−ｃｄｍａ−ｓｓ通信システムにおいてコードブック索引付け法を用いることにより高ビット密度を達成する方法 | |
| US20040042530A1 (en) | Code-select cdma modulation/demodulation method and device thereof | |
| KR100392620B1 (ko) | 월시코드생성기,신호송신장치및신호수신장치 | |
| JP2894342B1 (ja) | スロットタイミング検出方法および検出回路ならびに移動局ならびに移動通信システム | |
| JPH10233758A (ja) | 無線通信方法および装置 | |
| CN1373937A (zh) | 减少联合检测中的计算 | |
| US20050265224A1 (en) | Apparatus for generating 2D spreading code and method for the same | |
| JP2941651B2 (ja) | 移動通信方式 | |
| JP4539969B2 (ja) | マルチキャリアスペクトル拡散通信装置及びマルチキャリアスペクトル拡散通信方法 | |
| JP2508595B2 (ja) | スペクトラム拡散方式およびスペクトラム拡散送信機 | |
| JPH09261129A (ja) | スペクトル拡散通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19971209 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080116 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090116 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100116 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100116 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110116 Year of fee payment: 13 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |