MXPA01000099A - Codigos de pseudoruido ortogonal generados de manera no recurrente para sistema de acceso multiple, division de codigo de velocidad variable. - Google Patents

Abstract

Se describe un metodo y aparato para construir una serie de conjuntos de codigos de PN (30) que pueden usarse para sistemas CDMA sincronos y cuasisincronos de velocidades multiples; la tecnica de construccion produce codigos de PN (22) que estan compensados, y que adicionalmente no requiere ninguna sincronizacion de estaciones bases cercanas; el metodo es un metodo no recurrente que usa una matriz otogonal permutada (24) para modular las matrices ortogonales permutadas y crear codigos de PN que soporte la operacion con velocidades multiples; adicionalmente, los codigos construidos usando el metodo tienen muy buenas propiedades espectrales (si se eligen adecuadamente) cuando la longitud de codigo, n, es razonablemente grande.

Description

CÓDIGOS DE PSEUDORUIDO ORTOGONAL GENERADOS DE MANERA NO RECURRENTE PARA SISTEMA DE ACCESO MÚLTIPLE, DIVISIÓN DE CÓDIGO DE VELOCIDAD VARIABLE REFERENCIA CRUZADA A UNA SOLICITUD DE PATENTE RELACIONADA Esta solicitud de patente es una continuación parcial de la solicitud de patente de E.U.A. copendiente y comúnmente asignada con número de serie 09/328,546 presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA" (Selección de Código de PN para CDMA Síncrono), de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins (Casos de Apoderado Nos. SL-042/528P008099-E.U.A. (PAR)), la cual a su vez reclama prioridad bajo 35 U.S.C. §119 (e) de la solicitud de patente provisional 60/091 ,070 presentada 29/6/98, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA" (Selección de Código de PN para CDMA Síncrono), de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y B. Perkins. La descripción de estas dos solicitudes de patente se incorpora a la presente en su totalidad como referencia.

CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se refiere generalmente a sistemas y aparatos de telecomunicaciones que utilizan códigos de difusión y en particular, se refiere a métodos y aparatos para generar un conjunto de códigos de difusión que son optimizados para un ambiente de usuarios múltiples, velocidades múltiples.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN En el sentido directo de un sistema de Acceso Múltiple, División de Código (CDMA, por sus siglas en Inglés), es decir, desde una estación base o unidad base a una unidad de abonado, es relativamente fácil sincronizar los códigos dé pseudoruido (PN, por sus siglas en Inglés) de los diferentes canales, debido a que todos ellos son creados y transmitidos desde la misma estación base. Además, es muy fácil alinear con respecto al tiempo los chips y símbolos de las señales constituyentes dentro de la forma de onda agregada. Como resultado, el canal de emisión de la mayoría de los sistemas de CDMA utiliza alguna forma de CDMA síncrono. En algunos sistemas, tal como un sistema de telefonía de circuito local inalámbrico fijo conocido como Primewave 2000™ disponible del cesionario de esta solicitud de patente, el canal de vuelta (es decir, unidad de abonado a la estación base) es también cuasi-síncrono. En este tipo de sistema, se utiliza un circuito de control de tiempo para mantener a los diferentes usuarios en el sistema alineados con respecto al tiempo, de modo que todas sus señales respectivas lleguen a la estación base dentro de una pequeña fracción de un chip de cada una. Siempre que se utilice un CDMA síncrono o cuasi-síncrono, se hace posible utilizar códigos de PN, los cuales están diseñados para tener la correlación cruzada más pequeña posible cuando se alineen en tiempo entre sí. Si el número de usuarios en el sistema es menor al número de chips transmitidos para cada símbolo de canal (el cual se puede referir como la ganancia de procesamiento de símbolo de canal), entonces es posible diseñar códigos de PN que sean realmente ortogonales entre sí. Cuando el número de usuarios excede la ganancia de procesamiento de símbolo de canal, entonces ya no es posible diseñar códigos que sean ortogonales, debido a que la dimensionalidad del espacio de señalización se ha excedido. Por esta razón, es posible que los sistemas CDMA síncronos y cuasi-síncronos den soporte a un número de usuarios igual a la ganancia de procesamiento de símbolo de canal, siempre que los enlaces tengan fuerza adecuadamente grande e interferencia adecuadamente baja que resulten de distorsiones tales como recorte, trayectoria múltiple, filtración y desplazamientos de tiempo. A menudo es aconsejable que el sistema soporte a usuarios los cuales no están todos a la misma velocidad de transmisión. Por ejemplo, en un sistema en donde algunos usuarios están empleando un teléfono y la , velocidad de fecha requerida está en el orden de unos cuantos miles de bits por segundo (kbps) a unas cuantas decenas de kbps, mientras que otros usuarios están empleando el sistema como una ¡nterfaz de red de cómputo y requieren un millón de bits por segundo (Mbps) o más, la forma de onda debe de ser capaz de acomodar de manera simultánea a los diferentes usuarios no homogéneos. Es posible dar soporte a un usuario de alta velocidad al asignarle una pluralidad de canales paralelos de velocidad más baja, pero este método requiere que los usuarios de alta velocidad tengan una pluralidad de transmisores y receptores. Como tal, este método es menos conveniente en muchos sistemas en donde el costo es una consideración importante. Una técnica más rentable para dar soporte a usuarios de alta velocidad y de baja velocidad de manera simultánea, es emplear una velocidad común de chips para todos los usuarios, pero permitiendo que los usuarios en el sistema varíen sus ganancias de procesamiento de símbolo de canal dependiendo de su velocidad de datos respectiva. Esto implica que si uno desea que todos los usuarios, ya sea en los canales de emisión, o en los canales de emisión y de vuelta, sean ortogonales entre sí, independientemente de sus velocidades, se necesita entonces un conjunto de códigos de PN de diferentes longitudes, y que sean mutuamente ortogonales cuando se sincronizan de manera adecuada. Las funciones de Walsh son un conjunto de formas de onda binarias y ortogonales que se pueden utilizar para propósitos multiplicadores de señal, y han sido reconocidas por tener aplicación a la telefonía. Al respecto, se puede tener referencia a un artículo titulado "The Multiplexing of Telephone Signáis by Walsh Functions", de LA. Davidson en Aplicaciones de Funciones de Walsh, procedimientos de 1971 , Segunda Edición, Eds. R.W. Zeek y A.E. Showalter, páginas 177-179. Del número de conjuntos posibles de funciones ortogonales que se pueden utilizar como portadoras en transmisión múltiple, la categoría de las funciones de Hadamard completamente ortogonales también se han reconocido por ser particularmente adecuadas para aplicaciones técnicas, incluyendo aplicaciones de telefonía. En general, las funciones de Walsh son funciones especiales de Hadamard, y pueden describirse a través de matrices de Hadamard con potencia de 2 como números ordinarios. Se pueden derivar sistemas de función adicionales desde matrices de Hadamard mediante permutación de columnas e hileras y mediante inversión de signo, mientras se conservan sus características ortogonales. Un método para crear códigos de PN los cuales sean mutuamente ortogonales, es utilizar una técnica de construcción recurrente definida por H. Hubner, "Multiplex Systems Using Sums of Walsh Functions as Carriers", también en Aplicaciones de Funciones de Walsh, procedimientos de 1971 , Segunda Edición, páginas 180-191. Al respecto, también se puede tener referencia en la patente de E.U.A. No. 5,571 ,761 , titulada "System and Method for Orthogonal Spread Spectrum Sequence Generation in Variable Data Rate Systems" (Sistema y Método para Generación de Secuencias de Espectro de Difusión Ortogonal en Sistemas de Velocidad de Datos Variable", de Klein S. Gilhousen.

Estos planteamientos se basan en la técnica de construcción Walsh-Hadamard definida como sigue: w(n) w(n) w\ (2n) =\ (1) w(n) - w(n) donde w(n) es una matriz n x n de valores ±1. Si uno define w(1)=1 , entonces se comprende que, + 1 + 1 w(2) = (2) + 1 -1 y también que, Esta técnica de construcción es recurrente debido a que obedece a la ecuación f(m)= g(f(n)), m>n (4) para algunas funciones f,g e índices m,n, donde m>n. En otras palabras, la enésima función, f, se crea solamente a partir de una operación, g, en una versión anterior de f, es decir, f(n). Se considera que una función es recurrente si obedece a la ecuación 4. Al suponer que f=w, m=2n, se puede ver que g se define por la ecuación 1. Esta técnica de construcción permite señalización ortogonal de velocidad múltiple en un sistema de CDMA síncrono, debido a que las secuencias de Walsh de longitud n pueden soportar a usuarios en una velocidad de símbolo de canal de Rs?= Rc/n (donde Re es la velocidad de chip), mientras las secuencias de Walsh de longitud 2n pueden soportar a usuarios de velocidades más bajas de Rs2= Rc/2n. Con el fin de ilustrar este punto, suponga que w¡j(n) sea el j-ésimo chip con valor de ±1 en la i-ésima hilera de la matriz de código. Si solamente se utiliza un subíndice, w¡(n), suponga que representa la i-ésima hilera de la matriz de código, o en otras palabras, el i-ésimo código de PN en el conjunto que tiene n chips en el vector. Claramente, i y j son enteros que van desde 1 a n. cuando se utilizan estos códigos para operación de CDMA de velocidad múltiple, los usuarios en las diferentes velocidades están perfectamente correlacionados o son ortogonales, como se ¡lustra en la figura 1a. En la figura 1a, se puede ver que existe una opción de soportar a n usuarios a velocidad Rc/n, 2n usuarios a velocidad Rc/2n, o un número de usuarios entre n y 2n a velocidades mezcladas. Si, por ejemplo, un usuario utiliza código W?(n) a velocidad Rc/n, entonces no se pueden utilizar los códigos w-?(2n) y w2 (2n) a velocidad Rc/2n, debido a que no son ortogonales con el usuario que utilizan el código w-?(n) a velocidad Rc/n. Otros usuarios pueden emplear códigos w3(2n) y w4 (2n) a velocidad Rc/2n debido a que todos ellos son mutuamente ortogonales, aunque estén a diferentes velocidades de datos. Sin embargo, existen varios problemas con el planteamiento descrito en la patente de E.U.A. 5,751 ,761. Primero que nada, si los códigos de Walsh se utilizan directamente, entonces las propiedades espectrales de los códigos de PN serían muy escasas. Esto se debe al hecho de que los códigos están conformados de patrones muy regulares como se ilustra en la ecuación (3). Algunos códigos están completamente sin difundirse, mientras que otros se difunden con ondas cuadradas cuyas frecuencias son una, dos, tres, cuatro, ocho, etc, veces la velocidad del símbolo. Estos usuarios tendrían una inmunidad muy limitada a emisores perturbadores, y no disfrutarían los beneficios de difundirse con un código de PN de ganancia de procesamiento n o 2n (dependiendo de su velocidad). En la patente de E.U.A. No. 5,751 ,761 , el planteamiento utilizado para evitar este problema es aplicar un código de protección a la matriz de código. Esto es igual a multiplicar cada código en el conjunto por un vector aleatorio sencillo de chips con valor de ±1 cuya longitud es mucho mayor que la ganancia de procesamiento de símbolo de canal. Mientras que cada código en el conjunto se multiplique por el mismo código de protección, se retiene la ortogonalidad del conjunto, pero se hace que el conjunto resultante parezca más aleatorio. Sin embargo, un problema que surge cuando se aplica un código de protección a la matriz es que los códigos de Walsh aleatorios resultantes no están compensados. Esto significa que, durante cualquier período de símbolo, el número de chips con valor de +1 y chips con valor de -1 no son ¡guales entre sí en la mayoría de los códigos de PN resultantes. La compensación en el conjunto de códigos es una propiedad muy aconsejable, debido a que esto implica que los códigos son ortogonales a cualquier desplazamiento de DC en el receptor de la señal. En otras palabras, si los chips son de ±1 milivoltios en el receptor, pero existe un desplazamiento de DC de 2 milivoltios en la señal a la entrada del despropagador, entonces el despropagador tendría que multiplicar el código de despropagación ±1 con una señal de entrada que tenga valores de +3 y +1 milivoltios. Sin embargo, si el código de PN está compensado sobre un símbolo, entonces el desplazamiento de DC no afectará el procedimiento de despropagación. En general, y haciendo referencia brevemente a la figura 1b, el planteamiento utilizado en la patente de E.U.A. No. 5,751 ,761 es un planteamiento recurrente, en donde el valor de la n-ésima salida de y se crea a partir de un valor anterior de y, siempre que n>0. En otras palabras, se utilizan relaciones anteriores para crear relaciones nuevas y actuales entre elementos de código. Como se ha hecho evidente, el uso de tal técnica recurrente para crear conjuntos de código de PN para uso en sistemas de CDMA de velocidad múltiple puede ocasionar problemas.

Objetivos y ventajas de la invención Es un primer objeto y ventaja de esta invención proveer una técnica mejorada para proveer códigos de PN para uso en un sistema de comunicaciones CDMA que tenga una pluralidad de usuarios operando de manera simultánea a diferentes velocidades de datos.

Es un objeto y ventaja adicional de esta invención evitar los problemas inherentes a las técnicas recurrentes anteriores que aplican un código de protección a una matriz de código en un intento por hacer que el conjunto de códigos parezca más aleatorio. Es otro objeto y ventaja de esta invención proveer una técnica no recurrente para construir una serie de conjuntos mutuamente ortogonales de códigos de PN, la cual soporte señalización de velocidad múltiple, en donde la serie de conjuntos de códigos de PN tenga las propiedades deseables de que los códigos constituyentes estén compensados en todas las velocidades de símbolo deseadas, y que además, los códigos constituyentes presenten buenas propiedades espectrales. Es además un objeto y ventaja de esta invención proveer una técnica no recurrente para construir una serie de conjuntos de código de PN compensados que se pueden utilizar para aprovechar sistemas de CDMA síncronos y cuasi-síncronos, en donde la técnica emplea una matriz ortogonal permutada para modular las matrices ortogonales permutadas para crear conjuntos de códigos de PN compensados que soportan operación a velocidad múltiple.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Estos y otros problemas son superados y los objetos y ventajas de la invención se cumplen mediante los métodos y aparatos de conformidad con las modalidades de esta invención. Se describe un método para construir una serie de conjuntos mutuamente ortogonales de códigos de PN, los cuales soporten señalización a velocidad múltiple. Esta serie de conjuntos de códigos de PN tienen las propiedades deseables de que los códigos constituyentes estén compensados en todas las velocidades de símbolo deseadas, y además que presenten buenas propiedades espectrales (proveer una función aleatoria de datos). Además, esta serie de conjuntos de códigos de PN permite una operación de celda múltiple eficiente, debido a que cualquier código constituyente de un conjunto parece ser aproximadamente aleatorio con relación a cualquier código constituyente de cualquier otro conjunto. Estos códigos mejorados se pueden utilizar para aprovechar el canal de emisión (dirección punto-a-punto múltiple) de sistemas de CDMA, pero también se pueden emplear en el canal de vuelta si el enlace de vuelta emplea CDMA cuasi-síncrono. Se describe una técnica no recurrente para construir una serie de conjuntos de código de PN que se pueden utilizar para sistemas de CDMA síncrono y cuasi-síncrono de velocidad múltiple. La técnica de construcción es superior a técnicas convencionales, ya que produce códigos de PN que están compensados, y que además no requieren ninguna sincronización de estaciones base cercanas. Este planteamiento puede estar caracterizado por utilizar una matriz ortogonal permutada para modular matrices ortogonales permutadas para crear códigos de PN que soporten operación a velocidad múltiple. Más aún, los códigos construidos utilizando el método de esta invención tienen muy buenas propiedades espectrales (si se seleccionan adecuadamente) cuando la longitud de código, n, es razonablemente extensa. Se provee un método no recurrente para construir conjuntos de código de PN compensado para uso en un sistema de comunicación de CDMA. El método incluye los pasos de (a) aplicar una permutación restringida a una matriz GxG con valor ±1 para formar una matriz de modulación M(G); y (b) utilizar la matriz de modulación M(G) para crear un conjunto de códigos de PN disponibles para una primera celda al modular conjuntos de códigos nxn permutados R únicos, c(1)(n) a c(R)(n) mediante elementos escalares sucesivos de M(G). El paso de usar la matriz de modulación M(G) comprende un paso para operar un multiplicador de matriz de tiempos escalares.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Lo anterior y otras características de la invención se hacen más evidentes en la siguiente descripción detallada de la invención, cuando se lea junto con los dibujos anexos, en donde: La figura 1a describe un diagrama convencional de tiempos de diferentes códigos de Walsh utilizados a velocidades Rc/n y Rc/2n; la figura 1 b es un diagrama de bloque simple que describe un generador de función recurrente, y el cual es útil para explicar una técnica anterior de generación de conjuntos de códigos de Walsh; la figura 2 ¡lustra un diagrama de tiempos de varios códigos de Walsh de celda #1 y celda #2 utilizados a velocidad Rc/n, y asumiendo que R=3; la figura 3 es una ilustración de permutaciones permisibles de una matriz de Walsh para obtener M(G), donde la notación G=8, y donde la notación w1:8j(8) indica la j-ésima columna de w(8), al incluir los elementos de las hileras 1 :8 y columna j; la figura 4a describe los detalles de un j-ésimo modulador escalar que trabaja en la secuencia de matriz permutadas para la celda #1 ; la figura 4b ilustra un procedimiento para generar los códigos para la celda #1 mediante modulación de la secuencia de conjuntos de código n x n permutados de la celda #1 con las hileras G de la matriz de modulación M(G); la figura 5 es un diagrama que muestra secuencias de código para uso en la celda #1 para un caso descrito por un primer ejemplo (ejemplo D; la figura 6a describe una ecuación 10 útil para explicar una matriz utilizada para modular una secuencia de matrices permutadas para la celda #1 , de acuerdo con un segundo ejemplo (ejemplo 2); la figura 6b es un diagrama que muestra secuencias de código para uso en la celda #1 para un caso descrito por el segundo ejemplo, en donde los cuadros delinean los limites de símbolo que se pretenden a varias velocidades de datos; la figura 7 ilustra un diagrama de tiempos de varios códigos de Walsh de celda #1 y celda #2 utilizados a velocidades Rc/n y Rc/2n, asumiendo que R=3, G=2, y la matriz M(2) empleada en el primer ejemplo; la figura 8 es un diagrama de bloque de un circuito de generación de código de PN; la figura 9 es un diagrama de bloque simplificado de un sistema de comunicación inalámbrico fijo de CDMA síncrono, de espectro difundido, de acuerdo con una modalidad de esta invención; la figura 10 es un diagrama de ejemplo de distribución de frecuencia del sistema de la figura 9. La figura 11a ilustra un ejemplo de la matriz de Hadamard (H), la figura 11 b ¡lustra un Código de Reordenamiento (RC) y la figura 11c ilustra una matriz del código de Hadamard (RH) Reordenada de conformidad con la invención descrita en la solicitud de patente de E.U.A antes referida comúnmente asignada con número de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA" (Selección de Código de PN para CDMA Síncrono), de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins; la figura 12 ¡lustra un ejemplo de matriz 8x8 de código de Walsh, un ejemplo de código de reordenamiento, y la matriz de código de Walsh reordenada resultante, de acuerdo con la invención descrita en la solicitud de patente de E.U.A antes referida comúnmente asignada con número de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA" (Selección de Código para CDMA Síncrono); la figura 13 ilustra un ejemplo de patrón de inversión para aplicación a la matriz de código de Walsh reordenada de la figura 12, y la matriz de código de Walsh resultante invertida y reordenada, de acuerdo con esta invención; y la figura 14 es un diagrama de bloque simplificado de un patrón de reordenamiento o generador de código y un registro de cambio para reordenar un código de PN.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Debido a la conveniencia de proveer códigos de PN mutuamente ortogonales que presenten buenas propiedades espectrales, y que también estén compensados, se describió una técnica para generar matrices n x n mutuamente ortogonales en la solicitud de patente de E.U.A antes referida con número de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA"(Selección de Código de PN para CDMA Síncrono), de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins, la cual se incorpora a la presente en su totalidad como referencia. En este método, descrito más adelante a mayor detalle en referencia a las figuras 11 , 12, 13 y 14, los códigos de Walsh estándar son reordenados utilizando un patrón de reordenamiento pseudo aleatorio. En otras palabras, se inicia con un conjunto de códigos w(n) que tiene elementos w¡j(n), y luego se permutan las columnas de w(n) de una manera aleatoria para obtener una nueva matriz de conjunto de código. También se pueden emplear pasos adicionales para permutar hileras e invertir hileras para proveer una matriz de código la cual tenga las propiedades adicionales y atractivas de tener una relación de potencia razonable pico-a-promedio cuando se transmiten datos correlacionados en cada uno de los canales de CDMA. De acuerdo con las instrucciones de esta invención, la matriz de código reordenado se refiere, como c(k) (n) para indicar el patrón de reordenamiento kth de w(n) en donde se asume que las hileras de w(n) fueron permutadas y posiblemente invertidas y las columnas se permutaron para obtener c(k) (n). Las operaciones descritas no cambian el hecho de que las hileras de la matriz c^ (n) estén perfectamente compensadas. Esto implica que una de las hileras siempre estará integrada por todos lo valores +1 (o valores -1 si ésta se invierte) debido a que el reordenamiento de todo el vector +1 de w(n) no la cambia. Todos los códigos de PN del conjunto, c(k) (n), se pueden descartar, dejando n-1 códigos de PN los cuales están perfectamente compensados, mutuamente ortogonales y los cuales poseen buenas propiedades espectrales, y el k-ésimo patrón de reordenamiento es bueno. Finalmente, se puede mostrar fácilmente que en casos no degenerativos, es imposible crear la matriz ortogonal c(k) (n) utilizando el método de código de protección para emitir de manera aleatoria w(n), como se describe por ejemplo, en la patente de E.U.A antes mencionada número 5,751 ,761. Un beneficio adicional del método de generación de código descrito en la solicitud de patente de E.U.A antes referida con número de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA" (Selección de Código de PN para CDMA Síncrono), de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins, es que se pueden encontrar, si n es grande, muchos patrones de reordenamiento distintos para uso en celdas adyacentes. Por ejemplo, en un sistema de telefonía de circuito local inalámbrico fijo, se puede emplear un total de diecinueve conjuntos c(k) (n) con n = 128, entonces k= 1 ,2,..., 19. Cada uno de los 19 conjuntos se selecciona debido a buenas propiedades espectrales, y también debido a que las propiedades cambiadas y no cambiadas de correlación cruzadas son buenas entre cualquier par de códigos en diferentes conjuntos, esto es, c(k)x (128) y cü)y (128) para todos k?j, donde j, k = 1 ,2, ...,19, y x, y = 1 ,2,..., 127, y 0^128 (128) se asume como todo el vector +1 de longitud 128 para todas las k. El tener 19 conjuntos de códigos distintos que parecen aleatorios con relación entre sí, pero que son perfectamente ortogonales dentro de cualquier conjunto, permite emplear un patrón de reuso de código de 19 celdas. Este patrón de reuso de código de 19 celdas asegura que dos celdas no están utilizando el mismo conjunto de código dentro de dos celdas de cada una, en una rejilla celular. En un despliegue seccionado se puede emplear un patrón de reuso de código de 19 sectores, o algún otro patrón de reuso con un subconjunto de los 19 conjuntos si se desea. En contraste, la patente de E.U.A. No. 5,751 ,761 , la propiedad de reuso de código se obtiene al sincronizar estaciones base adyacentes y dar a cada estación base una fase diferente del código de protección. Este método no solamente tiene la desventaja de códigos de PN no compensados, sino que además requiere que las estaciones base empleen receptores GPS para obtener una referencia común de temporizaciones para sincronizar los cambios del extenso código de protección. Por el contrario, los códigos obtenidos de acuerdo con las instrucciones de la solicitud de patente E.U.A antes referida con No. de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA", de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins, no se requiere la sincronización de estación base para asegurar que la interferencia de la celda adyacente parezca aleatoria. Ahora se hace una discusión de las mejoras y extensiones de las instrucciones encontradas en la solicitud de patente de E.U.A. comúnmente asignada con No. de serie 09/328,546, presentada en 9/6/99, titulada "PN Code Selection for Synchronous CDMA", de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins, en particular, un método no recurrente para crear códigos de PN de velocidad variable los cuales son adecuados para uso en sistemas de CDMA síncronos y cuasi-síncronos. Este novedoso método de construcción, también mostrará tener varias ventajas sobre los planteamientos de la técnica anterior antes discutidos. A continuación, se describe una técnica novedosa de construcción para crear códigos de PN para sistemas de CDMA síncronos y cuasi-síncronos de velocidades múltiples los cuales tienen buenas propiedades espectrales, están compensados, y que permiten operación de celdas múltiples. Este método muestra ser una extensión no recurrente de los códigos descritos en la solicitud de patente de E.U.A. antes referida comúnmente asignada con No. de serie 09/328,546 presentada en 9/6/99. De hecho, el método para reordenar o permutar las columnas de una matriz de Walsh se extienden al utilizar una matriz reordenada para modular las matrices reordenadas descritas en la solicitud de patente de E.U.A. comúnmente asignada antes referida. Anteriormente se definió un sistema de notación que será utilizado ahora para explicar el novedoso método para la generación de conjunto de código de PN de acuerdo con esta invención. Como recordatorio, c^ (n) se definió como la k-ésima matriz de código creada a partir de w(n) al permutar las hileras y columnas de acuerdo a los k-ésimos patrones de permutación y al invertir algunas de las hileras de la matriz resultante. Además, c(k) (n) se definió como el j-ésimo chip con valor de ±1 en la i-ésima hilera de la matriz de código, c(k) (n). Asúmase ahora que existen K patrones de permutación que se pueden utilizar que dan como resultado propiedades espectrales razonables y propiedades de correlación cruzada entre elementos de diferentes conjuntos, entonces k=1 , 2, K. Además, asúmase que se desea crear distintos conjuntos de código de velocidad múltiple Q=K/R así que se puede tener un reuso de conjunto de código de Q en un despliegue de celdas múltiples. Asúmase además, que K es un entero múltiple de Q, de modo que R es un entero. Entonces, resulta que en lugar de que cada celda o sector utilice un conjunto único c(k) (n), se puede permitir que cada celda o sector utilice R de la K. Debido a que los vectores de código c(k)x(n) y cü)y(n) no son ortogonales si k?j (donde j,k=1 , 2,..., K, y x,y=1 , 2,..., n-1 , y c(k)n (n) se asume como todo el vector +1 de longitud n para toda las k, no se pueden utilizar códigos del conjunto k y conjunto j al mismo tiempo y aún así mantener ortogonales a los usuarios del celdas internas. Como resultado, el método de construcción de conjunto de código de acuerdo con las instrucciones de esta invención, se puede considerar con base a un circuito cíclico de los conjuntos de código asignados a cualquier celda o sector particular. Considérese el ejemplo mostrado en la figura 2. En esta figura, se asume que R=3 y K=21. Esto implica que existen patrones de código únicos Q=7 los cuales se pueden utilizar en un patrón de reuso de código de 7. La figura 2 ilustra la manera en que, en la primera celda, los conjuntos de código 1 , 2 y 3 se utilizan de una manera cíclica, mientras que en la celda 2, los conjuntos de código 4, 5 y 6 se utilizan de la misma forma. Debido a que las propiedades de correlación cruzadas de los diferentes conjuntos reordenados son buenas en diseño, el relativo desplazamiento de fase de los símbolos de una y otra estación base es irrelevante, y se hace innecesaria la sincronización de estación base a estación base requerida en la técnica anterior descrita en la patente de E.U.A. No. 5,751 ,761. Ahora se discute cómo se puede hacer el conjunto de código cíclico para soportar más de una velocidad de datos simultáneamente, y al mismo tiempo mantener la ortogonalidad de los usuarios en la misma y en diferentes velocidades. Con el fin de facilitar esta discusión, se define una nueva notación como sigue. Supóngase que RSH es la velocidad de símbolo más alta que será utilizada por el sistema, en donde RSH=Rc/n. Luego, supóngase que la velocidad del símbolo deseada más baja que será utilizada por el sistema se indique como Rs?_, donde G=29=RSH/RSL, implicando que la relación de la velocidad más alta a la más baja es una potencia de 2, indicada por G, o 29. Esto sugiere que Rs?_ = Rc/Gn=Rc/29n. Luego, supóngase que M(G) es una matriz de modulación GxG cuyos elementos son valores ±1 , obtenidos a través de una permutación restringida de las columnas de una matriz de Walsh del mismo tamaño. La figura 3 ilustra un punto de inicio con una matriz de Walsh de tamaño G, y la permutación de la matriz de Walsh para formar M(G) bajo las restricciones de que solamente se permiten ciertas permutaciones. El primer conjunto de permutaciones que se permiten es permutar las columnas adyacentes en pares (es decir que las columnas 1 y 2, 3 y 4, 5 y 6, 7 y 8 se pueden permutar entre sí, pero 2 y 3, 4 y 5, 6 y 7 no se pueden permutar, por ejemplo). El siguiente conjunto de permutaciones permisibles es permutar pares adyacentes de columnas en grupos de cuatro columnas (referidos como cuartetos). Esto implica que en el segundo conjunto de permutaciones permisibles, las columnas 1 y 2 se pueden intercambiar con las columnas 3 y 4, pero no con 5 y 6 ó 7 y 8, por ejemplo. En el siguiente conjunto de permutaciones permitidas, los grupos de cuatro columnas se pueden cambiar con grupos adyacentes de cuatro adyacentes de cuatro columnas. Por ejemplo, las columnas 1 , 2, 3 y 4 se pueden cambiar con las columnas 5, 6, 7 y 8 como un grupo. Si G>8, entonces este procedimiento se puede extender hasta la etapa final, en donde las primeras columnas G/2 de w(G) pueden o no ser permutadas con las segundas columnas G/2 de w(G). Las permutaciones se pueden hacer en cualquier orden, tal como columnas en pares, luego pares de columna en cuartetos, y luego cuartetos de columna en octetos de columna, o por ejemplo, pares de columna en cuartetos, seguido de columnas en pares, seguido por cuartetos de columna en octetos, etc. Este procedimiento se puede extender a matrices más grandes, tales como aquellas tienen 16, ó 32, ó 64 columnas. Se puede hacer cualquier número de permutaciones, desde cero a cualquier permutación posible dentro de las restricciones antes definidas. Haciendo referencia a las figuras 4a y 4b, luego se utiliza la matriz de modulación M(G) para crear el conjunto de códigos de PN disponibles para la primer celda al modular los conjuntos de código permutado nxn R únicos, c(1)(n) a c(R)(n) almacenados en el primer registro de cambio 2, con los diferentes elementos de M(G) almacenados en el registro de cambio 3, utilizando un multiplicador de matriz de tiempos escalares 4 encontrado en un modular escalar 1. En las figuras 4a y 4b se puede ver que la secuencia de conjuntos de códigos permutados nxn los cuales están asignados en la celda #1 está modulada por las hileras G de M(G). En la figura 4b, cada matriz, c(k)(n), k=1 , 2, ..., R, se multiplica con un solo elemento ±1 de la hilera Mj(G) en el j-ésimo modulador escalar 1. Debido a que M(G) es una matriz GxG, y la secuencia de modulación se repite una vez cada G temporizaciones, y debido a que la secuencia de matriz de entrada se repite cada R matriz (y existe una transición de temporización por entrada de matriz), sucede que esto forma una secuencia global la cual se repite una vez cada RG matriz, o una vez cada RGn chip. De este modo, la i-ésima salida de secuencia de matriz modulada será D™i = [Mn(G .(O?,(n),M¡2(G (¿2>)(/n),. M mod?) (5) i„(jmadG) {G)c (/ («),..., donde D1¡ es una matriz n x RGn que contiene un ciclo de los n códigos de PN correspondientes a la i-ésima secuencia de modulación de M(G). La notación j mod R implica el resto después de la división de j-1 con R, más 1 , es decir, el resto de (0'-1)/R)+1= j mod R. Nótese que para simplicidad de la notación, lo anterior no ha ilustrado el tamaño de la matriz D con un argumento, debido a que no es una matriz cuadrada. Por lo general, toda la matriz de modulación M(G) se utiliza para crear la matriz donde D(1) es una matriz Gn x RGn que tiene elementos D1? D1¡,...D1G, que contienen Gn códigos de PN que tienen RGn chips de longitud para uso en la celda #1. Sucede que otra matriz Gn x RGn, D(2) se pudiera crear para la celda #2 utilizando los códigos de PN permutados c(R+1)(n), c(R+2)(n) c(2R)(n). Por ejemplo, en la celda #2, se puede utilizar la misma matriz de modulación M(G), para crear D(2), aunque en general es posible utilizar una matriz M(G) única en cada celda. De manera similar, para todas las Q de las celdas que tienen distintos conjuntos de código, se puede utilizar M(G) aunque no es necesario, para crear conjuntos de códigos D(l), donde i= 1 , 2, 3 Q. Ya que la notación anterior es algo compleja, sería útil explicar posteriormente las instrucciones de esta invención de acuerdo con los dos siguientes ejemplos simples.

EJEMPLO 1 Asúmase primero que R=3, entonces existen tres matrices únicas nxn de Walsh permutadas asignadas a cada celda. Al limitar la discusión específicamente a la celda #1 , las matrices permutadas de interés son c(1)(n), c(2)(n) y c(3)(n). Luego, asúmase que solamente existen dos velocidades de datos que el sistema de CDMA es capaz de operar, es decir, velocidad RSH=Rc/n y velocidad RS =RC/2?. De este modo, en este ejemplo G= 2 y g= 1. En este caso simple, la matriz de modulación M(G) solamente necesita ser una matriz 2x2. Asúmase que se crea la matriz de modulación M(2) al permutar las primeras (y solamente) dos columnas de w(2).

Luego, se utiliza la matriz de modulación permutada para crear D(1) para la celda #1 , la cual en este caso es una matriz 2n x 6n. cm (n)c(2) (n)c(3) (n)cm (n)c 2) (n)c 3) (n) Dm = - c(l)(«)c(2) («) - c(3) («)c(I) («) - c(2) (n)c(3) (n) (8) y esta matriz representa los códigos los cuales se pueden utilizar a velocidades RSH=Rc/n y RSL=RC/2?. Esto se ilustra en la figura 5. Ya que D(1) es 2n x 6n, esto significa que en teoría hay 2n códigos que pueden usarse a una velocidad RSL = Rc/2n. Ya que los conjuntos de códigos c(1)(n), c(2)(n), c(3)(n), son conjuntos de códigos compensados, a lo que sigue que todos los códigos en D(1) estarán compensados. Además, no es difícil mostrar que D(1) tiene 2n hileras mutuamente ortogonales a una velocidad Rc/2n. Ya que los vectores C(1)n(n), C(2)n(n) y C(3)n(n) son 1 x n vectores con todos los elementos +1 , a lo que continúa que en la n-ésima hilera de D(1), es decir D(1)n es un vector 1 x 6n que tiene todos los valores +1 y por ende no debe usarse debido a que tiene una baja compensación y bajas propiedades espectrales. Adicionalmente, D(1)2n es un vector 1 x 6n que tiene tres grupos de valores n "-1" seguidos por valores n "+1" respectivamente. Este vector también tiene bajas propiedades espectrales y por lo tanto no debe usarse. Las hileras 2n-2 remanentes de D(1) son mutuamente ortogonales, tienen una compensación perfecta y tienen muy buenas propiedades espectrales. Si se desea dar soporte a usuarios en RSH = Rc/n, entonces únicamente se asigna las primeras hileras n=1 de D(1), ya que la hilera n-ésima tiene bajas propiedades espectrales, como se señaló anteriormente, y las hileras n subsecuentes están perfectamente correlacionadas o anti-correlacionadas con por lo menos una de las primeras hileras n sobre los bloques n-chip en dicha velocidad. De esta manera, se puede dar soporte a n-1 usuarios a una velocidad Rsh, que es la mitad del número de usuarios que pueden estar soportados a la mitad de la velocidad. Esto enfatiza el hecho de que la técnica provee, como con otros enfoques, una conservación del rendimiento agregado para el sistema, independiente de la velocidad de los usuarios dentro del sistema. Un usuario de alta velocidad requiere más capacidad del sistema agregado que un usuario de baja velocidad.

EJEMPLO 2 Las enseñanzas de la presente invención ahora se explican más detalladamente de conformidad con un segundo ejemplo más complejo. Nuevamente, asúmase que R = 3 y que los códigos que se usarán en la celda #1 son importantes. En este ejemplo, también asúmase que RSL = Rc/4n, por lo que G = 4 y g = 2. Para crear M(4) asúmase que las columnas 3 y 4 de w(4) se cambian o intercambian, y entonces el par de columnas 1 y 2 se cambia con el par de columnas 3 y 4 para producir 1 1 1 1 1 1 1 -1 M(4)= 1 -1 1 1 (9) 1 -1 1 -1 esta matriz entonces puede usarse para modular la secuencia de matrices permutadas para la celda #1. Obsérvese que cuando G es muy pequeña, la matriz reordenada M(G) no parece muy aleatoria. Sin embargo, para G>4, la calidad de aleatoriedad de M(G) mejora sustancialmente. Debido a que R = 3 y G = 4, lo que sigue es D(1) será 4n x 12n, como se muestra en la ecuación 10 de la figura 6a.

La matriz que se muestra en la figura 6a representa los códigos que pueden usarse en velocidades RSH = Rc/n, Rs = Rc/2n y RSL = Rc/4n, como se ilustra en la figura 6b. En la figura 6b, la primera línea ilustra el hecho de que si los códigos se van a usar a una velocidad de Rc/n, entonces existen n-1 códigos disponibles (asumiendo que el código basado en c(k)n(n) se elimina), es decir el modulado por M-?(4). A una velocidad de Rc/2n, existen 2n-2 códigos disponibles, a saber los que se basan en M-?(4) y M2(4). Nuevamente, los dos códigos basados en c<k)n(n) se eliminan como en el ejemplo 1. Finalmente a una velocidad de Rc/4n, existen 4n-4 códigos disponibles. A esta velocidad, se utilizan los códigos basados en cada hilera de M(4). El sistema que se ilustra en este ejemplo 2 puede dar soporte a Rc(n-1)/n símbolos por segundo, independiente de la velocidad del usuario. Esto puede ser igual a n-1 usuarios en Rc/n, 4n-4 usuarios Rc/4n, o una mezcla de las velocidades entre éstos. Para asignar códigos, se observa que en las diversas velocidades debe tenerse cuidado para asegurar que los pares de códigos que están perfectamente correlacionados o anti-correlacionados no se asignen a dos usuarios al mismo tiempo. Si se desea dar soporte a usuarios en RSH = Rc/n, entonces únicamente se puede asignar las primeras hileras n-1 de D(1), ya que la hilera n-ésima tiene bajas propiedades espectrales, como se analizó anteriormente, y las hileras n subsecuentes están perfectamente correlacionadas o anti-correlacionadas con las por lo menos una de las primeras hileras n sobre los bloques de n-chip en dicha velocidad. A una velocidad Rc/2n, se puede asignar 2n-2 de las primeras 2n hileras de D(1), y así sucesivamente. Si se desea tener un código D(1)¡ activo a una velocidad Rc/n, en donde 1 < j < n-1 , entonces no se puede asignar códigos D(1)J+n, D(1)j+2n, y D(1)J+3n, ya que están perfectamente correlacionados o anti-correlacionados a una velocidad Rc/n. Si, por otro lado, se desea usar el código D(1)j a una velocidad de Rc/2n, entonces también se puede usar D(1)j+n, ya que es ortogonal a D(1)j en la velocidad Rc/2n. Sin embargo, en este caso no se puede también usar D(1)j+2n y D(1)j+3n> ya que están perfectamente correlacionadas o anti-correlacionadas en la velocidad Rc/2n. Si se desea no usar el código D(1)j+n, a una velocidad Rc/2n, pero en su lugar usarlo como una velocidad de Rc/4n, entonces se puede usar D(1)j+n y D(1)j+3n, en Rc/4n. De manera similar, si no se usa D(1)j en cualquier velocidad sobre Rc/4n, entonces Q(1). y D(1)j+2n están disponibles para usarse en Rc/4n, incluso si D(1 )j+n, o D(1)j+3n están activos en Rc/2n ya que son ortogonales. Un punto importante que debe observarse es que debido a que D^ no es una función en si misma, y de cualquier manera, la técnica de construcción de códigos descrita de conformidad con la presente invención no es recurrente. Dicho en otras palabras, al usar la técnica de construcción de conjuntos de códigos descrita anteriormente el conocimiento de un conjunto de códigos de algún tamaño no es suficiente para generar un conjunto mutuamente ortogonal de un tamaño mayor. En su lugar, para construir un conjunto de códigos más grande se requerirá una nueva matriz M(2G) que sea creada y se vuelva a permutar de manera adecuada para una matriz 2Gx2G. Además, la modulación de un conjunto de códigos ortogonal con otro código de PN, como se describió en el ejemplo en la patente de E.U.A. No. 5,751 ,761 , es diferente de la técnica de conformidad con esta invención, ya que en la técnica anterior cada código se modula mediante el mismo código de PN de cubierta. En distinción por contraste, en la técnica de construcción de conjuntos de códigos de conformidad con las enseñanzas de la presente invención, no existe un solo código de cubierta usado para cada código ortogonal. En su lugar, uno de G de las hileras de M(G) se usan en cada uno de los códigos dentro de la secuencia c^n) en las velocidades más bajas, y los códigos no están determinados únicamente por la sola secuencia de c(k)(n) que provee los códigos únicos. Además, la secuencia M(G) se repite únicamente una vez cada n chips, a diferencia del enfoque de código de cubierta convencional.

EJEMPLO 1 (RETOMADO) En el ejemplo 1 , se construyeron códigos para dar soporte a R = 3 y G = 2 para la celda #1. Para enfatizar ahora el hecho de que estos códigos pueden usarse en un ambiente multicelda, sin que se requiera una sincronización de estación base, se toma ahora en consideración el efecto de la interferencia de la celda #2 sobre la celda #1. En la figura 7 se ¡lustra una relación de temporización posible entre los códigos de celdas #1 y #2 (obsérvese el cambio en el tiempo). Ya que las matrices reordenadas subyacentes, c(k)(n) todas se han permutado por única vez y se designaron para que tengan correlaciones cruzadas similares a los códigos aleatorios para cualquier desalineación, lo que sigue es para cualquier cambio de los códigos resultantes D(1) y D(2), lo que se obtiene es una interferencia aleatoria. En otras palabras, esta serie de conjuntos de códigos permite la operación multicelda eficiente ya que cualquier código constituyente de un conjunto aparentemente es aleatorio aproximadamente con relación a cualquier código constituyente de cualquier otro conjunto. De esta manera, el uso de las enseñanzas de la presente invención logra la propiedad deseada de que no se necesita sincronizar con el tiempo de las estaciones base usando conjuntos D(k), k=1 ,2...,Q. Además, puede observarse que si R=3, Q=7, y K=21 , entonces este esquema de códigos dará soporte a siete conjuntos de códigos únicos, los primeros dos de los cuales se muestran en la figura 7. Habiendo descrito de esta manera un método que se prefiere actualmente para crear conjuntos de códigos ortogonales para un sistema CDMA de velocidades múltiples, a continuación se analizarán consideraciones de instrumentación. El enfoque para crear códigos como se describió anteriormente produce códigos que pueden aparecer complejos a primera vista. En contraste, debe observar que existe una manera directa y compacta relativamente de almacenar el conjunto de códigos adecuado en una unidad de abonado o terminal de usuario. La figura 8 ilustra una modalidad adecuada del generador de códigos de PN 20 para una unidad de abonado. La figura 8 muestra que el generador 20 de códigos de PN incluye dos memorias 22 y 24 instrumentadas en una o dos ROM o, más comúnmente, memorias de acceso aleatorio no volátil (RAM) de manera que las matrices de código puedan cambiarse en el campo, en caso de ser necesario. Estas dos memorias 22 y 24 se nombran como ROM o "RAM" "C" y la ROM o RAM "M", respectivamente. En caso de que la unidad de abonado de interés se encuentre en la celda #q, en donde q=1 ,2,...,Q, la secuencia permutada de conjuntos c(k)(n), en donde k = (q~1) R+1 , (q-1 )R+2,..., (q-1)R+R, se almacena en la memoria "C" 22, la que tiene un tamaño de n x Rn bits. La matriz M(G) se almacena en la memoria "M" G x G bits 24. El código real que se usará entonces debe ser dirigido por un microprocesador 26 mediante un bloque lógico de dirección 28, es decir, cuya hilera de memoria "C" 22 que lea y cuya hilera de la memoria "M" lea 24. El bloque lógico de dirección 28 entonces usa dos contadores internos, que pueden estar temporizados mediante un reloj de chip 30 y que reestablecen mediante un temporizador de trama/ráfaga 32, para asegurar que los códigos de PN de todos los usuarios tengan la fase correcta. El bloque lógico de dirección 28 se dirige sucesivamente a ubicaciones de chip a través de la hilera Rn-bit de la memoria "C" 22 que ha estado dirigida anteriormente por el microprocesador 26. Cada vez que un contador de chip de n bit cambia, temporiza un contador de G-bit que se usa para seleccionar el bit actual de la hilera adecuada de la memoria "M" 24. De esta manera la memoria "M" 24 emite el mismo bit para n chips sucesivos y entonces se repite. El estado completo de la máquina cambia cada período temporizador de chip RGn, lo que representa la longitud de repetición del código sintetizado. Debido a que la longitud de la trama o ráfaga de un sistema particular no puede corresponder a un número entero de períodos de chip RGn, continúa que la máquina de estado se reestablecerá a la fase cero en cada trama o ráfaga. Esto proveerá la característica deseable de que debido a un sistema CDMA síncrono o cuasisíncrono, el usuario estará sincronizado con trama o ráfaga y, debido a que las secuencias de código de PN para cada usuario se reestablecerán cada trama/ráfaga, los usuarios volverán a sincronizar rápidamente en caso de que por cualquier razón su ciclo de temporizador de chip se deslice. Se observa con respecto a la aritmética binaria que se asume en la figura 8 que los valores almacenados en las memorias 22 y 24 tienen valores binarios 0 y 1. Estos bits son exclusivos ORed con la central principal 34 para crear un valor de chip de 0 ó 1 en cada período de chip, en otras palabras el código deseado de PN. Se asume que en las siguientes etapas de modulación el chip con valor 0 y 1 se vuelve a mapear a un valor de chip -1 y +1 durante el procedimiento de modulación. Por lo tanto, puede apreciarse que la central principal 34 de OR exclusiva provee la función 4 de multiplicación de matriz en veces escalares descrita anteriormente en la figura 4a, la memoria "C" 22 corresponde al registro de cambio 2 de la figura 4a, y la memoria "M" corresponde el registro de cambio 3 de la figura 4a. La figura 9 muestra ilustra un sistema inalámbrico fijo (FWS) 10 que es adecuado para realizar la presente invención. Específicamente, el FWS 10 emplea un espectro de difusión de secuencia directa con base en técnicas de CDMA sobre un enlace de aire para proveer un acceso de aire a abonados, y ofrece una calidad muy alta, y servicio altamente confiable. El FWS 10 es un sistema de comunicaciones CDMA (S-CDMA) síncrono en donde las transmisiones de enlace ascendente (FL) desde una estación base, conocidas también como unidad de radio base (RBU) 12, para una pluralidad de unidades transceptoras, nombradas en la presente como unidades de usuario o abonado (SU) 14, están alineadas en tiempo en cuanto a símbolo y chip, y en donde las SU 14 funcionan para recibir las transmisiones FL y sincronizar en una las transmisiones. Cada SU 14 también transmite una señal sobre un enlace descendente (RL) a RBU 12 para sincronizar la temporización de sus transmisiones a la RBU 12, y para realizar en general las comunicaciones bidireccionales. El FWS 10 es adecuado para usarse en la instrumentación de un sistema de telecomunicaciones que incluye datos y/o voz de velocidad múltiple entre la RBU 12 y la SU 14. Como se hizo evidente a partir de párrafos anteriores, no es necesario que las RBU 12 estén sincronizadas entre sí, al emplear los conjuntos de códigos de PN ortogonales de conformidad con la presente invención.

La RBU 12 incluye circuitería para generar una pluralidad de señales de usuario (USUARIO_1 a USUARIO_n), que no se muestran en la figura 1 , y una señal de canal lateral síncrona (CANAL_LATERAL) que se transmite continuamente. Cada una de estas señales se asigna a un código de difusión de PN respectivo y se modula ahí antes de aplicarse a un transmisor 12a que cuenta con una antena 12b. Cuando se transmiten sobre la FL las transmisiones están moduladas en cuadratura de fase, y se asume que las SU 14 incluyen demoduladores de fase adecuados para derivar componentes en-fase (I) y de cuadratura (Q) de los mismos. La RBU 12 es capaz de transmitir una pluralidad de canales de frecuencia. Por ejemplo, cada canal de frecuencia incluye hasta 128 canales de código, y tiene una frecuencia central en un margen de 2 GHz a 3 GHz. La RBU 12 también incluye un receptor 12c que tiene una salida acoplada a un receptor de canal lateral 12d. El receptor de canal 12d recibe como entrada la señal difundida desde el receptor 12c, una señal de factor de escala, y un canal lateral despropaga el código de pn. Estas últimas dos señales tienen origen en un procesador o controlador 12e de RBU. La señal de factor de escala puede se fija o puede ser de adaptación como función del número de unidades SU 14 que se transmiten sobre el canal inverso. El receptor de canal lateral 12d emite una señal de detección/no detección hacia el controlador 12e de RBU para indicar una detección de una transmisión desde una de las SU 14, y también emite un valor estimado ? de energía. Una memoria de lectura/escritura (MEM) 12f se acopla bidireccionalmente al controlador de RBU 12e para almacenar parámetros de sistema y otra información, como la información de fase de temporización de SU y los valores estimados de energía. Una unidad de interfaz en red (NIU) 13 conecta la RBU 12 a la red pública, por ejemplo la red de telefonía conmutada pública (PSTN) a través de troncales análogas o digitales que son adecuadas para usarse con la red pública local. La RBU 12 se conecta a la NIU 13 usando troncales E1 y a su antena maestra 12 B usando un cable coaxial. La SU 14 se comunica con la RBU 12 vía interfaz de radio, como se describió anteriormente. En la modalidad ilustrada, el enlace de aire de SU-RBU provee un canal separado de 2.72 MHz (3.5 MHz incluyendo bandas de protección) en cada dirección separado por anchura de banda de ya sea de 91 MHz o de 119 MHz. El espectro nominal de la operación es 2.1-2.3 GHz o 2.5-2.7 GHz. Sin embargo, el sistema está diseñado de manera que la frecuencia pueda variar de 1.8 a 5 GHz, siempre y cuando la cubierta espectral y la separación entre las frecuencias de transmisión y recepción se mantengan de conformidad con la especificación 283.5 de ITU (International Telecommunications Union), de conformidad con la especificación 283.5 de ITU, existe un total de 96 pares de frecuencia permitidos, como se muestra en la figura 10. Por ejemplo, la RBU 12 puede trasmitir en la banda de frecuencia 3' y recibir en la banda de frecuencia 3, y la SU 14 transmitir en la banda de frecuencia 3 y recibir en la banda de frecuencia 3'.

De conformidad con las enseñanzas de la invención descrita en la solicitud de patente de E.U.A. asignada comúnmente a la que se hizo referencia en párrafos anteriores S.N. 09/328,546, presentada el 9 de julio de 1999, titulada "PN Code Sellection for Synchronous CDMA" de León Nieczyporowicz, Thomas Giallorenzi y Steven B. Perkins, las propiedades espectrales del conjunto de códigos de Waish se mejoran mediante la reordenación de las columnas en la matriz de conjuntos de códigos Walsh. En la matriz de conjuntos de código Walsh (ya sea reordenadas o mezcladas) una columna es toda unos. En la operación normal del sistema CDMA síncrono algunos datos correlacionados pueden presentarse (por ejemplo, un patrón de sincronización, un patrón de silencio particular desde un codificador de voz, etc). Para responder a este problema algunas de las hileras de la matriz Walsh pueden invertirse. Esto evita que la columna de unos dé por resultado un pico de correlación grande en la señal compuesta, lo que puede ocasionar un problema en la presencia de daños no lineales (por ejemplo agolpamientos). Dentro del conjunto Walsh reordenado, los códigos tiene propiedades diferentes de autocorrelación y correlación cruzada. En sistemas CDMA síncronos puede existir un canal asincrono (por ejemplo, el canal lateral) para sincronizar usuarios que son nuevos en el sistema, o para aquellos que han perdido la sincronización, o pueden existir algunos canales que tengan alguna probabilidad razonable de operar o volverse asincronos. Para explicar lo anterior, es deseable crear un conjunto de códigos Walsh (ya sea reordenado o mezclado) que contenga un número de palabras de código en el conjunto que tenga buenas propiedades de auto-correlación y correlación cruzada en todas las desalineaciones de tamporización. Un aspecto importante es el reordenamiento del conjunto de código Walsh, en contraste con la simple mezcla del conjunto de códigos Walsh. Como se describió anteriormente, mezclar el conjunto de códigos Walsh típicamente se lleva a cabo generando otro código de PN (como el código de cubierta mencionado anteriormente) de la misma longitud que el código Walsh, o de una longitud mayor, y entonces se somete a XOR cada código en el conjunto Walsh con el código de cubierta. Sin embargo, y de conformidad con las enseñanzas de la solicitud de patente asignada comúnmente mencionada en párrafos anteriores, el reordenamiento del conjunto de códigos Walsh se logra mediante el intercambio de columnas de la matriz del conjunto de códigos Walsh, y también posiblemente invirtiendo una o más de las palabras de código en el conjunto de palabras de código para evitar la degradación ocasionada por los datos correlacionados. A través de la operación de reordenamiento se mantienen las propiedades de compensación del conjunto de códigos Walsh, y el número de +1 es igual al número de -1 (ó 0) en cada palabra de código (excepto para la palabra de código de todos uno). Al invertir algunas de las palabras de código se reduce cualquier degradación ocasionada con datos correlacionados.

También, al permitir a los usuarios asincronos el sistema se hace más grande y se logra una mayor flexibilidad. La figura 11a ¡lustra una matriz Hadamard de ejemplo (que da tratamiento a -1 como un 0). Los códigos Hadamard reordenados están construidos mediante el reordenamiento de las columnas de la matriz Hadamard. Por ejemplo la matriz Hadamard (H) de la figura 11a está reordenada usando el código de reordenamiento (RC) que se muestra en la figura 11 b, y la matriz de código Hadamard (RH) reordenada se muestra en la figura 11c. Nótese que la tercera columna se ha movido hacia la posición de la primera columna, y las columnas 1 y 2 se han cambiado hacia la derecha en una posición de una columna. En este caso Hadamard reordenada se hace un Hadamard de cambio en tiempo con los códigos renumerados. Sin embargo, para las Hadamard de orden 8 o superior el reordenamiento produce conjuntos de códigos completamente diferentes. Para generar códigos de reordenamiento, el estado de un generador de m-secuencia puede alargarse colocando 128 al extremo del código. También pueden emplearse códigos de reordenamiento generados de manera aleatoria. Por ejemplo, la figura 14 muestra un diagrama de bloque de un generador de número aleatorio 16 que emite un patrón de reordenamiento o código 16a para un registro de cambio 18 que tiene retroalimentación a través de una función de XOR 20.

Examinando la figura 11c puede observarse fácilmente que una utilidad importante del uso de códigos Hadamard reordenados es que todos los códigos, excepto el código todos uno están perfectamente compensados. Si todas las señales transmitidas en el sistema CDMA deben difundirse, entonces es evidente que la palabra de código de todos uno debe descartarse. Esto reduce el número de códigos que pueden usarse. Sin embargo, y como se analizó, algunas de las hileras pueden invertirse para evitar en la columna todos uno dé como resultado un gran pico en la señal compuesta. El código de reordenamiento puede generarse usando cualquier generador de secuencia aleatorio o pseudo aleatorio como se muestra en la figura 14. Por ejemplo, se genera una secuencia aleatoria de 1 a N (en donde N es la longitud del código Walsh, o menos). Cada una de las columnas del código Walsh se vuelve a ordenar de conformidad con su ubicación en el patrón de reordenamiento o secuencia de código, como se muestra en la figura 12. Obsérvese que también se puede reordenar moviendo la columna 1 (del código Walsh) a 3, 2 a 5, etc. Sin embargo, si se examina cuidadosamente el ejemplo que se muestra en la figura 12 será evidente que el código reordenado no es una versión de cambio de tiempo del código original Walsh. También es importante observar que el conjunto de códigos resultante no puede lograrse aplicando simplemente un código de cubierta al conjunto de códigos Walsh original, ya que la única manera de lograr la palabra de código de todos uno es usar uno de los códigos del conjunto Walsh como el código de cubierta, y al usar un código del conjunto Walsh como un código de cubierta simplemente renumera las palabras de código. Un objetivo importante al invertir palabras de código es proveer medios simples para reducir el nivel de señal pico cuando transmite datos correlacionados. Con referencia a la figura 13, para invertir las palabras de código primero se define un patrón de inversión. Entonces el patrón de inversión se aplica multiplicando cada elemento en una hilera por su elemento correspondiente en el patrón de inversión. Esta hilera 1 en el conjunto de códigos reordenado se multiplica por la hilera 1 en el patrón de inversión, etc. Para un caso en donde todos los canales en el sistema 10 puedan transmitir los mismos datos (por ejemplo, un patrón sync (de sincronía) al inicio de un bastidor), la forma de onda resultante es la suma de cada columna del conjunto de códigos. Para el conjunto de códigos que se volvió a ordenar se asume que todos los usuarios transmiten un 1 para los datos y, por lo tanto, se puede sumar cada columna para determinar que la forma de onda transmitida es: tx_waveform_reordered_code =[0 0 0 0 8 0 0 0].

A continuación, deberá examinarse las mismas condiciones del conjunto de código reordenado, con inversión, y los resultados son como se indican a continuación tx_waveform_reordered_code_w_in versión =[2 2 -6 2 2 2 2 2].

Obsérvese que mientras no se intenta optimizar el ejemplo del código de inversión, el pico de la señal transmitida se reduce de 8 a 6 (únicamente la magnitud es de interés). Aunque este caso aparentemente sólo da una mejora ligera, al operar con conjuntos de códigos de tamaño de 128 el pico puede reducirse desde 128 a aproximadamente 75. Esto permite benéficamente la operación con datos corelacionados sin sujeción. De conformidad con la presente invención la RBU de la figura 9 o algún otro procesador, tiene la capacidad de generar los códigos reordenados (y posiblemente invertidos) como se muestra en las figuras 11 a-11 c, 12 y 13, y entonces también modular o multiplicar el mismo por la matriz permutada M(G) como se describió detalladamente en párrafos anteriores, para generar los conjuntos de códigos de PN ortogonales para usarse en el sistema 10 CDMA FWL de velocidad múltiple. Aunque la invención se ha mostrado particularmente y se ha descrito con respecto a las modalidades que se prefieren de la misma, los expertos en la técnica deben comprender que pueden realizarse cambios en la forma y detalle sin separarse del alcance y espíritu de la presente invención.

Claims (20)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN REIVINDICACIONES

1.- Un método no recurrente para construir conjuntos de código de PN compensados para usarse en un sistema de comunicación de acceso múltiple de división de código (CDMA) que comprende los pasos de: aplicar una permutación restringida a una matriz GxG de valor ±1 para formar una matriz de modulación M(G); y utilizar la matriz de modulación M(G) para crear un conjunto de códigos de PN disponibles para una primera celda al modular conjuntos de códigos únicos permutados por nxn R, c(1)(n) a c(R)(n) mediante elementos escalares sucesivos de M(G).

2.- El método de conformidad con la reivindicación 1 , en donde el paso de usar la matriz de modulación M(G) comprende un paso para operar un multiplicador de matriz de veces escalares.

3.- El método de conformidad con la reivindicación 1 , en donde el paso de usar la matriz de modulación M(G) usa la matriz de modulación M(G) completa para crear una matriz donde D( ) es una matriz Gn x RGn que tiene elementos D1?,... , D1¡, ... D1G, que contienen códigos de PN Gn que tienen chips de longitud RGn para usarse en la primera celda.

4.- El método de conformidad con la reivindicación 3, en donde otra matriz Gn xRGn, D(2), se crea para una segunda celda usando códigos de PN permutados c(R+1)(n), c(R+2)(n), ... , c(2R)(n)y la misma u otra matriz de modulación M(G).

5.- El método de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho sistema de comunicaciones CDMA es un sistema CDMA de velocidades múltiples síncrono o cuasisíncrono.

6.- El método de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho paso de aplicar una permutación restringida comprende un paso de permutar columnas de manera selectiva entre pares de columnas, pares de columnas entre cuartetos de columnas, cuartetos de columnas dentro de octetos de columnas y niveles superiores en caso de estar presentes y en cualquier orden.

7.- Un método no recurrente para construir conjuntos de códigos de PN compensados para usarse en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple de división de códigos que comprende los pasos de: permutar las columnas de una primera matriz ortogonal Hadamard; usar la matriz ortogonal Hadamard para modular las segundas matrices Hadamard ortogonales permutadas para crear conjuntos de códigos de PN compensados capaces de dar soporte a una operación de CDMA a velocidades múltiples; y asignar como función de velocidad de transmisión, por lo menos un código de PN desde los conjuntos de códigos de PN compensados a un usuario del sistema de comunicaciones CDMA.

8.- El método de conformidad con la reivindicación 7, en donde dicho sistema de comunicaciones es por lo menos uno de un sistema CDMA de velocidades múltiples síncrono o cuasi-síncrono.

9.- Un método para mejorar las propiedades espectrales de un conjunto de códigos de PN para usarse en un sistema de comunicaciones CDMA síncrono o cuasi-síncrono que comprende los pasos de: proveer una matriz de conjunto de códigos de PN; reordenar las columnas de la matriz del conjunto de códigos de PN mediante el intercambio de columnas de conformidad con un código de reordenamiento para formar una matriz reordenada; y modular la matriz reordenada con una matriz de modulación permutada.

10.- Un método de conformidad con la reivindicación 9, en donde el paso de reordenar comprende además un paso de inversión de por lo menos una palabra de código de la matriz reordenada.

11.- Un sistema de comunicaciones CDMA síncrono o cuasi-síncrono, que comprende: una unidad de radio base que puede realizar comunicaciones inalámbricas, bidireccionales de velocidades múltiples con una pluralidad de unidades de abonados; y un controlador para reordenar columnas de una matriz de un conjunto de códigos Hadamard mediante el intercambio de columnas de conformidad con un código de reordenamiento predeterminado para producir un conjunto de códigos de ppseudoruido (PN) reordenado que tiene propiedades espectrales mejoradas, y para posteriormente modular la matriz reordenada con una matriz de modulación permutada para generar códigos de PN útiles y asignar individual es de los códigos de PN útiles para solicitar los de las unidades de abonado como función de la velocidad de transmisión de datos de la unidad del abonado.

12.- Un sistema de conformidad con la reivindicación 11 , caracterizado además porque dicho controlador comprende además medios para invertir por lo menos una palabra de código de la matriz reordenada.

13.- Un método no recurrente para mejorar las propiedades espectrales de códigos de PN derivados de una matriz Hadamard para usarse en un sistema de comunicaciones CDMA síncrono o cuasi-síncrono, que comprende los pasos de : proveer una matriz Hadamard; reordenar columnas de la matriz Hadamard de conformidad con un código de reordenamiento para generar una matriz Hadamard reordenada; y multiplicar elementos de la matriz Hadamard reordenada mediante una matriz de multiplicación obtenida de una permutación restringida de una matriz Hadamard GxG.

14.- El método de conformidad con la reivindicación 13, en donde el paso de reordenar comprende además pasos para definir un patrón de inversión e invertir por lo menos una palabra de código de la matriz reordenada Hadamard usando el patrón de inversión.

15.- El método de conformidad con la reivindicación 13, que comprende un paso inicial de generar el código de reordenamiento usando uno de un generador de número aleatorio o pseudo aleatorio.

16.- El método de conformidad con la reivindicación 14, en donde el paso de inversión incluye el paso de multiplicar cada elemento de una hilera de la matriz Hadamard reordenada mediante un elemento correspondiente del patrón de inversión.

17.- El método de conformidad con la reivindicación 14, en donde la matriz Hadamard reordenada es una matriz de hilera i por una columna j, y en donde el patrón de inversión es una matriz de hilera i por una columna.

18.- Un método para asignar códigos de difusión compensados para usarse en un sistema de comunicaciones comunicación de acceso múltiple de división de código CDMA síncrono o cuasi-síncrono, que comprende los pasos de: generar no recurrentemente códigos de difusión mediante la aplicación de una permutación restringida a matriz GxG de valor ±1 para formar una matriz de modulación M(G) permutando selectivamente columnas dentro de pares de columnas, pares de columnas dentro de cuartetos de columnas, cuartetos de columnas dentro de octetos de columnas y niveles superiores en caso de estar presentes, en cualquier orden; y utilizar la matriz de modulación M(G) para crear un conjunto de códigos de difusión disponibles para una primera celda al modular conjuntos de códigos únicos permutados por nxn R, c(1)(n) a c(R)(n) mediante elementos escalares sucesivos de M(G), los códigos de difusión disponibles encontrándose en una t matriz » en donde D(1) es una matriz Gn x RGn que tiene elementos D1?,... , D1 D1G, y posteriormente asignar códigos de difusión para los usuarios que requieren 10 la más alta velocidad de datos desde únicamente las primeras n hileras de D(1), asignar códigos de difusión para los usuarios que requieren una segunda velocidad más alta desde únicamente las primeras hileras 2n de D(1), asignar códigos de difusión para los usuarios que requieren una tercera velocidad más alta desde únicamente las primera hileras 4n de D(1), y así sucesivamente, 15 evitando de tal manera una asignación de códigos de difusión perfectamente correlacionados o anti-correlacionados a dos usuarios de manera simultánea.

19.- El método de conformidad con la reivindicación 18, en donde el paso de usar la matriz de modulación M(G) comprende un paso de operar un multiplicador de matriz de veces escalares. 20

20.- El método de conformidad con la reivindicación 18, en donde otra matriz Gn x RGn, se crea para una segunda celda usando códigos de difusión permutados c(R+1)(n), c(R+2)(n), ..., c(2R)(n) y la misma u otra matriz de modulación M(G).