JP2526510B2 - 無線デ―タ通信装置 - Google Patents

無線デ―タ通信装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線ＬＡＮ(local are
a network)等のスペクトル拡散方式による構内無線通信
用の無線データ通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散方式は、無線ＬＡＮシス
テム等の構内無線通信システムや微弱電波による通信手
段として広く使用されようとしている。スペクトル拡散
方式は、例えば、特開平２−２９９３３４号公報や特開
平３−２３８９４３号公報に開示されている。スペクト
ル拡散方式としては、直接拡散方式（ＤＳ方式）、周波
数ホッピング方式（ＦＨ方式）もしくは両者の混合方式
等があるが、通常ＤＳ方式がよく用いられている。
【０００３】図６にＤＳ方式の場合の送信側の構成を示
す。図において、１００はシリアル情報信号をｎ（ここ
で、ｎは２以上の整数）ビットのパラレル信号に変換す
るシリアル・パラレル変換器、２００はシリアル・パラ
レル変換器の出力ｎビットを情報変調する情報変調器、
３００は拡散符号発生器、４００は情報変調器２００の
出力を拡散符号発生器３００の拡散符号でスペクトル拡
散する乗算器、５００は無線部、６００はアンテナを示
す。
【０００４】ここで、シリアル・パラレル変換器１００
の入力信号である情報信号をａ（ｔ）、情報変調器２０
０の出力信号をｂ（ｔ）、スペクトルを拡散する信号を
ｃ（ｔ）、スペクトル拡散後の信号をｓ（ｔ）とする
と、ｓ（ｔ）＝ｂ（ｔ）×ｃ（ｔ）となる。また情報信
号ａ（ｔ）のデータレートをＲａ（ビット／ｓ）、情報
変調された信号ｂ（ｔ）のシンボルレートをＲｂ（シン
ボル／ｓ）、拡散信号ｃ（ｔ）のチップレートをＲｃ
（チップ／ｓ）、スペクトル拡散後の信号ｓ（ｔ）の帯
域幅をＷ（Ｈｚ）、スペクトル拡散率をＫ、情報変調器
２００の多値化指数をｍ（図示の例ではｎ＝ｍである）
とすると、 Ｗ＝２Ｒｃ、 Ｋ＝Ｒｃ／Ｒｂ、 Ｒａ＝ｍＲｂ＝ｎＲｂ （１） 関係が成り立つ。（１）式より情報信号のデータレート
は、（２）式で表される。
【０００５】 Ｒａ＝ｎＷ／２Ｋ （２） 無線ＬＡＮ等の構内無線通信システムにおいては、有線
ＬＡＮとの整合性より情報信号の高速化が求められてい
る。（２）式より情報信号の高速化を図るには、つぎの
方法が考えられる。 拡散帯域幅Ｗを広くとる。 スペクトル拡散率Ｋを小さくする。 情報変調の多値化を行う。（ｍ→ｎを大きくする。） このうち、及びについては通常制限をうけるため
（国内のＩＳＭバンド無線ＬＡＮでは帯域幅Ｗ≦２６Ｍ
Ｈｚ、拡散率Ｋ≧１０）高速化を図るためには、の情
報変調の多値化を行うことになる。従来、ＤＳ方式の情
報変調としては直交フェーズシフトキーイングＱＰＳＫ
（ｍ＝２）が用いられているが、更に多値化を行う方法
としては８ＰＳＫ（ｍ＝３）、１６ＰＳＫ（ｍ＝４）あ
るいは１６直交振幅変調ＱＡＭ（ｍ＝４）等がある。こ
れらの方法により情報信号のデータレートＲａは（２）
式より各々 Ｒａ＝Ｗ／Ｋ、 Ｒａ＝１．５Ｗ／Ｋ（８ＰＳＫ（ＱＰＳＫの１．５倍の高速 化）の場合）、 Ｒａ＝２Ｗ／Ｋ（１６ＰＳＫ、１６ＱＡＭ（ＱＰＳＫの２倍の 高速化）の場合） （３） となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
従来技術による高速化では次のような問題がある。まず
８ＰＳＫあるいは１６ＰＳＫではＱＰＳＫに比べ信号距
離が小さくなる（信号点位相差がπ／４→π／８→π／
１６と小さくなる）ため、信号対雑音比Ｓ／Ｎが同一条
件下ではビット誤り率が多値化指数ｍの大きさに比例し
て劣化する。このためＰＳＫによる多値化では誤り訂正
を併用することになるが、この場合情報信号のデータレ
ートは誤り訂正の符号化率だけ低くなる。
【０００７】次に無線ＬＡＮ等の構内無線通信システム
では、サービスエリアとして１０ｃｍ〜１００ｍ程度の
範囲をカバーできることが要求される。今、室内での伝
搬モデルとしてＮＴＴモデルを用いて、上記要求を満足
するために必要なダイナミックレンジを求めると約６０
ｄＢとなる。このため位相情報の他に振幅情報も用いる
１６ＱＡＭでは、誤り率の劣化を防ぐため約６０ｄＢも
の広い範囲に亘り受信側無線部のリニアリティを確保す
る必要があり、これによる無線部のコスト高という問題
が生じる。
【０００８】本発明の課題は、上述したようなダイレク
トシーケンス・スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）方式によ
る無線データ通信装置において、上述の従来技術の問題
を回避でき、且つ同等以上の高速化を可能にする無線デ
ータ通信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、シリア
ル情報信号をｎ（ここで、ｎは２以上の整数）ビットの
パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器と；
該パラレル信号のｎビットのうちｍ（ここで、ｍはｎよ
り小の１以上の整数）ビットを受け、情報変調を行う情
報変調器と；２(n-m) 個のスペクトル拡散用符号を持
ち、前記パラレル信号のｎビットのうち残りの（ｎ−
ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）ビットの状態に対
応する、前記２(n-m) 個のスペクトル拡散用符号のうち
の一つを、選択された拡散符号として選択的に出力する
拡散符号選択出力手段と；前記情報変調器の出力を前記
選択された拡散符号でスペクトル拡散するスペクトル拡
散手段と；を有することを特徴とする無線データ通信装
置が得られる。
【００１０】更に本発明によれば、シリアル情報信号を
（ｍ＋ｕ＋ｖ）（ここで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ１
以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル
・パラレル変換器と；該パラレル信号の（ｍ＋ｕ＋ｖ）
ビットのうちｍビットを受け、情報変調を行う情報変調
器と；２u 個の第１のスペクトル拡散用符号を持ち、前
記パラレル信号の残りの（ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビ
ットを受けて、このｕビットの状態に対応する、前記２
u 個の第１のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、第
１の選択された拡散符号として選択的に出力する第１の
拡散符号選択出力手段と；２v 個の第２のスペクトル拡
散用符号を持ち、前記パラレル信号の残りのｖビットを
受けて、このｖビットの状態に対応する、前記２v 個の
第２のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、第２の選
択された拡散符号として選択的に出力する第２の拡散符
号選択出力手段と；前記情報変調器の出力を前記第１及
び前記第２の選択された拡散符号でスペクトル拡散する
スペクトル拡散手段と；を有することを特徴とする無線
データ通信装置が得られる。
【００１１】
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。
【００１２】図１は本発明の第一の実施例を示す。図に
おいて１０はシリアル情報信号をｎ（ここで、ｎは２以
上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル・
パラレル変換器、２０はシリアル・パラレル変換器１０
の出力ｎビットのうちｍ（ここで、ｍはｎより小の１以
上の整数）ビットを情報変調する情報変調器、３０は２
(n-m) 個の拡散符号を発生する拡散符号発生器、４０は
シリアル・パラレル変換器１０の出力ｎビットのうち残
りの（ｎ−ｍ）ビットの状態に応じて拡散符号発生器３
０の２(n-m) 個の拡散符号のうちの１つを選択する拡散
符号選択器、５０は情報変調器２０の出力を拡散符号選
択器４０で選択した１つの拡散符号でスペクトル拡散す
る乗算器、６０は無線部、７０はアンテナを示す。
【００１３】今、ｎ＝４ビット、情報変調としてＱＰＳ
Ｋ（ｍ＝２ビット）の場合について説明する。まずシリ
アル情報信号をシリアル・パラレル変換器１０で、４ビ
ットのパラレル信号に変換する。このうち２ビットを情
報変調器２０でＱＰＳＫ変調する。次に拡散符号選択器
４０によりシリアル・パラレル変換器１０の出力の残る
２ビットの状態に応じて、拡散符号発生器３０の４個の
拡散符号のうちの１つを選択する。そして情報変調器２
０の出力と、選択した１つの拡散符号Ｃｉ（ｉ＝１〜ｋ
＝４）を乗算器５０で乗算し無線部６０及びアンテナ７
０を介してスペクトル拡散した信号を送信する。
【００１４】ここで、本発明による情報信号のデータレ
ート（Ｒａ）、ＱＰＳＫ変調された信号のシンボルレー
ト（Ｒｂ）、拡散信号のチップレート（Ｒｃ）、スペク
トル拡散後の信号の帯域幅（Ｗ）、スペクトル拡散率
（Ｋ）および情報信号の多値化指数ｍの関係は Ｗ＝２Ｒｃ、 Ｋ＝Ｒｃ／Ｒｂ、 Ｒａ＝ｍＲｂ＋（ｎ−ｍ）Ｒｂ＝ｎＲｂ （４） となる。（４）式よりｎ＝４、ｍ＝２の場合はＲａ＝２
Ｗ／Ｋとなる。従って、（３）式よりｎ＝４、ｍ＝２の
場合では拡散帯域幅Ｗ及びスペクトル拡散率Ｋが同一条
件であれば、情報変調がＱＰＳＫのままでも情報信号の
データレートを従来技術の２倍に高速化できることにな
る。
【００１５】上の説明はｎ＝４の場合であるが、更に高
速化を行うには情報変調はＱＰＳＫ（ｍ＝２）のままで
ｎ＝６（３倍の高速化）あるいはｎ＝８（４倍の高速
化）…とすればよい。即ちｎを大きくすることにより従
来技術のｎ／２倍に高速化が可能になる。但し、高速化
に伴って用いる拡散符号の数を２(n-2) に従って増やす
ことになる。
【００１６】しかも、本発明では、情報変調としてＱＰ
ＳＫのままで高速化が図れるため、前記１６ＰＳＫの場
合のビット誤り率の劣化や１６ＱＡＭの場合の無線部リ
ニアリティ確保の問題は回避できることになる。
【００１７】図２は本発明の第二の実施例を示す。
【００１８】図２においては、１１はパラレル情報信号
をｎ＝ｍ＋ｕ＋ｖ（ここで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ
１以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリア
ル・パラレル変換器、２１はシリアル・パラレル変換器
１１のｎビット出力のうちｍビットを情報変換する情報
変調器、３１および３２は各々相異なる２u および２v
個の拡散符号を発生する拡散符号発生器、４１および４
２はシリアル・パラレル変換器１１の出力ｎビットの残
りのｕビットおよびｖビットの各々の状態に対応して拡
散符号発生器３１および３２から各々該当する１つの拡
散符号を選択する拡散符号選択器、５１および５２は情
報変調器２１の出力を拡散符号選択器４１および４２で
選択した各々１個の拡散符号でスペクトル拡散する乗算
器、６１は乗算器５１および５２の出力を直交変調する
直交変調器を含む無線部、７１はアンテナを示す。
【００１９】今、ｎ＝６、ｍ＝２、ｕ＝ｖ＝２の場合、
即ち情報変調器２１としてＱＰＳＫ（ｍ＝２）を、拡散
符号器３１及び３２として各々４個の相異なる拡散符号
セット（合計で８個の拡散符号）を有する場合を例にと
ると、情報信号のデータレートは（４）式よりＲａ＝３
Ｗ／Ｋとなり、従来技術の３倍の高速化となる。第二の
実施例においても更に高速化を図るには、第一の実施例
と同様情報変調をＱＰＳＫのままでｎ＝８（４倍の高速
化）あるいはｎ＝１０（５倍の高速化）…とすればよい
即ち、ｎの値を大きくすることにより従来技術のｎ／２
倍の高速化が可能になる。但し、第一の実施例と同様、
高速化に伴って用いる拡散符号の数を２u ＋２v に従っ
て増やすことになる。
【００２０】ここで、必要となる拡散符号の数は本実施
例のほうが第一の実施例より少なくて済む。今、ｕ＝ｖ
とすると本実施例で必要な拡散符号の数はｎ＝ｕ＋ｖ＋
ｍ＝２ｕ＋２であるから、２u ＋２v ＝２m/2 である。
一方、第二の実施例では２(n-2) である。下表に情報変
調がＱＰＳＫの場合について、両実施例におけるｎの値
と対応する拡散符号の数を示す。
【００２１】 図３に図１の第一の実施例に対応する受信側の構成例を
示す。この受信側の構成は、アンテナ１と、直交復調器
を含む無線部２と、Ａ／Ｄ（アナログ・デジタル）変換
器３と、マッチドフィルタ４と、図１の送信側で用いた
拡散符号セットＣｉを発生する拡散符号発生器５と、受
信信号より送信側のシンボルタイミングを抽出する同期
回路６と、最大値検出器７と、情報復調器８と、パラレ
ル・シリアル変換器９とから成る。
【００２２】ここで第一の実施例で説明したｎ＝４の場
合について動作を説明する。アンテナ１で受信された信
号を、無線部２で直交復調し、Ａ／Ｄ変換器３でデジタ
ル信号に変換する。次に、マッチドフィルタ４で前記デ
ジタル信号と拡散符号発生器５からの拡散符号セットＣ
ｉ（ｉ＝１〜ｋ＝４）との相関をとる。この結果得られ
る４個の相関値について、そのうちの最大値を最大値検
出器７で検出することにより、送信側で各シンボル毎に
拡散符号選択器４０で選択された拡散符号を推定する。
そして、推定された拡散符号に対応する２ビットをデコ
ードすることにより、送信側のシリアル・パラレル変換
器１０の（ｎ−ｍ）ビットが得られる。
【００２３】一方、４個の相関値のうち最大値に対応し
て得られる情報復調器８の復調結果により、送信側のシ
リアル・パラレル変換器１０のｍビットが得られ、これ
により情報信号ｎビットが求められることになる。ここ
で、拡散符号発生器５の拡散符号Ｃｉの切り替えタイミ
ング、最大値検出器７の最大値検出タイミングおよび情
報復調器８の復調タイミングは全て同期回路６により抽
出されるシンボルタイミングに同期していいる。
【００２４】次に本発明で用いる拡散符号について説明
する。
【００２５】無線ＬＡＮ等の構内無線通信システムにお
いては、耐マルチパス特性が通信品質を左右するため、
本発明ではマルチパス環境下でも誤り率劣化を生じない
拡散符号を用いる。
【００２６】ここで、図３の受信側の構成例で説明した
ように、相関検出器としてマッチドフィルタ４を用いる
ため、同期回路６で抽出するシンボルタイミングの同期
点における逆拡散信号情報のみがあれば、受信側の最大
値検出器７の最大値検出動作および情報変調器８の復調
動作が可能となる。従って、本発明に用いるマルチパス
を考慮した拡散符号セットＣｉは次の条件を満たせばよ
いことになる。
【００２７】条件 図４（ａ）に示す自己相関は下記
の数１で表され、
【００２８】
【数１】
【００２９】この自己相関は図５（ａ）に示すように同
期点（τ＝０）以外で小さいこと。
【００３０】条件 図４（ｂ）に示す相互相関は下記
の数２で表され、
【００３１】
【数２】
【００３２】この相互相関は同期点（τ＝０）も含めて
小さいこと。あるいは、２次元符号の場合の図５（ｂ）
に示すように同期点（τ＝０）とその近傍で小さいこ
と。但し、それ以外の範囲での相関値は自己相関のピー
ク値（同期点での自己相関値）より小さいこと。ここ
で、同期点近傍とは室内での遅延分散（約１００ｎｓ程
度）に対し十分余裕がある範囲とする。
【００３３】条件 極性バランスがとれていること。
即ち、図５（ａ）に示した１次元符号の場合では＋１と
−１の合計数のバランスがとれていること。
【００３４】本発明においては、条件，およびを
満足する拡散符号Ｃｉとして１次元符号もしくは２次元
符号（複素数）とすることが考えられる。拡散符号Ｃｉ
を１次元符号とすれば、送信側の乗算器５０（５１、５
２）および受信側のマッチドフィルタ４の構成が簡易と
なり有利である。
【００３５】一方、拡散符号Ｃｉ間の相互相関および同
期点（τ＝０）以外の自己相関は可能な限り小さいほう
が耐マルチパス特性上有利である。それには拡散符号Ｃ
ｉを１次元符号とするよりは２次元符号（複素数）とし
た方が、上記条件を満たす拡散符号Ｃｉが得られる可能
性が高い。これは、符号長をｋ（ｋは拡散率Ｋで決ま
る。）とすると１次元符号の場合の候補となり得る拡散
符号の総数は２k であるが、２次元符号の場合では候補
となり得る拡散符号の総数が２2k以上となることによ
る。但し、拡散符号Ｃｉとして２次元符号を用いる場
合、送信側の乗算器５０（５１、５２）および受信側の
マッチドフィルタ４は複素演算を行う必要があり、構成
が複雑になる。
【００３６】これを回避するため本発明では、拡散符号
Ｃｉ＝ｐ＋ｊｑとして図５（ｂ）に示すように、（ｐ、
ｑ）の取り得る値を（１、０）、（０、１）、（−１、
０）、（０、−１）の４点に限定する。即ち、拡散符号
Ｃｉは（１、ｊ、−１、−ｊ）のいずれかをとる符号列
となる。拡散符号を以上のように規定すると、任意の複
素数Ａと拡散符号Ｃｉとの乗算は Ａ×１ …そのまま Ａ×ｊ …９０°回転（Ｉ←→Ｑ入れ替え操作） Ａ×−１…１８０°回転 Ａ×−ｊ…−９０回転（Ｉ←→Ｑ入れ替え操作） であるため、送信側の乗算器５０（５１、５２）および
受信側のマッチドフィルタ４が、複素演算を行う必要が
なくなり１次元符号の場合と同程度の回路構成で可能と
なる。
【００３７】本発明では情報変調としてＱＰＳＫに限定
するものではなく、コスト高になっても高速化を最優先
させたい場合には８ＰＳＫあるいは１６ＰＳＫ等による
多値化を可能にすることは言うまでもない。この場合、
従来技術では実現できない高速化が可能となる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、拡散帯域
幅およびスペクトル拡散率が限定されている場合におい
ても、耐マルチパス特性を考慮した複数の拡散符号を情
報信号に応じて選択し、情報変調した信号をスペクトル
拡散する手段により、情報変調の多値化を行うことなし
に高速化が図れる。このため、従来の情報変調の多値化
による高速化で生じる、誤り率劣化あるいは無線部のリ
ニアリティ確保といった問題は回避できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例のブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施例のブロック図である。
【図３】図１の実施例に対応する受信側の構成例を示す
ブロック図である。
【図４】図１及び図２の動作を説明するための図であ
る。
【図５】図１及び図２の動作を説明するための図であ
る。
【図６】従来例のブロック図である。
【符号の説明】
１０ シリアル・パラレル変換器 ２０ 情報変調器 ３０ 拡散符号発生器 ４０ 拡散符号選択器 ５０ 乗算器 ６０ 無線部 ７０ アンテナ １１ シリアル・パラレル変換器 ２１ 情報変調器 ３１ 拡散符号発生器 ３２ 拡散符号発生器 ４１ 拡散符号選択器 ４２ 拡散符号選択器 ５１ 乗算器 ５２ 乗算器 ６１ 無線部 ７１ アンテナ

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 シリアル情報信号をｎ（ここで、ｎは２
    以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル
    ・パラレル変換器と；該パラレル信号のｎビットのうち
    ｍ（ここで、ｍはｎより小の１以上の整数）ビットを受
    け、情報変調を行う情報変調器と；２(n-m) 個のスペク
    トル拡散用符号を持ち、前記パラレル信号のｎビットの
    うち残りの（ｎ−ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）
    ビットの状態に対応する、前記２(n-m) 個のスペクトル
    拡散用符号のうちの一つを、選択された拡散符号として
    選択的に出力する拡散符号選択出力手段と；前記情報変
    調器の出力を前記選択された拡散符号でスペクトル拡散
    するスペクトル拡散手段と；を有することを特徴とする
    無線データ通信装置。
  2. 【請求項２】 前記拡散符号選択出力手段は、 前記２(n-m) 個のスペクトル拡散用符号を発生する拡散
    符号発生器と；前記パラレル信号のｎビットのうち残り
    の（ｎ−ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）ビットの
    状態に対応する、前記２(n-m) 個のスペクトル拡散用符
    号のうちの一つを、前記選択された拡散符号として選択
    する拡散符号選択器と；を有することを特徴とする請求
    項１に記載の無線データ通信装置。
  3. 【請求項３】 スペクトル拡散用符号として２次元のも
    のを用いる請求項１又は２に記載の無線データ通信装
    置。
  4. 【請求項４】 シリアル情報信号を（ｍ＋ｕ＋ｖ）（こ
    こで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ１以上の整数）ビット
    のパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器
    と；該パラレル信号の（ｍ＋ｕ＋ｖ）ビットのうちｍビ
    ットを受け、情報変調を行う情報変調器と；２u 個の第
    １のスペクトル拡散用符号を持ち、前記パラレル信号の
    残りの（ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビットを受けて、こ
    のｕビットの状態に対応する、前記２u 個の第１のスペ
    クトル拡散用符号のうちの一つを、第１の選択された拡
    散符号として選択的に出力する第１の拡散符号選択出力
    手段と；２v 個の第２のスペクトル拡散用符号を持ち、
    前記パラレル信号の残りのｖビットを受けて、このｖビ
    ットの状態に対応する、前記２v 個の第２のスペクトル
    拡散用符号のうちの一つを、第２の選択された拡散符号
    として選択的に出力する第２の拡散符号選択出力手段
    と；前記情報変調器の出力を前記第１及び前記第２の選
    択された拡散符号でスペクトル拡散するスペクトル拡散
    手段と；を有することを特徴とする無線データ通信装
    置。
  5. 【請求項５】 前記第１の拡散符号選択出力手段は、 前記２u 個の第１のスペクトル拡散用符号を発生する第
    １の拡散符号発生器と；前記パラレル信号の前記残りの
    （ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビットを受けて、このｕビ
    ットの状態に対応する、前記２u 個の第１のスペクトル
    拡散用符号のうちの一つを、前記第１の選択された拡散
    符号として選択する第１の拡散符号選択器と；前記２v
    個の第２のスペクトル拡散用符号を発生する第２の拡散
    符号発生器と；前記パラレル信号の前記残りのｖビット
    を受けて、このｖビットの状態に対応する、前記２v 個
    の第２のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、前記第
    ２の選択された拡散符号として選択的に出力する第２の
    拡散符号選択器と；を有することを特徴とする請求項４
    に記載の無線データ通信装置。
  6. 【請求項６】 前記スペクトル拡散手段の出力を直交変
    調する直交変調手段を更に有することを特徴とする請求
    項４又は５に記載の無線データ通信装置。
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