KR100369801B1 - 씨디엠에이이동통신시스템의의사직교부호를이용한대역확산신호발생장치및방법 - Google Patents

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Abstract

부호분할다중접속 통신시스템에서 채널 데이타를 직교확산하기 위한 의사 직교부호 발생 방법이, N개의 직교부호 중에서 의사 직교부호를 생성하기 위한 M개의 직교부호들을 선택하는 과정과, 선택된 M개의 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 M*N 개의 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어진다.

Description

씨디엠에이 이동 통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치 및 방법
본 발명은 씨디에엠에이 이동통신 시스템의 대역확산장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 의사직교부호를 이용하여 대역확산신호를 발생하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
씨디엠에이(Code Division Multiple Access: 이하 CDMA라 칭한다) 이동 통신시스템은 여러명의 사용자가 서로 구분할 수 있는 부호를 이용하여 주어진 주파수 대역폭을 모두 공유하면서 통신하는 방식이다. 이때 일반적으로 한 사용자가 실제로 이용하고자 하는 데이타율은 주파수 대역폭에 비하여 상당히 작은 값을 갖게된다. 낮은 전송율의 데이타를 높은 전송율의 주파수 대역폭을 통하여 송신하므로, 각각의 사용자가 서로를 구분하기 위하여 사용하는 부호는 확산 부호의 성질을 갖게된다. 즉, 낮은 전송율의 데이타 비트 열을 높은 전송율의 확산 부호를 이용하여 대역 확신시킨 후 주어진 주파수 대역을 통하여 송수신하는 것이다.
상기 CDMA 이동 통신시스템에서는 사용자의 구분 및 대역 확산을 위하여 사용되는 부호 중 월시부호(Walsh code)를 이용한 직교성 부호 확산방법이 있다. 상기 직교성 부호 확산 방법은 월시 부호의 직교성을 이용하여 서로 다른 사용자 또는 채널들을 구분하는 방식으로, 월시부호가 가지는 직교성으로 인하여 이상적인 조건하에서는 채널(사용자) 간에 간섭없이 분리된다는 장점이 있다.
도 1은 상기와 같은 월시부호를 이용하여 대역확산신호를 발생하는 종래의 대역확산장치 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1을 참조하면, 0과 1로 이루어지는 데이타 비트열이 신호변환부(signal mapping part)111에 입력되면, 상기 신호변환부111은 0을 +1의 신호값으로 변환하고 1을 -1의 신호 값으로 변환한다. 상기 +1 또는 -1의 신호 값들은 직교부호확산기(Othogonal code spreading and PN masking part)117에 의해 고속(high rate)의 신호로 대역 확산된다. 상기 직교부호확산기117은 지정된 월시부호Wi를 이용하여 상기 신호변환부111에서 출력되는 신호들을 일단 대역확산하며,PNi와 PNq의 PN부호(Pseudo Random Noise code)에 의하여 타 기지국 또는 타 사용자와 구분할 수 있도록 한다. 상기와 같이 직교 확산되고 PN 마스킹(PN masking)되어 기저 대역(baseband)의 확산 대역 신호로 변환된 신호는 기저대역 여파기(baseband filter)119 및 주파수천이기(frequency shift to RF part)121을 통해 기저대역으로 여파 및 RF 주파수로 천이되어 무선으로 송신할 수 있는 신호로 변환된다.
도 2a - 도 2c는 상기 도 1의 직교부호확산기117의 다양한 구성예를 도시하고 있다. 도 2a는 종래의 IS-95 CDMA 이동 통신시스템에서 채용하는 구조이다. 상기 도 2a를 참조하면, 승산기211은 입력되는 +1 또는 -1의 신호를 지정된 월시부호Wi와 승산하여 직교성 대역 확산하며, 확산된 신호를 실수부와 허수부(real and imaginary)로 같은 신호로 분리하여 각각 승산기212 및 213에 인가한다. 그러면 상기 승산기212 및 213은 각각 인가되는 확산신호와 PN부호 PNi 및 PNq를 곱하여 PN 마스킹한다.
도 2b는 사용 가능한 월시부호의 수를 두배로 늘이기 위한 직교부호확산기의 구조를 도시하고 있다. 상기 도 2b를 참조하면, 직병렬변환기221은 입력되는 +1 또는 -1의 신호의 홀수번째와 짝수번째를 각각 실수부와 허수부로 분리 출력한다. 그러면 승산기222 및 223은 각각 홀수번째의 신호와 짝수번째의 신호를 월시부호Wi와 승산 출력하며, 승산기224 상기 승산기222의 출력과 PN부호 PNi와 승산하고, 승산기225는 상기 승산기223의 출력과 PN부호 PN1와 승산하여 PN 마스킹한다. 상기와 같은 방법은 실수부 및 허수부 방향으로의 +1 또는 -1신호의 전송율이 입력의 1/2이 되므로, 월시부호의 길이를 2배로 해주어야 확산 대역의 크기를 같이 유지할 수 할 수 있다는 사실을 이용하여 사용가능한 월시부호의 갯수를 두배로 늘이는 방법이다.
도 2c는 상기 도 2b와 같은 방식으로 사용 가능한 월시부호의 개수를 두배로 늘인 후 PN 마스킹의 방법을 복소수 확산(complex spreading)하므로써 실수부와 허수부 측의 신호 세기의 평형을 맞추는 방식이다. 상기 도 2c를 참조하면, 직병렬변환기231은 입력되는 +1 또는 -1의 신호의 홀수번째와 짝수번째를 각각 실수부와 허수부로 분리 출력한다. 그러면 승산기232 및 233은 각각 홀수번째의 신호와 짝수번째의 신호를 월시부호Wi와 승산하여 각각 di와 dq를 출력한다. 그러면 복소수 승산기(complex multiplier)234는 상기 승산기232 및 233에서 출력되는 di 및 d1를 PN부호 PNi 및 PNq와 승산하여 PN 마스킹된 Xi 및 Xq를 출력한다. 이때 상기 복소수 승산기234는 하기 <수학식 1>과 같은 연산을 수행한다.
[수학식 1]
상기 도 2c와 같은 방법, 즉 직교성 월시부호를 이용하여 대역확산신호를 만들었을 때 이상적인 환경(단일 경로 전파)이라면 다른 월시부호와의 상관도 특성이 0으로 나타나전혀 간섭없는 신호 복원이 가능해진다.
도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이 월시부호의 상관도 특성을 도시하는 도면으로, 도 3a는 신호의 지연과 자기 상관도(auto-correlation)의 특성 관계를 도시하고 있으며, 도 3b는 신호의 지연과 교차 상관도(cross-correlation)의 특성 관계를 도시하고 있다.
따라서 상기 도 2a - 도 2c와 같은 직교부호확산기117에서 월시부호의 상관도 특성은, 자기 상관도의 경우 도 3a에 도시된 바와 같이 동기가 일치하는 경우에는 월시부호의 길이 N의 세기로 복원되지만 동기가 1칩(chip) 이상 벗어나게 되면 상관도 값이 0이 되지 않고 1이라는 값을 갖게 된다. 즉, 동기가 일치할 때에 비하여 1/N 만큼의 간섭신호가 자기 자신으로 부터 나오게 되는 것이다. 또한 서로 다른 월시부호 끼리의 교차 상관도 특성의 경우에도 도 3b에 도시된 바와 같이 두 월시부호의 동기가 일치하면 간섭이 없으나, 1 칩 이상의 동기 불일치에는 1이라는 간섭신호가 나타나게 된다. 여기서 1은 원래 신호의 1/N에 해당하는 크기의 간섭신호가 된다.
따라서 상기 월시부호의 길이 N이 크다면 간섭 신호의 영향을 크게 느끼지 않을 수 있으나, 상기 N의 값이 작아지면 간섭신호의 영향이 크게 나타난다. 결국 이런 간섭신호가 발생할 수 있는 상황, 즉 신호가 2개 이상의 경로로 수신되고, 각 경로 사이의 지연 시간 차이가 1 칩 이상 발생되면 직교성 월시부호를 사용하더라도 직교성이 상실되고, 지연된 신호에 의한 간섭이 나타나게 되는 문제점이 야기된다.
또한 상기와 같은 경우, 한 칩 이상의 지연시간이 어떻게 정의될 수 있는가가 문제이다. 고속 데이터 서비스를 제공하려면, 사용하여야 할 주파수 대역폭은 자연적으로 커져야만 한다. 이는 순차적으로 한 칩 당 주기가 짧아진다는 것을 의미한다. 일반적으로 하기의 <수학식 2>에 의해 한 칩 당 주기가 계산될 수 있다.
[수학식 2]
상기 <수학식 2>에서 Tc는 한 칩 주기이고, BW는 사용하는 주파수 대역폭을 의미한다. 상기 수식으로부터 BW가 2배 커지면 Tc는 반으로 줄어듬을 알 수 있다. 따라서 음성만을 대상으로 하여 사용하는 서비스에서는 단일 경로 전파 특성을 보이던 신호들도 고속 데이터 서비스를 위하여 사용주파수의 대역폭을 확장할 경우 한 칩 주기 이상의 지연 시간 성분이 존재하는 다중 경로 전파 특성을 나타낼 수 있다. 이런 경우 직교성을 상실할 수 있는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 CDMA 이동 통신망을 통해 양질의 고속 데이터 서비스를 수행하기 위한 의사직교 부호를 생성할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 CDMA 이동 통신시스템에서 다중 경로 전파 채널을 통해 송신되는 신호의 지연시간을 보상하여 직교성을 유지할 수 있는 부호화장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 CDMA 이동 통신시스템에서 다중 경로 전파신호에 강한 특성을 갖는 의사직교부호를 사용하여 데이타를 대역확산하여 다중 경로 신호 성분에 의한 직교성 상실을 억제할 수 있는 부호화장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널 데이타를 직교확산하기 위한 의사 직교부호 발생 방법이, N개의 직교부호 중에서 의사 직교부호를 생성하기 위한 M개의 직교부호들을 선택하는 과정과,선택된 M개의 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 M*N 개의 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널의 데이타를 직교확산하는 장치가, N개의 직교부호 중에서 의사 직교부호를 생성하기 위한 M개의 직교부호들을 인덱스 페어로 저장하는 저장하는 테이블을 구비하며, 부호인덱스 입력시 대응되는 인덱스 페어를 구성하는 M개의 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 M*N 개의 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 의사직교부호 발생기와, 입력되는 채널 데이타를 M개의 가지로 병렬 변환하는 다중화기와, 상기 다중화된 M가지의 데이타와 각각 대응되는 M개의 의사 직교부호를 곱하여 병렬 확산하는 확산기들과, 상기 병렬 확산 데이타를 직렬데이타로 변환하는 역다중화기로 구성된 것을 특징으로 한다.
그리고 부호분할다중접속 통신시스템에서 의사직교부호를 이용하여 대역확산신호를 발생하는 장치가, 입력되는 채널 데이타 비트 스트림의 신호를 변환하는 신호변환부와, 서로 M개의 서로 다른 월시부호로 이루어진 의사직교부호를 발생하는 의사직교부호발생기와, 실수 성분 및 허수 성분의 피엔부호를 발생하는 피엔부호발생기와, 상기 변환신호를 M개의 신호열로 분산하고 분산된 각각의 신호열을 상기 의사직교부호와 승산하여 M가지의 N개 신호열로 확산한 후 상기 피엔부호를 승산하여 피엔마스킹하는 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부와, 상기 의사직교부호 확산 및 피엔마스킹부의 출력을 기저대역으로 여파 및 무선신호로 주파수 변환하는 출력부로 구성된 것을 특징으로 한다.
도 1은 씨디엠에이 이동 통신시스템에서 월시부호를 이용하여 대역확산신호를 발생하는 장치의 구성을 도시하는 도면
도 2a - 도 2c는 도 1에서 직교부호확산기의 구성 예를 도시하는 도면
도 3a 및 도 3b는 일반적인 월시부호의 상관도 특성 곡선을 도시하는 도면
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 씨디엠에이 이동 통신시스템에서 다중 경로에 강한 의사직교부호를 이용하여 대역확산신호를 발생하는 장치의 구성을 도시하는 도면
도 5a - 도 5c는 도 4에서 대역확산기의 구성 예들을 도시하는 도면
도 6은 월시부호를 이용하는 경우, 1칩 지연에 대하여 직교성을 갖는 월시부호의 합성예 및 1칩 지연되었을 때의 지연신호 형태를 도시하는 도면
도 7a 및 도 7b는 월시부호를 이용한 의사직교부호의 상관도 특성 곡선을 도시하는 도면
도 8은 월시부호를 이용하여 확산기 구성예를 도시하는 도면
도 9는 의사직교부호를 사용하는 확산기를 이용한 역방향 링크의 구성 블럭을 도시하는 도면
도 10은 파일럿/제어 채널 및 트래픽 채널 각각에 모두 의사직교부호를 사용하고, 피엔 마스킹을 복소수로 하는 경우의 역방향 대역확산기 구성을 도시하는 도면
도 11은 파일럿/제어 채널 및 트래픽 채널 각각에 모두 의사직교부호를 사용하고, 피엔 마스킹을 복소수로 하지않은 경우의 대역확산기 구성을 도시하는 도면
도 12는 트래픽 채널에만 의사직교부호를 사용하고, 피엔 마스킹을 복소수로 하지않은 경우의 대역확산기 구성을 도시하는 도면
도 13은 트래픽 채널의 홀수 및 짝수 비트들을 분리하여 각각에 모두 의사직교부호를 사용하고, 피엔 마스킹을 복소수로 하지않은 경우의 대역확산기 구성을 도시하는 도면
도 14는 트래픽 채널의 홀수 및 짝수 비트들을 분리하여 각각에 모두 의사직교부호를 사용하고, 피엔 마스킹을 복소수로 하는 경우의 대역확산기 구성을 도시하는 도면
일반적으로 직교성 부호를 사용하여 데이타 신호에 대한 대역 확산을 수행하면, 단일 경로 전파 채널의 경우 다른 월시부호(직교성 부호)에 의한 간섭신호의 영향 없이 신호 수신이 가능하므로 신호 대 잡음비가 개선된 수신 결과를 얻을 수 있다. 그러나 1 칩 이상의 경로 지연 시간 차를 갖는 신호 경로가 2개 이상 존재하면, 사용자에게 할당된 월시부호 및 다른 사용자 들이 사용하는 다른 월시부호로 부터의 간섭신호가 나타나게 되어 직교성 월시부호를 사용하므로써 얻을 수 있는 이득을 전혀 얻을 수 없게 된다. 따라서 1 칩 이상의 지연 시간 차에 대해서도 간섭신호가 없거나 또는 기존의 월시코드에 비하여 많이 간섭신호를 줄일 수 있다면 단순히 월시 코드만을 사용하는 것에 비하여 다중 경로 채널에서의 신호 대 잡음비가 개선된 신호 수신을 할 수 있게 된다. 본 발명의 실시예에서는 상기와 같이 1칩 이상의 지연 시간에 대하여 간섭신호를 줄일 수 있는 직교부호를 의사직교 직교 부호(multipath resistant pseudo orhogonal code)라 칭한다. 또한 상기 의사 직교부호에서 1칩 지연에 대하여 간섭 영향을 줄이는 의사 직교부호를 1칩 의사 직교부호(1 chip resistant orthogonal code)라 칭하고, m 칩에 대한 간섭 영향을 줄이는 의사 직교부호를 m칩 의사 직교부호(m chip resistant orthogonal code)라 칭한다.
특히 역방향 링크(reverse link)의 경우 IS-95에서는 단말기로 부터의 신호가 기지국으로 도달되는데 까지의 경로 지연 시간이 각각의 단말에 따라 다르기 때문에 월시코드를 이용하여 역방향 링크를 구성할 수 없었던 사실에 비추어 볼때, 1 칩 이상의 경로 지연 시간 차에 대해서도 간섭신호를 최소화시킬 수 있는 의사 직교 부호는 역방향 링크에 대한 최소한의 시간 할당(time alignment)을 통해서도 역방향 링크에 의사 직교 부호를 사용한 이득을 얻을 수 있음을 의미한다. 따라서 상기와 같은 성질을 갖는 의사 직교 부호를 만들고 이를 이용한 링크 구성 방법을 찾을 필요가 있다.
상기와 같은 다중 경로에 강한 의사직교부호(Multipath Resistant Pseudo Orthogonal Code: 이하 MRPOC라 칭한다)가 존재한다고 가정할 때, 이를 이용한 대역 확산 신호의 생성 방법을 고려하여야 한다. 도 4는 본 발명의 실시예에 따라 상기와 같은 MRPOC를 이용한 대역 확산 신호 발생장치의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 4를 참조하면, 신호변환부(signal mapping part)411은 입력되는 채널 데이타 비트 스트림을 입력하여 신호 변환한다. 상기 신호변환부411은 입력되는 비트 스트림에서 0을 +1 신호로 변환하고 1을 -1신호로 변환하여 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부(multipath resistant pseudo othogonal code spreading and PN masking part)417에 출력한다.
의사 직교부호 발생기(multipath resistance pseudo orthogonal code generator)413은 해당 채널의 부호 인덱스(ith channel code index)에 의해 지정된 MRPOC Ci를 발생하여 상기 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417에 인가한다.
PN부호 발생기(Pseudo Random Noise code generator)415는 실수부 및 허수부의 PN부호 PNi 및 PNq를 발생하여 상기 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417에 인가한다. 상기 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417은 상기 입력되는 신호를 상기 MRPOC Ci와 승산하여 확산하고, 이 신호를 다시 상기 PN 부호 PNi 및 PNq와 승산하여 PN 마스킹하여 Xi 및 Xq신호를 발생한다.
기저대역 여파기(baseband filter)419는 상기 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417에서 확산 출력되는 Xi 및 Xq를 기저대역에서 여파하여 출력한다. 주파수천이기(frequency shifter)421은 상기 기저대역 여파기419에서 출력되는 신호를 RF신호로 천이시켜 무선 송신신호로 변환한다.
상기 도 4에서 의사직교부호발생기413, 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417 및 PN부호발생기415는 확산신호발생장치(spreading unit)가 된다. 상기 도 4에서 특정 사용자가 송신하고자 하는 데이타를 i번째 채널을 통하여 송신한다고 가정한다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 의사 직교부호 발생기413은 상기 의사 직교부호들을 저장하는 테이블을 구비하며, 상기 부호 인덱스에 대응되는 의사 직교부호를 선택하여 출력한다. 이때 상기 테이블은 직교부호의 인덱스 페어(index pair)를 저장하는 테이블로써, 여기서 상기 인덱스 페어라는 용어는 서로 다른 직교부호에 대한 인덱스 부호들의 쌍을 의미한다. 즉, 1칩 의사 직교부호는 2개의 서로 다른 직교부호들의 쌍들을 의미하며, 2칩 의사 직교부호는 2개의 서로 다른 직교부호 들의 쌍들을 의미하며, 이런 방식으로 m-1 칩 의사 직교부호는 m개의 서로 다른 직교부호 들의 쌍들을 의미한다. 그리고 상기 부호 인덱스는 상기 테이블의 어드레스 포인트 값이 된다.
상기 의사 직교부호 발생기413에서 의사 직교부호 Ci를 생성하는 과정을 살펴본다. 먼저 직교부호의 수가 N이라 가정하고, 의사 직교부호 Ci는 M개의 직교부호들을 이용하여 생성한다고 가정한다. 그리고 상기 M은 상기 N 보다 작은 값이 되며, 생성되는 의사 직교부호는 Ci={W1,------,WM}이 된다. 즉, 상기 의사 직교부호 Ci는 직교부호 W={W1,------WN}에 대하여 M개의 원소(chip)를 갖는 직교부호 W의 부분 집합을 A를 구한다(n(A)=M). 이때 상기 집합 A에 대하여 A의 임의의 원소들은 서로 다른 코드들이 된다. 그러므로 상기 의사 직교부호 발생기413의 내부에 위치된 테이블에 저장된 의사 직교부호들은 하기 <표 1>과 같은 방법으로 직교부호의 인덱스 페어를 만들 수 있다. 여기서 하기 <표 1>은 M=2이며, N=64인 경우의 의사 직교부호 구성 예를 나타낸다.
[표 1]
상기 <표 1>에 도시된 바와 같이 의사 직교부호를 구성하는 직교부호들은 서로 겹치지 않게 한번만 사용하며, 이때 직교부호는 실험에 의해 적절하게 설정할 수 있다.
상기 의사 직교부호 발생기413에서 의사 직교부호 Ci의 발생 과정을 살펴보면, 상기 부호 인덱스가 발생되면, 상기 부호인덱스에 대응되는 직교부호들을 선택하며, 선택된 직교부호들의 원소들을 인터레이싱(interlacing)하여 M*N개의 원소 시퀀스로 이루어진 의사 직교부호 Ci를 생성하여 출력한다.
상기와 같은 의사 직교부호 Ci를 이용하여 대역을 확산하는 동작을 살펴보면, 사용자는 Ci라고 하는 MRPOC를 할당받고, 이 부호 인덱스를 사용하여 데이타를 대역확산시키게 된다. 먼저 I번째 채널의 데이타 비트 스트림은 1 또는 0의 형태를 갖는 열로써, 신호변환부411에 입력된다. 그러면 상기 신호변환부411은 0의 데이타 비트는 +1의 신호로 변환하고, 1의 데이타 비트는 -1의 데이타로 변환시켜 확산장치400에 인가한다. 상기 확산장치400에서는 사용자에게 부여된 MRPOC인 Ci를 이용하여 +1 또는 -1의 신호를 대역확산시키면서 사용자 또는 기지국의 구분을 위한 PN 마스킹을 수행한다. 상기와 같이 대역확산 및 PN 마스킹된 신호는 복소수(complex) 신호의 형태로 확산장치400의 출력이 된다. 상기 복소수 신호는 기저대역 여파기419에서 기저대역의 신호로 여파되고, 주파수천이기421에서 아날로그 형태의 무선신호로 변환되어 출력된다.
상기 도 4에서 확산장치400은 다시 사용자에게 할당된 특정 MRPOC인 Ci를 발생하는 의사직교부호발생기413와, PN 부호를 발생하는 피엔부호발생기415 및 MRPOC 확산 및 PN 마스킹 기능을 수행하는 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417로 구성된다.
도 5a - 도 5c는 상기 도 4의 의시작교부호 확산기417의 구성예를 도시하는도면으로써, 월시부호를 사용한 일반적인 직교부호 확산기와 기본적으로 동일한 형태를 사용하지만, 직교부호 확산기의 위치에 MRPOC 확산기를 사용하며, PN 마스킹을 위하여 입력되는 PN 시퀀스(sequence)가 M번 만큼 반복되어 사용한다. 즉, 월시부호를 이용화여 확산을 사용한 일반적인 직교부호 확산 및 PN 마스킹부에 입력되는 PN 부호의 주기에 비하여 MRPOC 확산 및 피엔 마스킹부417로 입력되는 PN 부호의 주기가 M배로 길어야 한다. 즉, 후자의 주기가 M배로 길어져야만 M번의 반복적인 사용을 통하여 전자와 같은 확산 및 마스킹 효과를 얻을 수 있기 때문이다. 반복횟수인 M은 다중 경로에 대하여 (M-1) 칩 주기 까지의 경로 지연시간에 대하여, 일반적인 월시 부호를 이용한 직교 부호 확산 보다 간섭신호를 줄일 수 있다는 것을 의미한다.
도 5a를 참조하면, 확산기(MRPOC spreader)511은 상기 신호변환부411에서 출력되는 +1신호 또는 -1신호를 입력한 후 의사직교부호인 상기 MRPOC Ci를 이용하여 확산 출력한다. 반복기513은 상기 피엔부호 발생기415에서 출력되는 PN 부호 PNi 및 PNq를 M회 반복 출력한다. 승산기515는 상기 확산기511의 출력과 상기 M회 반복 출력되는 PN 부호 PNi를 승산하여 확산된 출력 Xi를 발생한다. 승산기517은 상기 확산기511의 출력과 상기 M회 반복 출력되는 PN 부호 PNq를 승산하여 확산된 출력 Xi를 발생한다.
따라서 상기 도 5a와 같은 구조를 갖는 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417에서, 확산기511은 입력되는 +1 또는 -1의 신호를 지정된 MRPOC Ci와 승산하여 직교성 대역 확산하며, 확산된 신호를 실수부와 허수부(real andimaginary)로 같은 신호로 분리하여 각각 승산기515 및 517에 인가한다. 그러면 상기 승산기515 및 517은 상기 반복기513에서 각각 M회 반복 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 곱하여 PN 마스킹한다.
도 5b는 사용 가능한 MRPOC Ci의 수를 두배로 늘이기 위한 의시직교부호 확산 및 피엔 마스킹부417의 구조를 도시하고 있다. 상기 도 5b를 참조하면, 직병렬변환기521은 입력되는 +1 또는 -1의 신호의 홀수번째와 짝수번째를 각각 실수부와 허수부로 분리 출력한다. 그러면 제1확산기523 및 제2확산기525는 각각 홀수번째의 신호와 짝수번째의 신호를 MRPOC Ci와 승산 출력한다. 반복기527은 피엔부호발생기415에서 출력되는 PN부호 PNi와 PNq를 입력하여 각각 M회 반복 출력한다. 그러면 상기 승산기529는 상기 제1확산기523의 출력과 상기 M회 반복되는 PN부호 PNi를 승산하여 Xi로 출력하고, 승산기531은 상기 제2확산기525의 출력과 상기 M회 반복되는 PN부호 PNq를 승산하여 Xq로 출력하여 PN 마스킹한다.
상기와 같은 방법은 실수부 및 허수부 방향으로의 +1 또는 -1신호의 전송율이 입력의 1/2이 되므로, MRPOC Ci의 길이를 2배로 해주어야 확산 대역의 크기를 같이 유지할 수 할 수 있다는 사실을 이용하여 사용가능한 상기 MRPOC Ci의 갯수를 두배로 늘이는 방법이다.
도 5c는 상기 도 5b와 같은 방식으로 사용 가능한 월시부호의 개수를 두배로 늘인 후 PN 마스킹의 방법을 복소수 확산(complex spreading)하므로써 실수부와 허수부 측의 신호 세기의 평형을 맞추는 방식이다. 상기 도 5c를 참조하면, 직병렬변환기541은 입력되는 +1 또는 -1의 신호의 홀수번째와 짝수번째를 각각 실수부와 허수부로 분리 출력한다. 그러면 제1확산기543 및 제2확산기545는 각각 홀수번째의 신호와 짝수번째의 신호를 MRPOC Ci와 승산하여 각각 di와 dq를 출력한다. 그러면 복소수 승산기(complex multiplier)549는 상기 확산기543 및 545에서 출력되는 di 및 dq를 PN부호 PNi 및 PNq와 승산하여 PN 마스킹된 Xi 및 Xq를 출력한다. 이때 상기 복소수 승산기234는 상기 <수학식 1>과 같은 연산을 수행한다.
상기 도 5c와 같은 방법, 즉 다중경로 전파신호에 강한 특성을 갖는 의사직교부호 MRPOC Ci를 이용하여 대역확산신호를 만드는 경우, 다른 월시부호와의 상관도 특성이 0으로 나타나 전혀 간섭없는 신호 복원이 가능해진다.
상기 대역 확산 방식의 송신장치를 설계할 때, 월시부호를 사용하므로써 발생되는 문제인 다중 경로 전파 특성에 의한 직교성의 상실은 다중 경로 전파 특성이 존재하더라도 지연 시간 성분이 특정 범위 이상을 넘지 않는다면 개선이 가능하다. 이는 다중 경로가 존재하는 신호 성분과 지연되지 않은 신호 성분 사이에 직교성을 확보하므로써 가능하다. 상기 지연되지 않는 성분과 지연 성분 간의 직교성을 확보하기 위해서는 지연된 신호가 지연되지 않는 신호와 직교 성질을 갖는 부호여야 함을 의미한다. 이런 것이 성립되기 위한 가장 일반적인 예가 월시부호를 번갈아 사용하는 방법이다.
도 6은 두개의 서로 다른 월시 부호를 번갈아 사용하였을 때, 1 칩 주기의 지연 시간 성분에 대하여 지연되지 않은 신호와 서로 직교함을 나타내는 예를 도시하고 있다. 상기 도 4에서 지연되지 않은 신호는 두개의 월시부호 W1과 W2에 의해 합성된다. 즉, 상기 월시부호W1의 첫번째 원소와 월시부호W2의 첫번째 원소, 월시부호W1의 두번째 원소와 월시부호W2의 두번째 원소, ---, 월시부호W1의 N번째 원소와 월시부호W2의 N번째 원소를 순서대로 배치한다. 상기와 같은 방법으로 만들어져 합성된 의사 직교부호는 하기와 같은 형태로 표현할 수 있다.
Wno delay= 〔 W11 W21 W12 W22 W13 W23 --- W1N W2N〕
상기 의사 직교부호에서 Wxy로 표현된 내용을 살펴보면, x는 직교부호의 번호를 의미하며, y는 해당 직교부호의 원소 번호이다. 따라서 W11은 직교부호 W1의 첫 번째 원소를 의미하며, W2N은 직교부호 W2의 N번째 원소를 의미한다. 또한 여기서 상기 원소는 칩과 같은 의미를 갖는 용어이다. 예를들어 직교부호의 원소가 8이며, 상기 의사 직교부호 발생기413에 위치된 테이블의 하기와 같이 구성된 경우, 의사 직교부호를 생성하기 위한 직교부호들의 쌍들은 하기 <표 2>와 같이 표현할 수 있다.
[표 2]
따라서 상기 부호인덱스가 1이면 생성되는 의사 직교부호는 "+++-+++-+++-++-"가 되며, 부호인덱스가 2이면 생성되는 의사 직교부호는 "+++----++++----+"가된다. 상기한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 의사 직교부호 생성 방법은 직교부호의 수 N개 중 의사 직교부호 Ci를 생성하기 위한 M개의 직교부호들을 쌍으로하여 테이블을 구성하고, 부호인덱스에 의해 선택된 직교부호들의 쌍에서 각 직교부호들의 원소들을 인터레이싱하여 의사 직교부호를 생성하는 것이다. 여기서 상기 인터레이싱 방법 중의 한 방법은 선택된 M개의 직교부호로 M*N의 매트릭스(matrix)를 구성하고, 상기 매트릭스에서 열방향으로 각 직교부호들의 원소들을 읽어 M*N 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 생성하게 되는 것이다.
그러면 수신장치는 상기와 같은 부호를 기준으로 하여 월시부호W1에 해당하는 성분과 월시부호W2에 해당하는 성분들을 선별하여 각각 복호 과정을 수행한다. 이런 경우 지연이 없는 신호는 상기 월시부호W1과 W1의 상관 값이 N이 되고, 상기 월시부호W2와 W2의 상관 값이 역시 N이 되므로, 직교성이 여전히 유지되는 상태가 된다. 상기 1 칩 지연된 신호와의 상관 값의 계산은 기준 부호의 W1과 입력신호의 W2 성분이 서로 상관 값으로 계산되고, 기준부호의 W2와 입력신호 W1 성분이 서로 상관 값으로 계산되게 된다. 그런데 상기 W1과 W2는 서로 다른 월시부호이므로, 상기 W1과 W2 사이의 상관 값의 계산결과는 0으로 나타나게 된다. 따라서 이런 형태로 월시 부호를 합성하는 경우 1칩 주기 까지 지연되는 신호에 대하여 직교성을 갖는 부호를 만들 수 있다. 이런 과정을 일반화시키면 (M-1) 칩 까지의 지연신호에 대하여 직교성을 갖는 부호를 합성할 수 있다. 즉, M개의 서로 다른 월시부호를 선택하여 도 6에 도시된 바와 같은 방식으로 순서대로 합성하면 (M-1) 칩 까지의 지연시간에 대한 상관 값 계산에 있어서 항상 0이라는 값을 얻게되고, 오직 지연되지않은 신호에 대해서만 상관 값이 나타나는 것이다.
그러나 CDMA 신호의 경우, 사용자의 구분 및 기지국의 구분, 그리고 주파수 확산을 위하여 의사 랜덤 부호가 사용되고 있다. 그리고 여기에 확산하고자 하는 데이터가 다시 승산되는 형태로 나타나게 된다. 이런 점들을 고려할 때, 상기 도 6에 도시된 방식으로써 완전한 직교성을 얻는다는 것은 불가능하다. 왜냐하면 월시부호 자체로는 1칩 지연된 신호에 대하여 직교성이 있다고 할 수 있으나, 여기에 승산되는 의사랜덤부호의 영향으로 직교성이 상실되기 때문이다. 따라서 이를 방지하기 위해서는 두개의 월시부호로부터 얻어지는 한쌍의 값들에 공통적인 의사랜덤부호가 작용하도록 만들어주어야 한다. 이런 경우, 상기 도 6의 예에서는 W1과 W2의 상관값 계산이 일어나는 두 번 중 한번은 직교성이 확립될 수 있으며, 다른 한번은 직교성이 상실되어 0이 아닌 상관값(일반적인 월시함수에서 얻어지는 상관값)을 얻게된다. 따라서 1칩 지연신호에 대한 상관값 특성이 0이 아닌, 일반 월시부호의 1/2에 해당하는 상관 값을 얻게된다.
이를 (M-1) 칩 지연 경우에 일반화시키면, 1칩 지연에 대해서는 1/M, 2칩 지연에 대해서는 2/M와 같은 형태의 상관값을 얻게된다. 도 7a 및 도 7b는 상기와 같은 형태로 일반화시켰을 경우의 상관 값 특성을 도시하는 특성 곡선이다. 즉, 상기 도 7a 및 도 7b는 (M-1) 칩 다중 경로 까지에 대한 상관도 특성을 개선하는 합성된 월시부호의 상관도 특성 곡선이다. 이런 경우, 일반적인 월시부호를 사용하였을 때의 1칩 지연신호에 의한 직교성 상실에서 야기되는 간섭 양에 비하여 본 발명의 실시예에서 사용하는 합성된 월시부호에 의한 간섭 양은 약 (10 * log10M)dB 만큼의 개선 효과가 있음을 알 수 있다. 예를들어 M이 2일 경우 이 값은 약 3dB이며, M이 4일 경우 약 6dB 가량의 개선 효과를 볼 수 있는 것이다.
도 8은 상기와 같은 성질을 갖는 의사직교부호를 이용하여 구현한 MRPOC 확산기의 구성예를 도시하고 있다. 상기 도 8과 같은 구성의 MRPOC 확산기는 도 5a - 도 5c에 도시된 확산기가 될 수 있다.
상기 도 6을 참조하면, 확산기의 입력은 K 전송율(rate=K)의 +1 또는 -1로 구성되는 신호열이 된다. 상기 신호열은 직병렬변환기811에서 M개의 가지로 분리되며, 각각의 분리된 신호는 K/M 전송율의 +1 또는 -1로 구성되는 신호열이 된다. 즉, 상기 직병렬변환기811은 입력되는 +1 또는 -1의 신호들을 순서대로 1번에서 M번 까지의 가지로 분배하는 역할을 한다. 따라서 각각의 가지는 직병렬변환기811에 입력되는 데이타 전송율의 1/M에 해당되는 전송율로 신호를 통과시킨다.
상기의 예에서 MRPOC가 M개의 서로 다른 월시부호로 이루어지고 길이는 N이라고 가정한다. 이런 경우 각각의 가지로 흐르는 신호를 확산하기 위한 월시부호 들은 1개의 신호 값을 N개의 신호 값의 열로 확산시키게 된다. 상기와 같은 과정은 다음과 같이 설명될 수 있다.
각각의 가지로 통과되는 신호를 ai(i=1,---,M)라 하고, 각각의 가지에서의 월시부호를 Wi(i=1,---,M)라 하며, 각각의 월시부호의 원소(element)들을 Wij(i=1,---,M, j=1, ---, N)이라 하면, 확산된 이후의 각 가지로 흐르는 신호는하기의 <수학식 3>과 표현할 수 있으며, 이를 매트릭스 형태로 표현하면 다음과 같다.
[수학식 3]
[수학식 4]
그러면 상기 도 8에서 병직렬변환기817은 상기 <수학식 4>와 같은 매트릭스를 열방향으로 읽어서 출력하는 동작을 한다. 이런 경우 병직렬변환기817의 출력 전송율은 K*N이 되며, 다음과 같은 출력 시퀀스를 갖게 된다.
a1W11, a2W21, ... aMWM1, a1W12, a2W22, ... aMWMN,
즉, M개의 +1 또는 -1의 데이타신호가 MRPOC 확산기를 통과하면, (M-1) 칩 까지의 다중 경로 지연 시간 성분에 대하여 강한 특성을 갖는 M*N개의 신호열로 바뀌는 것이다.
상술한 바와 같이 다중 경로에 의한 간섭신호에 강한 특성을 갖는 의사 직교 부호 MRPOC는 일반적인 직교부호인 월시부호를 이용하여 간단하게 생성할 수 있다. 그러나 상기 월시부호가 아니더라도 직교 성능을 갖는 다른 부호를 사용하는 경우에도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
이제까지 MRPOC를 이용한 대역확산신호의 생성 방법과 상기 MRPOC를 생성하는 과정을 살펴보았다. 상기와 같은 양호한 특성을 갖는 MRPOC를 이용하여 송신장치를 구성하면, 단일 경로 전파 채널의 경우에는 직교 부호를 사용하는 경우와 동일한 효과를 얻어 간섭이 전혀 없는 신호의 송수신이 가능하며, 다중 경로 전파 채널인 경우에는 지연시간이 (M-1) 칩 이내라면 직교부호 방식인 월시부호에 비하여 간섭 성능을 크게 개선할 수 있음을 알 수 있다.
IS-95의 역방향 링크의 경우, 각각의 단말기 들의 기지국 도달시간의 동기를 정확히 일치시키는데에 어려움이 존재하기 때문에 역방향의 통화 채널에는 직교 부호를 사용하지 않고 PN 부호 만을 사용하여 사용자를 구분하고 있다. 그러나 MRPOC와 같이 지연시간이 (M-1) 칩 이내라면 PN 부호에 비하여 간섭 성능이 월등히 개설될 수 있는 부호를 사용하는 경우, 각 단말기들의 송신신호의 기지국 도달 시간을 정확하게 일치시키지 않더라도 (M-1) 칩 범위로만 맞출 수 있다면 PN 부호에 비하여 현저히 개선된 수신 성능을 얻을 수 있다.
극단적인 경우, 단말기들의 도달 시간을 일치시키는 노력이 전혀 없더라도 어느 정도의 이득은 얻을 수 있다. 이는 다음과 같이 설명될 수 있다. 한 단말기의 송신신호는 다중 경로 전파 채널을 거쳐 기지국에 입력된다. 이때 상기 기지국에서는 특정 단말기의 신호만을 수신하기 위하여 해당 단말기의 MRPOC로서 역확산을 한다. 상기 역확산 과정에서는 상관도가 사용되며, 이 과정에서 신호 성분과 간섭 성분이 합쳐진 신호 값을 얻게된다. 상기 신호 성분은 동기가 일치한 단말기의 신호로 부터 얻어지게 되면, 간섭 성분은 다른 단말기로 부터의 신호 성분에 의하여 또한 해당 단말의 지연신호 성분으로 부터 얻어지게 된다. 그런데 상기 단말기들의 송신신호가 기지국에 도달하는 시간을 일치시키기 위한 노력을 하지 않으므로, 다른 단말기들의 신호로 부터 온 간섭성분은 PN 부호에 의하여 발생하는 정도로 나타나게 된다. 이런 경우 상기 해당 단말기의 지연 신호 성분에 의한 간섭 성분은 지연시간이 (M-1) 칩 이내일 경우, 상기 PN 부호에 의해서 발생하는 정도 보다 작게 나타날 것이다.
따라서 상기와 같은 논리로 볼때, 역방향 링크의 단말들에 대한 시간 할당(time alignment)을 하거나 하지 않거나 관계없이 MRPOC를 역방향 링크에 적용할 경우에는 다른 단말 또는 자기 자신의 지연신호 성분으로 부터의 간섭신호를 줄일 수 있는 효과가 발생된다. 물론 상기 시간 할당이 이루어진다면, 더 많은 간섭 신호 축소 효과를 얻을 수 있다.
상기와 같이 역방향 링크에의 MRPOC의 적용에 의한 성능 개선 효과를 얻기 위하여 MRPOC 확산기를 적용한 역방향 링크의 송신장치 구성이 도 9에 도시되어 있다.
상기 도 9를 참조하면, 제1신호변환부911은 입력되는 파일럿/제어채널 데이타 비트 스트림(pilot/control channel data bit stream)을 입력하여 신호 변환한다. 상기 제1신호변환부911은 입력되는 비트 스트림에서 0을 +1 신호로 변환하고 1을 -1신호로 변환하여 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에 출력한다. 제2신호변환부913은 입력되는 트래픽채널 데이타 비트 스트림(traffic channel data bit stream)을 입력하여 신호 변환한다. 상기 제2신호변환부913은 입력되는비트 스트림에서 0을 +1 신호로 변환하고 1을 -1신호로 변환하여 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에 출력한다. 의사직교부호발생기915는 해당 채널의 부호 인덱스에 의해 지정된 MRPOC Ci를 발생하여 상기 역방향의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에 인가한다. PN부호 발생기917은 실수부 및 허수부의 PN부호 PNi 및 PNq를 발생하여 상기 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에 인가한다. 상기 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919는 상기 입력되는 신호를 상기 MRPOC Ci와 승산하여 확산하고, 이 신호를 다시 상기 PN 부호 PNi 및 PNq와 승산하여 PN 마스킹하여 Xi 및 Xq신호를 발생한다. 기저대역 여파기921은 상기 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에서 확산 출력되는 Xi 및 Xq를 기저대역으로 여파하여 출력한다. 주파수천이기923은 상기 기저대역 여파기921에서 출력되는 신호를 RF신호로 천이시켜 무선 송신신호로 변환한다.
상기 도 9는 동기 복조의 이득을 얻기 위하여 기준신호인 파일럿/제어채널과 통화 채널이 한 사용자 단말에 의하여 점유되는 경우를 가정하고 있다.
상기 도 9를 참조하면, 한 사용자의 단말은 통화 채널로 1 또는 0의 데이타 비트를 송신하고, 파일럿/제어채널로 통화 채널을 동기 복조하기 위한 기준신호인 1 또는 0의 데이타를 송신한다. 상기 파일럿/제어채널 및 통화채널의 1 또는 0의 데이타들은 각각 제1신호변환부911 및 제2신호변환부913에 의하 0은 +1의 신호로 변환되고 1은 -1의 신호로 변환되어 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919에 인가된다. 그러면 상기 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919는 기저대역의 확산된 복소수신호를 발생하여 기저대역 여파기917에 출력한다. 이때 실수 성분은 Xi이며 허수 성분은 Xq가 된다. 그러면 상기 기저대역 여파기921은 OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying) 방식으로 변조 및 여파하며, 주파수천이기923은 상기 기저대역 여파기921의 출력을 RF의 확산된 무선신호로 변환하여 출력한다.
이때 상기 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919는 다중 경로 지연에 대하여 강한 상관도 특성을 만들어주기 위한 확산부로써 여러가지의 형태로 구현이 가능하다. 도 10은 파일럿/제어 및 통화 채널 각각에 모두 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다. 도 11은 파일럿/제어 및 통화 채널 각각에 모두 MRPOC를 사용하고 복소수 PN 마스킹을 하지 않은 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다. 도 12는 파일럿/제어 채널은 MRPOC를 사용하지 않고 통화 채널은 모두 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하지 않는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다. 도 13은 통화 채널의 홀수와 짝수 비트들을 i와 q로 분리하여 각각 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하지 않은 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다. 도 14는 통화 채널의 홀수비트와 짝수비트들을 i 및 q로 분리하여 각각 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 10은 상기한 바와 같이 파일럿/제어채널 및 통화채널 각각에 모두 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 10을 참조하면, 제1확산기1011은 상기 파일럿/제어채널의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 di신호를 출력한다. 제2확산기1013은 통화채널의 신호를 입력하여 MRPOC Cj와 승산하여 확산된 d1신호를 출력한다. 반복기1017은 상기 피엔부호 발생기917에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 설정 횟수 반복하여 출력한다. 복소수 승산기1019는 상기 제1확산기1011 및 제2확산기1013에서 출력되는 확산신호 di 및 dq와 상기 반복기1017에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 승산하여 복소수 승산하여 PN 마스킹된 Xi 및 Xq를 발생한다. 상기 복소수 승산기1019는 상기 <수학식 1>과 같은 연산 동작을 수행하여 복소수로 PN 마스킹 기능을 수행한다.
상기 도 10에서 파일럿/제어채널과 통화채널에 할당되는 MRPOC인 Ci와 Cj는 서로 달라야 한다. 여기서 달라야하는 의미는 상기 Ci와 Cj를 구성하는 각각의 서브 부호(sub code)들도 모두 서로 달라야 함을 의미한다. 따라서 이런 방법으로 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919를 구성하는 경우, 파일럿/제어채널과 통화채널 간에는 완전한 도달시간 동기를 맞출 수 있으며, 따라서 상호 간의 간섭도 제거할 수 있다. 그러나 이런 경우 사용할 수 있는 MRPOC의 총수가 반으로 줄어들게 된다.
상기 도 11은 상기한 바와 같이 파일럿/제어채널 및 통화채널 각각에 모두 MRPOC를 사용하고 PN 마스킹을 복소수로 하지 않는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 11을 참조하면, 제1확산기1111은 상기 파일럿/제어채널의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 di신호를 출력한다. 제2확산기1113은 통화채널의 신호를 입력하여 MRPOC Cj와 승산하여 확산된 di신호를 출력한다. 가산기1115는 제1확산기1111에서 출력되는 확산신호 di와 제2확산기1113에서 출력되는 확산신호 dq를 가산하여 di+dq신호를 발생한다. 가산기1117은 제2확산기1113에서 출력되는 확산신호 dq와 제1확산기1111에서 출력되는 확산신호 di를 가산하여 dq+di신호를 발생한다. 반복기1121은 상기 피엔부호 발생기917에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 설정 횟수 반복하여 출력한다. 승산기1123은 상기 가산기1115에서 출력되는 확산신호 di+dq와 상기 반복기1017에서 출력되는 PN부호 PNi를 승산하여 마스킹된 Xi를 발생한다. 승산기1125는 상기 가산기1117에서 출력되는 확산신호 dq+di와 상기 반복기1017에서 출력되는 PN부호 PNq를 승산하여 마스킹된 Xq를 발생한다.
상기 도 11에서 파일럿/제어채널과 통화채널에 할당되는 MRPOC인 Ci와 Cj는 서로 달라야 한다. 이런 방법으로 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부919를 구성하는 경우, 파일럿/제어채널과 통화채널 간에는 완전한 도달시간 동기를 맞출 수 있으며, 따라서 상호 간의 간섭도 제거할 수 있다. 그러나 이런 경우 사용할 수 있는 MRPOC의 총수가 반으로 줄어들게 된다.
상기 도 12는 파일럿/제어채널은 MRPOC 확산을 하지않고 통화채널은 MRPOC확산을 사용하며, PN 마스킹을 복소수로 하지 않는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 12는 참조하면, 확산기1211은 통화채널의 신호를 입력하여 MRPOC Cj와 승산하여 확산된 신호를 출력한다. 반복기1215는 상기 피엔부호 발생기917에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 설정 횟수 반복하여 출력한다. 승산기1217은 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNi`를 승산 출력한다. 승산기1219는 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNq를 승산 출력한다. 승산기1221은 상기 확산기1211에 출력되는 확산신호와 상기 반복기1215에서 출력되는 PN부호 PNi를 승산하여 출력한다. 승산기1223은 상기 확산기1211에 출력되는 확산신호와 상기 반복기1215에서 출력되는 PN부호 PNq를 승산하여 출력한다. 가산기1225는 상기 승산기1217의 출력과 상기 승산기1221의 출력을 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xi를 출력한다. 가산기1227은 상기 승산기1219의 출력과 상기 승산기1223의 출력을 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xq를 출력한다.
상기 도 12는 통화채널에만 MRPOC 확산을 사용하고, 파일럿/제어채널에는 사용하지 않는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다. 상기 도 12에서 파일럿/제어에 MRPOC를 사용하지 않을 경우 MRPOC의 수를 다 사용할 수 있지만, 파일럿/제어채널과 통화 채널이 서로 직교성을 갖지 않으므로 상호 간이 PN부호에서 발생하는 것과 같은 정도의 간섭이 발생할 수 있다. 또한 상기 도 12의 구성에서 파일럿/제어 채널의 확산에 사용되는 PN부호는 MRPOC에 사용하는 것과 달라야 하며, 각각의 사용자 별로 구분할 수 있는 부호가 사용되어야 한다. 상기 도 12에서 PN 마스킹을 복소수로 하지 않는 예를 도시하고 있다.
상기 도 13은 파일럿/제어 채널의 비트들을 MRPOC 확산하지 않고 트래픽 채널의 홀수와 짝수 비트들을 i/q로 분리하여 MRPOC 확산하며, PN 마스킹을 복소수로하지 않는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 13을 참조하면, 직병렬변환기1315는 트래픽 채널의 신호를 입력하며, 입력된 신호를 병렬변환하여 짝수 및 홀수 비트로 분리 출력한다. 제1확산기1317은 상기 통화채널의 짝수 비트들의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 신호를 출력한다. 제2확산기1319는 상기 통화채널의 홀수 비트들의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 신호를 출력한다. 반복기1323은 상기 피엔부호 발생기917에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 설정 횟수 반복하여 출력한다. 승산기1311은 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNi`를 승산 출력한다. 승산기1313은 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNq를 승산 출력한다. 승산기1325는 상기 제1확산기1317에 출력되는 확산신호와 상기 반복기1215에서 출력되는 PN부호 PNi를 승산하여 출력한다. 승산기1327은 상기 제2확산기1319에 출력되는 확산신호와 상기 반복기1323에서 출력되는 PN부호 PNq를 승산하여 출력한다. 가산기1329는 상기 승산기1311의 출력과 상기 승산기1325의 출력을 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xi를 출력한다. 가산기1331은 상기 승산기1313의 출력과 상기 승산기1327의 출력을 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xq를 출력한다.
상기 도 13은 사용 가능한 MRPOC의 개수를 더욱 늘이기 위하여 통화 채널의 데이타를 직병렬변환기1315를 이용하여 두개의 가지로 분리한 후, 각각에 두배 길이의 MRPOC를 사용하여 확산하는 방법을 도시하는 구성도이다. 상기 통화 채널의 데이타는 상기 직병렬변환기1315를 거쳐 각각의 가지로 짝수번째와 홀수번째의 데이타 만이 통과된다. 상기 각각의 가지를 통과되는 데이타 전송율은 직병렬변환기1315 입력의 1/2이므로, MRPOC 확산하기 위한 부호의 길이는 2배가 되어야 하고, 이런 경우 일반적으로 MRPOC의 개수도 2배로 늘어나게 된다. 따라서 사용가능한 MRPOC의 갯수는 상기 도 11 및 도 12의 구성도와 비교하여 2배로 늘어나게 된다. 각각의 가지에 사용되는 MRPOC는 같은 부호를 사용하게되며, 확산된 각각의 가지의 출력은 PN 마스킹된 후 실수와 허수 성분으로써, 파일럿/제어채널의 확산된 실수 및 허수 성분으로써 파일럿/제어채널의 확산된 실수 및 허수 성분 신호와 각각 더하여진다.
상기 도 14는 파일럿/제어 채널의 비트들을 MRPOC 확산하지 않고 트래픽 채널의 홀수와 짝수 비트들을 i/q로 분리하여 MRPOC 확산하며, PN 마스킹을 복소수로 하는 경우의 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 14를 참조하면, 직병렬변환기1415는 트래픽 채널의 신호를 입력하며, 입력된 신호를 병렬변환하여 짝수 및 홀수 비트로 분리 출력한다. 제1확산기1417은 상기 통화채널의 짝수 비트들의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 신호를 출력한다. 제2확산기1419는 상기 통화채널의 홀수 비트들의 신호를 입력하여 MRPOC Ci와 승산하여 확산된 신호를 출력한다. 반복기1423은 상기 피엔부호 발생기917에서 출력되는 PN부호 PNi 및 PNq를 설정 횟수 반복하여 출력한다. 승산기1411은 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNi`를 승산 출력한다. 승산기1413은 입력되는 파일럿/제어채널의 신호와 PN부호 PNq를 승산 출력한다. 복소수 승산기1425는 상기 제1확산기1417 및 제2확산기1419에서 출력되는 확산신호 di 및 dq와 상기 반복기1423에서 M회 반복 출력되는 PN부호 PNi와 PNq를 입력하며, 각 입력을 복소수 승산하여 PN 마스킹된 Xi` 및 Xq`를 출력한다. 이때 상기 복소수승산기1425의 연산은 상기 <수학식 1>과 같다. 가산기1427은 상기 승산기1411의 출력과 상기 복소수 승산기1425에서 출력되는 Xi`를 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xi를 출력한다. 가산기1331은 상기 승산기1413의 출력과 상기 복소수 승산기1425에서 출력되는 Xq`를 가산하여 PN 마스킹된 출력신호 Xq를 출력한다.
상기 도 14는 상기 도 13과 같은 방법이지만, 통화 채널에 대한 PN 마스킹을 복소수 확산하므로써 실수 및 허수로 확산된 신호 세기의 균형을 맞춘다.
상기 도 10 - 도 14에서 도시된 바와 같이 MRPOC를 사용하여 역방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부919를 구성하는 경우, 셀룰라 형태의 이동 통신시스템에 적용될 수 있도록 하여야 한다. 즉, 상기 MRPOC의 집합이 하나만 있는 경우에는 기지국 간에 이를 구분해줄 수 없으므로, MRPOC의 집합은 기지국 개수 만큼 또는 기지국 구분인 재 사용 요소(reuse factor)에 해당하는 만큼 존재하여야 한다는 점이다. 그런데 어떠한 부호도 이렇게 많은 개수의 집합을 만들 수 없으므로, 결국 한개의 MRPOC 집합을 이용하여 다른 기지국과 구분되는 형태의 또 다른 MRPOC 집합을 만들어내는 방법을 고려하여야 한다. 상기와 같은 방법으로 사용하는 것이 PN 마스킹 방법이다.
상기 셀룰라 방식의 이동 통신시스템에서 기지국 마다 서로 다른 PN을 사용한다면, 상기 기지국들 마다 공통적으로 한개의 MRPOC 집합만을 사용한다고 하더라도 모든 기지국들의 MRPOC 집합들은 서로 다른 형태를 갖게 된다. 그러나 상기와 같은 경우, 상기 MRPOC 집합들 상호 간에는 마치 PN부호인 것과 같이 작용하게 되고, 따라서 간섭의 정도도 PN 부호의 양이다. 그러나 한 MRPOC 집합 내의 원소들 사이에서는 의사직교부호의 성질이 그대로 유지될 수 있다. 따라서 상기 PN 마스킹을 통하여 MRPOC 집합을 구분하는 경우, 기지국 개수 만큼의 MPPOC 집합을 만들 수 있다.
다음으로 MRPOC를 이용한 순방향 의사직교부호 확산 및 PN 마스킹부의 구성을 살펴본다.
IS-95 CDMA 방식 및 기타의 표준안에 나타난 CDMA 이동통신 방식들의 순방향 링크(forward link)는 기본적으로 직교부호를 이용하여 대역 확산 및 사용자 구분 또는 채널 구분을 시도하고 있다. 이는 순방향 링크의 경우 모든 채널들의 동기를 기지국이 맞출 수 있기 때문에, 기지국에서 단말기로의 무선 링크가 단일 경로 채널이기만 하면 특정 단말에서의 기지국 송신신호에 대한 수신시 다른 단말로의 기지국 송신신호에 의한 간섭신호의 영향없이 신호 복조가 가능하여 수신신호의 신호 대 잡음비를 높일 수 있기 때문이다. 그러나 순방향 링크의 경우에 있어서도 다중 경로 채널을 통하여 기지국의 송신신호가 전송된다면 상기한 바와 같은 이유로 인하여 다른 단말에 대한 송신신호로 부터의 간섭신호가 발생하게 된다.
따라서 순방향 링크에 대해서도 MRPOC를 적용하는 경우 다중 경로 전파 특성상 나타날 수 있는 간섭신호의 양을 줄일 수 있어 순방향 링크의 신호 대 잡음비를개선할 수 있다. 이는 결과적으로 순방향 링크의 동작 신호 세기점을 낮추는 결과가 되어 시스템 전체 용량을 증대시키는 효과를 가져오게 한다.
상기 순방향 링크에 MRPOC를 적용하여 용량이 증대되는 경우, 우선적으로 고려해야할 사항은 MRPOC의 사용할 수 있는 개수를 늘려야한다는 점이다. 이를 위하여 역방향 링크에서 사용했던 것과 같은 방법, 즉, 통화 채널의 데이타를 직병렬변환기를 이용하여 홀수번째와 짝수번째 데이타를 각기 다른 가지로 통과하게 하고, 각각의 가지로 통과되는 데이타 전송율을 1/2로 줄인 후, 각각의 가지에 통과되는 신호의 확산을 두배로 늘인다. 이렇게 하므로써 두배의 MRPOC를 이용할 수 있으며, 상기 MRPOC를 적용하므로써 얻을 수 있는 용량 증대의 효과를 실제화 시킬 수 있다.
상술한 바와 같이 이동 통신시스템의 송신장치에서 다중 경로 전파신호에 강한 특성을 갖는 의사직교부호를 사용하여 데이타를 대역확산하므로써, 월시부호를 이용한 대역확산 방식에서 발생하는 다중 경로 신호 성분에 의한 직교성의 상실 문제를 해결할 수 있는 이점이 있다.

Claims (29)

  1. 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널 데이타를 직교확산하기 위한 의사 직교부호 발생 방법에 있어서,
    N개의 직교부호 중에서 M개의 직교부호들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 M개의 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 M*N 개의 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인터레이싱하는 과정이,
    상기 선택된 직교부호들을 M행*N열의 매트릭스로 치환하는 과정과,
    상기 매트릭스에서 열방향으로 M개 원소들을 순차적으로 출력하며, 이와 같은 동작을 N열까지 반복 수행하여 M*N 시퀀스의 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 직교부호가 월시부호임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 채널이 데이타 트래픽 채널임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  5. 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널의 데이타를 직교확산하기 위한 의사 직교부호 발생 방법에 있어서,
    각각 N개의 원소들을 가지는 의사 직교부호를 생성하기 위한 제1 및 제2직교부호들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 제1 및 제2 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 2*N개의 원소 시퀀스들로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 인터레이싱하는 과정이,
    상기 선택된 직교부호들을 2행*N열의 매트릭스로 치환하는 과정과,
    상기 매트릭스에서 두 직교부호들의 원소들을 열방향으로 리드하여 순차적으로 출력하며, 이와 같은 동작을 N열까지 반복 수행하여 2*N 시퀀스의 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 직교부호가 월시부호임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 채널이 데이타 트래픽 채널임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사 직교부호 발생 방법.
  9. 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널의 데이타를 직교확산하는 장치에 있어서,
    입력되는 채널 데이타를 M개의 가지로 병렬 변환하는 역다중화기와,
    상기 역다중화된 M가지의 데이타와 각각 다른 M개의 직교부호를 곱하여 병렬 확산하는 M개의 확산기들과,
    상기 병렬 확산 데이터의 원소들을 직렬로 인터레이싱하여 직렬데이타로 변환하는 다중화기로 구성된 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 직교부호가 월시부호인 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 채널이 데이타 트래픽 채널인 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  12. 부호분할다중접속 통신시스템에서 채널의 데이타를 직교확산하는 장치에 있어서,
    입력되는 채널 데이타를 제1 및 제2 경로로 병렬 변환하는 역다중화기와,
    상기 역다중화된 제1 및 제2경로의 데이타들과 각각 다른 2개의 직교부호들로 각각 곱하여 병렬 확산하는 확산기들과,
    상기 병렬 확산 데이타를 직렬로 인터페이싱하여 직렬데이타로 변환하는 다중화기로 구성된 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 직교부호가 월시부호인 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 채널이 데이타 트래픽 채널인 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 직교확산 장치.
  15. 씨디엠에이 이동 통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치에 있어서,
    각각 N개의 원소들을 가지는 M개의 서로 다른 직교부호들로 이루어진 의사직교부호를 발생하는 의사직교부호발생기와,
    피엔부호를 발생하는 피엔부호발생기와,
    상기 의사직교부호에 의해 상기 입력신호를 확산하고, 상기 PN부호에 의해 확산신호를 PN 마스킹하는 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부와,
    상기 의사직교부호 확산 및 피엔마스킹부의 출력을 기저대역으로 여파 및 무선신호로 주파수 변환하는 출력부로 구성된 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 의사 직교부호 발생기가,
    N개의 직교부호 중에서 의사 직교부호를 생성하기 위한 M개의 직교부호들을 인덱스 페어로 저장하는 저장하는 테이블을 구비하며, 부호인덱스 입력시 대응되는 인덱스 페어를 구성하는 M개의 직교부호들의 원소를 순차적으로 인터레이싱하여 M*N 개의 원소 시퀀스로 이루어지는 의사 직교부호를 발생하는 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 의사 직교부호 발생기가,
    상기 부호 인덱스에 대응되는 직교부호들을 M행*N열의 매트릭스로 치환한 후, 상기 매트릭스에서 열방향으로 M개 원소들을 순차적으로 출력하며, 이와 같은 동작을 N열까지 반복 수행하여 M*N 시퀀스의 의사 직교부호를 발생하는 것을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 장치.
  18. 제15항에 있어서, 상기 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부가,
    상기 입력신호를 상기 의사직교부호로 곱하여 직교확산하는 의사직교부호 확산기와,
    상기 피엔부호발생기에서 출력되는 피엔부호를 M회 반복 출력하는 반복기와,
    상기 의사직교부호확산기의 출력을 상기 반복기로부터 출력되는 반복된 PN부호와 곱하는 PN확산기로 구성된 것을 특징으로 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 장치.
  19. M개의 서로 다른 직교부호로 이루어진 의사직교부호를 발생하는 의사직교부호발생기와, 피엔부호를 발생하는 피엔부호발생기를 구비하는 부호분할다중접속 통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산 방법에 있어서,
    입력되는 채널 데이타 비트 스트림의 신호를 변환하는 과정과,
    상기 변환신호를 M가지의 신호열로 분산하고 분산된 각각의 M가지의 신호열들을 상기 의사직교부호와 승산한 후 상기 피엔부호를 승산하여 피엔마스킹하는 과정과,
    상기 피엔 마스킹된 대역확산신호를 기저대역 여파 및 무선신호로 주파수 변환하는 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 의사 직교부호를 생성하는 과정이,
    각각 N개의 원소들을 가지는 M개의 직교부호들의 원소들을 직렬로 인터레이싱하여 M*N개의 원소들로 이루어지는 시퀀스를 가지는 의사직교부호를 발생함을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 인터레이싱하는 과정이,
    상기 M개의 직교부호들을 M행*N열의 매트릭스로 치환하는 과정과,
    상기 매트릭스에서 열방향으로 M개 원소들을 순차적으로 출력하며, 이와 같은 동작을 N열까지 반복 수행하여 M*N 시퀀스의 의사 직교부호를 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 방법.
  22. 제 21항에 있어서, 상기 직교부호가 월시부호임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 채널이 데이타 트래픽 채널임을 특징으로 하는 부호분할다중접속 통신시스템의 대역확산 방법.
  24. 대역확신신호 발생장치에 있어서,
    K 전송율의 데이타를 분배하여 M개의 K/M 전송율을 갖는 병렬 신호열들로 변환하는 직병렬변환기와,
    M개 각 신호열의 데이타들과 대응되는 M개의 길이가 N인 서로 다른 M개의 직교부호들을 각각 승산하여 aiwij(여기서 ai는 각 가지로 흐르는 신호, wij는 각 직교부호의 원소)의 매트릭스 형태로 변환하는 승산기들과,
    상기 매트릭스 aiwij신호를 M*N 길이를 가지는 직렬 확산신호로 변환하는 병직렬변환기와,
    상기 직렬 확산신호를 PN부호로 곱하는 PN확산기로 구성된 것을 특징으로 하는 확신신호 발생장치
  25. 대역확신신호 발생장치에 있어서,
    K 전송율의 데이타를 분배하여 M개의 K/M 전송율을 갖는 병렬 신호열로 변환하는 직병렬변환기와,
    M개 각 신호열의 데이타들과 대응되는 M개의 길이가 N인 서로 다른 M개의 직교부호들을 각각 승산하여 aiwij(여기서 ai는 각 가지로 흐르는 신호, wij는 각 직교부호의 원소)의 매트릭스 형태로 변환하는 승산기들과,
    상기 매트릭스 aiwij신호들을 M*N 크기의 직렬 확산신호로 변환하는 병직렬변환기와,
    상기 직렬 확산신호를 PN부호로 곱하는 PN확산기로 구성된 것을 특징으로 하는 확신신호 발생장치
  26. 확신신호 발생방법에 있어서,
    K 전송율의 데이타를 분배하여 M개의 K/M 전송율을 갖는 병렬 신호열들로 변환하는 과정과,
    상기 M개 각 신호열의 데이타들과 대응되는 M개의 길이가 N인 서로 다른 M개의 직교부호들을 각각 승산하여 aiwij(여기서 ai는 각 가지로 흐르는 신호, wij는 각 직교부호의 원소)의 매트릭스 형태로 변환하는 과정과,
    상기 매트릭스 aiwij신호를 M*N크기의 직렬확산신호로 변환하는 과정과,
    상기 직렬확산신호를 PN부호로 곱하는 PN확산과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 확산신호 발생방법.
  27. 확신신호 발생방법에 있어서,
    K 전송율의 데이타를 분배하여 M개의 K/M 전송율을 갖는 병렬 신호열로 변환하는 과정과,
    상기 M개 각 신호열의 데이타들과 대응되는 M개의 길이가 N인 서로 다른 M개의 직교부호들을 각각 승산하여 aiwij(여기서 ai는 각 가지로 흐르는 신호, wij는 각 직교부호의 원소)의 매트릭스 형태로 변환하는 과정과,
    상기 매트릭스 신호를 M*N 크기를 가지는 직렬 확산신호로 변환하는 과정과,
    상기 직렬확산신호를 PN부호로 복소 승산하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치
  28. 씨디엠에이 이동 통신시스템의 대역확산신호 발생장치에 있어서,
    입력되는 파일럿 및 제어채널 데이타 비트 스트림에서 비트 0을 +1신호로 변환하고 비트 1을 -1신호로 변환하는 제1신호변환부와,
    입력되는 트래픽 채널 데이터 비트 스트림에서 비트 0을 +1신호로 변환하고 비트 1을 -1신호로 변환하는 제2신호변환부와,
    서로 M개의 서로 다른 직교부호로 이루어진 의사직교부호를 발생하는 의사직교부호발생기와,
    피엔부호를 발생하는 피엔부호발생기와,
    상기 제1변환신호 및 제2변환신호를 각각 N개의 신호열로 분산하고, 상기 제1변환신호 및 제2변환신호의 분산된 각각의 신호열을 상기 의사직교부호와 승산하여 직교 확산한 후 상기 피엔부호를 승산하여 피엔마스킹하는 역방향 의사직교부호 확산 및 피엔 마스킹부와,
    상기 의사직교부호 확산 및 피엔마스킹부의 출력을 기저대역으로 여파 및 무선신호로 주파수 변환하는 출력부로 구성된 것을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동 통신시스템의 대역확산신호 발생장치
  29. M개의 서로 다른 월시부호로 이루어진 의사직교부호를 발생하는 의사직교부호발생기와, 피엔부호를 발생하는 피엔부호발생기를 구비하는 씨디엠에이 이동 통신시스템의 확산신호 발생방법에 있어서,
    입력되는 파일럿 및 제어채널 데이타 비트 스트림에서 비트 0을 +1신호로 변환하고 비트 1을 -1신호로 변환하여 제1변환신호를 발생하고, 입력되는 트래픽 채널 데이터 비트 스트림에서 비트 0을 +1신호로 변환하고 비트 1을 -1신호로 변환하여 제2변환신호를 발생하는 과정과,
    상기 제1변환신호 및 제2변환신호를 각각 N개의 신호열로 분산하고, 상기 제1변환신호 및 제2변환신호의 분산된 각각의 신호열을 상기 의사직교부호와 승산하여 확산한 후 상기 피엔부호로 승산하여 PN 확산하는 과정과,
    상기 PN 확산된 신호를 기저대역으로 여파 및 무선신호로 주파수 변환하여 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동 통신시스템의 확산신호 발생방법.
KR1019980033860A 1997-08-18 1998-08-17 씨디엠에이이동통신시스템의의사직교부호를이용한대역확산신호발생장치및방법 KR100369801B1 (ko)

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KR1019970039199A KR19990016606A (ko) 1997-08-18 1997-08-18 씨디엠에이 이동통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치 및 방법
KR1019970039199 1997-08-18

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