JPH05235894A - スペクトル拡散変調方式およびその復調方式 - Google Patents
スペクトル拡散変調方式およびその復調方式Info
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- JPH05235894A JPH05235894A JP4033298A JP3329892A JPH05235894A JP H05235894 A JPH05235894 A JP H05235894A JP 4033298 A JP4033298 A JP 4033298A JP 3329892 A JP3329892 A JP 3329892A JP H05235894 A JPH05235894 A JP H05235894A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スペクトル拡散変調方式とその復調方式に関
し、非線形増幅による帯域外輻射を小さくし、Ｄ／Ｕ比
の劣化を抑えることを目的とする。 【構成】 拡散系列Ｍ（ｋ）に複素系列Ｚ（ｋ）＝ｅｘ
ｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝またはｅｘｐ｛−ｊ（π／２）
ｋ｝を乗算して得られる複素拡散系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ
（ｋ）・Ｚ（ｋ）を送信データＤ（ｋ）に乗算すること
により拡散変調するよう構成する。また、前記拡散変調
で用いた複素拡散系列と複素共役な複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）を受信信号Ｒ（ｋ）
に乗算することにより逆拡散するよう構成する。
し、非線形増幅による帯域外輻射を小さくし、Ｄ／Ｕ比
の劣化を抑えることを目的とする。 【構成】 拡散系列Ｍ（ｋ）に複素系列Ｚ（ｋ）＝ｅｘ
ｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝またはｅｘｐ｛−ｊ（π／２）
ｋ｝を乗算して得られる複素拡散系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ
（ｋ）・Ｚ（ｋ）を送信データＤ（ｋ）に乗算すること
により拡散変調するよう構成する。また、前記拡散変調
で用いた複素拡散系列と複素共役な複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）を受信信号Ｒ（ｋ）
に乗算することにより逆拡散するよう構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散変調方
式とその復調方式に関する。
式とその復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来のスペクトル拡散変調装置の
構成を示す。図中、５１は拡散変調器、５２は拡散系列
発生器、５３は変調器、５４は電力増幅器、５５はアン
テナである。拡散変調器５１において、送信データＤ
（ｋ）を拡散系列発生器５２から送られてくる拡散系列
ＰＮによって拡散変調した後、変調器５３においてさら
に搬送波で変調し、電力増幅器５４で増幅してアンテナ
５５から送信するものである。なお、拡散系列ＰＮ
（ｋ）としては、符号長（２n −１）からなるＭ系列符
号（最大長系列符号）などが用いられている。図７に、
従来方式の信号点遷移図を示す。従来のスペクトル拡散
変調の場合、変調器５３から出力される変調波の信号点
（＋１，−１）は零点を通って位相が１８０度変化す
る。
構成を示す。図中、５１は拡散変調器、５２は拡散系列
発生器、５３は変調器、５４は電力増幅器、５５はアン
テナである。拡散変調器５１において、送信データＤ
（ｋ）を拡散系列発生器５２から送られてくる拡散系列
ＰＮによって拡散変調した後、変調器５３においてさら
に搬送波で変調し、電力増幅器５４で増幅してアンテナ
５５から送信するものである。なお、拡散系列ＰＮ
（ｋ）としては、符号長（２n −１）からなるＭ系列符
号（最大長系列符号）などが用いられている。図７に、
従来方式の信号点遷移図を示す。従来のスペクトル拡散
変調の場合、変調器５３から出力される変調波の信号点
（＋１，−１）は零点を通って位相が１８０度変化す
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、衛星通信や
移動通信などでスペクトル拡散変調を用いる場合、前記
電力増幅器５４としては、帯域外輻射を小さくするた
め、線形電力増幅器が用いられている。しかし、増幅器
を線形領域で用いるということは、増幅器の飽和出力に
対して大きなマージンをとって増幅するということであ
り、出力電力を大きくとることができないという問題が
あった。一方、増幅器を非線形領域まで用いるとする
と、出力電力は大きくとることができるが、帯域外輻射
が大きくなり、希望波と不要波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が
劣化するという問題があった。
移動通信などでスペクトル拡散変調を用いる場合、前記
電力増幅器５４としては、帯域外輻射を小さくするた
め、線形電力増幅器が用いられている。しかし、増幅器
を線形領域で用いるということは、増幅器の飽和出力に
対して大きなマージンをとって増幅するということであ
り、出力電力を大きくとることができないという問題が
あった。一方、増幅器を非線形領域まで用いるとする
と、出力電力は大きくとることができるが、帯域外輻射
が大きくなり、希望波と不要波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が
劣化するという問題があった。
【０００４】本発明は、前記事情に基づきなされたもの
で、その目的とするところは、非線形増幅による帯域外
輻射を小さくし、Ｄ／Ｕ比の劣化を抑えることのできる
スペクトル拡散変調方式とその復調方式を提供すること
である。
で、その目的とするところは、非線形増幅による帯域外
輻射を小さくし、Ｄ／Ｕ比の劣化を抑えることのできる
スペクトル拡散変調方式とその復調方式を提供すること
である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】図１に本発明方式の原理
説明図を示す。図中、１は拡散変調手段、２は複素拡散
系列発生手段、３は直交変調手段、４は電力増幅手段、
５はアンテナである。複素拡散系列発生手段２は、拡散
系列Ｍ（ｋ）に複素系列Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛ｊ（π／
２）ｋ｝乗算した複素拡散系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・
Ｚ（ｋ）を生成する。直交変調手段３は、拡散変調手段
１から出力される拡散変調信号により搬送波を直交変調
する。６はアンテナ、７は逆拡散手段、８は複素共役拡
散系列発生手段、９は情報復調手段である。逆拡散手段
７は、拡散変調に用いた複素拡散系列ＰＮ（ｋ）と複素
共役な複素共役拡散系列ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ*
（ｋ）を生成する。情報復調手段９は、逆拡散手段７か
ら出力される逆拡散信号を直交復調して元の送信データ
を復調する。
説明図を示す。図中、１は拡散変調手段、２は複素拡散
系列発生手段、３は直交変調手段、４は電力増幅手段、
５はアンテナである。複素拡散系列発生手段２は、拡散
系列Ｍ（ｋ）に複素系列Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛ｊ（π／
２）ｋ｝乗算した複素拡散系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・
Ｚ（ｋ）を生成する。直交変調手段３は、拡散変調手段
１から出力される拡散変調信号により搬送波を直交変調
する。６はアンテナ、７は逆拡散手段、８は複素共役拡
散系列発生手段、９は情報復調手段である。逆拡散手段
７は、拡散変調に用いた複素拡散系列ＰＮ（ｋ）と複素
共役な複素共役拡散系列ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ*
（ｋ）を生成する。情報復調手段９は、逆拡散手段７か
ら出力される逆拡散信号を直交復調して元の送信データ
を復調する。
【０００６】
【作 用】一般に、非線形電力増幅によるＤ／Ｕ比の劣
化は、電力増幅手段４へ入力する変調波の包絡線変動が
大きいほど大きくなることが知られている。したがっ
て、電力増幅手段４へ入力する変調波の包絡線変動を抑
えれば、それだけＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができ
る。従来のスペクトル拡散変調の場合、電力増幅器に入
力される変調波の信号点は、図７に示したように、零点
を通ってその位相が１８０度変化するため変調波の包絡
線変動が大きくなり、非線形増幅した場合にはＤ／Ｕ比
が大きく劣化していた。そこで、本発明では、複素拡散
系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・ｅｘ
ｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝を用いて拡散変調することによ
り、電力増幅手段４に入力される変調波が零点を通って
位相が１８０度変化することのないようにしたものであ
る。
化は、電力増幅手段４へ入力する変調波の包絡線変動が
大きいほど大きくなることが知られている。したがっ
て、電力増幅手段４へ入力する変調波の包絡線変動を抑
えれば、それだけＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができ
る。従来のスペクトル拡散変調の場合、電力増幅器に入
力される変調波の信号点は、図７に示したように、零点
を通ってその位相が１８０度変化するため変調波の包絡
線変動が大きくなり、非線形増幅した場合にはＤ／Ｕ比
が大きく劣化していた。そこで、本発明では、複素拡散
系列ＰＮ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・ｅｘ
ｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝を用いて拡散変調することによ
り、電力増幅手段４に入力される変調波が零点を通って
位相が１８０度変化することのないようにしたものであ
る。
【０００７】すなわち、図１において、送信データをＤ
（ｋ）、拡散変調手段１から出力される送信信号系列を
Ｔ（ｋ）とすると、 Ｔ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・ＰＮ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝ となる。この送信信号系列Ｔ（ｋ）を用いて、直交変調
手段３において搬送波を直交変調した後、電力増幅手段
４で電力増幅し、アンテナ５から送信する。図２に本発
明方式の信号点遷移図を示す。本発明の場合、電力増幅
手段４に入力される変調波の信号点は零点を通らず、９
０度（π／２）づつその位相が変化する。したがって、
電力増幅手段４に入力する変調波の包絡線変動がそれだ
け抑えられ、電力増幅手段４として非線形増幅器を用い
た場合でもＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができる。
（ｋ）、拡散変調手段１から出力される送信信号系列を
Ｔ（ｋ）とすると、 Ｔ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・ＰＮ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝ となる。この送信信号系列Ｔ（ｋ）を用いて、直交変調
手段３において搬送波を直交変調した後、電力増幅手段
４で電力増幅し、アンテナ５から送信する。図２に本発
明方式の信号点遷移図を示す。本発明の場合、電力増幅
手段４に入力される変調波の信号点は零点を通らず、９
０度（π／２）づつその位相が変化する。したがって、
電力増幅手段４に入力する変調波の包絡線変動がそれだ
け抑えられ、電力増幅手段４として非線形増幅器を用い
た場合でもＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができる。
【０００８】一方、アンテナ６で受信された受信信号系
列Ｒ（ｋ）は逆拡散手段７に入力される。いま、説明を
分かり易くするため、この受信信号系列Ｒ（ｋ）をベー
スバンド信号で考えると、この受信信号系列Ｒ（ｋ）は
送信信号系列Ｔ（ｋ）と同じ符号系列となる。そこで、
この受信信号系列Ｒ（ｋ）に、複素共役拡散系列ＰＮ *
（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛−
ｊ（π／２）ｋ｝を乗算すると、 Ｒ（ｋ）・ＰＮ* （ｋ） ＝Ｔ（ｋ）・ＰＮ* （ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛− ｊ（π／２）ｋ｝ ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・Ｍ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ） （∵ Ｍ（ｋ）・Ｍ（ｋ）＝１） となり、送信データＤ（ｋ）を復調することができる。
このようにして逆拡散手段７で得られた逆拡散信号は、
実際にはまだ復調されていない直交変調信号のままであ
る。したがって、情報復調手段９でこれを直交復調する
ことにより、元のビットストリームからなるベースバン
ドの送信データＤ（ｋ）が復調される。
列Ｒ（ｋ）は逆拡散手段７に入力される。いま、説明を
分かり易くするため、この受信信号系列Ｒ（ｋ）をベー
スバンド信号で考えると、この受信信号系列Ｒ（ｋ）は
送信信号系列Ｔ（ｋ）と同じ符号系列となる。そこで、
この受信信号系列Ｒ（ｋ）に、複素共役拡散系列ＰＮ *
（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛−
ｊ（π／２）ｋ｝を乗算すると、 Ｒ（ｋ）・ＰＮ* （ｋ） ＝Ｔ（ｋ）・ＰＮ* （ｋ） ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝・Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛− ｊ（π／２）ｋ｝ ＝Ｄ（ｋ）・Ｍ（ｋ）・Ｍ（ｋ） ＝Ｄ（ｋ） （∵ Ｍ（ｋ）・Ｍ（ｋ）＝１） となり、送信データＤ（ｋ）を復調することができる。
このようにして逆拡散手段７で得られた逆拡散信号は、
実際にはまだ復調されていない直交変調信号のままであ
る。したがって、情報復調手段９でこれを直交復調する
ことにより、元のビットストリームからなるベースバン
ドの送信データＤ（ｋ）が復調される。
【０００９】なお、前記説明においては、送信側の複素
系列Ｚ（ｋ）として、Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛ｊ（π／２）
ｋ｝を採用したが、これに代え、Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛−
ｊ（π／２）ｋ｝を採用することもできる。この場合に
は、受信側で用いる逆拡散のための複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* （ｋ）は、ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）＝
Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝となる。
系列Ｚ（ｋ）として、Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛ｊ（π／２）
ｋ｝を採用したが、これに代え、Ｚ（ｋ）＝ｅｘｐ｛−
ｊ（π／２）ｋ｝を採用することもできる。この場合に
は、受信側で用いる逆拡散のための複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* （ｋ）は、ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ* （ｋ）＝
Ｍ（ｋ）・ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝となる。
【００１０】また、拡散系列Ｍ（ｋ）としては、変調波
中の直流分を抑えるため、拡散系列中の＋１と−１の符
号ビット数を等しく構成した偶数符号長からなる拡散系
列を用いることが望ましい。このような拡散系列として
は、例えば、符号長（２n −１）からなるＭ系列符号
（最大長系列符号）に、＋１と−１の符号ビット数が同
じとなるように＋１または−１のいずれかの１符号ビッ
トを加えた符号長（２n）の拡散系列を採用すればよ
い。
中の直流分を抑えるため、拡散系列中の＋１と−１の符
号ビット数を等しく構成した偶数符号長からなる拡散系
列を用いることが望ましい。このような拡散系列として
は、例えば、符号長（２n −１）からなるＭ系列符号
（最大長系列符号）に、＋１と−１の符号ビット数が同
じとなるように＋１または−１のいずれかの１符号ビッ
トを加えた符号長（２n）の拡散系列を採用すればよ
い。
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につき
説明する。図３に本発明のスペクトル拡散変調方式を適
用して構成した変調装置の１実施例を、また図４に本発
明のスペクトル拡散復調方式を適用して構成した復調装
置の１実施例を示す。
説明する。図３に本発明のスペクトル拡散変調方式を適
用して構成した変調装置の１実施例を、また図４に本発
明のスペクトル拡散復調方式を適用して構成した復調装
置の１実施例を示す。
【００１２】図３の変調装置において、拡散変調手段１
は、２個の排他的論理和回路（以下、ＥＸＯＲ回路とい
う）１０１，１０２から構成されている。複素拡散系列
発生手段２は、拡散変調のための複素拡散系列ＰＮ
（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ（ｋ）を書き込んだＲＯＭ２０１
と、この複素拡散系列ＰＮ（ｋ）を符号ビット番号ｋ＝
１，２，３，…，２n の順に順次読み出すアドレス信号
を発生するカウンタ２０２とから構成されている。ＲＯ
Ｍ２０１に書き込まれる複素拡散系列ＰＮ（ｋ）は実部
Ｒｅと虚部Ｉｍの２つに分けて格納されており、実部Ｒ
ｅの符号系列はＥＸＯＲ回路１０１へ、虚部Ｉｍの符号
系列はＥＸＯＲ回路１０２へ供給される。
は、２個の排他的論理和回路（以下、ＥＸＯＲ回路とい
う）１０１，１０２から構成されている。複素拡散系列
発生手段２は、拡散変調のための複素拡散系列ＰＮ
（ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ（ｋ）を書き込んだＲＯＭ２０１
と、この複素拡散系列ＰＮ（ｋ）を符号ビット番号ｋ＝
１，２，３，…，２n の順に順次読み出すアドレス信号
を発生するカウンタ２０２とから構成されている。ＲＯ
Ｍ２０１に書き込まれる複素拡散系列ＰＮ（ｋ）は実部
Ｒｅと虚部Ｉｍの２つに分けて格納されており、実部Ｒ
ｅの符号系列はＥＸＯＲ回路１０１へ、虚部Ｉｍの符号
系列はＥＸＯＲ回路１０２へ供給される。
【００１３】直交変調手段３は、波形整形フィルタ３０
１，３０２、搬送波発振器３０３、ミキサー３０４，３
０５、電力合成器３０６から構成されており、いわゆる
４相ＰＳＫ回路を構成している。搬送波発振器３０３
は、同相成分ｃｏｓωｔと、これと位相が９０度（π／
２）異なる直交成分ｓｉｎωｔを発生する。同相成分ｃ
ｏｓωｔはミキサー３０４へ、直交成分ｓｉｎωｔをミ
キサー３０５へ供給される。同相成分ｃｏｓωｔが図２
の位相遷移図の同相軸Ｉ（ｋ）に、また直交成分ｓｉｎ
ωｔが図２の直交軸Ｑ（ｋ）にそれぞれ対応付けられて
いる。４は電力増幅器、５は送信用のアンテナである。
１，３０２、搬送波発振器３０３、ミキサー３０４，３
０５、電力合成器３０６から構成されており、いわゆる
４相ＰＳＫ回路を構成している。搬送波発振器３０３
は、同相成分ｃｏｓωｔと、これと位相が９０度（π／
２）異なる直交成分ｓｉｎωｔを発生する。同相成分ｃ
ｏｓωｔはミキサー３０４へ、直交成分ｓｉｎωｔをミ
キサー３０５へ供給される。同相成分ｃｏｓωｔが図２
の位相遷移図の同相軸Ｉ（ｋ）に、また直交成分ｓｉｎ
ωｔが図２の直交軸Ｑ（ｋ）にそれぞれ対応付けられて
いる。４は電力増幅器、５は送信用のアンテナである。
【００１４】図４の復調装置において、６は受信用のア
ンテナ、７は逆拡散手段である。逆拡散手段７は、波形
整形フィルタ７０１，７０２、発振器７０３、ミキサー
７０４，７０５、電力合成器７０６、ミキサー７０７か
ら構成されている。搬送波発振器７０３は、同相成分ｃ
ｏｓωｔと、これと位相がπ／２（９０度）異なる直交
成分ｓｉｎωｔを発生する。同相成分ｃｏｓωｔはミキ
サー７０４へ、直交成分ｓｉｎωｔはミキサー７０５へ
供給される。
ンテナ、７は逆拡散手段である。逆拡散手段７は、波形
整形フィルタ７０１，７０２、発振器７０３、ミキサー
７０４，７０５、電力合成器７０６、ミキサー７０７か
ら構成されている。搬送波発振器７０３は、同相成分ｃ
ｏｓωｔと、これと位相がπ／２（９０度）異なる直交
成分ｓｉｎωｔを発生する。同相成分ｃｏｓωｔはミキ
サー７０４へ、直交成分ｓｉｎωｔはミキサー７０５へ
供給される。
【００１５】複素共役拡散系列発生手段８は、逆拡散用
の複素共役拡散系列信号ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ*
（ｋ）を書き込んだＲＯＭ８０１と、この複素共役拡散
系列ＰＮ* （ｋ）を符号ビット番号ｋ＝１，２，３，
…，２n の順に順次読み出すアドレス信号を発生するカ
ウンタ８０２とから構成されている。ＲＯＭ８０１に書
き込まれる複素共役拡散系列信号ＰＮ* （ｋ）は実部Ｒ
ｅと虚部Ｉｍの２つに分けて格納されており、実部Ｒｅ
の符号系列は波形整形フィルタ７０１を介してミキサー
回路７０４へ、虚部Ｉｍの符号系列は波形整形フィルタ
７０２を介してミキサー回路７０５へ供給される。
の複素共役拡散系列信号ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ*
（ｋ）を書き込んだＲＯＭ８０１と、この複素共役拡散
系列ＰＮ* （ｋ）を符号ビット番号ｋ＝１，２，３，
…，２n の順に順次読み出すアドレス信号を発生するカ
ウンタ８０２とから構成されている。ＲＯＭ８０１に書
き込まれる複素共役拡散系列信号ＰＮ* （ｋ）は実部Ｒ
ｅと虚部Ｉｍの２つに分けて格納されており、実部Ｒｅ
の符号系列は波形整形フィルタ７０１を介してミキサー
回路７０４へ、虚部Ｉｍの符号系列は波形整形フィルタ
７０２を介してミキサー回路７０５へ供給される。
【００１６】情報復調手段９は、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）９０１、電力分配器９０２、ミキサー９０
３，９０４、ローパスフィルタ９０５，９０６、ミキサ
ー９０７、ループフィルタ９０８、搬送波発振器９０９
から構成されており、いわゆるコスタス形同期検波回路
を構成している。ミキサー９０７、ループフィルタ９０
８および搬送波発振器９０９は送信搬送波と位相の同期
した搬送波の再生を行なう。
（ＢＰＦ）９０１、電力分配器９０２、ミキサー９０
３，９０４、ローパスフィルタ９０５，９０６、ミキサ
ー９０７、ループフィルタ９０８、搬送波発振器９０９
から構成されており、いわゆるコスタス形同期検波回路
を構成している。ミキサー９０７、ループフィルタ９０
８および搬送波発振器９０９は送信搬送波と位相の同期
した搬送波の再生を行なう。
【００１７】次に、図３の変調装置の動作を説明する。
入力してくる送信データＤ（ｋ）は、ＥＸＯＲ回路１０
１において、ＲＯＭ２０１から送られてくる複素拡散系
列ＰＮ（ｋ）の実部Ｒｅの符号系列で拡散変調された
後、波形整形フィルタ３０１を介してミキサー３０４へ
供給される。ミキサー３０４は、この拡散変調された送
信データにより、搬送波発振器３０３から送られてくる
搬送波の同相成分ｃｏｓωｔを位相変調し、２相ＰＳＫ
信号Ｉ（ｋ）として電力合成器３０６へ送る。
入力してくる送信データＤ（ｋ）は、ＥＸＯＲ回路１０
１において、ＲＯＭ２０１から送られてくる複素拡散系
列ＰＮ（ｋ）の実部Ｒｅの符号系列で拡散変調された
後、波形整形フィルタ３０１を介してミキサー３０４へ
供給される。ミキサー３０４は、この拡散変調された送
信データにより、搬送波発振器３０３から送られてくる
搬送波の同相成分ｃｏｓωｔを位相変調し、２相ＰＳＫ
信号Ｉ（ｋ）として電力合成器３０６へ送る。
【００１８】同様にして、送信データＤ（ｋ）は、ＥＸ
ＯＲ回路１０２において、ＲＯＭ２０１から送られてく
る複素拡散系列ＰＮ（ｋ）の虚部Ｉｍの符号系列で拡散
変調された後、波形整形フィルタ０２を介してミキサー
３０５へ供給される。ミキサー３０５は、この拡散変調
された送信データを用いて発振器３０３から送られてく
る搬送波の直交成分ｃｏｓωｔを位相変調し、２相ＰＳ
Ｋ信号Ｑ（ｋ）として電力合成器３０６へ送る。
ＯＲ回路１０２において、ＲＯＭ２０１から送られてく
る複素拡散系列ＰＮ（ｋ）の虚部Ｉｍの符号系列で拡散
変調された後、波形整形フィルタ０２を介してミキサー
３０５へ供給される。ミキサー３０５は、この拡散変調
された送信データを用いて発振器３０３から送られてく
る搬送波の直交成分ｃｏｓωｔを位相変調し、２相ＰＳ
Ｋ信号Ｑ（ｋ）として電力合成器３０６へ送る。
【００１９】前記２つのＰＳＫ信号Ｉ（ｋ），Ｑ（ｋ）
は電力合成器３０６で合成され、４相ＰＳＫ信号｛Ｉ
（ｋ）＋Ｑ（ｋ）｝として電力増幅器４へ送られ、アン
テナ５から送信される。図５に、本発明と従来例の送信
スペクトルの比較例を示す。本発明の場合、従来例に比
べて不要な帯域外輻射が小さくなっていることがわか
る。
は電力合成器３０６で合成され、４相ＰＳＫ信号｛Ｉ
（ｋ）＋Ｑ（ｋ）｝として電力増幅器４へ送られ、アン
テナ５から送信される。図５に、本発明と従来例の送信
スペクトルの比較例を示す。本発明の場合、従来例に比
べて不要な帯域外輻射が小さくなっていることがわか
る。
【００２０】次に、図４の復調装置の動作を説明する。
ＲＯＭ８０１から読み出された複素共役拡散系列ＰＮ*
の実部Ｒｅの符号系列は、ミキサー７０４において搬送
波発振器７０３の同相成分ｃｏｓωｔを位相変調し、電
力合成器７０６へ送られる。また、虚部Ｉｍの符号系列
は直交成分ｓｉｎωｔを位相変調し、ミキサー７０５に
おいて搬送波発振器７０３の直交成分ｃｏｓωｔを位相
変調し、電力合成器７０６へ送られる。そして、この実
部と虚部の２つの直交する位相変調成分は電力合成器７
０６で合成され、搬送波変調された複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* としてミキサー７０７に供給される。
ＲＯＭ８０１から読み出された複素共役拡散系列ＰＮ*
の実部Ｒｅの符号系列は、ミキサー７０４において搬送
波発振器７０３の同相成分ｃｏｓωｔを位相変調し、電
力合成器７０６へ送られる。また、虚部Ｉｍの符号系列
は直交成分ｓｉｎωｔを位相変調し、ミキサー７０５に
おいて搬送波発振器７０３の直交成分ｃｏｓωｔを位相
変調し、電力合成器７０６へ送られる。そして、この実
部と虚部の２つの直交する位相変調成分は電力合成器７
０６で合成され、搬送波変調された複素共役拡散系列Ｐ
Ｎ* としてミキサー７０７に供給される。
【００２１】一方、アンテナ６で受信された受信信号
は、ミキサー７０７に供給される。したがって、受信信
号は、ミキサー７０７において、電力合成器７０６から
送られてくる搬送波変調された複素共役拡散系列ＰＮ*
によって逆拡散される。この逆拡散された信号は、バン
ドパスフィルタ９０１を介して電力分配器９０２へ送ら
れ、ミキサー９０３と９０４へそれぞれ分配供給され
る。
は、ミキサー７０７に供給される。したがって、受信信
号は、ミキサー７０７において、電力合成器７０６から
送られてくる搬送波変調された複素共役拡散系列ＰＮ*
によって逆拡散される。この逆拡散された信号は、バン
ドパスフィルタ９０１を介して電力分配器９０２へ送ら
れ、ミキサー９０３と９０４へそれぞれ分配供給され
る。
【００２２】ミキサー９０３には、搬送波発振器９０９
から送信搬送波に位相同期した同相成分ｃｏｓωｔが供
給され、またミキサー９０４には搬送波発振器９０９か
ら送信搬送波に位相同期した直交成分ｓｉｎωｔが供給
されいる。したがって、前記逆拡散された信号は、ミキ
サー９０３と９０４において直交復調され、出力端子か
ら復調された受信データＤ（ｋ）として出力される。
から送信搬送波に位相同期した同相成分ｃｏｓωｔが供
給され、またミキサー９０４には搬送波発振器９０９か
ら送信搬送波に位相同期した直交成分ｓｉｎωｔが供給
されいる。したがって、前記逆拡散された信号は、ミキ
サー９０３と９０４において直交復調され、出力端子か
ら復調された受信データＤ（ｋ）として出力される。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたところから明らかなように、
本発明方式によるときは、変調波の包絡線変動を抑える
ことができるので、電力増幅器として非線形増幅器を用
いた場合でもＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができ、効率
のよいスペクトル拡散変復調を行なうことができる。
本発明方式によるときは、変調波の包絡線変動を抑える
ことができるので、電力増幅器として非線形増幅器を用
いた場合でもＤ／Ｕ比の劣化を抑えることができ、効率
のよいスペクトル拡散変復調を行なうことができる。
【図１】本発明方式の原理説明図である。
【図２】本発明方式の信号点遷移図である。
【図３】本発明方式を適用して構成したスペクトル拡散
変調装置の１実施例を示すブロック図である。
変調装置の１実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明方式を適用して構成したスペクトル拡散
復調装置の１実施例を示すブロック図である。
復調装置の１実施例を示すブロック図である。
【図５】本発明と従来例の送信スペクトルを示す図であ
る。
る。
【図６】従来例のブロック図である。
【図７】従来方式の信号点遷移図である。
１ 拡散変調手段 ２ 複素拡散系列発生手段 ３ 直交変調手段 ４ 電力増幅手段 ５，６ アンテナ ７ 逆拡散手段 ８ 複素共役拡散系列発生手段 ９ 情報復調手段 Ｍ（ｋ） 拡散系列 Ｚ（ｋ） 複素系列 ＰＮ（ｋ） 複素拡散系列 ＰＮ* （ｋ） 複素共役拡散系列 Ｄ（ｋ） 送信データ Ｔ（ｋ） 送信信号系列 Ｒ（ｋ） 受信信号系列
Claims (2)
- 【請求項１】 拡散系列Ｍ（ｋ）に複素系列Ｚ（ｋ）＝
ｅｘｐ｛ｊ（π／２）ｋ｝またはｅｘｐ｛−ｊ（π／
２）ｋ｝を乗算して得られる複素拡散系列ＰＮ（ｋ）＝
Ｍ（ｋ）・Ｚ（ｋ）を送信データＤ（ｋ）に乗算するこ
とにより拡散変調することを特徴とするスペクトル拡散
変調方式。 - 【請求項２】 前記拡散変調で用いた複素拡散系列と複
素共役な複素共役拡散系列ＰＮ* （ｋ）＝Ｍ（ｋ）・Ｚ
* （ｋ）を受信信号系列Ｒ（ｋ）に乗算することにより
逆拡散することを特徴とするスペクトル拡散復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4033298A JPH05235894A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | スペクトル拡散変調方式およびその復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4033298A JPH05235894A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | スペクトル拡散変調方式およびその復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05235894A true JPH05235894A (ja) | 1993-09-10 |
Family
ID=12382645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4033298A Withdrawn JPH05235894A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | スペクトル拡散変調方式およびその復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05235894A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999059265A1 (en) * | 1998-05-12 | 1999-11-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Device and method for reducing the peak-to-average power ratio of a mobile station's transmit power |
| WO2000052843A1 (fr) * | 1999-03-01 | 2000-09-08 | Sharp Kabushiki Kaisha | Appareil de communication a spectre etale |
| KR100369801B1 (ko) * | 1997-08-18 | 2003-04-21 | 삼성전자 주식회사 | 씨디엠에이이동통신시스템의의사직교부호를이용한대역확산신호발생장치및방법 |
| WO2011086696A1 (ja) * | 2010-01-18 | 2011-07-21 | 株式会社日立製作所 | 光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダ |
-
1992
- 1992-02-20 JP JP4033298A patent/JPH05235894A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100369801B1 (ko) * | 1997-08-18 | 2003-04-21 | 삼성전자 주식회사 | 씨디엠에이이동통신시스템의의사직교부호를이용한대역확산신호발생장치및방법 |
| WO1999059265A1 (en) * | 1998-05-12 | 1999-11-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Device and method for reducing the peak-to-average power ratio of a mobile station's transmit power |
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| AU755235B2 (en) * | 1999-03-01 | 2002-12-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Spread-spectrum communication device |
| US7031370B1 (en) | 1999-03-01 | 2006-04-18 | Sharp Kabushika Kaisha | Spread-spectrum communication device |
| WO2011086696A1 (ja) * | 2010-01-18 | 2011-07-21 | 株式会社日立製作所 | 光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダ |
| JP5296226B2 (ja) * | 2010-01-18 | 2013-09-25 | 株式会社日立製作所 | 光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990518 |